WO2015045565A1 - 電力変換装置および制御方法 - Google Patents

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WO2015045565A1
WO2015045565A1 PCT/JP2014/068532 JP2014068532W WO2015045565A1 WO 2015045565 A1 WO2015045565 A1 WO 2015045565A1 JP 2014068532 W JP2014068532 W JP 2014068532W WO 2015045565 A1 WO2015045565 A1 WO 2015045565A1
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voltage
current
carrier frequency
control circuit
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PCT/JP2014/068532
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祐介 荒尾
啓輔 田邉
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株式会社日立産機システム
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    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present invention relates to a power conversion device and a control method.
  • Patent Document 1 JP-A-9-84351.
  • An overcurrent level for reducing the protection level of the current reference changing circuit 13 for reducing the overcurrent protection circuit that protects the power converter from overcurrent in response to the element failure determination circuit 6 according to the number of parallel faults of the semiconductor elements
  • a power conversion device comprising a change circuit 11-3, which reduces the output current of the power conversion device according to the number of parallel faults of the semiconductor elements and also reduces the overcurrent protection level.
  • Patent Document 2 JP 2012-125092
  • IGBT semiconductor switch element
  • the comparator 3B determines that the detected current Idet has exceeded the set / adjusted overcurrent determination level Ij, the comparator 3B performs load control by turning off the gate voltage output of the drive circuit 4 and the like. Or the current of the IGBT is cut off "(see summary).
  • the arithmetic device sets the frequency f1 mode in the initial state (S1). Compares the detected current value IP with the threshold value K1 with an appropriate arithmetic cycle (S4). The mode is maintained (S4: N) When the overcurrent occurs, the mode is switched from the frequency f1 mode to the frequency f2 mode (S5), the switching loss is reduced, the heat generation of the switching element is suppressed, and the arithmetic unit is switched to the frequency f2 mode. After the switching, the return of IP to the steady range is monitored (S6) .When the steady state is reached (S6: Y), the frequency f1 mode is switched to return to the steady operation (S7) "(see summary) ).
  • the control device 10 is composed of an oscillator 1, a frequency dividing device that divides the output frequency of the oscillator 1 into 1 / N1 or 1 / N2, a carrier wave generation circuit 3, an overload detector 4, and the like.
  • the overload detector 4 sends an off signal b to the frequency divider 2, and the frequency divider 2 divides the signal a of the oscillator 1 by 1 / N1 to obtain the signal d.
  • the carrier wave generation circuit 3 generates a triangular wave switching frequency and outputs a signal e.
  • the overload detector 4 sends an ON signal b to the frequency divider 2 to The frequency device 2 divides the signal a of the oscillator 1 by 1 / N2 and outputs the signal d, and the carrier wave generation circuit 3 outputs the signal e, N1 ⁇ N2, and switching loss is reduced by lowering the switching frequency. ”(See summary).
  • Patent Document 1 in a power conversion device in which each arm is composed of at least a plurality of semiconductor elements connected in parallel, an element failure determination circuit for determining the number of parallel faults of the semiconductor elements and a response to the element failure determination circuit
  • a current reference changing circuit that lowers the current reference value of the power converter according to the number of parallel faults of the semiconductor element, and an overcurrent protection circuit that protects the power converter from overcurrent in response to the element fault determination circuit.
  • An overcurrent level changing circuit for lowering the protection level according to the number of parallel faults of the semiconductor element is provided, and the output current of the power converter is lowered according to the number of parallel faults of the semiconductor element and the overcurrent protection level is also reduced. The mechanism to make it described.
  • Patent Document 2 power / current controlled by a load is controlled by on / off control of each semiconductor switching element constituting a main circuit, and current flowing through the semiconductor switching element is detected directly or indirectly.
  • An overcurrent protection device for a power converter that protects the semiconductor switch element from overcurrent when a value exceeds an overcurrent determination level of the semiconductor switch element, the lower the DC voltage of the main circuit,
  • Patent Document 2 sets and adjusts the overcurrent determination level to a higher value as the DC voltage of the main circuit of the power conversion device is lower. Overcurrent judgment and protection operation can be prevented.
  • the method of Patent Document 2 does not consider changes in the temperature of the element, and in order to prevent element destruction, it is necessary to determine an overcurrent level at a safe level with respect to possible environmental temperatures. For this reason, it may be necessary to set the overcurrent level low so that the temperature can be taken safely. In order to limit the current characteristics of the motor drive, the motor torque characteristics may be insufficient or tripping may occur easily. .
  • Patent Document 3 discloses that the element is prevented from being heated by reducing the carrier frequency after the overcurrent state is recognized.
  • the mechanism of Patent Document 3 describes a method of reducing element loss by lowering the carrier frequency, but does not describe an overcurrent level for preventing element destruction.
  • the electric power converter drives the electric motor, even if the carrier frequency is lowered, the electric current can only flow up to a current level that does not destroy the switching element, and it is assumed that the electric power converter is driven below that current. For this reason, when the electric current which flows into a power converter device grows sharply, it may lead to destruction of a switching element. For this reason, even if the carrier frequency is lowered, if there is a possibility of returning, if the maximum carrier frequency is high, an extra durable switching element is used, which may increase the product cost.
  • the control device in an inverter device including a control device that controls pulse width modulation (PWM), includes an oscillator, a frequency dividing device that divides the output of the oscillator, and a switching frequency of a switching element. It is composed of a carrier wave generation circuit that generates and an overload detection device that detects an overcurrent of the inverter device, and in the normal time when there is no output from the overload detector, the frequency divider has a predetermined frequency set in advance. The frequency divider outputs a frequency lower than the predetermined frequency when there is an overload that is output and the output from the overload detector is present.
  • PWM pulse width modulation
  • Patent Document 4 describes a method of reducing element loss by lowering the carrier frequency, it does not describe an overcurrent level for preventing element destruction.
  • the electric power converter drives the electric motor, even if the carrier frequency is lowered, the electric current can only flow up to a current level that does not destroy the switching element, and it is assumed that the electric power converter is driven below that current. For this reason, when the electric current which flows into a power converter device grows sharply, it may lead to destruction of a switching element. For this reason, even if the carrier frequency is lowered, if there is a possibility of returning, if the maximum carrier frequency is high, an extra durable switching element is used, which may increase the product cost.
  • the present invention uses a mechanism that prevents the element from being destroyed and drives in a tripless manner, or uses a switching element with a margin. If it does, it aims at providing the mechanism which drives without a trip, preventing destruction of an element and utilizing the power conversion performance of a power converter device to the maximum.
  • the present application includes a plurality of means for solving the above-described problems.
  • a power converter that converts a DC voltage into a desired AC voltage, and a current output from the power converter are detected.
  • a power conversion device and a control method capable of expanding the range of use of the power conversion device while preventing destruction of the switching element. Issues, configurations, and effects other than those described above will be clarified by the following description of the embodiments.
  • FIG. 6 is a diagram showing the relationship between the carrier frequency fsw and the collector current Ic and the change in the collector-emitter voltage Vce when the loss P is constant.
  • 4 is a flowchart for determining overcurrent determination, carrier frequency change, and overcurrent level change in the first embodiment.
  • 4 is a flowchart of carrier frequency change in the first embodiment. It is the example which showed the relationship between the carrier frequency fc in Example 1, the electric current I, an overcurrent level, and a reduction level. It is a flowchart which judges the overcurrent determination in Example 2, a carrier frequency change, and an overcurrent level change.
