JP2016213116A

JP2016213116A - 誘導加熱装置

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Publication number: JP2016213116A
Application number: JP2015097384A
Authority: JP
Inventors: 三浦　敏栄; Toshie Miura; 敏栄三浦; 正昭久本; Masaaki Hisamoto
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2015-05-12
Filing date: 2015-05-12
Publication date: 2016-12-15
Anticipated expiration: 2035-05-12
Also published as: JP6501064B2

Abstract

【課題】給電停止指令により電流形インバータの全スイッチング素子をオン状態とした時に、電流形インバータ等の回路構成部品に過電流が流れるのを防止した誘導加熱装置を提供する。
【解決手段】降圧用スイッチング素子２を有する降圧チョッパ２０Ａと、電流形インバータ３０Ａと、コンデンサ６と加熱コイル７との並列共振回路からなる負荷４０とを備え、インバータ３０Ａが、ブリッジ回路及びリアクトル４を有すると共に、ブリッジ回路の出力側に負荷４０が接続された誘導加熱装置において、降圧チョッパ２０Ａを、直流電圧源１と、その正極とブリッジ回路との間に接続された降圧用スイッチング素子２及びリアクトル４の直列回路と、降圧用スイッチング素子２とリアクトル４との接続点と直流電圧源１の負極との間に接続され、かつスイッチング素子２に対して逆方向のダイオード３と、により構成する。
【選択図】図１

Description

本発明は、降圧チョッパを用いた可変の直流電圧源と電流形インバータとを備え、電流形インバータの負荷として加熱コイルを含む並列共振回路を備えた誘導加熱装置に関する。

この種の誘導加熱装置は、インバータの出力電流のＱ（Ｑは選択度）倍の電流を加熱コイルに流すことができ、大電流を必要とする加熱用途に適している。この誘導加熱装置の出力の仕様は、例えば、数１０［ｋＷ］〜数１００［ｋＷ］、数１００［Ｖ］、数１０［Ａ］〜数１００［Ａ］、数［ｋＨｚ］〜数１０［ｋＨｚ］程度であり、金属の焼入れ等に用いられている。

図３は、従来の誘導加熱装置を示す回路図である。
図３において、降圧チョッパ２０は、直流電圧源１、降圧用スイッチング素子２、ダイオード３、リアクトル４及び平滑用のコンデンサ９により構成され、スイッチング素子１のオン・オフ動作により、直流電圧源１の電圧以下の任意の電圧（負荷が要求する電圧）を出力する。ここで、直流電圧源１は、例えばダイオード整流器により構成されている。

次段の電流形インバータ３０は、リアクトル１０，１１、加熱用スイッチング素子５１１，５２１，５３１，５４１、逆阻止ダイオード５１２，５２２，５３２，５４２によって構成され、スイッチング素子５１１，５２１，５３１，５４１のオン・オフ動作により、負荷４０に高周波の交流電流を供給する。
負荷４０は、共振コンデンサ６、加熱コイル７、抵抗成分８からなる並列共振回路であり、共振コンデンサ６は、負荷力率を改善する作用を果たしている。

図４は、図３の動作を示す各部の波形図であり、出力電圧Ｖ_ｏと出力電流Ｉ_ｏとの位相差が０の場合を例示している。なお、Ｉ_５１１，Ｉ_５２１，Ｉ_５３１，Ｉ_５４１は、それぞれ、スイッチング素子５１１，５４１，５２１，５３１を流れる電流を示している。また、スイッチング素子の転流時の重なり期間や細かい振動は省略している。
通常時の動作としては、降圧チョッパ２０を運転した状態でスイッチング素子５１１，５２１，５３１，５４１をオン・オフさせることにより、負荷４０の加熱コイル７に高周波の共振電流Ｉ_ｏを流して被加熱物（図示せず）を誘導加熱する。

いま、加熱コイル７の短絡等の故障が発生した場合には、インバータ３０のスイッチング素子５１１，５２１，５３１，５４１等を過電流から保護するために、負荷４０への給電を速やかに停止する必要がある。

