WO2015079518A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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領太郎 原田
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Definitions

  • the present invention relates to a power conversion device using a current resonance inverter.
  • a power conversion device that converts a DC voltage into an AC voltage by a medium-frequency / resonant inverter using current resonance is used in railway vehicles, solar power generation, and the like (see Patent Document 1).
  • the current resonance inverter uses the resonance of the LC circuit in the switching circuit to create a moment when the current becomes zero, and reduces the switching loss by turning off the switching element of the power semiconductor at that timing. By performing current resonance, there is an advantage that the power semiconductor device can be realized with a low loss because the turn-off loss of the power semiconductor becomes almost zero.
  • Patent Literature 2 discloses a control method for preventing breakage of a switch element due to resonance loss in a series resonant converter.
  • Patent Document 2 in the half-bridge current resonance converter, the current of the secondary side rectifier diode that does not flow during normal operation (normal frequency) is detected to determine the loss of resonance.
  • Patent Document 3 discloses a method for controlling an induction heating power supply.
  • a full-bridge current resonance inverter when the switching loss at turn-off exceeds an allowable set value, the operation of the inverter is stopped.
  • the control circuit for the switching power supply described in Patent Document 4 when a resonance loss is detected from the detected value of the output current of the composite current resonance converter, the switch element is turned off.
  • Patent Document 4 also describes that a signal for turning on a switch element is blocked while a current flowing through the impedance element is detected when both of the two switch elements are off.
  • the switching operation is stopped when the temperature detected by a thermistor or the like exceeds a certain temperature. Since the power semiconductor cannot be protected from over-temperature by temperature protection, the power semiconductor detects the state where the current is cut off and stops. For example, if the switch element is turned off immediately after detecting the resonance failure, the inverter is temporarily stopped even if the resonance is detected due to the influence of noise or the like. However, in applications where it is not desirable to shut down the power source frequently, such as railway electric vehicles, it is necessary to keep moving as much as possible.
  • the present invention has been made in view of the circumstances as described above, and when the resonant frequency of the resonant inverter circuit changes, the switch element of the resonant inverter circuit is protected and the resonant inverter circuit is not excessively stopped. With the goal.
  • the power conversion device includes a resonant inverter circuit including two or more switch elements, a detector that detects an output current of the switch elements, a resonance determination unit, and a control unit.
  • the resonance determination unit is configured such that the number of times that the absolute value of the current detected by the detector when the switch element is turned off is equal to or greater than a threshold value during a predetermined period that is twice or more the switching cycle of the switch element is equal to or greater than two or more predetermined times In this case, it is determined that the resonance frequency of the resonance inverter circuit is abnormal.
  • the control unit stops the switching operation of the resonance inverter circuit.
  • the number of times that the absolute value of the current detected by the detector when the switch element is turned off when the switch element is turned off is equal to or greater than a threshold value during a predetermined period that is twice or more the switching period.
  • FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration example of a power conversion device according to an embodiment of the present invention.
  • the power conversion device includes a resonant inverter circuit 1 and a control device 2.
  • the resonant inverter circuit 1 is connected to a DC power source 3 and a ground 4 and supplied with DC power from the DC power source 3.
  • the control device 2 operates the resonant inverter circuit 1, converts the DC voltage into an AC voltage by the resonant inverter circuit 1, and supplies AC power to the load circuit 5.
  • the resonant inverter circuit 1 includes a filter capacitor 11, resonant capacitors 12 and 13, switch elements 14 and 15, a resonant transformer 16 and a detector 17.
  • the filter capacitor 11 blocks noise from the DC power source 3 and suppresses fluctuations in the voltage applied to the switch elements 14 and 15.
  • Resonant capacitors 12 and 13 are connected in series. Prior to the start of driving of the resonant inverter circuit 1, the divided DC voltage is applied to the resonant capacitors 12 and 13, respectively.
  • the capacitances of the resonant capacitors 12 and 13 may be the same value or different values. When the capacitances of the resonance capacitors 12 and 13 are the same, the voltage values of the resonance capacitors 12 and 13 are the same.
  • the resonant capacitors 12 and 13 may be composed of a plurality of capacitors connected in series and / or a plurality of capacitors connected in parallel. In that case, the capacitance of the resonant capacitors 12 and 13 is a combined capacitance of a plurality of capacitors.
  • the switch elements 14 and 15 may be composed of a plurality of elements.