  • 10 is a flowchart of carrier frequency change in the second embodiment. It is the example which showed the relationship between the carrier frequency fc and the electric current I in Example 2, and an overcurrent level and a reduction level.
  • FIG. 1 is an example of a configuration diagram in which an AC motor 103 is connected to the power conversion apparatus of this embodiment.
  • a DC smoothing unit 101 a power conversion unit 102, an AC motor 103, a current detector 104, a control circuit unit 105, a current detection unit 106, a voltage detection unit 107, a control command unit 108, and a voltage detector 109 are provided. .
  • the DC smoothing unit 101 is configured by, for example, a smoothing capacitor, and smoothes a DC voltage supplied from a generator or a DC voltage supplied from a generator to, for example, a three-phase AC voltage supplied from an electric power company, and converts the DC voltage into power. To the unit 102. Further, the DC smoothing unit 101 outputs a DC voltage value to the voltage detection unit 107 of the control circuit 105.
  • the power conversion unit 102 is configured by switching elements such as IGBT, MOSFET, GTO, etc., for example, receives the DC voltage of the DC smoothing unit 101 as input, converts the DC voltage into AC voltage, and outputs the AC voltage to the AC motor 103.
  • the AC motor 103 may be an induction motor or a synchronous motor, and may be connected to an AC power source.
  • the current detector 104 is composed of, for example, a Hall CT or a shunt resistor, and is arranged at the output unit of the power conversion device to detect the current flowing through the AC motor 103, and the current detection unit 106 of the control circuit unit 105 detects the current. Output as a value.
  • the current detector 104 may be disposed anywhere as long as the collector current Ic flowing through the switching element can be estimated or directly detected.
  • FIG. 1 shows an example in which the current flowing through the AC motor 103 is detected.
  • the control circuit unit 105 is configured by software and hardware circuits mounted on an MCU, for example.
  • the control circuit unit 105 may be configured only by hardware, or may be configured by a storage element or other IC element.
  • the current detection unit 106 outputs the current detection value input from the current detector 104 to the control command unit 108 as output current data.
  • the data output from the current detection unit 104 may be a three-phase current or a DC current converted as a primary current.
  • the voltage detector 109 is a voltage detection circuit that divides a DC voltage using, for example, a resistor and inputs the voltage to the MCU.
  • the voltage detection value input from the DC smoothing unit 101 is used as the DC voltage data.
  • the voltage detector 109 may directly detect the collector-emitter voltage Vce of the switching element.
  • the voltage detection unit 107 outputs the voltage detection value input from the voltage detector 109 to the control command unit 108 as DC voltage data.
  • the control command unit 108 receives current data from the current detection unit 106 and DC voltage data from the voltage detection unit 107, determines a carrier frequency based on the current information, and outputs on / off information of the element to the power conversion unit 102. In addition, the control command unit 108 determines an overcurrent level from the carrier frequency and the DC voltage data, compares the current data with the overcurrent level, and shuts off the output of the element when the current data exceeds the overcurrent level. .
  • FIG. 2 shows the relationship between the collector current Ic flowing through the transistor of the switching element, the collector-emitter voltage Vce, and the element loss P at that time.
  • the detected current data is used as the collector current Ic flowing through the transistor.
  • the collector-emitter voltage Vce flowing through the transistor uses data obtained by halving the DC voltage data.
  • the loss P is expressed by the following equation using the switching loss Psw and the steady loss Psat.
  • the switching loss Psw is expressed by the following equation using the carrier frequency fsw, the carrier period T, the turn-on current ion (t), the turn-on voltage von (t), the turn-off current ioff (t), and the turn-off voltage voff (t). It is represented by
  • the steady loss Psat is expressed by the following equation using one carrier cycle T, on-current i (t), on-voltage v (t), and on-duty D.
  • FIG. 3 is a diagram showing the relationship between the carrier frequency fsw and the collector current Ic when the loss P is made constant based on the above equation.
  • IGBT, MOSFET, GTO, etc. which are switching elements of power converters, increase the temperature of the element when the loss P increases, resulting in thermal breakdown exceeding the maximum junction temperature, which is the absolute rating of the element, or thermal breakdown Even if not, the lifetime is shortened due to the generation of the temperature gradient of the element, leading to the power cycle life. Since the steady loss Psat does not depend on the carrier frequency fsw with respect to the carrier frequency fsw, the steady loss Psat becomes a constant value depending on the collector current Ic, sat and the collector-emitter voltage Vce, sat.
  • the switching loss Psw depends on the carrier frequency fsw, the collector current Ic, on and the collector-emitter voltage Vce, on when the switching element is turned on, the collector current Ic, off and the collector-emitter voltage Vce, off when the switching element is turned off.
  • the allowable collector current Ic increases as the carrier frequency fsw decreases.
  • the collector-emitter voltage Vce increases, as shown in the figure, the allowable level of the collector current Ic decreases accordingly, and when the collector-emitter voltage Vce decreases, as shown in the figure, Accordingly, the allowable level of collector current Ic increases.
  • the conditions relating to the lifetime and withstand capability of these elements may be calculated from element information obtained from the switching element manufacturer, or may be actually measured.
  • the switching loss of the element is suppressed by reducing the carrier, and when the current needs to flow by changing the overcurrent level according to the carrier reduction, for example, the torque of the AC motor
  • the overcurrent level increases according to the loss curve related to the lifetime and breakdown of the device, so that the device can be used to the maximum extent and when an overcurrent occurs instantaneously. Describes a method of blocking in order to prevent thermal destruction of the element.
  • FIG. 4 shows a method in which the control command unit 109 changes the carrier frequency and makes an overcurrent determination.
  • the control command unit 109 first acquires current data from the current detection unit 106 (S201), and determines whether or not the carrier frequency needs to be changed (S202). When it is determined that the carrier frequency needs to be changed, the carrier frequency is changed according to the current data (S203), and is output as a command to the switching element of the current conversion unit 102, and the changed carrier frequency and the acquired DC voltage The overcurrent level is changed according to the data (S204). Thereby, the loss of the switching element is reduced, that is, the current control range is maximized while suppressing the temperature rise of the element.
  • a storage element such as a ROM is prepared, and a loss curve related to the lifetime / destruction of the element is converted in advance. And may be changed by referring to the table at the time of change, or may be changed by causing the MCU or the like to calculate a loss curve related to the lifetime / destruction of the element.
  • the control command unit 109 compares the output current data with the changed overcurrent level in order to protect the switching element from an instantaneous current jump and prevent a temperature rise due to a sudden increase in loss ( If the output current data exceeds the overcurrent level (S205), the power conversion unit is cut off as a command (S206).
  • FIG. 5 illustrates a method in which the control command unit 109 determines in FIG. 4 (S202).
  • the control command unit 109 first acquires current data from the current detection unit 106 (S301).
  • the control command unit 109 compares the acquired current data with the carrier frequency fc determination level a (S302). If the acquired current data exceeds the carrier frequency fc determination level a, the control command unit 109 decreases the carrier frequency (S303). .
  • the acquired current data is compared with the carrier frequency fc determination level b (S304), and if the acquired current data is below the carrier frequency fc determination level b, the carrier frequency is increased (S305).