このため、例えば特許文献１には、負荷の短絡等により過電流が発生すると、順変換部の運転を停止すると同時に、その時点でオンしていた電流形インバータ（逆変換部）のスイッチング素子をそのままの状態で固定し、リアクトルに蓄積されたエネルギーを、上記スイッチング素子、逆阻止ダイオード、負荷等を介して減衰させる技術が開示されている。
また、特許文献２には、負荷の短絡等により過電流が発生すると、電流形インバータの全てのスイッチング素子を強制的にオンすると共に、電流形インバータの正負電路をサイリスタにより短絡してインバータへのエネルギーの流入を阻止する技術が開示されている。

これらの従来技術は、何れも、故障発生に伴う過電流からスイッチング素子等を保護するためのものであり、図３の回路に即して言えば、故障発生時に負荷４０に対する給電停止指令が発生した場合に、負荷４０に流れる電流を速やかに減少させ、かつリアクトル４に流れる電流を遮断させないことを目的としている。
以下では、特許文献２と同様に、給電停止指令を受けた時点で電流形インバータ３０の全てのスイッチング素子５１１，５２１，５３１，５４１をオン状態とする場合の動作を説明する。

図４の時点Ａ（出力電圧Ｖ_ｏの極性は正であるとする）において給電停止指令を受けた場合、図３のスイッチング素子２をオフさせることにより降圧チョッパ２０が運転を停止する。これにより、直流電圧源１はインバータ３０から遮断され、リアクトル４に流れていた電流はダイオード３に流れる。同時に、時点Ａ以前にオンしていたスイッチング素子５１１，５４１をオン状態で固定したまま、それまでオフしていた他のスイッチング素子５２１，５３１をオンすることにより、電流形インバータ３０の全てのスイッチング素子５１１，５４１，５２１，５３１をオン状態とする。
このため、時点Ａ〜Ｂでは、時点Ａ以前に電流が流れていたスイッチング素子５１１，５４１以外のスイッチング素子５２１，５３１に電流が流れ、負荷４０からインバータ３０側へ電力が回生される。

その後、出力電圧Ｖ_ｏの極性が時点Ｂで反転してから時点Ｃに至る期間でも、同様に回生動作が行われる。これにより、時点Ａ〜Ｃの間に、出力電流Ｉ_ｏ及びその経路になっているリアクトル１０，１１、スイッチング素子及び逆阻止ダイオードに流れる電流が増加する。
時点Ｃでは、負荷４０からインバータ３０側への回生が終了して出力電流Ｉ_ｏが０となり、リアクトル１０，１１に流れている電流は、時点Ｃ以後、スイッチング素子５１１、逆阻止ダイオード５１２、逆阻止ダイオード５２２、スイッチング素子５２１の経路と、スイッチング素子５３１、逆阻止ダイオード５３２、逆阻止ダイオード５４２、スイッチング素子５４１の経路とに分流することになる。

スイッチング素子５１１，５４１，５２１，５３１を介した各分流経路の電流は、振動による変動はあるが、長い期間で見れば図示しない回路の抵抗成分により徐々に減少していき、やがて０になって給電停止が完了する。図４では、スイッチング素子５１１，５４１，５２１，５３１にほぼ同じ大きさの電流が流れるように描かれているが、回路定数によっては各分流経路間にアンバランスが生じることもある。

特開平５−２３６７５６号公報（段落[００２２]等）特許第３３２８７５８号公報（段落[００２６]等）

図５は、図４における時点Ｃ以降の振動による電流の変動を検討するための等価回路を示している。
図５において、リアクトル１２（インダクタンスをＬ_１とする）は図３のリアクトル４に相当し、リアクトル１４（インダクタンスをＬ_２とする）は図３のリアクトル１０，１１に相当すると共に、コンデンサ１３（キャパシタンスをＣとする）は図３のコンデンサ９に相当する。図５では、図３におけるダイオード３、スイッチング素子５１１，５２１，５３１，５４１、逆阻止ダイオード５１２，５２２，５３２，５４２を省略し、前述した分流経路を、リアクトル１４を含む１つの経路で示している。また、図５における電流ｉ_１，ｉ_２の極性は、矢印方向を正方向とし、回路の抵抗成分は無視している。