  • the switch elements 14 and 15 are IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistors). However, the switch elements 14 and 15 are not limited to IGBTs, and may be controlled by gate signals. . The switch elements 14 and 15 are connected in series and are connected in parallel to the resonance capacitors 12 and 13.
  • the resonant transformer 16 has a primary winding and a secondary winding, and both ends of the primary winding of the resonant transformer 16 are connected to a connection point of the resonance capacitors 12 and 13 and a connection point of the switch elements 14 and 15, respectively. .
  • the detector 17 is disposed between one end of the resonant transformer 16 and the connection point of the switch elements 14 and 15, and outputs a voltage proportional to the output current of the switch elements 14 and 15.
  • the control device 2 alternately switches on and off the switch elements 14 and 15, and generates an AC voltage at both ends of the resonant transformer 16 with the resonant capacitors 12 and 13 and the resonant transformer 16. For example, the control device 2 starts the operation of the resonant inverter circuit 1 when the input voltage to the resonant inverter circuit 1 detected by an input voltage detector (not shown) falls within a predetermined range. For example, when the input voltage to the resonant inverter circuit 1 exceeds the threshold value and becomes an overvoltage, the control device 2 stops the resonant inverter circuit 1.
  • the capacitances of the resonant capacitors 12 and 13 are set to the same value, and the control device 2 outputs a gate signal for turning on the switch element 14 for a predetermined conduction time when starting the drive of the resonant inverter circuit 1. It shall be.
  • the control device 2 outputs a gate signal so that the switch elements 14 and 15 are alternately turned on during the conduction time. Note that a short-circuit prevention time in which both the switch elements 14 and 15 are turned off is provided.
  • the current vibrates at a resonant frequency determined by the inductance of the resonant transformer 16 and the capacitance of the resonant capacitors 12 and 13. .
  • Switching loss can be reduced by turning off the switch elements 14 and 15 when the current becomes zero.
  • FIG. 2 is a diagram showing a current waveform when the resonant frequency of the resonant inverter circuit is normal.
  • the upper part of FIG. 2 shows the current of the switch element 14.
  • the lower part of FIG. 2 shows the current detected by the detector 17. Since the switch element 15 is turned on while the switch element 14 is off, the detection current alternately appears positively and negatively.
  • the current changes to oscillate at a resonance frequency determined by the resonance transformer 16 and the resonance capacitors 12 and 13. Therefore, the switch element is turned off while the current is zero.
  • the resonance frequency determined by the resonance transformer 16 and the resonance capacitors 12 and 13 decreases for some reason, the period in which the current vibrates becomes longer. In that case, if the switch elements 14 and 15 are turned off at the same timing after the switch elements 14 and 15 are turned on, a current still flows when the switch elements 14 and 15 are turned off.
  • FIG. 3 is a diagram showing a current waveform when the resonant frequency of the resonant inverter circuit is lowered. It is shown that the current is still flowing when the period of the resonance current is increased and the switch elements 14 and 15 are turned off.
  • the 1 includes a current detection unit 21, a resonance frequency determination unit 22, and a control unit 23.
  • the current detection unit 21 performs A / D conversion on a voltage proportional to the current detected by the detector 17 and outputs a current value.
  • the resonance frequency determination unit 22 counts the number of times that the absolute value of the current detected by the detector 17 when the switch elements 14 and 15 are turned off is greater than or equal to a threshold value during a predetermined period that is twice or more the switching cycle of the switch elements 14 and 15. However, when the number of times is equal to or greater than two, the resonance frequency of the resonant inverter circuit 1 is determined to be abnormal.
  • the control unit 23 stops the switching operation of the resonant inverter circuit 1 when the resonant frequency determination unit 22 determines that the resonant frequency of the resonant inverter circuit 1 is abnormal.
  • the control device 2 also stops the resonant inverter circuit 1 when the current flowing through the resonant transformer 16 detected by the detector 17 exceeds the threshold value and becomes an overcurrent.
  • the condition for determining that the resonance frequency is abnormal by the resonance frequency determination unit 22 can be appropriately determined according to the characteristics and application of the resonance inverter circuit 1.
  • the determination period is M times the switching period (M is an integer of 2 or more), and the resonance frequency abnormality is the number of times that the absolute value of the current detected by the detector 17 when the switch elements 14 and 15 are turned off is equal to or greater than the threshold value.
  • N N is an integer equal to or greater than 2
  • a predetermined number of times for determination can be arbitrarily set within a range of M ⁇ N ⁇ 2.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating an example of a logic circuit of the resonance frequency determination unit.