  • Carrier frequency fc determination levels a and b to be compared with current data are stored in advance as a conversion table of a loss curve related to the lifetime / destruction of the element, and may be changed by referring to the table when changing, The loss curve related to the lifetime / destruction of the element may be changed by causing the MCU or the like to calculate it.
  • the intention of dividing the carrier frequency fc determination levels a and b is to consider the effect when the carrier frequency fluctuates due to fluctuations in the output current, so that the carrier frequency fc determination level is a> b. Is provided with hysteresis.
  • FIG. 6 shows an operation when the DC voltage data is substantially constant and the current data I acquired by the current detection unit 106 (here, for example, the primary current) is increased.
  • the control command unit 109 secures a life required for an instantaneous current increase ((1)) and a steady current increase ((2)) from a loss curve related to the life / destruction of the element calculated in advance. It shows how the carrier frequency fc is lowered while monitoring the current data I according to the curve data that can be used (dotted line).
  • the loss curves related to the lifetime / destruction of these elements may be calculated from element information obtained from the switching element manufacturer, or may be measured.
  • the control command unit 109 decreases the carrier frequency along the dotted line as the current increases from the carrier frequency setting of 20 kHz. Can be used up to the maximum current (reach (3) in FIG. 6).
  • the control command unit 109 sets the overcurrent level according to the carrier frequency at that time for the purpose of protecting the element when the carrier reduction speed is slow with respect to current growth, for example, when the calculation capacity of the MCU is low. When it reaches, it is determined as an overcurrent, and a cutoff command is sent to the power converter 102 ((4) in FIG. 6). Also, if the control command unit 109 proceeds to decrease before the current data reaches the overcurrent level, the control command unit 109 restores the carrier frequency accordingly.
  • the carrier is reduced to suppress the heat generation of the element, and at the same time, the overcurrent level setting is changed to maximize the usage range of the element and instantaneously overcurrent. If this happens, it is shut off to prevent destruction of the device.
  • the motor electromagnetic noise is suppressed low by keeping the carrier frequency high, and the motor control voltage Power conversion device that stabilizes motor control by speeding up the update cycle, lowers the carrier frequency and increases the overcurrent level or overvoltage level in a state where the current or DC voltage is high, and prevents the destruction of the switching element
  • the motor control voltage Power conversion device that stabilizes motor control by speeding up the update cycle, lowers the carrier frequency and increases the overcurrent level or overvoltage level in a state where the current or DC voltage is high, and prevents the destruction of the switching element
  • the carrier when the current or DC voltage detected by the power converter or both the current and DC voltage increases, the carrier is reduced to suppress the heat generation of the element, and at the same time, the loss applied to the element is judged and cut off.
  • the maximum operating range of the element can be achieved by making changes, and when loss increases instantaneously, for example, when overcurrent or overvoltage occurs, the element is shut down to prevent element destruction To do.
  • the description of the components with the same reference numerals as those in the drawings of the first embodiment is omitted, and only the configuration having an operation different from that of the first embodiment will be described.
  • Example 2 is the same as Example 1 and has, for example, the configuration shown in FIG.
  • the control command unit 108 receives the current data from the current detection unit 106 and the DC voltage data from the voltage detection unit 107, determines the carrier frequency based on the current information and the voltage information, and converts the element on / off information into the power conversion unit 102. Output to. Further, the control command unit 108 determines the overcurrent level or the overvoltage level from the result of selectively adopting the carrier frequency, the current data, or the DC voltage data, and sets the current data, the overcurrent level, the DC voltage data, and the overvoltage level. In comparison, when the current data exceeds the overcurrent level or when the DC voltage data exceeds the overvoltage level, the output of the element is cut off.
  • the increase in switching loss of the element is suppressed by the carrier reduction, and the current is passed by changing the overcurrent level or the overvoltage level according to the carrier reduction and the referenced data.
  • the loss curve related to the lifetime and breakdown of the element can be obtained.
  • the overcurrent level or overvoltage level rises accordingly, so that the device can be used to the maximum extent, and when an overcurrent or instantaneous overvoltage occurs instantaneously, the device is shut down to prevent thermal destruction of the device. A method will be described.
  • FIG. 7 shows a method in which the control command unit 109 changes the carrier frequency and determines overcurrent and overvoltage.
  • the control command unit 109 first acquires current data from the current detection unit 106 and DC voltage data from the voltage detection unit 107 (S401), and determines whether or not the carrier frequency needs to be changed (S402). It is stored in a storage element such as a RAM, for example, whether the cause of the change in the carrier frequency is current data, DC voltage data, or both.
  • the control command unit 109 changes the carrier frequency (S403). For example, when the carrier frequency is changed by current data due to the necessity of changing the carrier frequency, the overvoltage level is changed by the DC voltage data.
  • the control command unit 109 may determine each cutoff level according to the carrier frequency so that it can be blocked when the loss increases.
  • the control command unit 109 compares the changed overcurrent level and current data, or the changed overvoltage level and DC voltage level, or the load power and cutoff level (S405), and the current data exceeds the overcurrent level.
  • the output of the power conversion unit 102 is cut off (S406).
  • FIG. 8 shows an example in which the control command unit 109 determines the carrier frequency from the loss data as a method of determining in FIG. 7 (S402).
  • the control command unit 109 acquires current data from the current detection unit 106 and DC voltage data from the voltage detection unit 107, and calculates a product of the current data and the DC voltage data as load power data (S501).
  • the control command unit 109 compares the calculated load power data with the carrier frequency fc determination level c (S502). If the calculated load power data exceeds the carrier frequency fc determination level c, the control command unit 109 decreases the carrier frequency ( S503).
  • the calculated load power data is compared with the carrier frequency fc determination level d (S504).
  • the carrier frequency fc determination levels c and d to be compared with the load power data may be changed by previously storing a loss curve relating to the lifetime / destruction of the element as a conversion table and referring to the table when changing the carrier curve.
  • the loss curve related to the lifetime / destruction of the element may be changed by causing the MCU or the like to calculate it.
  • the method of determination in FIG. 7 (S402) is the same as that of FIG. 5 of the first embodiment except that only current data is determined and the current / overcurrent portion of FIG. 5 is replaced with a value corresponding to the DC voltage / overvoltage level. Alternatively, only the DC voltage data may be determined, or the respective determinations may be determined at the same time.
  • FIG. 9 shows the operation when the power loss W, which is the product of the current data I acquired by the current detection unit 106 (here, for example, the primary current) and the DC voltage data acquired by the voltage detection unit 107, is increased.
  • the control command unit 109 secures a life required for an instantaneous loss increase ((1)) and a steady loss increase ((2)) from a loss curve relating to the life / destruction of the element calculated in advance. It shows how the carrier frequency fc is lowered while monitoring the power loss W according to the curve data that can be used (dotted line).
  • the loss curves related to the lifetime / destruction of these elements may be calculated from element information obtained from the switching element manufacturer, or may be measured.
  • the control command unit 109 reduces the carrier frequency along the dotted line when the power loss W increases from the carrier frequency setting of 20 kHz. It becomes possible to use up to the maximum current (going to (3) in FIG. 9).
  • the control command unit 109 for example, when the calculation capacity of the MCU is low, when the carrier reduction rate is slow with respect to current growth or DC voltage growth, for the purpose of protecting the element, according to the carrier frequency at that time, When the loss power exceeds the loss cutoff level, a cutoff command is sent to the power converter 102 ((4) in FIG. 9). For example, as shown in FIG.
