JP2015198060A - 誘導加熱装置の制御回路 - Google Patents

Abstract

【課題】アルミ、銅、非磁性ステンレス等の低抵抗負荷を含む各種の被加熱物を、スイッチング素子や装置を破損させずに安全に加熱することができる制御回路を提供する。【解決手段】誘導加熱装置の制御回路において、インバータ１Ａの駆動周波数を制御して加熱コイル１１への供給電力を調整するための周波数制御部１０１と、インバータ１Ａの各相のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４をオンさせる位相角を所定の重なり角だけずらして加熱コイル１１への供給電力を調整するための位相シフト制御部１０２と、周波数制御部１０１及び位相シフト制御部１０２からの指令に基づいてスイッチングパターンを設定する制御条件設定部１０４と、制御条件設定部により設定されたスイッチングパターンに従ってスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４をオンオフさせる駆動信号を生成する駆動回路部１０５と、を備える。【選択図】図１

Description

本発明は、一般家庭やレストランなどで使用される誘導加熱調理器や金属溶解、シームレス溶接などに使用される産業用誘導加熱装置の制御回路に関するものである。

始めに、誘導加熱装置の一般的な回路構成を説明する。
図９（ａ），（ｂ），（ｃ）は、誘導加熱装置の主回路部の構成例を示しており、最初に、図９（ａ）に基づいて主回路部の構成及び動作を説明する。なお、この回路構成及び動作は、例えば特許文献１に記載されている。

図９（ａ）に示す主回路部１Ａにおいて、単相交流電源２にはダイオードブリッジからなる整流回路３が接続され、整流回路３の直流側には、直流平滑コンデンサ４と、ダイオード７，８が逆並列接続された半導体スイッチング素子５，６からなるスイッチングアーム直列回路とが並列に接続され、スイッチング素子５，６にはスナバコンデンサ９，１０がそれぞれ並列に接続されている。また、前記スイッチングアーム直列回路の内部接続点とスイッチング素子６の低圧側接続点との間には、加熱コイル１１と共振コンデンサ１２とが直列に接続されている。

単相交流電源２の交流電圧は整流回路３により整流され、直流平滑コンデンサ４の両端に直流中間電圧が生成される。このような構成において、スイッチング素子５をオンさせると、直流平滑コンデンサ４→スイッチング素子５→加熱コイル１１→共振コンデンサ１２→直流平滑コンデンサ４の経路で電流が流れる。次に、スイッチング素子５をオフさせると、加熱コイル１１の電流は、加熱コイル１１→共振コンデンサ１２→スナバコンデンサ１０→加熱コイル１１の経路と、加熱コイル１１→共振コンデンサ１２→直流平滑コンデンサ４→スナバコンデンサ９→加熱コイル１１の経路に転流し、スナバコンデンサ９の電圧は緩やかに上昇することから、スナバコンデンサ９に並列接続されたスイッチング素子５はソフトスイッチング動作となる。

スナバコンデンサ９，１０の充放電が完了すると、加熱コイル１１の電流は、自然にダイオード８が導通する経路に転流する。ダイオード８に電流が流れている間にスイッチング素子６をオンさせると、スイッチング素子６をソフトスイッチング動作させることができる。
ダイオード８を流れる電流は、加熱コイル１１と共振コンデンサ１２との共振現象により反転し、加熱コイル１１→スイッチング素子６→共振コンデンサ１２→加熱コイル１１の経路で流れる。この状態でスイッチング素子６をオフすると、加熱コイル１１の電流は、加熱コイル１１→スナバコンデンサ１０→共振コンデンサ１２→加熱コイル１１の経路と、加熱コイル１１→スナバコンデンサ９→直流平滑コンデンサ４→共振コンデンサ１２→加熱コイル１１の経路に転流し、スナバコンデンサ１０の電圧は緩やかに上昇することから、スナバコンデンサ１０に並列接続されたスイッチング素子６はソフトスイッチング動作となる。

スナバコンデンサ９，１０の充放電が完了すると、加熱コイル１１の電流は、自然にダイオード７が導通する経路に転流する。ダイオード７に電流が流れている間にスイッチング素子５をオンさせると、スイッチング素子５をソフトスイッチング動作させることができる。
ダイオード７を流れる電流は、加熱コイル１１と共振コンデンサ１２との共振現象により反転し、加熱コイル１１→共振コンデンサ１２→直流平滑コンデンサ４→スイッチング素子５→加熱コイル１１の経路で流れる。
以上の動作を高周波で繰り返すことにより、加熱コイル１１に高周波の交流電流を供給することができ、加熱コイル１１に近接配置された被加熱物（図示せず）を誘導加熱することが可能になる。

次に、スナバコンデンサ９，１０による損失低減効果について詳細に説明する。
図１０は、図９（ａ）における各部の動作波形であり、上から加熱コイル１１の電流ｉ_Ｌｏ、スイッチング素子５及びダイオード７の電圧ｖ_５，電流ｉ_５、スイッチング素子６及びダイオード８の電圧ｖ_６，電流ｉ_６を示している。図示するように、電流ｉ_５，ｉ_６が同時に零となる期間ｔ_ｓが存在し、この期間ｔ_ｓにスナバコンデンサ９，１０の充放電が行われている（以後、期間ｔ_ｓをスナバコンデンサ充放電期間と呼ぶ）。