  • the resonance frequency determination unit 22 compares the current value output from the current detection unit 21 with the threshold value of the register 24 by the comparator 26, and the current value is equal to or greater than the threshold value. Then, “1” is output to the shift register 28 and the adder 29.
  • the shift registers (flip-flops) 28 are connected in series to M ⁇ 1, with the switching cycle period to be determined being M cycles (M is an integer of 2 or more).
  • M is an integer of 2 or more).
  • the output of the final shift register 28 is input to the subtracter 30.
  • the subtracter 30 receives the result of the adder 29 and subtracts the output of the final stage of the shift register 28 from the result of the adder 29.
  • the result of the subtracter 30 is input to the comparator 27 and returned to the adder 29 in the next cycle.
  • the adder 29 and the subtracter 30 add the results of the current comparator 26 and subtract the results of the comparator 26 before M cycles.
  • the comparator 27 compares the result of the subtracter 30 with a specified number of times (for example, N) of the register 25. If the number is equal to or greater than the specified number, “1 (resonance frequency abnormality)” is set. Is output to the control unit 23.
  • the resonance frequency determination unit 22 determines that the number of times that the absolute value of the current detected by the detector 17 when the switch elements 14 and 15 are turned off when the switch elements 14 and 15 are turned off is equal to or greater than the threshold value is N In the above case, it is determined that the resonance frequency is abnormal.
  • the current when the switch elements 14 and 15 are turned off may be detected only when either the switch element 14 or the switch element 15 is turned off, or may be detected when both the switch elements 14 and 15 are turned off. May be.
  • the period when the current is detected and determined when both switch elements 14 and 15 are turned off is half that when the current is detected when either one is turned off.
  • FIG. 5 is a flowchart showing an example of the operation of the resonance frequency abnormality stop process according to the first embodiment.
  • the resonance frequency determination unit 22 first sets 0 to a counter representing the number of times that the absolute value of the current detected by the detector 17 when the switch elements 14 and 15 are turned off is greater than or equal to a threshold value (step S01). Each time the switch elements 14 and 15 are turned off, the current value detected by the detector 17 is input (step S02).
  • the current value is compared with the threshold value, and if the current value is equal to or greater than the threshold value (step S03; YES), 1 is added to the counter (step S04). If the current value is less than the threshold value (step S03; NO), the counter value is maintained. If the current value before M cycles (M is an integer of 2 or more) is greater than or equal to the threshold (step S05; YES), 1 is subtracted from the counter (step S06). If the current value before M cycles (M is an integer of 2 or more) is less than the threshold (step S05; NO), the value of the counter is maintained.
  • step S07 The counter value is compared with the specified number of times, and if the counter value is equal to or greater than the specified number of times (step S07; YES), the switching operation of the resonant inverter circuit 1 is stopped (step S08). If the counter value is less than the specified number of times (step S07; NO), the process returns to step S02 and is repeated from the input of the current value.
  • FIG. 6 is a flowchart showing an example of the operation of the stop process when the resonance frequency is abnormal according to the second embodiment.
  • the resonance frequency determination unit 22 first sets 0 to a counter indicating the number of times that the absolute value of the current detected by the detector 17 when the switch elements 14 and 15 are turned off is equal to or greater than a threshold value (step S11). Each time the switch elements 14 and 15 are turned off, the current value detected by the detector 17 is input (step S12).
  • step S13 The current value is compared with the threshold value, and if the current value is equal to or greater than the threshold value (step S13; YES), 1 is added to the counter (step S14). If the current value is less than the threshold value (step S13; NO), the process returns to step S11 and is repeated from resetting the counter (setting 0).
  • step S14 After adding 1 to the counter in step S14, the counter value is compared with the specified number of times. If the counter value is equal to or greater than the specified number of times (step S15; YES), the switching operation of the resonant inverter circuit 1 is stopped (step S16). If the counter value is less than the specified number (step S15; NO), the process returns to step S12 without repeating the counter and repeats from the input of the current value.
  • the configuration of the resonance frequency determination unit 22 can be simplified.
  • a power conversion device including an upper arm (switch element 14) and a lower arm (switch element 15) in which a leg generates one single-phase alternating current will be described as an example. did.
  • the configuration of the embodiment can also be applied to a power conversion device that includes three legs and generates a three-phase alternating current.
  • the power conversion device may be configured to use, for the switch elements 14 and 15, a switch element formed of a wide band gap semiconductor having a larger band gap than silicon.
  • the wide band gap semiconductor is, for example, silicon carbide, a gallium nitride material, or diamond.