  • control command unit 109 may compare and judge the overcurrent level and current data output from the carrier frequency and DC voltage data, and send a cutoff command to the power conversion unit 102.
  • the relationship between the voltage and current may be switched, the overvoltage level derived from the carrier frequency and current data may be compared with the DC voltage data, and a cutoff command may be sent to the power converter 102.
  • the carrier is reduced to suppress the heat generation of the element, and at the same time the element usage range is maximized by changing the loss level, overcurrent level, and overvoltage level settings.
  • the device is shut down to prevent element destruction.
  • this invention is not limited to an above-described Example, Various modifications are included.
  • the above-described embodiments have been described in detail for easy understanding of the present invention, and are not necessarily limited to those having all the configurations described.
  • a part of the configuration of one embodiment can be replaced with the configuration of another embodiment, and the configuration of another embodiment can be added to the configuration of one embodiment.
  • each of the above-described configurations, functions, processing units, processing means, and the like may be realized by hardware by designing a part or all of them with, for example, an integrated circuit.
  • Each of the above-described configurations, functions, and the like may be realized by software by interpreting and executing a program that realizes each function by the processor.
  • Information such as programs, tables, and files for realizing each function can be stored in a recording device such as a memory, a hard disk, an SSD (Solid State Drive), or a recording medium such as an IC card, an SD card, or a DVD.
  • control lines and information lines indicate what is considered necessary for the explanation, and not all the control lines and information lines on the product are necessarily shown. Actually, it may be considered that almost all the components are connected to each other.

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Abstract

　電力変換装置に流れる電流あるいは電力変換装置の直流電圧が成長した場合に、キャリア周波数を下げ、かつ、過電流レベルあるいは過電圧レベルを上げることで、スイッチング素子の破壊を防ぎつつ、電力変換装置の使用範囲を広げることができる方法を提供する。また、本発明では、安価なスイッチング素子を最大限利用することができ原価を抑えた製品を提供する。　直流電圧を平滑化する直流平滑部と、直流電圧を所望の交流電圧に変換する電力変換部と、前記電力変換部からの出力される電流を検出する電流検出器と、前記直流平滑部の電圧を検出する電圧検出器と、前記電力変換部のスイッチング素子のオンオフを制御する制御回路と、を備え、前記制御回路は、前記電流検出器にて検出された電流に基づきキャリア周波数を制御し、キャリア周波数および前記電圧検出器にて検出された電圧に基づき過電流レベルを設定する。

Description

電力変換装置および制御方法
　本発明は、電力変換装置および制御方法に関する。
　本技術分野の背景技術として、特開平９－８４３５１号公報（特許文献１）がある。この公報には、「前記半導体素子の故障並列数を判別する素子故障判別回路６と、該素子故障判別回路６に応答し前記半導体素子の故障並列数に応じて前記電力変換装置の電流基準値を下げる電流基準変更回路１３と、前記素子故障判別回路６に応答し前記電力変換装置を過電流から保護する過電流保護回路の保護レベルを前記半導体素子の故障並列数に応じて下げる過電流レベル変更回路１１ー３を具備し、前記半導体素子の故障並列数に応じて前記電力変換装置の出力電流を低下させると共に過電流保護レベルも低下させることを特徴とした電力変換装置。」と記載されている（要約参照）。
　また、特開２０１２－１２５０９２号公報（特許文献２）がある。この公報には、「インバータ１の主回路を構成する各半導体スイッチ素子（ＩＧＢＴ）のオンオフ制御で負荷２に制御された電力・電流を供給し、電流検出器６でＩＧＢＴに流れる電流の検出値がＩＧＢＴの過電流判定レベルを超えたときにＩＧＢＴを過電流から保護する過電流保護装置であって、　過電流判定レベル可変回路３Ａは、主回路の直流電圧Ｅｄが低いほど、過電流判定レベルＩｊを高い値に設定・調節する。比較器３Ｂは設定・調節した過電流判定レベルＩｊを検出電流Ｉｄｅｔが超えたことを判定しときに、駆動回路４のゲート電圧出力のオフ制御等によって負荷やＩＧＢＴの電流を遮断する。」と記載されている（要約参照）。
　また、特開平６－１０５５６２号公報（特許文献３）がある。この公報には、「演算装置は、初期状態において周波数ｆ1モードを設定する（Ｓ１）。適当な演算周期をもって、電流検出値ＩPとしきい値Ｋ1と比較する（Ｓ４）。定常時は、周波数ｆ1モードを維持する（Ｓ４：Ｎ）。過電流時は、周波数ｆ1モードから周波数ｆ2モードに切り替える（Ｓ５）。スイッチング損失が低下する。スイッチング素子の発熱が抑えられる。演算装置は、周波数ｆ2モードに切り替えた後、ＩPの定常範囲への復帰を監視する（Ｓ６）。定常状態となると（Ｓ６：Ｙ）、周波数ｆ1モードに切り替えて定常運転に戻る（Ｓ７）」と記載されている（要約参照）。