図１１は、スナバコンデンサ充放電期間ｔ_ｓを拡大した動作波形を示している。
スナバコンデンサ９，１０がない場合には、電圧ｖ_５、電流ｉ_５の波形は破線のようになり、大きなターンオフ損失Ｐ_{ｌｏｓｓ５}が発生する。これに対し、図９（ａ）のようにスナバコンデンサ９，１０を設けると、スイッチング素子５，６のターンオフ後にスナバコンデンサ９，１０が充放電され、図１１に実線で示すように、例えば電流ｉ_５が迅速にほぼ零に収束し、電圧ｖ_５の立ち上がりが遅くなるので、ターンオフ損失を大幅に低減することができる。

これらのスナバコンデンサ９，１０によるスイッチング素子５，６のターンオフ損失低減効果は、スナバコンデンサ９，１０の静電容量が大きいほど効果が大きい。また、スイッチング素子５，６からなる上下アームの短絡を防止するためのデッドタイム期間を、スナバコンデンサ充放電期間ｔ_ｓよりも長い時間に設定しておき、ダイオード７，８の導通期間中にターンオンさせれば、ターンオン損失は発生しない。
従って、スイッチング損失が非常に小さいことが、図９（ａ）の回路の特徴である。また、この回路では急峻な電圧変動を抑制できるため、ノイズ低減にも大きな効果がある。

なお、図９（ｂ）に示す主回路部１Ｂは、図９（ａ）における共振コンデンサ１２を共振コンデンサ１２ａ，１２ｂの直列回路として直流平滑コンデンサ４に並列接続し、加熱コイル１１の一端を共振コンデンサ１２ａ，１２ｂ同士の接続点に接続したものであり、基本的な動作は図９（ａ）と同様である。

次に、誘導加熱装置を用いて被加熱物に供給する電力を調整する方法について説明する。
第１の電力調整方法は周波数制御によるものであり、この制御方法は、例えば特許文献２，３に記載されている。

図１２は、誘導加熱装置の構成を示している。
図１２における主回路部１には、例えば図９に示したものが適用可能であり、制御回路２０は、電力指令部２１、電力検出部２２、動作周波数決定部２３及び駆動回路部２４によって構成されている。なお、以下では、主回路部１を「インバータ」とも言うものとする。

図１２の動作としては、電力指令値と電力検出値とが一致するように動作周波数決定部２３がインバータ１のスイッチング素子の動作周波数を決定し、駆動回路部２４によりスイッチング素子を駆動して誘導加熱装置を動作させる。このとき、電力検出値が電力指令値よりも大きい場合には動作周波数を高め、電力検出値が電力指令値よりも小さい場合には動作周波数を低くするように制御を行う。このような電力調整方法を、以下では「周波数制御」と呼ぶ。

図１３（ａ），（ｂ）は、周波数制御時の動作波形であり、各図における上段がインバータの出力電圧ｖ_ｏｕｔ、下段が出力電流ｉ_Ｌｏを示している。
図１３（ａ）のように誘導加熱装置が大電力を供給しているときは、電圧ｖ_ｏｕｔと電流ｉ_Ｌｏとの位相差（ｖ_ｏｕｔの基本波成分ｖ_{ｏｕｔ（１）}とｉ_Ｌｏとの位相差）がほぼ零、すなわち力率１で動作する。このとき、加熱コイル１１のインダクタンス及び共振コンデンサの静電容量によって決まる共振周波数ｆ_ｓ１と動作周波数とは、ほぼ一致している。

誘導加熱装置による供給電力が小さくなるにつれて、図１３（ｂ）のように電圧ｖ_ｏｕｔと電流ｉ_Ｌｏとの位相差が大きくなる。このとき、動作周波数ｆ_ｓ２は共振周波数より高い状態で誘導性負荷に電力を供給していることになる。
すなわち、動作周波数はｆ_ｓ１＜ｆ_ｓ２の関係にあり、動作周波数を高めるほど供給する電力は小さくなる。つまり、周波数制御は、力率を調整することで加熱コイル１１への供給電力を調整することになる。

次に、第２の電力調整方法としてデューティ制御（オン時比率制御）が知られている。
このデューティ制御は、インバータの出力電圧を小さくすることで供給電力を低下させる方法である。図１４（ａ），（ｂ）は、デューティ制御時の動作波形であり、各図における上段がインバータの出力電圧ｖ_ｏｕｔ、下段が出力電流ｉ_Ｌｏを示している。

