JP5846426B2 - 誘導加熱用高周波インバータとその制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、誘導加熱（ＩＨ）用のソフトスイッチング方式の高周波インバータの技術に関するものである。

従来から、高周波インバータは、スイッチング素子としてＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴで構成される半導体スイッチを用いて、高周波ゲート信号によってスイッチ動作させることによりＩＨ負荷（ワークコイル）に高周波電流を供給する。ワークコイルに供給される誘導加熱電力は、ワークコイルに流れる電流の周波数の平方根に比例するため、このような誘導加熱用高周波インバータの高効率化，高性能化を図るためには、スイッチング周波数の高周波化は不可欠である。

しかし、高周波化と共にスイッチング損失の顕在化が問題となっている。スイッチング損失は、スイッチのオン・オフ動作時の電圧と電流の位相のずれに起因するもので、スイッチがオンした時に、電圧が印加した状態で電流が流れ、電流と電圧の積の電力損失となるものである。スイッチング損失はエネルギーの損失につながり、場合によってはスイッチにダメージを付与するため、スイッチング損失を抑制策として、種々のソフトスイッチング技術が研究されている（例えば、特許文献１〜２を参照。）。

また、誘導加熱負荷が低抵抗率金属（例えば、銅、ステンレス、アルミニウムなど）の場合は、抵抗率が極めて小さいことから、誘導加熱負荷に生じる熱は小さくなり、ワークコイルの電流の周波数を大きくすることにより、高性能化を図る必要がある。銅やアルミニウムを誘導加熱する場合、ワークコイルの電流の周波数は１００（ｋＨｚ）程度に高周波化する必要がある。スイッチング素子としてＩＧＢＴなどを用いる場合、ゲートトリガ周波数の限界は５０（ｋＨｚ）程度であることから、ワークコイルの電流の周波数をＩＧＢＴなどのゲートトリガ周波数の限界よりも更に高周波化する必要がある。

特開昭６０−１７２１９３号公報 特開昭６２−１５７９５号公報

上記状況に鑑みて、本発明は、低スイッチング損失を図るべく、短絡から開放まで半導体スイッチによるソフトスイッチングが可能で、誘導加熱負荷がオールメタル（低抵抗率金属のアルミニウムや銅を含む）に対応でき、重負荷から軽負荷まで広範囲な出力制御が可能な高周波インバータを提供することを目的とする。

上記目的を達成すべく、本発明の第１の観点の誘導加熱用高周波インバータは、
１）第１スイッチと第２スイッチを直列接続し、第１スイッチ及び第２スイッチにそれぞれ並列に逆並列ダイオードを接続し、第１スイッチと第２スイッチの第１接続中点から分岐して接続された第１共振タンク回路とを備えた第１インバータユニットと、
２）第３スイッチと第４スイッチを直列接続し、第３スイッチ及び第４スイッチにそれぞれ並列に逆並列ダイオードを接続し、第３スイッチと第４スイッチの第２接続中点から分岐して接続された第２共振タンク回路とを備えた第２インバータユニットと、
３）負荷抵抗、負荷インダクタ及び力率補償用コンデンサが直列接続された加熱負荷ユニットと、を備える。

そして、上記１）の第１インバータユニットと上記２）の第２インバータユニットを互いに並列に接続して直流電源に並列接続すると共に、第１共振タンク及び第２共振タンクを介して第１接続中点と第２接続中点を接続する。また、第１共振タンクと第２共振タンクの第３接続中点と、上記の直流電源の負極側との間に、上記の加熱負荷ユニットを接続する。
これにより、第１接続中点と第２接続中点から流れ出る電流の合成瞬時電流ベクトルを、各々の接続中点から流れ出る２つの電流に基づく位相差角で制御し、かつ、その合成ベクトルを振幅制御（実効値電流制御）して、加熱負荷ユニットに流れる出力電流を制御し、出力電力を高速かつ連続的に可変にできる。