　また、特開平１１－６９８３０号公報（特許文献４）がある。この公報には、「制御装置１０は発振器１，発振器１の出力周波数を１／Ｎ１又は１／Ｎ２に分周する分周装置２，キャリア波生成回路３，過負荷検出器４等とから構成されている。負荷が定格以内では過負荷検出器４は分周装置２にオフの信号ｂを送出し、分周装置２は発振器１の信号ａを１／Ｎ１に分周して信号ｄを出力し、キャリア波生成回路３は三角波のスイッチング周波数を生成して信号ｅを出力する。過負荷の場合には過負荷検出器４は、分周装置２にオンの信号ｂを送出し、分周装置２は発振器１の信号ａを１／Ｎ２に分周して信号ｄを出力し、キャリア波生成回路３は信号ｅを出力する。Ｎ１＜Ｎ２であり、スイッチング周波数を下げることによりスイッチング損失を低減させている。」と記載されている（要約参照）。
特開平９－８４３５１号公報 特開２０１２－１２５０９２号公報 特開平６－１０５５６２号公報 特開平１１－６９８３０号公報
　前記特許文献１には、各アームが少なくとも複数個の並列接続された半導体素子から成る電力変換装置において、前記半導体素子の故障並列数を判別する素子故障判別回路と、該素子故障判別回路に応答し前記半導体素子の故障並列数に応じて前記電力変換装置の電流基準値を下げる電流基準変更回路と、前記素子故障判別回路に応答し前記電力変換装置を過電流から保護する過電流保護回路の保護レベルを前記半導体素子の故障並列数に応じて下げる過電流レベル変更回路を具備し、前記半導体素子の故障並列数に応じて前記電力変換装置の出力電流を低下させると共に過電流保護レベルも低下させる仕組みが記載されている。
　前記特許文献１の仕組みは、素子故障が発生すると整流器の故障アームの並列数が減少しているので、素子故障の発生しているアームの健全な半導体素子の電流分担値が大きくなり、健全素子だけでは整流器の定格出力を出力するのは困難である為、１並列数の素子故障時でも定格出力が継続できるように冗長（通常１個の冗長数）を持たせることを目的としている。しかし、特許文献１の方法では、素子が正常である場合に素子を保護しようとすると、運転中に前記電流基準値および過電流レベルを下げるような制御を行う必要があり、モータ駆動の電流特性を制限するため、モータトルクの特性不足やトリップしやすくなる場合がある。このため、特許文献１記載の目的とは異なる場合、すなわち正常状態の電力変換装置の素子を対象とする場合には、別の方法が必要となる。
　前記特許文献２には、主回路を構成する各半導体スイッチ素子のオンオフ制御で負荷に制御された電力・電流を供給し、前記半導体スイッチ素子に流れる電流を直接または間接的に検出し、この電流値が前記半導体スイッチ素子の過電流判定レベルを超えたときに前記半導体スイッチ素子を過電流から保護する電力変換装置の過電流保護装置であって、前記主回路の直流電圧が低いほど、前記過電流判定レベルを高い値に設定・調節する過電流判定レベル設定・調節手段を備えたことを特徴とした仕組みが記載されている。
　前記特許文献２の仕組みは、電力変換装置の主回路の直流電圧が低いほど過電流判定レベルを高い値に設定・調節するため、電力変換装置の電力変換性能を最大限まで活用しながら、誤った過電流判定と保護動作を防止できるとしている。しかし、特許文献２の方法では、素子の温度変化を考慮しておらず、素子破壊を防ぐためには、取り得る環境温度に対して安全な水準での過電流レベルを決定する必要がある。このため、過電流レベルを温度の取り得る安全なレベルになるよう低く設定する必要がある場合があり、モータ駆動の電流特性を制限するため、モータトルクの特性不足やトリップしやすくなる場合がある。
　前記特許文献３には、過電流状態が認識された後にキャリア周波数を低減させることで素子の発熱を防ぐというものである。しかし、特許文献３の仕組みでは、キャリア周波数を下げることにより素子の損失を低減させる方法は記載されているが、素子破壊を防ぐための過電流レベルについては記載がない。電力変換装置が電動機を駆動する場合、キャリア周波数を下げたとしても、スイッチング素子が破壊しないレベルの電流までしか電流を流すことができず、その電流以下で駆動することが前提となる。このため、電力変換装置に流れる電流が急峻に成長した場合には、スイッチング素子の破壊に至る可能性がある。このため、キャリア周波数が下がった場合でも、戻る可能性があるのならば最大キャリア周波数が高ければ余分に耐久力のあるスイッチング素子を使用するため、製品原価が上がってしまう場合がある。
　前記特許文献４には、パルス幅変調（ＰＷＭ）を制御する制御装置を備えたインバータ装置において、前記制御装置は発振器と、発振器の出力を分周する分周装置と、スイッチング素子のスイッチング周波数を生成するキャリア波生成回路と、インバータ装置の過電流を検出する過負荷検出装置とで構成されており、過負荷検出器からの出力がない通常時には分周装置は予め定められた所定の周波数を出力し、過負荷検出器からの出力がある過負荷時には分周装置は前記所定の周波数よりも低い周波数を出力するものである。しかし、特許文献４の仕組みでは、キャリア周波数を下げることにより素子の損失を低減させる方法は記載されているが、素子破壊を防ぐための過電流レベルについては記載がない。電力変換装置が電動機を駆動する場合、キャリア周波数を下げたとしても、スイッチング素子が破壊しないレベルの電流までしか電流を流すことができず、その電流以下で駆動することが前提となる。このため、電力変換装置に流れる電流が急峻に成長した場合には、スイッチング素子の破壊に至る可能性がある。このため、キャリア周波数が下がった場合でも、戻る可能性があるのならば最大キャリア周波数が高ければ余分に耐久力のあるスイッチング素子を使用するため、製品原価が上がってしまう場合がある。
　本発明は、通常運転中のモータの電磁音を抑えながらも、安価なスイッチング素子を利用する場合には、素子の破壊を防ぎかつトリップレスで駆動する仕組み、あるいは、余裕のあるスイッチング素子を利用するのであれば、素子の破壊を防ぎかつ電力変換装置の電力変換性能を最大限まで活用しながらトリップレスで駆動させる仕組みを提供することを目的とする。
　上記課題を解決するために、例えば特許請求の範囲に記載の構成を採用する。
　本願は上記課題を解決する手段を複数含んでいるが、その一例を挙げるならば、直流電圧を所望の交流電圧に変換する電力変換部と、前記電力変換部からの出力される電流を検出する電流検出器と、前記電力変換部のスイッチング素子のオンオフを制御する制御回路と、を備え、前記制御回路は、前記電流検出器にて検出された電流に基づきキャリア周波数を制御し、キャリア周波数に基づき過電流レベルを設定することを特徴とする。
　本発明によれば、スイッチング素子の破壊を防ぎつつ電力変換装置の使用範囲を広げることを可能とした電力変換装置および制御方法を提供する。　上記した以外の課題、構成及び効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。
実施例１、２における電力変換装置の構成図の例である。 スイッチング素子の電流、電圧および損失特性を示した例である。 損失Pを一定にした場合のキャリア周波数fswとコレクタ電流Icの関係およびコレクタ・エミッタ間電圧Vceの変化を示した図である。 実施例１における過電流判定、キャリア周波数変更、過電流レベル変更を判断するフローチャートである。 実施例１におけるキャリア周波数変更のフローチャートである。 実施例１におけるキャリア周波数fcと電流Iと、過電流レベル、低減レベルの関係を示した例である。 実施例２における過電流判定、キャリア周波数変更、過電流レベル変更を判断するフローチャートである。 実施例２におけるキャリア周波数変更のフローチャートである。 実施例２におけるキャリア周波数fcと電流Iと、過電流レベル、低減レベルの関係を示した例である。
　以下、実施例を図面を用いて説明する。