図１４（ａ）は大電力供給時の波形であり、周波数制御時の図１３（ａ）と同様にデューティ（オン時比率）が５０［％］の場合である。これ対し、図１４（ｂ）は電力抑制時（小電力供給時）の波形であり、デューティを２０［％］にしている。デューティを５０［％］以下にすると、図１３（ｂ）に示すように、出力電圧ｖ_ｏｕｔの基本波成分ｖ_{ｏｕｔ（１）}が小さくなる。
このように、前述した周波数制御が、インバータの出力電圧、電流の力率を調整して供給電力を調整するのに対し、デューティ制御は、出力電圧の実効値を調整して供給電力を調整する方式である。

更に、第３の電力調整方法として、位相シフト制御が知られている。
この位相シフト制御は、デューティ制御と同様に、インバータの出力電圧の実効値を調整して供給電力を調整するものであり、各相のスイッチング素子をオンさせる位相角をずらしてスイッチングする方式である。位相シフト制御は、通常、直流−直流変換装置等に適用される制御方法であるが、図９（ｃ）に示す主回路部１Ｃのように、スイッチング素子５ａ，５ｂ，６ａ，６ｂがフルブリッジ接続されたインバータを有する誘導加熱装置に適用することも容易に想像可能である。
なお、図９（ｃ）において、７ａ，７ｂ，８ａ，８ｂはダイオード、９ａ，９ｂ，１０ａ，１０ｂはスナバコンデンサであり、他の部品には図９（ａ）と同一の参照符号を付してある。

図１５（ａ），（ｂ）は、位相シフト制御時の動作波形であり、各図における上段がインバータの出力電圧Ｖ_ｏｕｔ、下段が出力電流ｉ_Ｌｏを示している。
図１５（ａ）は大電力供給時の波形であり、図１３（ａ），図１４（ａ）と同様にデューティ５０［％］の条件である。一方、図１５（ｂ）は電力抑制時の波形であり、インバータの出力電圧ｖ_ｏｕｔは、ゼロ電圧期間を設けることにより基本波成分ｖ_{ｏｕｔ（１）}を小さくしている。
このように位相シフト制御は、デューティ制御と同様に、インバータの出力電圧の実効値を調整して供給電力を調整する方式であり、図９（ｃ）に示したようなフルブリッジ型の主回路部１Ｃでなければ実現することができない。

図１６は、デューティ制御及び位相シフト制御における制御スイッチングパターンの違いを示すもので、図１６（ａ）の回路図におけるスイッチング素子Ｓ_１，Ｓ_２，Ｓ_３，Ｓ_４は、図９（ｃ）のスイッチング素子６ｂ，５ａ，５ｂ，６ａにそれぞれ対応している。また、図１６において、１Ａはインバータ、２Ａは三相交流電源、３Ａは整流回路、４は直流平滑コンデンサである。

図１６（ｂ）において、デューティ制御の大電力時には、スイッチング素子Ｓ_１，Ｓ_２のオン，オフの時間比率が１：１（デューティ５０［％］）であるが、小電力時には、スイッチング素子Ｓ_１，Ｓ_２のオン，オフの時間比率が何れもデューティ５０［％］ではなくなっている。
これに対し、位相シフト制御時は、スイッチング素子Ｓ_１，Ｓ_２のデューティは、大電力時、小電力時ともに５０［％］のままである。しかし、小電力時には、スイッチング素子Ｓ_１，Ｓ_２のスイッチングパターンの位相をシフトし、いわゆる「重なり角」を設けることにより、図１５（ｂ）に示したゼロ電圧期間を実現している。

次に、周波数制御とデューティ制御、位相シフト制御との相違に基づく課題について説明する。
まず、第１に、デューティ制御や位相シフト制御では、前述したスナバコンデンサによるスイッチング損失の低減は実現困難である。
スナバコンデンサは、スイッチング素子のターンオフ時のスイッチング損失を大幅に低減できる反面、ターンオン時に損失が大幅に増加する。これは、スナバコンデンサに蓄えられた電荷を、ターンオン時にスイッチング素子により短絡（スナバ短絡）して放電させるためであり、スナバコンデンサによる損失レスのソフトスイッチング動作は成り立たない。

すなわち、デューティ制御による小電力時（図１４（ｂ））や位相シフト制御による小電力時（図１５（ｂ））にはターンオンが発生することから、スナバコンデンサによる損失低減が難しいことがわかる。このように、デューティ制御や位相シフト制御が適用される誘導加熱装置では、周波数制御が適用される誘導加熱装置に比べ、スイッチング損失が大きくなるため装置効率が低下し、冷却能力の増強を強いられて装置の大型化、高価格化を招くことになる。

第２に、低抵抗負荷への電力供給が難しいという問題がある。
一般的な誘導加熱装置は、鉄や磁性ステンレス等からなる被加熱物を加熱しやすいのに対し、アルミ、銅、非磁性ステンレス等からなる被加熱物を加熱しにくいことが知られている。これは、アルミや銅、非磁性ステンレス等の金属材料は一般に低抵抗であってジュール熱を発生しにくいため、大電流が必要になるからである。