  • a switch element formed of a wide band gap semiconductor has high withstand voltage and allowable current density. Therefore, the switch element can be miniaturized, and the semiconductor module incorporating the switch element can be miniaturized by using the miniaturized switch element.
  • the wide band gap semiconductor has high heat resistance, it is possible to reduce the size of the heat sink fins and the air cooling of the water-cooled part, thereby further reducing the size of the semiconductor module. Furthermore, since the power loss is low, it is possible to increase the efficiency of the switch element, and consequently to increase the efficiency of the semiconductor module.
  • both the switch elements 14 and 15 are formed of a wide band gap semiconductor, but either one of the elements may be formed of a wide band gap semiconductor. Even in this case, the effect described in the first embodiment can be obtained.

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Abstract

　共振インバータ回路（１）の共振周波数が変化した場合に、共振インバータ回路（１）のスイッチ素子（１４、１５）を保護し、かつ、共振インバータ回路（１）を過剰に停止させないことを目的とする。共振インバータ回路（１）は、２つ以上のスイッチ素子（１４、１５）を含む。検出器（１７）は、スイッチ素子（１４、１５）の出力電流を検出する。共振周波数判定部（２２）は、スイッチ素子（１４、１５）のスイッチング周期の２倍以上の定めた期間に、スイッチ素子（１４、１５）をターンオフする時に検出器（１７）で検出した電流の絶対値が閾値以上である回数が、２以上の定めた回数以上の場合に、共振インバータ回路（１）の共振周波数異常と判定する。制御部（２３）は、共振周波数判定部（２２）で共振インバータ回路（１）の共振周波数異常と判定した場合に、共振インバータ回路（１）のスイッチング動作を停止させる。

Description

電力変換装置
　本発明は、電流共振インバータを用いる電力変換装置に関する。
　電流共振を用いる中高周波・共振インバータで直流電圧を交流電圧に変換する、電力変換装置が鉄道車両や太陽光発電などに使われている（特許文献１参照）。電流共振インバータでは、スイッチング回路中のＬＣ回路の共振を利用して、電流が０になる瞬間を作出し、そのタイミングでパワー半導体のスイッチ素子をターンオフすることでスイッチング損失を軽減する。電流共振を行うことにより、パワー半導体のターンオフ損失がほぼゼロになり低損失な電力変換装置が実現できる利点がある。
　共振インバータでは、インバータ回路の共振周波数とは異なる周波数でスイッチを動作させると、共振外れが発生し、スイッチに過大な電流が流れてスイッチ素子を破損するおそれがある。例えば特許文献２には、直列共振コンバータにおける共振外れによるスイッチ素子の破損を防止する制御方法が開示されている。特許文献２では、ハーフブリッジの電流共振コンバータにおいて、定常動作時（正常な周波数）には流れない２次側整流ダイオードの電流を検出して、共振外れを判断している。
　特許文献３は誘導加熱電源の制御方法を開示するが、フルブリッジの電流共振インバータにおいて、ターンオフ時のスイッチング損失が許容設定値を超えた場合、インバータの動作を停止する。特許文献４に記載されているスイッチング電源の制御回路では、複合電流共振コンバータの出力電流の検出値から共振外れを検出すると、スイッチ素子をオフ状態にする。特許文献４にはまた、２つのスイッチ素子がともにオフのときにインピーダンス素子に流れる電流を検出している間は、スイッチ素子をオンにする信号を阻止することが記載されている。