図５に示した等価回路の電圧・電流方程式は数式１となり、数式１をｉ_２について解くと数式２となる。

なお、数式１，数式２において、ｉ_１（０），ｉ_２（０）は初期電流、ｑ（０）は初期電荷である。

いま、一例として、Ｌ_１＝１０［ｍＨ］、Ｌ_２＝１［ｍＨ］、ｉ_１（０）＝−５００［Ａ］、ｉ_２（０）＝５００［Ａ］、Ｃ＝５０００［μＦ］、ｑ（０）＝２．５［Ｃ：クーロン］のとき、数式２のｉ_２は数式３となる。
［数３］
ｉ_２＝５００＋１０６６ｓｉｎ（４６９ｔ）
すなわち、数式３によれば、ｉ_２の最大値は５００［Ａ］＋１０６６［Ａ］＝１５６６［Ａ］となることがわかる。

上記の例による１５６６［Ａ］の大電流は、リアクトル１４（図３のリアクトル１０，１１）と、前述した分流経路であるスイッチング素子５１１，５２１，５３１，５４１及び逆阻止ダイオード５１２，５２２，５３２，５４２に流れると共に、コンデンサ９にも流れるため、これらの部品を破損させるおそれがある。
また、図５の等価回路を用いて計算すると、定数によっては降圧チョッパ２０のリアクトル４やダイオード３に流れる電流も過大になり、これらの部品を破損させる可能性があることがわかる。なお、このような電流の増加は、時点Ｃ以前からも生じている。

そこで、本発明の解決課題は、故障発生時に負荷への給電停止指令を受けて電流形インバータの全てのスイッチング素子をオン状態とする場合に、回路構成部品に過電流が流れるのを防止するようにした誘導加熱装置を提供することにある。

上記課題を解決するために、請求項１に係る発明は、降圧用スイッチング素子を有する降圧チョッパと、前記降圧チョッパの出力側に接続された電流形インバータと、前記電流形インバータの出力側に接続され、かつ共振コンデンサと加熱コイルとの並列共振回路からなる負荷と、を備えた誘導加熱装置であって、
前記電流形インバータが、加熱用スイッチング素子と逆阻止ダイオードとの直列回路を各辺に備え、かつ出力側に前記負荷が接続されたブリッジ回路と、前記降圧用スイッチング素子と前記ブリッジ回路の入力側との間に接続された第１のリアクトルと、を有し、前記加熱用スイッチング素子をオン・オフさせて前記負荷に交流電流を供給するようにした誘導加熱装置において、
前記降圧チョッパを、
直流電圧源と、
前記直流電圧源の一端と前記ブリッジ回路との間に接続された前記降圧用スイッチング素子及び第２のリアクトルの直列回路と、
前記降圧用スイッチング素子と前記第２のリアクトルとの接続点と前記直流電圧源の他端との間に接続され、かつ、前記降圧用スイッチング素子の通流方向に対して逆方向となるダイオードと、により構成したことを特徴とする。

請求項２に係る発明は、請求項１に記載した誘導加熱装置において、前記第１のリアクトルと前記第２のリアクトルとを兼用したことを特徴とする。

請求項３に係る発明は、請求項１または２に記載した誘導加熱装置において、前記直流電圧源から前記負荷への給電を停止する時に、前記降圧用スイッチング素子をオフすると同時に、前記加熱用スイッチング素子を全てオン状態とすることを特徴とする。

請求項４に係る発明は、請求項１または２に記載した誘導加熱装置において、前記直流電圧源から前記負荷への給電を停止する時に、前記降圧用スイッチング素子をオフすると同時に、その時点でオンしていた前記加熱用スイッチング素子の動作をそのままの状態で固定することを特徴とする。

請求項５に係る発明は、請求項１または２に記載した誘導加熱装置において、前記電流形インバータの正負電路を短絡するサイリスタを備え、前記直流電圧源から前記負荷への給電を停止する時に、前記降圧用スイッチング素子をオフすると同時に、前記サイリスタをオン状態とすることを特徴とする。

本発明においては、対象とする装置が加熱用途であることに鑑み、電流形インバータの前段に接続される降圧チョッパから平滑用のコンデンサを除去することとした。これにより、故障発生時に電流形インバータの全スイッチング素子をオン状態にして出力電流を減少させていく過程でリアクトルやスイッチング素子等に流れる電流を抑制し、これらの回路構成部品を過電流から保護することができる。
また、リアクトルを降圧チョッパ及び電流形インバータに兼用することにより、部品数の減少や装置全体の小型化、低コスト化が可能である。