つまり、インバータを周波数制御して鉄や磁性ステンレスを加熱する時の誘導加熱装置は、図１３（ａ）に示したように力率１に近い状態で動作させることができるのに対し、アルミや銅を加熱しようとすると、図１３（ｂ）に示すような三角波状の出力電流ｉ_Ｌｏになり、大きな電力を供給することができない。このような三角波状の出力電流ｉ_Ｌｏにより装置の電流制限値で決まる最大電流付近で動作させると、スイッチング損失の増加によってスイッチング素子自体が破損したり、スナバコンデンサの電流増加による破損がスイッチング素子の破損を引き起こす等の懸念がある。
また、図１３（ｂ）に示すように三角波の頂点でスイッチングが行われると大電流の遮断動作となり、大きなノイズを発生するという問題もある。

なお、アルミや銅などの低抵抗負荷への対応としては、以下のような従来技術が公知となっている。
まず、特許文献３には、通常の運転に先だってインバータから加熱コイルに所定周波数の電流を流した時の電流の大きさから負荷（鍋）の材質を判別し、その材質に応じて共振周波数を切り換えるようにした誘導加熱調理器が記載されている。この従来技術によれば、鍋の材質が例えばアルミニウムである場合には、鉄製の鍋の場合よりも共振周波数を高くして動作させることにより、鍋の材質を問わず適用可能であるが、その反面、回路構成が複雑化するという問題がある。
また、特許文献４には、インバータの入力電流が所定値以上になった場合の動作周波数に基づいてアルミや銅などの負荷（鍋）の材質を判別し、インバータを停止させて過電流の流入を防止する電磁調理器が記載されている。

更に、特許文献５に記載された誘導加熱装置では、負荷の材質には言及されていないが、複数に分割形成された透磁率の大きい円板状鉄心に絶縁物を介して加熱コイルを載置し、その全体を絶縁樹脂にてモールドすることにより、加熱コイルのインピーダンスを大きくして負荷電流を低減させている。この従来技術によれば、マッチングトランス等の部品が不要であるため、回路の簡略化が可能である。

特開昭５９−２０９２９６号公報（第２頁左上欄第１０行〜左下欄第１７行、第２図，第３図等） 特開平３−３４２８７号公報（第６頁左上欄第１５行〜第７頁左上欄第３行、第１図等） 特開２０１２−４９０１９号公報（段落［００３９］〜［００４４］、図１等） 特開平１１−１２１１５９号公報（段落［００１６］〜［００２１］、図１，図２等） 特開平１−２３９７９１号公報（第２頁右上欄第１９行〜右下欄第７行、第１図，第２図等）

ここで、アルミや銅などの低抵抗負荷に電力供給することを考えて、前述した三角波状の大電流を加熱コイルに流したときに誘導加熱装置が抱える課題について、以下に説明する。
三角波状の大電流を流して加熱する条件は、インバータの出力電流の位相角が電気角９０度近くで動作していることに相当する。このような三角波状の大電流でも動作可能なインバータは、アルミ溶解炉等に専用のインバータとして従来から存在している。この種の専用のインバータを設計する際には、種々課題はあるものの、基本的には三角波電流を流せるように各部品を選定し、冷却系を設計すれば良い。しかしながら、専用のインバータは非常に高価かつ大型であり、誘導加熱調理器等、低価格化が求められる各種用途に展開するのは難しい。

一方、誘導加熱調理器等に適した比較的安価な汎用ＩＨインバータは、出力電流の位相角４０度程度を最大とすることが一般的である。これは、例えば電磁調理器において、抵抗が最も大きい部類の被加熱物（１８−０ステンレス）と抵抗が最も小さい部類の被加熱物（１８−８ステンレス）とを同じ回路構成で、どちらにも対応できるように設計すると、電流の位相角が約０度から４０度まで必要になることによる。このように電流の位相角が約０度〜４０度に入る負荷は、定格電力を供給できる負荷条件となる。このため、電流の位相角が４０度より大きくなると、インバータを破損させる恐れがある。

インバータの破損を防止するための機能として、前述した特許文献４のように、材質が不適切な負荷を判別してインバータを停止させる機能の他に、電流制限機能がある。
この電流制限機能は、インバータが流す最大電流を超えないように、ソフトウェアまたはハードウェアにより出力電流を制限する機能である。このような電流制限機能では、電流波形（正弦波、三角波）の区別は不可能であるが、位相角が９０度近い三角波状の電流でも流すことができる。しかしながら、スイッチング損失の増加によってスイッチング素子が破損する恐れや、スナバコンデンサの電流増加による破損がスイッチング素子に波及する恐れがある。