　本実施例では、電力変換装置が検出した電流が増大した場合にキャリア低減を行い素子の発熱を抑えると同時に過電流レベル設定を変更していくことで素子の使用範囲を最大限発揮させるとともに、瞬時的に過電流が起きた場合には、素子の破壊を防ぐために遮断を行う例を説明する。
　図１は、本実施例の電力変換装置に交流電動機１０３を接続した構成図の例である。
　本実施例では、直流平滑部１０１、電力変換部１０２、交流電動機１０３、電流検出器１０４、制御回路部１０５、電流検出部１０６、電圧検出部１０７、制御指令部１０８、電圧検出器１０９を有する。
　直流平滑部１０１は、例えば平滑コンデンサで構成され、例えば電力会社から供給される３相交流電圧に変換器を通した直流電圧や発電機から供給される直流電圧を平滑化し、直流電圧を電力変換部１０２に供給する。また、直流平滑部１０１は、直流電圧値を制御回路１０５の電圧検出部１０７に出力する。
　電力変換部１０２は、例えばIGBT、MOSFET、GTO等のスイッチング素子で構成され、直流平滑部１０１の直流電圧を入力とし、直流電圧を交流電圧に変換し、交流電動機１０３に出力する。交流電動機１０３は、誘導電動機でも同期電動機でもよく、交流電源につないでもよい。
　電流検出器１０４は、例えばホールCTやシャント抵抗で構成され、電力変換装置の出力部に配置されることにより交流電動機１０３に流れる電流を検出し、制御回路部１０５の電流検出部１０６に電流検出値として出力する。電流検出器１０４は、スイッチング素子に流れるコレクタ電流Icを推定、又は直接検出できる箇所に配置されているならば、どこに配置されていてもよい。図１では、交流電動機１０３に流れる電流を検出する例が示されている。
　制御回路部１０５は、例えばMCUに実装されたソフトウェアおよびハードウェア回路で構成される。制御回路部１０５は、ハードウェアのみで構成されていてもよく、記憶素子やその他のIC素子で構成されていても良い。
　電流検出部１０６は、電流検出器１０４から入力された電流検出値を、出力電流データとして、制御指令部１０８に出力する。電流検出部１０４が出力するデータは、三相電流であっても、１次電流として直流電流換算されたものであってもよい。
　電圧検出器１０９は、例えば抵抗を用いて直流電圧を分圧しMCUに入力するような電圧検出回路であって、直流平滑部を直流平滑部１０１から入力された電圧検出値を、直流電圧データとして、電圧検出部１０７に出力する。電圧検出器１０９は、直接スイッチング素子のコレクタ－エミッタ間電圧Vceを検出しても良い。
　電圧検出部１０７は、電圧検出器１０９から入力された電圧検出値を、直流電圧データとして、制御指令部１０８に出力する。
　制御指令部１０８は、電流検出部１０６から電流データを、電圧検出部１０７から直流電圧データを入力とし、電流情報に基づきキャリア周波数を決定し、素子のオンオフ情報を電力変換部１０２に出力する。また、制御指令部１０８は、キャリア周波数および直流電圧データから過電流レベルを決定し、電流データと過電流レベルを比較し、電流データが過電流レベルを超えた場合には素子の出力遮断を行う。
　図２は、スイッチング素子のトランジスタに流れるコレクタ電流Icとコレクタ－エミッタ間電圧Vce、およびその時の素子の損失Pの関係を示している。例えば、トランジスタに流れるコレクタ電流Icは、検出した電流データを用いる。また、例えば、トランジスタに流れるコレクタ－エミッタ間電圧Vceは、直流電圧データを半分にしたデータを用いる。
損失Pは、スイッチング損失Pswと定常損失Psatを用いて以下の式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　また、スイッチング損失Pswは、キャリア周波数fsw、キャリア１周期T、ターンオン電流ion(t)、ターンオン電圧von(t)、ターンオフ電流ioff(t)、ターンオフ電圧voff(t)、を用いて以下の式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　また、定常損失Psatは、キャリア１周期T、オン電流i(t)、オン電圧v(t)、オンデューティDを用いて以下の式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　定常損失の計算において、スイッチング素子がオフでも、漏れ電流等の影響で損失が発生しているが、微小なためここでは考えていない。
　図３は、前記式を元に損失Pを一定にした場合のキャリア周波数fswとコレクタ電流Icの関係を示した図である。電力変換装置のスイッチング素子であるIGBT、MOSFET、GTO等は、損失Pが増大すると、素子の温度が上昇し、素子の絶対定格である最大ジャンクション温度を超えて熱破壊に至る、あるいは、熱破壊に至らないまでも素子の温度勾配の発生により寿命が縮み、パワーサイクル寿命に至る。定常損失Psatは、キャリア周波数fswに対して、キャリア周波数fswに依らないため、コレクタ電流Ic,satとコレクタ－エミッタ電圧Vce,satにより一定値となる。スイッチング損失Pswは、キャリア周波数fswおよび、スイッチング素子のターンオン時のコレクタ電流Ic,onとコレクタ－エミッタ電圧Vce,on、スイッチング素子のターンオフ時のコレクタ電流Ic,offとコレクタ－エミッタ電圧Vce,offにより、キャリア周波数fswが低下するほど、許容できるコレクタ電流Icは上昇する。また、コレクタ－エミッタ電圧Vceが増大した場合は、図で示すように、それに応じてコレクタ電流Icの許容レベルは低下し、コレクタ－エミッタ電圧Vceが低下した場合は、図で示すように、それに応じてコレクタ電流Icの許容レベルは増加する。これら素子の寿命・耐量にかかわる条件は、スイッチング素子メーカから得られる素子情報から計算しても良いし、実測したものを用いてもかまわない。
　本実施例では、電流が増大した場合に、素子のスイッチング損失が増えるのをキャリア低減により抑え、キャリア低減に従い過電流レベルを変更することで、電流を流す必要のある場合、例えば交流電動機のトルク等が必要の場合には、素子の耐えられる寿命・破壊に関わる損失曲線に応じて過電流レベルが上がるため、素子の使用範囲を最大限発揮させるとともに、瞬時的に過電流が起きた場合には、素子の熱破壊を防ぐために遮断を行う方法を説明する。
　図４は、制御指令部１０９が、キャリア周波数を変更し、過電流判断を行う方法を表している。制御指令部１０９は、まず電流検出部１０６から電流データを取得し（Ｓ２０１）、キャリア周波数の変更が必要かどうかを判断する（Ｓ２０２）。キャリア周波数変更が必要だと判断された場合、電流データに応じてキャリア周波数を変更し（Ｓ２０３）、電流変換部１０２のスイッチング素子に指令として出力すると共に、変更されたキャリア周波数および取得した直流電圧データに応じて過電流レベルを変更する（Ｓ２０４）。これにより、スイッチング素子の損失を低減し、すなわち素子の温度上昇を抑制しつつ、電流の制御範囲を最大にする。電流データに応じてキャリア周波数を変更、および、キャリア周波数に応じて過電流レベルを変更する方法としては、例えばＲＯＭ等の記憶素子を用意し、予め素子の寿命・破壊に関わる損失曲線を変換テーブルとして記憶しておき、変更の際にテーブルを参照して変更しても良いし、素子の寿命・破壊に関わる損失曲線をＭＣＵ等に演算させて変更しても良い。次に、制御指令部１０９は、瞬間的に電流が跳ね上がりからスイッチング素子を保護するとともに、急激に損失が増えることによる温度上昇を防ぐために、出力電流データと変更された過電流レベルを比較し（Ｓ２０５）、出力電流データが過電流レベルを超えていれば、電力変換部に指令として遮断を行う（Ｓ２０６）。