米国特許出願公開第２００８／００５５９４１号明細書 特開２０１０－１８７４７８号公報 特開２０１０－１５３０８９号公報 特開２０１１－１３５７２３号公報
　何らかの原因でインバータ回路の共振周波数が変化した場合に、パワー半導体のスイッチ素子に電流が流れている状態でターンオフすることになるので、ターンオフ損失が増大する。その場合、電流共振インバータは中・高周波回路であるためパワー半導体の損失が急激に増大する。その際に、パワー半導体冷却のための冷却器のベース面に搭載している温度検出器では急激なパワー半導体の温度変化を捉えられず、インバータ回路の過温度保護が働く前に、パワー半導体のジャンクション温度が限界点を超え、破壊に至る場合がある。例えば、トランス内の巻線の一部の切断または短絡などにより回路の共振周波数が低くなった場合は、常に電流を遮断する状態が発生するが、その状態からスイッチ素子のパワー半導体を守ることが必要である。
　サーミスタなどで検知した温度が一定温度を超えた場合にスイッチング動作を停止する、温度保護ではパワー半導体を過温度から保護できないので、パワー半導体が電流を遮断している状態を検知して停止する。例えば、共振外れを検出して直ちにスイッチ素子をオフ状態にすると、ノイズなどの影響で共振外れであると検出した場合でも、一時的にインバータを停止することになる。しかし、鉄道の電気車のように、電源を頻繁に停止することは望ましくない用途では、可能な限り動き続ける必要がある。
　本発明は、上述のような事情に鑑みてなされたもので、共振インバータ回路の共振周波数が変化した場合に、共振インバータ回路のスイッチ素子を保護し、かつ、共振インバータ回路を過剰に停止させないことを目的とする。
　本発明に係る電力変換装置は、２つ以上のスイッチ素子を含む共振インバータ回路と、スイッチ素子の出力電流を検出する検出器と、共振判定部と、制御部を備える。共振判定部は、スイッチ素子のスイッチング周期の２倍以上の定めた期間に、スイッチ素子をターンオフする時に検出器で検出した電流の絶対値が閾値以上である回数が、２以上の定めた回数以上の場合に、共振インバータ回路の共振周波数異常と判定する。制御部は、共振判定部で共振インバータ回路の共振周波数異常と判定した場合に、共振インバータ回路のスイッチング動作を停止させる。
　本発明によれば、スイッチング周期の２倍以上の定めた期間に、スイッチ素子をターンオフする時に検出器で検出した電流の絶対値が閾値以上である回数が、２以上の定めた回数以上の場合に、共振インバータ回路の共振周波数異常と判定して、スイッチング動作を停止するので、共振インバータ回路の共振周波数が変化した場合に、共振インバータ回路のスイッチ素子を保護し、かつ、共振インバータ回路を過剰に停止させることがない。
本発明の実施の形態に係る電力変換装置の構成例を示すブロック図である。 共振インバータ回路の共振周波数が正常の場合の電流波形を示す図である。 共振インバータ回路の共振周波数が低くなった場合の電流波形を示す図である。 共振周波数判定部の論理回路の一例を示す図である。 本発明の実施の形態１に係る共振周波数異常時停止処理の動作の一例を示すフローチャートである。 本発明の実施の形態２に係る共振周波数異常時停止処理の動作の一例を示すフローチャートである。
　（実施の形態１）
　図１は、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の構成例を示すブロック図である。電力変換装置は、共振インバータ回路１および制御装置２から構成される。共振インバータ回路１は、直流電源３および接地４に接続し、直流電源３から直流電力が供給される。制御装置２は、共振インバータ回路１を作動させて、共振インバータ回路１で直流電圧を交流電圧に変換し、負荷回路５に交流電力を供給する。
　共振インバータ回路１は、フィルタコンデンサ１１、共振コンデンサ１２、１３、スイッチ素子１４、１５、共振トランス１６および検出器１７を備える。フィルタコンデンサ１１は、直流電源３のノイズを遮断し、スイッチ素子１４、１５に印加される電圧の変動を抑制する。
　共振コンデンサ１２、１３は直列に接続されている。共振インバータ回路１の駆動開始前には、分圧された直流電圧が共振コンデンサ１２、１３にそれぞれ印加される。共振コンデンサ１２、１３の静電容量は同じ値でもよいし、異なる値でもよい。共振コンデンサ１２、１３の静電容量が同じ場合には、共振コンデンサ１２、１３の電圧の値は同じである。共振コンデンサ１２、１３を、直列に接続された複数のコンデンサおよび／または並列に接続された複数のコンデンサで構成してもよい。その場合、共振コンデンサ１２、１３の静電容量は、複数のコンデンサの合成容量である。またスイッチ素子１４、１５を、複数の素子で構成してもよい。