以上のように、従来の技術では、低抵抗負荷を含む各種の被加熱物に対し、スイッチング損失やノイズを低減すると共に、スイッチング素子や装置を破損させることなく所望の電力を供給可能な制御回路を実現することが困難であった。
そこで、本発明の解決課題は、誘導加熱装置の主回路部として比較的安価な汎用ＩＨインバータを用いた場合でも、アルミ、銅、非磁性ステンレス等の低抵抗負荷を含む各種の被加熱物を、スイッチング素子や装置を破損させずに安全に加熱することができる制御回路を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に係る発明は、インバータを構成するフルブリッジ型の複数の半導体スイッチング素子をオンオフさせ、前記インバータに接続された加熱コイルに交流電力を供給することにより、前記加熱コイルに近接配置された被加熱物を誘導加熱する誘導加熱装置の制御回路において、
前記インバータの駆動周波数を制御して前記加熱コイルへの供給電力を調整するための周波数制御部と、
前記インバータの各相の半導体スイッチング素子をオンさせる位相角を所定の重なり角だけずらして前記加熱コイルへの供給電力を調整するための位相シフト制御部と、
前記周波数制御部及び前記位相シフト制御部からの指令に基づいてスイッチングパターンを設定する制御条件設定部と、
前記制御条件設定部により設定されたスイッチングパターンに従って前記半導体スイッチング素子をオンオフさせる駆動信号を生成する駆動回路部と、を備えたものである。

請求項２に係る発明は、請求項１に記載した誘導加熱装置の制御回路において、
前記制御条件設定部は、
スイッチング周期における前記インバータの出力電圧波形を、正極側電位が正の直流中間電圧、負極側電位が負の直流中間電圧であり、かつ、正極側電位と負極側電位との間にゼロ電圧期間を有する波形とするためのスイッチングパターンを設定して前記インバータを周波数制御するものである。
請求項３に係る発明は、請求項２に記載した誘導加熱装置の制御回路において、
前記重なり角をほぼ一定に保ちながら前記インバータを周波数制御することを特徴とする。

請求項４に係る発明は、請求項２または３に記載した誘導加熱装置の制御回路において、
前記重なり角を、スイッチング周期内で電気角１４５度以下に設定したことを特徴とする。

請求項５に係る発明は、請求項４に記載した誘導加熱装置の制御回路において、
前記重なり角を、スイッチング周期内で電気角１１０度〜１４５度の範囲に設定したことを特徴とする。

請求項６に係る発明は、前記被加熱物の抵抗値の大小にそれぞれ応じた通常負荷モードと低抵抗負荷モードとを切り替える負荷モード切替部を備え、
前記制御条件設定部は、
前記負荷モード切替部により前記通常負荷モードが選択された時に、前記インバータの出力電圧波形を、正極側電位が正の直流中間電圧であり、かつ、負極側電位が負の直流中間電圧である波形とするためのスイッチングパターンを設定して前記インバータを周波数制御し、前記負荷モード切替部により前記低抵抗負荷モードが選択された時に、請求項１〜５の何れか１項に従ってスイッチングパターンを設定するものである。

本発明によれば、鉄や磁性ステンレス等の比較的高抵抗の被加熱物だけでなく、アルミ、銅、非磁性ステンレス等の低抵抗負荷を含む各種の被加熱物を対象として、スイッチング損失やノイズを低減しつつ、スイッチング素子や装置を破損させずに安全に加熱することが可能である。

本発明の実施形態を示す構成図である。 本発明の第１実施例によるインバータの出力電圧の波形図である。 本発明の第１実施例によるシミュレーション結果を示す波形図である。 本発明の第１実施例によるシミュレーション結果を示す波形図である。 本発明の第２実施例によるシミュレーション結果を示す波形図である。 本発明の第３実施例によるインバータの出力電流の波形図である。 本発明の第３実施例によるシミュレーション結果を示す波形図である。 本発明の第４実施例によるインバータの出力電圧の波形図である。 誘導加熱装置の主回路部の構成図である。 図９（ａ）における各部の動作波形図である。 図１０の一部を拡大した動作波形図である。 誘導加熱装置の構成図である。 周波数制御時の動作波形図である。 デューティ制御時の動作波形図である。 位相シフト制御時の動作波形図である。 誘導加熱装置の構成図及び制御スイッチングパターンの説明図である。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。図１は、本発明の実施形態に係る制御回路を、誘導加熱装置の主回路部等と共に示した構成図である。
図１において、三相交流電源２Ａには誘導加熱装置の主回路部としてのインバータ１Ａが接続され、その出力側には加熱コイル１１が接続されている。

インバータ１Ａは、いわゆる汎用ＩＨインバータを想定しており、三相交流電源２Ａに接続された整流回路３Ａと、その出力側に接続された直流平滑コンデンサ４と、その両端に直流入力側が接続されたＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子Ｓ_１〜Ｓ_４からなるフルブリッジ回路と、スイッチング素子Ｓ_１〜Ｓ_４にそれぞれ並列接続されたスナバコンデンサＣ_１〜Ｃ_４と、スイッチング素子Ｓ_２，Ｓ_４同士の接続点と加熱コイル１１との間に接続された共振コンデンサＣ_ｒと、によって構成されている。ここで、スナバコンデンサＣ_１〜Ｃ_４はあってもなくても良いが、スイッチング損失を低減するためには、スナバコンデンサＣ_１〜Ｃ_４を備えていることが望ましい。
なお、加熱コイル１１は、インダクタンス成分Ｌ_ｏ及び抵抗成分Ｒ_ｏを有するものとして表してある。また、図１において、Ｖ_ｄｃは直流中間電圧、ｖ_ｏｕｔはインバータ１Ａの出力電圧、ｉ_Ｌｏは出力電流（負荷電流）を示す。