　図５では、制御指令部１０９が、図４（Ｓ２０２）で判断する方法を表している。制御指令部１０９は、まず電流検出部１０６から電流データを取得する（Ｓ３０１）。制御指令部１０９は、取得した電流データをキャリア周波数fc判定レベルaと比較し（Ｓ３０２）、取得した電流データがキャリア周波数fc判定レベルaを超えていれば、キャリア周波数を下げていく（Ｓ３０３）。次に、取得した電流データをキャリア周波数fc判定レベルbと比較し（Ｓ３０４）、取得した電流データがキャリア周波数fc判定レベルbを下回っていれば、キャリア周波数を上げていく（Ｓ３０５）。電流データと比較するキャリア周波数fc判定レベルa、bは、予め素子の寿命・破壊に関わる損失曲線を変換テーブルとして記憶しておき、変更の際にテーブルを参照して変更しても良いし、素子の寿命・破壊に関わる損失曲線をＭＣＵ等に演算させて変更しても良い。また、キャリア周波数fc判定レベルa、bを分けている意図は、出力電流が変動したことによりキャリア周波数が変動した場合の影響を考慮したもので、キャリア周波数fc判定レベルはa>bとなるようにヒステリシスを設けている。キャリア周波数fc判定レベルの関係をa=bとしてもよい。
　図６は、直流電圧データがほぼ一定とし、電流検出部１０６が取得する電流データI（ここでは例えば1次電流とする）が上昇した場合の動作を示している。制御指令部１０９は、予め演算しておいた素子の寿命・破壊に関わる損失曲線から瞬時的な電流増加（（１））及び定常的な電流増加（（２））に必要な寿命を確保することのできる曲線データに従い、電流データIを監視しながらキャリア周波数fcを下げていく様子を示している（点線）。これら素子の寿命・破壊に関わる損失曲線は、スイッチング素子メーカから得られる素子情報から計算しても良いし、実測したものを用いてもかまわない。制御指令部１０９は、電力変換装置として流すことのできる最大電流が10Aである場合、キャリア周波数設定が20kHzの状態から電流が上昇していくと、点線に沿うようにキャリア周波数を下げていくことで最大電流まで使用することが可能となる（図６中の（３）まで到達する）。また、制御指令部１０９は、例えばMCUの演算能力が低い場合等、電流成長に対してキャリアの低減速度が遅い場合は、素子を保護する目的で、その時のキャリア周波数に応じた過電流レベルに到達した時点で過電流と判断し、電力変換部１０２に遮断指令を送る（図６中の（４））。また、制御指令部１０９は、電流データが過電流レベルに達する前に減少に向かえば、それに応じてキャリア周波数を元に戻し、す。
　以上のようにして、電流が増大した場合にキャリア低減を行い素子の発熱を抑えると同時に過電流レベル設定を変更していくことで素子の使用範囲を最大限発揮させるとともに、瞬時的に過電流が起きた場合には素子の破壊を防ぐために遮断を行う。
　以上説明したとおり、本実施例に係る電力変換装置においては、電力変換装置の検出した電流あるいは直流電圧が低い状態では、キャリア周波数を高く保つことで、モータ電磁音を低く抑え、モータ制御の電圧更新周期を速くすることでモータ制御を安定化し、電流あるいは直流電圧が高い状態では、キャリア周波数を下げ、かつ、過電流レベルあるいは過電圧レベルを上げることで、スイッチング素子の破壊を防ぎつつ電力変換装置の使用範囲を広げることを可能とすることができるという効果を奏する。また、安価なスイッチング素子を最大限利用することができ原価を抑えることができるという効果を奏する。
　本実施例では、電力変換装置が検出した電流または直流電圧あるいは電流および直流電圧の両者が増大した場合にキャリア低減を行い素子の発熱を抑えると同時に素子にかかる損失を判断して遮断するレベルを変更していくことで素子の使用範囲を最大限発揮させるとともに、瞬時的に損失が増えた場合、例えば過電流または過電圧が起きた場合には、素子の破壊を防ぐために遮断を行う例を説明する。尚、本実施例では、実施例１の図面と同一の符号の付いた構成についての説明は省略し、実施例１とは異なる作用を備える構成についてのみ説明する。
　実施例２は実施例１同様、例えば図１の構成をとる。
　本実施例では、実施例１の図面と同一の符号の付いた構成についての説明は省略し、実施例１とは異なる作用を備える構成についてのみ説明する。
　制御指令部１０８は、電流検出部１０６から電流データ、および、電圧検出部１０７から直流電圧データを入力とし、電流情報および電圧情報に基づきキャリア周波数を決定し、素子のオンオフ情報を電力変換部１０２に出力する。また、制御指令部１０８は、キャリア周波数あるいは電流データあるいは直流電圧データを選択的に採用した結果から、過電流レベルあるいは過電圧レベルを決定し、電流データと過電流レベルおよび直流電圧データと過電圧レベルを比較し、電流データが過電流レベルを超えた場合または直流電圧データが過電圧レベルを超えた場合には素子の出力遮断を行う。
　本実施例では、電流あるいは直流電圧が増大した場合に、素子のスイッチング損失が増えるのをキャリア低減により抑え、キャリア低減および参照したデータに従い過電流レベルあるいは過電圧レベルを変更することで、電流を流す必要のある場合、例えば交流電動機のトルク等が必要の場合、あるいは直流電圧が上昇する場合、例えば交流電動機から回生電力が戻ってきた場合には、素子の耐えられる寿命・破壊に関わる損失曲線に応じて過電流レベルあるいは過電圧レベルが上がるため、素子の使用範囲を最大限発揮させるとともに、瞬時的に過電流あるいは瞬時的な過電圧が起きた場合には、素子の熱破壊を防ぐために遮断を行う方法を説明する。
　図７は、制御指令部１０９が、キャリア周波数を変更し、過電流および過電圧判断を行う方法を表している。制御指令部１０９は、まず電流検出部１０６から電流データを、電圧検出部１０７から直流電圧データを取得し（Ｓ４０１）、キャリア周波数の変更が必要かどうかを判断する（Ｓ４０２）。キャリア周波数の変更が必要になった要因が、電流データなのか直流電圧データなのか、あるいは両者なのかを、例えばRAM等の記憶素子に、記憶しておく。次に制御指令部１０９は、キャリア周波数を変更し（Ｓ４０３）、キャリア周波数の変更が必要になった要因から、例えば電流データによりキャリア周波数が変更になった場合は過電圧レベルを、直流電圧データによりキャリア周波数が変更になった場合は過電流レベルを、あるいは直流電流データと電流データの積を負荷電力データとし、損失胸腺から演算した遮断レベルを決定する（Ｓ４０４）。あるいは、制御指令部１０９は、キャリア周波数に応じて、損失が増大した場合に遮断できるよう各遮断レベルを決定しても良い。制御指令部１０９は、変更された過電流レベルと電流データ、あるいは変更された過電圧レベルと直流電圧レベル、あるいは負荷電力と遮断レベルを比較し（Ｓ４０５）、電流データが過電流レベルを超えた、あるいは直流電圧データが過電圧レベルを超えた、あるいは負荷電力が遮断レベルを超えた場合に電力変換部１０２の出力を遮断する（Ｓ４０６）。
　図８では、制御指令部１０９が、図７（Ｓ４０２）で判断する方法として損失データからキャリア周波数判断をする例を表している。制御指令部１０９は、まず電流検出部１０６から電流データを、電圧検出部１０７から直流電圧データを取得し、負荷電力データとして電流データおよび直流電圧データの積を計算する（Ｓ５０１）。制御指令部１０９は、計算した負荷電力データをキャリア周波数fc判定レベルcと比較し（Ｓ５０２）、計算した負荷電力データがキャリア周波数fc判定レベルcを超えていれば、キャリア周波数を下げていく（Ｓ５０３）。次に、計算した負荷電力データをキャリア周波数fc判定レベルdと比較し（Ｓ５０４）、計算した負荷電力データがキャリア周波数fc判定レベルdを下回っていれば、キャリア周波数を上げていく（Ｓ５０５）。負荷電力データと比較するキャリア周波数fc判定レベルc、dは、予め素子の寿命・破壊に関わる損失曲線を変換テーブルとして記憶しておき、変更の際にテーブルを参照して変更しても良いし、素子の寿命・破壊に関わる損失曲線をＭＣＵ等に演算させて変更しても良い。また、キャリア周波数fc判定レベルc、dを分けている意図は、計算した負荷電力データが変動したことによりキャリア周波数が変動した場合の影響を考慮したもので、キャリア周波数fc判定レベルはc>dとなるようにヒステリシスを設けている。キャリア周波数fc判定レベルの関係をc=dとしてもよい。図７（Ｓ４０２）で判断する方法は、実施例１の図５のように電流データのみを判断し、図５の電流・過電流部分を直流電圧・過電圧レベルに相当する値に置き換えて、同様に直流電圧データのみを判断するようにしてもかまわないし、それぞれの判定を同時に判断してもかまわない。