本発明の実施形態を示す回路図である。図１の動作を示す波形図である。従来技術を示す回路図である。図３の動作を示す波形図である。図３の主要部の等価回路図である。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は、この実施形態を示す回路図であり、図３と同一の部分には同一の番号を付し、以下では図３と異なる部分を中心に説明する。

図１において、降圧チョッパ２０Ａは、直流電圧源１と、その両端に接続された半導体スイッチング素子２とダイオード３との直列回路と、ダイオード３のカソードに一端が接続されたリアクトル４と、によって構成されている。また、電流形インバータ３０Ａは、前記リアクトル４と、その他端と直流電圧源１の負極との間に接続された加熱用スイッチング素子５１１，５２１，５３１，５４１及び逆阻止ダイオード５１２，５２２，５３２，５４２からなるブリッジ回路と、によって構成されている。
すなわち、この実施形態では、リアクトル４が降圧チョッパ２０Ａ及び電流形インバータ３０Ａの構成部品として兼用されていると共に、降圧チョッパ２０Ａは、図３における平滑用のコンデンサ９を除去した構成となっている。

次に、図２を参照しつつ、この実施形態の動作を説明する。
図２の時点Ａ以前における通常時の動作は図３，図４の従来技術と同様であるため、説明を省略する。なお、この実施形態では降圧チョッパ２０Ａから平滑用のコンデンサが除去されているので、回路定数によっては降圧チョッパ２０Ａのスイッチング周波数成分がコンデンサによって吸収されずに負荷４０に現れることになるが、装置が加熱用途であるため問題とならない場合が多い。

加熱コイル７の短絡等の故障により、出力電流Ｉ_ｏが大きい状態で負荷４０への給電を停止する場合には、図４と同様に、負荷４０に流れる電流を速やかに減少させ、かつリアクトル４に流れる電流を遮断させないために、電流形インバータ３０Ａの全てのスイッチング素子５１１，５２１，５３１，５４１をオン状態とする。
すなわち、給電停止指令を受けた図２の時点Ａ（出力電圧Ｖ_ｏの極性は正であるとする）において、降圧チョッパ２０Ａの運転を停止すると共に、時点Ａ以前にオンしていたスイッチング素子５１１，５４１をオン状態で固定したまま、それまでオフしていた他のスイッチング素子５２１，５３１をオンする。

時点Ａで降圧チョッパ２０Ａが運転を停止することにより、直流電圧源１はインバータ３０Ａから遮断され、リアクトル４に流れていた電流はダイオード３に流れる。同時に、電流形インバータ３０Ａのスイッチング素子５２１，５３１をオン状態にすることにより、時点Ａ〜Ｂではスイッチング素子５２１，５３１に電流が流れ、負荷４０からインバータ３０Ａ側へ電力が回生される。

出力電圧Ｖ_ｏの極性が反転した後の時点Ｂ〜Ｃでも同様に回生が行われる。これにより、時点Ａ〜Ｃの間に、出力電流Ｉ_ｏ及びその経路になっているダイオード３、リアクトル４、スイッチング素子、逆阻止ダイオードに流れる電流が増加する。

すなわち、図２に示すように、時点Ａ〜Ｂではスイッチング素子５２１，５３１を流れる電流Ｉ_５２１，Ｉ_５３１が増加するため、出力電流Ｉ_ｏは正方向に増加し、時点Ｂ〜Ｃではスイッチング素子５１１，５４１を流れる電流Ｉ_５１１，Ｉ_５４１が増加するため、出力電流Ｉ_ｏは負方向に増加する。しかし、これらの電流の増加の度合いは、図３，図４のようにコンデンサ９の蓄積電荷による電流が加算される従来技術と比較すると小さくなる。