一方、制御回路１００は、インバータ１Ａを周波数制御して加熱コイル１１への供給電力を調整する周波数制御部１０１と、各相のスイッチング素子をオンさせる位相をずらしてスイッチングする位相シフト制御によって加熱コイル１１への供給電力を調整する位相シフト制御部１０２と、これらの周波数制御部１０１及び位相シフト制御部１０２から送られる指令に基づいて所定の制御条件（スイッチングパターン）を設定する制御条件設定部１０４と、この制御条件設定部１０４により設定されたスイッチングパターンに従って前記スイッチング素子Ｓ_１〜Ｓ_４をオンオフ制御するための駆動信号（ゲート信号）を生成する駆動回路部１０５と、を備えている。

更に、制御回路１００には、被加熱物の材質が鉄や磁性ステンレスのように比較的高抵抗である場合の通常負荷モードと、被加熱物の材質がアルミや銅、非磁性ステンレスのように低抵抗である場合の低抵抗負荷モードと、を切り替える負荷モード切替部１０３が設けられている。
この負荷モード切替部１０３から出力される負荷モード切替指令は制御条件設定部１０４に入力されており、制御条件設定部１０４は、選択された負荷モードに応じたスイッチングパターンを設定するように構成されている。

次に、この実施形態の動作を説明する。
まず、スイッチング素子やインバータの破損、ひいては誘導加熱装置の破損を防止するためには、スイッチング損失を低減すること、及び、スナバコンデンサに蓄えられた電荷を放電する際のターンオン損失を発生させないことが必要であり、言い換えればソフトスイッチング動作を実現することが求められる。

そこで、請求項１，２に相当する第１実施例では、前述した周波数制御と位相シフト制御とを組み合わせてインバータ１Ａを制御する。
具体的には、図２に示すように、スイッチング周期におけるインバータ１Ａの出力電圧ｖ_ｏｕｔの波形が、正極側電位が正の直流中間電圧（Ｖ_ｄｃ）、負極側電位が負の直流中間電圧（−Ｖ_ｄｃ）となり、かつ、正極側電位と負極側電位との間にゼロ電圧期間を有する波形となるように、図１における周波数制御部１０１、制御条件設定部１０４によりスイッチングパターンを設定する。このスイッチングパターンは、周波数制御部１０１の動作により、インバータ１Ａに対する電力指令値と電力検出値との偏差に応じて周波数が制御されるものであり、駆動回路部１０５を介してスイッチング素子Ｓ_１〜Ｓ_４がオンオフ制御される。
また、その際、位相シフト制御部１０２の動作により、位相シフトにおける重なり角をほぼ一定に保ちながら加熱コイル１１への供給電力を調整する。

いま、仮に位相シフト制御のみによってインバータ１Ａを制御すると、図１５（ｂ）に示したようにターンオン損失が発生してしまう。しかし、位相シフト制御における特定の重なり角ではターンオン損失が発生しないため、その条件を保ったままで周波数制御を行うことにより、ターンオン損失を発生させず、しかもスイッチングにより遮断する電流を減少させることができる。ここで、周波数制御における駆動周波数が高くなるほど、供給電力は小さくなる。

図３は、この第１実施例におけるシミュレーション結果を示す波形図であり、（ａ）は一般的なデユーティ５０％で動作させたとき（従来技術に相当）のインバータ１Ａの出力電圧ｖ_ｏｕｔ及び出力電流ｉ_Ｌｏを示し、（ｂ）は位相シフト制御を行った時の出力電圧ｖ_ｏｕｔ及び出力電流ｉ_Ｌｏを示している。なお、シミュレーションの条件は、負荷条件としてＬ_ｏ＝１１０［μＨ］，Ｒ_ｏ＝０．２［Ω］の低抵抗負荷を使用し、入力電圧が三相２００［Ｖ］、インバータ１Ａの動作周波数が２０［ｋＨｚ］、出力電流ｉ_Ｌｏのピーク値が１２５［Ａ］となるように共振コンデンサＣ_ｒの容量を調整し（デューティ５０［％］：０．７５［μＦ］、位相シフト：０．６３５［μＦ］）、位相シフトの重なり角を１３０度（時間相当で１８［μｓ］）とした。

図３（ａ），（ｂ）は、何れも同じピーク電流で動作しているが、出力電圧波形及びスイッチングタイミングが異なっている。
図３（ａ）に示すように、デューティ５０［％］で動作させると、スイッチング周期内で全てのスイッチング素子Ｓ_１〜Ｓ_４はターンオフ動作となるが、スイッチング素子Ｓ_１〜Ｓ_４は２個ずつ同時にオフし、かつ、ピーク電流付近でスイッチングしている。このため、スイッチング損失が大きく、スナバコンデンサに過電流が流れると共に、発生ノイズも大きくなる。
これに対し、図３（ｂ）に示すように位相シフト制御を行った場合には、図３（ａ）と同様に、スイッチング周期内で全てのスイッチング素子Ｓ_１〜Ｓ_４がターンオフ動作となるが、スイッチングタイミングが個別に発生するうえに、ターンオフ時に遮断する電流もピーク付近ではなく小さな値となっているため、スイッチング損失の低減、スナバコンデンサの過電流の防止、発生ノイズの低減が可能になる。