　図１の例では、スイッチ素子１４、１５は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor：絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）であるが、スイッチ素子１４、１５は、ＩＧＢＴに限られず、ゲート信号で制御可能であればよい。スイッチ素子１４、１５は、直列に接続され、共振コンデンサ１２、１３に並列に接続される。
　共振トランス１６は一次巻線と二次巻線を有し、共振トランス１６の一次巻線の両端は、共振コンデンサ１２、１３の接続点とスイッチ素子１４、１５の接続点とにそれぞれ接続される。検出器１７は、共振トランス１６の一端とスイッチ素子１４、１５の接続点の間に配置され、スイッチ素子１４、１５の出力電流に比例する電圧を出力する。
　制御装置２は、スイッチ素子１４、１５を交互にオンとオフを切り替えて、共振コンデンサ１２、１３と共振トランス１６とで、共振トランス１６の両端に交流電圧を発生させる。制御装置２は、例えば図示しない入力電圧検出器が検出した共振インバータ回路１への入力電圧が定めた範囲内になった場合に、共振インバータ回路１の作動を開始する。制御装置２は、例えば共振インバータ回路１への入力電圧が閾値を超えて過電圧となった場合に、共振インバータ回路１を停止する。
　共振コンデンサ１２、１３の静電容量は同じ値とし、制御装置２は、共振インバータ回路１の駆動を開始する際には、スイッチ素子１４を定めた導通時間の間オン状態にするゲート信号を出力するものとする。制御装置２は、共振インバータ回路１の作動中は、スイッチ素子１４、１５が交互に導通時間の間オン状態になるようにゲート信号を出力する。なお、スイッチ素子１４、１５が共にオフ状態になる短絡防止時間を設ける。
　スイッチ素子１４がオン状態であってスイッチ素子１５がオフ状態である間、電流は、直流電源３から、スイッチ素子１４、共振トランス１６および共振コンデンサ１３を通って、接地４に流れる。スイッチ素子１５がオン状態であってスイッチ素子１４がオフ状態である間、電流は、直流電源３から、共振コンデンサ１２、共振トランス１６およびスイッチ素子１５を通って、接地４に流れる。
　共振トランス１６と共振コンデンサ１２、または、共振トランス１６と共振コンデンサ１３は、直列に接続されているので、共振トランス１６のインダクタンスと共振コンデンサ１２、１３のキャパシタンスで決まる共振周波数で、電流が振動する。電流が０になった時点でスイッチ素子１４、１５をターンオフすることによって、スイッチング損失を軽減できる。
　図２は、共振インバータ回路の共振周波数が正常の場合の電流波形を示す図である。図２の上段は、スイッチ素子１４の電流を示す。図２の下段は、検出器１７で検出する電流を示す。スイッチ素子１４がオフの間に、スイッチ素子１５がオンになるので、検出電流は、正負に交互に現れる。
　図２に示すように、共振トランス１６と共振コンデンサ１２、１３で決まる共振周波数で、電流は振動するように変化する。そこで、スイッチ素子電流が０の間にターンオフする。ここで、何らかの原因で共振トランス１６と共振コンデンサ１２、１３で決まる共振周波数が低下すると、電流が振動する周期が長くなる。その場合、スイッチ素子１４、１５をターンオンしてから同じタイミングでスイッチ素子１４、１５をターンオフすると、ターンオフする時にはまだ電流が流れている状態になる。
　図３は、共振インバータ回路の共振周波数が低くなった場合の電流波形を示す図である。共振電流の周期が長くなって、スイッチ素子１４、１５をターンオフする時に、まだ電流が流れている様子が示されている。
　図１の制御装置２は、電流検出部２１、共振周波数判定部２２および制御部２３から構成される。電流検出部２１は、検出器１７で検出した電流に比例する電圧をＡ－Ｄ変換して、電流値を出力する。共振周波数判定部２２は、スイッチ素子１４、１５のスイッチング周期の２倍以上の定めた期間に、スイッチ素子１４、１５をターンオフする時に検出器１７で検出した電流の絶対値が閾値以上である回数が、２以上の定めた回数以上の場合に、共振インバータ回路１の共振周波数が異常であると判定する。制御部２３は、共振周波数判定部２２で共振インバータ回路１の共振周波数が異常と判定された場合に、共振インバータ回路１のスイッチング動作を停止させる。制御装置２はまた、検出器１７が検出した共振トランス１６に流れる電流が閾値を超えて過電流となった場合に、共振インバータ回路１を停止する。