また、時点Ｃでは、負荷４０からインバータ３０Ａ側への回生が終了して出力電流Ｉ_ｏが０となり、ダイオード３及びリアクトル４に流れている電流は、時点Ｃ以降、スイッチング素子５１１、逆阻止ダイオード５１２、逆阻止ダイオード５２２、スイッチング素子５２１の経路と、スイッチング素子５３１、逆阻止ダイオード５３２、逆阻止ダイオード５４２、スイッチング素子５４１の経路とに分流する。これらの電流は、図示しない回路の抵抗成分により次第に減少していき、やがて０になって給電停止が完了する（前記同様に、これらの分流電流にアンバランスが生じることもある）。
ここで、時点Ｃ以降の電流の変化は、前述した数式１〜３と異なり、リアクトル４に流れている電流が回路の抵抗成分によって減少していく現象となるため、各スイッチング素子５１１，５２１，５３１，５４１を流れる電流Ｉ_５１１，Ｉ_５２１，Ｉ_５３１，Ｉ_５４１は、図４と比べると小さくなる。

以上のように、本実施形態によれば、従来の降圧チョッパから平滑用のコンデンサを除去したため、負荷４０の異常時に降圧チョッパ２０Ａの運転を停止しつつ電流形インバータ３０Ａの全スイッチング素子５１１，５２１，５３１，５４１をオン状態にして出力電流を減少させる際に、リアクトル４やスイッチング素子５１１，５２１，５３１，５４１等に過電流が流れるのを防止することができる。また、リアクトル４を降圧チョッパ２０Ａ及び電流形インバータ３０Ａに兼用することで、部品数の減少や装置全体の小型化、低コスト化も可能になる。

なお、本発明は、電流形インバータの正負電路を短絡するサイリスタを備えた誘導加熱装置にも適用可能である。

本発明に係る誘導加熱装置は、例えば、金属の焼き入れ等の工業用途のほか、電磁調理器等の家庭用途にも利用することができる。

１：直流電圧源
２：降圧用スイッチング素子
３：ダイオード
４：リアクトル
５１１，５２１，５３１，５４１：加熱用スイッチング素子
５１２，５２２，５３２，５４２：逆阻止ダイオード
６：共振コンデンサ
７：加熱コイル
８：抵抗成分
２０Ａ：降圧チョッパ
３０Ａ：電流形インバータ
４０：負荷

Claims

降圧用スイッチング素子を有する降圧チョッパと、前記降圧チョッパの出力側に接続された電流形インバータと、前記電流形インバータの出力側に接続され、かつ共振コンデンサと加熱コイルとの並列共振回路からなる負荷と、を備えた誘導加熱装置であって、
前記電流形インバータが、加熱用スイッチング素子と逆阻止ダイオードとの直列回路を各辺に備え、かつ出力側に前記負荷が接続されたブリッジ回路と、前記降圧用スイッチング素子と前記ブリッジ回路の入力側との間に接続された第１のリアクトルと、を有し、前記加熱用スイッチング素子をオン・オフさせて前記負荷に交流電流を供給するようにした誘導加熱装置において、
前記降圧チョッパを、
直流電圧源と、
前記直流電圧源の一端と前記ブリッジ回路との間に接続された前記降圧用スイッチング素子及び第２のリアクトルの直列回路と、
前記降圧用スイッチング素子と前記第２のリアクトルとの接続点と前記直流電圧源の他端との間に接続され、かつ、前記降圧用スイッチング素子の通流方向に対して逆方向となるダイオードと、
により構成したことを特徴とする誘導加熱装置。
請求項１に記載した誘導加熱装置において、
前記第１のリアクトルと前記第２のリアクトルとを兼用したことを特徴とする誘導加熱装置。
請求項１または２に記載した誘導加熱装置において、
前記直流電圧源から前記負荷への給電を停止する時に、
前記降圧用スイッチング素子をオフすると同時に、前記加熱用スイッチング素子を全てオン状態とすることを特徴とする誘導加熱装置。
請求項１または２に記載した誘導加熱装置において、
前記直流電圧源から前記負荷への給電を停止する時に、
前記降圧用スイッチング素子をオフすると同時に、その時点でオンしていた前記加熱用スイッチング素子の動作をそのままの状態で固定することを特徴とする誘導加熱装置。
請求項１または２に記載した誘導加熱装置において、
前記電流形インバータの正負電路を短絡するサイリスタを備え、
前記直流電圧源から前記負荷への給電を停止する時に、
前記降圧用スイッチング素子をオフすると同時に、前記サイリスタをオン状態とすることを特徴とする誘導加熱装置。