　図９は、電流検出部１０６が取得する電流データI（ここでは例えば1次電流とする）と電圧検出部１０７が取得する直流電圧データの積である電力損失Wが上昇した場合の動作を示している。制御指令部１０９は、予め演算しておいた素子の寿命・破壊に関わる損失曲線から瞬時的な損失増加（（１））及び定常的な損失増加（（２））に必要な寿命を確保することのできる曲線データに従い、電力損失Wを監視しながらキャリア周波数fcを下げていく様子を示している（点線）。これら素子の寿命・破壊に関わる損失曲線は、スイッチング素子メーカから得られる素子情報から計算しても良いし、実測したものを用いてもかまわない。制御指令部１０９は、電力変換装置として流すことのできる最大損失が2kWである場合、キャリア周波数設定が20kHzの状態から電力損失Wが上昇していくと、点線に沿うようにキャリア周波数を下げていくことで最大電流まで使用することが可能となる（図９中の（３）まで到達する）。また、制御指令部１０９は、例えばMCUの演算能力が低い場合等、電流成長あるいは直流電圧成長に対してキャリアの低減速度が遅い場合は、素子を保護する目的で、その時のキャリア周波数に応じ、損失電力が損失遮断レベルを超えた時点で、電力変換部１０２に遮断指令を送る（図９中の（４））。なお、制御指令部１０９は、例えば図６のように、キャリア周波数と直流電圧データから出した過電流レベルと電流データとを比較判断し、電力変換部１０２に遮断指令を送ってもよく、直流電圧と電流の関係を入れかえ、キャリア周波数と電流データから出した過電圧レベルと直流電圧データとを比較判断し、電力変換部１０２に遮断指令を送ってもよい。
　以上のようにして、電流あるいは直流電圧が増大した場合にキャリア低減を行い素子の発熱を抑えると同時に、損失レベル、過電流レベル、過電圧レベル設定を変更していくことで素子の使用範囲を最大限発揮させるとともに、瞬時的に異常が起きた場合には、素子の破壊を防ぐために遮断を行う。
　なお、本発明は上記した実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、上記した実施例は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。
また、ある実施例の構成の一部を他の実施例の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施例の構成に他の実施例の構成を加えることも可能である。また、各実施例の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。
　また、上記の各構成、機能、処理部、処理手段等は、それらの一部又は全部を、例えば集積回路で設計する等によりハードウェアで実現してもよい。また、上記の各構成、機能等は、プロセッサがそれぞれの機能を実現するプログラムを解釈し、実行することによりソフトウェアで実現してもよい。各機能を実現するプログラム、テーブル、ファイル等の情報は、メモリや、ハードディスク、ＳＳＤ（Solid State Drive）等の記録装置、または、ＩＣカード、ＳＤカード、ＤＶＤ等の記録媒体に置くことができる。
　また、制御線や情報線は説明上必要と考えられるものを示しており、製品上必ずしも全ての制御線や情報線を示しているとは限らない。実際には殆ど全ての構成が相互に接続されていると考えてもよい。
１０１・・・直流平滑部、１０２・・・電力変換部、１０３・・・交流電動機、１０４・・・電流検出器、１０５・・・制御回路部、１０６・・・電流検出部、１０７・・・電圧検出部、１０８・・・制御指令部、１０９・・・電圧検出器

Claims (12)

  1. 　直流電圧を所望の交流電圧に変換する電力変換部と、
    　前記電力変換部からの出力される電流を検出する電流検出器と、
    　前記電力変換部のスイッチング素子のオンオフを制御する制御回路と、
    を備え、
    　前記制御回路は、前記電流検出器にて検出された電流に基づきキャリア周波数を制御し、キャリア周波数に基づき過電流レベルを設定することを特徴とする電力変換装置。
  2. 　直流電圧を平滑化する直流平滑部と、
    　直流電圧を所望の交流電圧に変換する電力変換部と、
    　前記電力変換部からの出力される電流を検出する電流検出器と、
    　前記直流平滑部の直流電圧を検出する電圧検出器と、
    　前記電力変換部のスイッチング素子のオンオフを制御する制御回路と、
    を備え、
    　前記制御回路は、前記電流検出器にて検出された電流に基づきキャリア周波数を制御し、キャリア周波数および前記電圧検出器にて検出された電圧に基づき過電流レベルを設定することを特徴とする電力変換装置。
  3. 　請求項１に記載の電力変換装置であって、
    　前記制御回路は、前記電流検出器にて検出した電流値が所定の値以上になった場合にキャリア周波数を下げることを特徴とする電力変換装置。
  4. 　請求項２に記載の電力変換装置であって、
    　前記制御回路は、前記電圧検出器にて検出した電圧値が所定の値以上になった場合にキャリア周波数を下げることを特徴とする電力変換装置。
  5. 　請求項１に記載の電力変換装置であって、
    　前記制御回路は、前記キャリア周波数が下がった場合、それに応じて過電流レベルを上昇させることを特徴とする電力変換装置。
  6. 　請求項１に記載の電力変換装置であって、　前記制御回路は、前記検出された電流、前記検出された電圧、前記キャリア周波数、前記過電流レベルおよび前記過電圧レベルの各々の関係を予め記憶することを特徴とする電力変換装置。
  7. 　直流電圧を所望の交流電圧に変換する電力変換部と、
    　前記電力変換部からの出力される電流を検出する電流検出器と、
    　前記電力変換部のスイッチング素子のオンオフを制御する制御回路と、
    を備え、
    　前記制御回路は、前記電流検出器にて検出された電流に基づきキャリア周波数を制御し、キャリア周波数に基づき過電流レベルを設定することを特徴とする制御方法。
  8. 　直流電圧を平滑化する直流平滑部と、
    　直流電圧を所望の交流電圧に変換する電力変換部と、
    　前記電力変換部からの出力される電流を検出する電流検出器と、
    　前記直流平滑部の電圧を検出する電圧検出器と、
    　前記電力変換部のスイッチング素子のオンオフを制御する制御回路と、
    を備え、
    　前記制御回路は、前記電流検出器にて検出された電流に基づきキャリア周波数を制御し、キャリア周波数および前記電圧検出器にて検出された電圧に基づき過電流レベルを設定することを特徴とする制御方法。
  9. 　請求項７記載の制御方法であって、
    　前記制御回路は、前記電流検出器にて検出した電流値が所定の値以上になった場合にキャリア周波数を下げることを特徴とする制御方法。
  10. 　請求項８記載の制御方法であって、
    　前記制御回路は、前記電圧検出器にて検出した電圧値が所定の値以上になった場合にキャリア周波数を下げることを特徴とする制御方法。
  11. 　請求項７記載の制御方法であって、
    　前記制御回路は、前記キャリア周波数が下がった場合、それに応じて過電流レベルを上昇させることを特徴とする電力変換装置。
  12. 　請求項７記載の制御方法であって、
    　前記制御回路は、前記検出された電流、前記検出された電圧、前記キャリア周波数、前記過電流レベルおよび前記過電圧レベルの各々の関係を予め記憶することを特徴とする制御方法。
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