　共振周波数判定部２２で共振周波数が異常であると判定する条件は、共振インバータ回路１の特性と用途に合わせて、適宜定めることができる。判定する期間をスイッチング周期のＭ倍（Ｍは２以上の整数）、スイッチ素子１４、１５をターンオフする時に検出器１７で検出した電流の絶対値が閾値以上である回数の、共振周波数異常であると判定するための規定回数をＮ（Ｎは２以上の整数）として、Ｍ≧Ｎ≧２の範囲で任意に設定することができる。
　図４は、共振周波数判定部の論理回路の一例を示す図である。共振周波数判定部２２は、例えば、スイッチ素子１４、１５をターンオフするごとに、電流検出部２１から出力された電流値と、レジスタ２４の閾値を比較器２６で比較して、電流値が閾値以上なら「１」を、閾値未満なら「０」を、シフトレジスタ２８と加算器２９に出力する。シフトレジスタ（フリップフロップ）２８は、判定するスイッチング周期期間をＭ周期（Ｍは２以上の整数）として、Ｍ－１個直列に接続されている。最終段のシフトレジスタ２８の出力は、減算器３０に入力される。減算器３０には、加算器２９の結果が入力され、加算器２９の結果からシフトレジスタ２８最終段の出力を減算する。
　減算器３０の結果は、比較器２７に入力されるとともに、次の周期で加算器２９に戻される。加算器２９と減算器３０とで、現在の比較器２６の結果を加算し、Ｍ周期前の比較器２６の結果を減算している。比較器２７では、減算器３０の結果とレジスタ２５の規定回数（例えばＮ）とを比較し、規定回数以上なら「１（共振周波数異常）」を、規定回数未満なら「０（共振周波数正常）」を制御部２３に出力する。その結果、共振周波数判定部２２は、スイッチング周期のＭ倍の期間で、スイッチ素子１４、１５をターンオフする時に検出器１７で検出した電流の絶対値が閾値以上である回数が、規定回数（Ｎ）以上の場合に、共振周波数異常であると判定している。
　なお、スイッチ素子１４、１５をターンオフする時の電流は、スイッチ素子１４またはスイッチ素子１５のいずれか一方をターンオフする時だけ検出してもよいし、スイッチ素子１４と１５の両方をターンオフする時に検出してもよい。スイッチ素子１４と１５の両方をターンオフする時に電流を検出して判定する場合の周期は、いずれか一方をターンオフする時に電流を検出する場合の半分である。
　図５は、実施の形態１に係る共振周波数異常時停止処理の動作の一例を示すフローチャートである。共振周波数判定部２２は最初に、スイッチ素子１４、１５をターンオフする時に検出器１７で検出した電流の絶対値が閾値以上である回数を表すカウンタに０をセットする（ステップＳ０１）。そして、スイッチ素子１４、１５をターンオフするごとに、検出器１７で検出した電流値を入力する（ステップＳ０２）。
　電流値と閾値を比較し、電流値が閾値以上なら（ステップＳ０３；ＹＥＳ）、カウンタに１を加算する（ステップＳ０４）。電流値が閾値未満なら（ステップＳ０３；ＮＯ）、カウンタの値を維持する。そして、Ｍ周期（Ｍは２以上の整数）前の電流値が閾値以上であれば（ステップＳ０５；ＹＥＳ）、カウンタから１を減算する（ステップＳ０６）。Ｍ周期（Ｍは２以上の整数）前の電流値が閾値未満なら（ステップＳ０５；ＮＯ）、カウンタの値を維持する。
　カウンタの値と規定回数を比較し、カウンタ値が規定回数以上なら（ステップＳ０７；ＹＥＳ）、共振インバータ回路１のスイッチング動作を停止する（ステップＳ０８）。カウンタ値が規定回数未満なら（ステップＳ０７；ＮＯ）、ステップＳ０２に戻って電流値の入力から繰り返す。
　以上説明したように、本実施の形態１の電力変換装置によれば、スイッチング周期の２倍以上の定めた期間に、スイッチ素子１４、１５をターンオフする時に検出器１７で検出した電流の絶対値が閾値以上である回数が、２以上の定めた回数以上の場合に、共振インバータ回路１の共振周波数異常と判定して、スイッチング動作を停止する。その結果、共振インバータ回路１の共振周波数が変化した場合に、共振インバータ回路１のスイッチ素子１４、１５を保護し、かつ、共振インバータ回路１を過剰に停止させることがない。
　（実施の形態２）
　実施の形態２では、スイッチ素子１４、１５をターンオフするごとに検出器１７で検出した電流の絶対値が閾値以上である回数が、連続して規定回数以上の場合に、共振周波数異常であると判定する。すなわち、実施の形態１の構成で、判定する期間のＭ周期（Ｍは２以上の整数）と、共振周波数が異常であると判定する規定回数Ｎ（Ｎは２以上の整数）が等しい、Ｍ＝Ｎ≧２の場合である。
　図６は、実施の形態２に係る共振周波数異常時停止処理の動作の一例を示すフローチャートである。共振周波数判定部２２は最初に、スイッチ素子１４、１５をターンオフする時に検出器１７で検出した電流の絶対値が閾値以上である回数を表すカウンタに０をセットする（ステップＳ１１）。そして、スイッチ素子１４、１５をターンオフするごとに、検出器１７で検出した電流値を入力する（ステップＳ１２）。