なお、インバータ１Ａの最低動作周波数は、加熱コイル１１の負荷時インダクタンス成分Ｌ_ｏ及び共振コンデンサＣ_ｒの容量により決定される共振周波数より１０［％］程度、高くなるように設定することが望ましく、例えば、共振周波数が１８［ｋＨｚ］以上２０［ｋＨｚ］未満である場合には、最低動作周波数を２０［ｋＨｚ］程度にすればよい。

また、図４は、第１実施例において、位相シフトの重なり角を１３０度一定とした条件で、動作周波数を図３（ｂ）の２倍にして周波数制御したときのシミュレーション結果である。このように、第１実施例では、位相シフトにおける重なり角をほぼ一定に保ちながら、周波数制御を行っている。すなわち、正極側電位が正の直流中間電圧（Ｖ_ｄｃ）の期間、負極側電位が負の直流中間電圧（−Ｖ_ｄｃ）の期間、および正極側電位と負極側電位との間のゼロ電圧期間の比率が図３（ｂ）と図４とでほぼ一定になるように周波数制御している。このシミュレーションにおいて、インバータ１Ａからは、定格電流供給時の５［％］以下の電力しか加熱コイル１１に供給していない。しかし、この条件でも全てのスイッチング素子Ｓ_１〜Ｓ_４が個別にターンオフ動作（ソフトスイッチング動作）しており、スイッチング損失の低減、スナバコンデンサの過電流の防止、発生ノイズの低減が可能となっている。

次に、請求項３に相当する本発明の第２実施例について説明する。
図３（ｂ）に示したように、位相シフト制御では全てのスイッチング素子Ｓ_１〜Ｓ_４を個別にターンオフ動作させる状態がある。しかしながら、前述した図１４（ｂ）に示したように、動作条件によってはターンオン損失が発生する。
そこで、第２実施例では、第１実施例における位相シフト制御の動作条件を、ターンオフが発生しない条件に限定することとした。具体的には、位相シフトにおける重なり角（零電圧期間）を、スイッチング周期に対して電気角１４５度以下に設定する。

なお、図１４（ｂ）に示したような一般的な位相シフト制御においては、上記の条件限定は成り立たない。すなわち、ターンオン動作が発生する条件は、大電力（定格電力）供給時の力率に依存して大きく変化する。従って、この第２実施例は、デューティ５０［％］の条件でインバータ１Ａから大電流（定格電流）を供給した際に、力率がゼロ近くで動作する低抵抗の被加熱物を対象とする場合に有効である。

図５は、重なり角を１４５度としたときのシミュレーション結果を示している。この場合、全てのスイッチング素子Ｓ_１〜Ｓ_４が個別にターンオフ動作しているが、スイッチング素子Ｓ_１，Ｓ_２のターンオフタイミングでは出力電流ｉ_Ｌｏが０［Ａ］近くになっている。つまり、重なり角をこれ以上増やすとターンオンに移行することから、重なり角としては１４５度が限界であることがわかる。

次いで、請求項４に相当する本発明の第３実施例につき説明する。
上述した第２実施例では、ターンオン損失が発生しない条件を明確にするために、重なり角を１４５度以下に限定した。つまり、重なり角が０度〜１４５度の範囲になるようにスイッチングパターンを設定すれば、何れのスイッチング素子でもターンオン損失が発生することはない。
しかし、重なり角を０度で動作させることは、図３（ａ）に示したようにデューティ５０［％］で動作させることと同じであるから、インバータ１Ａの破損を防ぐためには不十分である。

そこで、本発明の第３実施例では、インバータ１Ａの破損を確実に防ぐために、重なり角の最低値を限定することとし、この最低値は、一般的な汎用ＩＨインバータで対応できる負荷に基づいて設定する。つまり、[背景技術]で説明したように、一般的な負荷範囲における出力電流ｉ_Ｌｏの位相角の最大値が電気角で４０度であることに着目する。

図６は、出力電流ｉ_Ｌｏの位相角を４０度にしてインバータ１Ａを動作させたときの波形図である。なお、図６では、出力電流ｉ_Ｌｏを振幅１に規格化してスイッチング指令と併記してある。
図６によれば、ピーク電流の約０．７２倍で電流を遮断していることが確認できる。つまり、一般的なＩＨインバータは、図６に基づく波形の動作補償までは行っていることになる。
このため、第３実施例では、ピーク電流の約０．７２倍となる位相シフトの重なり角の下限値を設定する。この下限値は１１０度であり、図７に示すような動作波形となる。
この第３実施例によれば、位相シフトの重なり角を１１０度から１４５度の範囲とすることで、汎用ＩＨインバータを破損させることなく動作させることができ、かつ、スイッチング損失の低減や低ノイズ化を達成することができる。