　電流値と閾値を比較し、電流値が閾値以上なら（ステップＳ１３；ＹＥＳ）、カウンタに１を加算する（ステップＳ１４）。電流値が閾値未満なら（ステップＳ１３；ＮＯ）、ステップＳ１１に戻って、カウンタのリセット（０をセットする）から繰り返す。
　ステップＳ１４でカウンタに１を加算したのち、カウンタの値と規定回数を比較し、カウンタ値が規定回数以上なら（ステップＳ１５；ＹＥＳ）、共振インバータ回路１のスイッチング動作を停止する（ステップＳ１６）。カウンタ値が規定回数未満なら（ステップＳ１５；ＮＯ）、カウンタをリセットせずにステップＳ１２に戻って電流値の入力から繰り返す。
　以上説明したように、実施の形態２によれば、スイッチ素子１４、１５をターンオフするごとに検出器１７で検出した電流の絶対値が閾値以上である回数が、連続して規定回数以上の場合に、共振周波数異常であると判定する。そのため、共振周波数判定部２２の構成を簡単にできる。
　実施の形態では、理解を容易にするために、上アーム（スイッチ素子１４）と下アーム（スイッチ素子１５）からなる、レグが１つの単相交流を発生する電力変換装置を例に挙げて説明した。実施の形態の構成は、３つのレグを備え３相交流を発生する電力変換装置にも適用できる。３相交流の電力変換装置の場合、共振周波数異常を確実に検出して判定するために、各レグの出力電流を検出するように検出器１７をそれぞれのレグに設けることが望ましい。
　また、実施の形態の電力変換装置を、スイッチ素子１４、１５に、ケイ素に比べてバンドギャップが大きいワイドバンドギャップ半導体によって形成されるスイッチ素子を用いるよう構成してもよい。ワイドバンドギャップ半導体とは、例えば、炭化ケイ素、窒化ガリウム系材料、またはダイヤモンドである。ワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチ素子は耐電圧性および許容電流密度が高い。そのため、スイッチ素子の小型化が可能であり、小型化されたスイッチ素子を用いることにより、スイッチ素子を組み込んだ半導体モジュールの小型化が可能となる。
　ワイドバンドギャップ半導体は耐熱性も高いため、ヒートシンクの放熱フィンの小型化や、水冷部の空冷化が可能であり、半導体モジュールの一層の小型化が可能になる。さらに電力損失が低いため、スイッチ素子の高効率化が可能であり、ひいては半導体モジュールの高効率化が可能になる。
　なお、スイッチ素子１４、１５の両方がワイドバンドギャップ半導体によって形成されていることが望ましいが、いずれか一方の素子がワイドバンドギャップ半導体によって形成されていてもよい。この場合でも、実施の形態１に記載の効果を得ることができる。
　１　共振インバータ回路、２　制御装置、３　直流電源、４　接地、５　負荷回路、１１　フィルタコンデンサ、１２、１３　共振コンデンサ、１４、１５　スイッチ素子、１６　共振トランス、１７　検出器、２１　電流検出部、２２　共振周波数判定部、２３　制御部、２４、２５　レジスタ、２６、２７　比較器、２８　シフトレジスタ、２９　加算器、３０　減算器。

Claims (4)

  1. 　２つ以上のスイッチ素子を含む共振インバータ回路と、
    　前記スイッチ素子の出力電流を検出する検出器と、
    　前記スイッチ素子のスイッチング周期の２倍以上の定めた期間に、前記スイッチ素子をターンオフする時に前記検出器で検出した電流の絶対値が閾値以上である回数が、２以上の定めた回数以上の場合に、前記共振インバータ回路の共振周波数異常と判定する共振判定部と、
    　前記共振判定部で前記共振インバータ回路の共振周波数異常と判定した場合に、前記共振インバータ回路のスイッチング動作を停止させる制御部と、
    　を備える電力変換装置。
  2. 　前記共振判定部は、前記スイッチ素子をターンオフするごとに前記検出器で検出した電流の絶対値が、前記閾値以上である状態が連続して定めた回数継続した場合に、前記共振インバータ回路の共振周波数異常と判定する、請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記スイッチ素子は、ワイドバンドギャップ半導体によって形成されている、請求項１または２に記載の電力変換装置。
  4. 　前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化ケイ素、窒化ガリウム系材料またはダイヤモンドである請求項３に記載の電力変換装置。
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