次いで、請求項５に相当する本発明の第４実施例につき説明する。
前述した第１〜第３実施例は、何れも電磁調理器等に用いられる汎用ＩＨインバータを破損することなく、低抵抗の負荷（被加熱物）に対応させるための技術と言うことができる。
そこで、第４実施例では、低抵抗負荷だけでなく、通常の負荷（比較的大きな抵抗負荷、デューティ５０［％］、定格電力供給時に位相角４０度以内で動作する負荷）に対応した通常負荷モードと、低抵抗負荷に対応した低抵抗負荷モードと、を切り替える機能を備えることとした。

すなわち、図１に示すように、制御回路１００は負荷モード切替部１０３を備えており、通常負荷モードと低抵抗負荷モードとを切り替えて選択可能となっている。
負荷モード切替部１０３により通常負荷モードが選択された場合には、制御条件設定部１０４により、図８（図１３（ａ）も同様）に示すデューティ５０［％］のスイッチングパターンを設定して、インバータ１Ａを周波数制御する。この場合の出力電圧ｖ_ｏｕｔの波形は、正極側電位が正の直流中間電圧であり、かつ、負極側電位が負の直流中間電圧である波形となる。

また、負荷モード切替部１０３により低抵抗負荷モードが選択された場合には、制御条件設定部１０４により、前述した第１〜第３実施例に従ってスイッチングパターンを設定し、インバータ１Ａを制御する。
このように負荷モード切替部１０３によって負荷モードを切り替え可能とすることにより、誘導加熱装置を様々な種類の負荷に適した条件で、破損させることなく安全に動作させることができる。

本発明は、三相または単相入力のインバータを備え、しかも様々な材質の負荷を加熱する誘導加熱装置であって、誘導加熱調理器や金属溶解、シームレス溶接などに使用される産業用誘導加熱装置の制御に利用可能である。

１Ａ：主回路部（インバータ）
２Ａ：三相交流電源
３Ａ：整流回路
４：直流平滑コンデンサ
１１：加熱コイル
１００：制御回路
１０１：周波数制御部
１０２：位相シフト制御部
１０３：負荷モード切替部
１０４：制御条件設定部
１０５：駆動回路部
Ｓ_１〜Ｓ_４：半導体スイッチング素子
Ｃ_ｒ：共振コンデンサ
Ｌ_ｏ：インダクタンス成分
Ｒ_ｏ：抵抗成分

Claims (6)

1. インバータを構成するフルブリッジ型の複数の半導体スイッチング素子をオンオフさせ、前記インバータに接続された加熱コイルに交流電力を供給することにより、前記加熱コイルに近接配置された被加熱物を誘導加熱する誘導加熱装置の制御回路において、
   前記インバータの駆動周波数を制御して前記加熱コイルへの供給電力を調整するための周波数制御部と、
   前記インバータの各相の半導体スイッチング素子をオンさせる位相角を所定の重なり角だけずらして前記加熱コイルへの供給電力を調整するための位相シフト制御部と、
   前記周波数制御部及び前記位相シフト制御部からの指令に基づいてスイッチングパターンを設定する制御条件設定部と、
   前記制御条件設定部により設定されたスイッチングパターンに従って前記半導体スイッチング素子をオンオフさせる駆動信号を生成する駆動回路部と、
   を備えたことを特徴とする誘導加熱装置の制御回路。
2. 請求項１に記載した誘導加熱装置の制御回路において、
   前記制御条件設定部は、
   スイッチング周期における前記インバータの出力電圧波形を、正極側電位が正の直流中間電圧、負極側電位が負の直流中間電圧であり、かつ、正極側電位と負極側電位との間にゼロ電圧期間を有する波形とするためのスイッチングパターンを設定して前記インバータを周波数制御することを特徴とする誘導加熱装置の制御回路。
3. 請求項２に記載した誘導加熱装置の制御回路において、
   前記重なり角をほぼ一定に保ちながら前記インバータを周波数制御することを特徴とする誘導加熱装置の制御回路。
4. 請求項２または３に記載した誘導加熱装置の制御回路において、
   前記重なり角を、スイッチング周期内で電気角１４５度以下に設定したことを特徴とする誘導加熱装置の制御回路。
5. 請求項４に記載した誘導加熱装置の制御回路において、
   前記重なり角を、スイッチング周期内で電気角１１０度〜１４５度の範囲に設定したことを特徴とする誘導加熱装置の制御回路。
6. 前記被加熱物の抵抗値の大小にそれぞれ応じた通常負荷モードと低抵抗負荷モードとを切り替える負荷モード切替部を備え、
   前記制御条件設定部は、
   前記負荷モード切替部により前記通常負荷モードが選択された時に、前記インバータの出力電圧波形を、正極側電位が正の直流中間電圧であり、かつ、負極側電位が負の直流中間電圧である波形とするためのスイッチングパターンを設定して前記インバータを周波数制御し、前記負荷モード切替部により前記低抵抗負荷モードが選択された時に、請求項１〜５の何れか１項に従ってスイッチングパターンを設定することを特徴とする誘導加熱装置の制御回路。

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