ここで、上記の共振タンク回路とは、共振インダクタと共振コンデンサが直列接続されたものである。また、上記の加熱負荷ユニットにおける負荷抵抗、負荷インダクタは、ワークコイルを流れて加熱対象物に渦電流を誘導させることによりジュール熱を発生させる現象を表わす等価回路のＲＬ直列回路の要素である。また、力率補償用コンデンサ（Ｃ_０）は負荷力率を改善するために用いられる。
本発明の誘導加熱用高周波インバータは、１つの誘導加熱（ＩＨ）負荷に対して、２系統のハーフブリッジ駆動回路を備え、それぞれの瞬時電流ベクトルの相互位相を制御することにより、ＩＨ負荷に与える電力を設定できるようにしたものである。

次に、本発明の第２の観点の誘導加熱用高周波インバータは、
第１スイッチと第２スイッチを直列接続し、第１スイッチ及び第２スイッチにそれぞれ並列に逆並列ダイオードを接続し、第１スイッチと第２スイッチの第１接続中点から分岐して接続された第１共振タンク回路とを備えた第１インバータユニットと、
第３スイッチと第４スイッチを直列接続し、第３スイッチ及び第４スイッチにそれぞれ並列に逆並列ダイオードを接続し、第３スイッチと第４スイッチの第２接続中点から分岐して接続された第２共振タンク回路とを備えた第２インバータユニットと、
負荷抵抗、負荷インダクタ及び力率補償用コンデンサが直列接続された加熱負荷ユニットと、を備える。

そして、上記の第１インバータユニットと第２インバータユニットを互いに並列に接続して直流電源に並列接続すると共に、第１共振タンク及び第２共振タンクを介して第１接続中点と第２接続中点を接続する。また、第１共振タンクと第２共振タンクの第３接続中点と直流電源の負極側を接続する。また、第１共振タンクおよび第２共振タンク共に、共振インダクタと共振コンデンサが直列に接続されたもので、第３接続中点側にそれぞれの共振コンデンサが配置される。また、第１共振タンクおよび第２共振タンクの共振インダクタと共振コンデンサの接続中点どうしの間に、上記の加熱負荷ユニットを接続する。
これにより、第１共振タンクと第２共振タンクのそれぞれの共振コンデンサの合成瞬時電圧ベクトル、それぞれの共振コンデンサの電圧の位相差角で制御し、加熱負荷ユニットに印加される高周波電圧の振幅と位相を高速かつ連続的に可変にできる。

また、本発明の誘導加熱用高周波インバータにおいて、以下の（１）〜（５）の態様の如く、ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが接続されることが好ましい。
（１）第１インバータユニットの第１スイッチと直列に第１ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが接続され、第２インバータユニットの第３スイッチと直列に第２ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが接続される。
（２）第１インバータユニットの第２スイッチと直列に第１ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが接続され、第２インバータユニットの第４スイッチと直列に第２ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが接続される。
（３）第１インバータユニットの第１スイッチと直列に第１ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが接続され、第２インバータユニットの第４スイッチと直列に第２ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが接続される。
（４）第１インバータユニットの第２スイッチと直列に第１ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが接続され、第２インバータユニットの第３スイッチと直列に第２ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが接続される。
（５）直流電源と直列にゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが接続される。

これにより、スイッチ素子の切換時の過大電流を防ぐことができ、低スイッチング損失を図ることができる。ＺＣＳ用インダクタはそれぞれのインバータユニットに設けることにより、各インバータユニットに応じてインダクタを調整することが可能になる。

直流電源と直列にゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが接続されることにより、スイッチ素子の切換時の過大電流を防ぐことができ、低スイッチング損失を図ることができる。各インバータユニットの経路ではなく、各インバータユニットの共通となるように電源と直列にインダクタを接続することで、素子の簡素化が図ることができる。

また、本発明の誘導加熱用高周波インバータは、同容量の４つのゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが、それぞれ、第１インバータユニットの第１スイッチと直列に接続され、第２インバータユニットの第３スイッチと直列に接続され、第１インバータユニットの第２スイッチと直列に接続され、第２インバータユニットの第４スイッチと直列に接続されたことが好ましい。
これにより、スイッチ素子の切換時の過大電流を防ぐことができ、低スイッチング損失を図ることができる。

また、本発明の誘導加熱用高周波インバータは、第１インバータユニットの第２スイッチと並列に第１ゼロボルテージスイッチング（ＺＶＳ）用コンデンサが接続され、上記の第２インバータユニットの第４スイッチと並列に第２ゼロボルテージスイッチング（ＺＶＳ）用コンデンサが接続されたことが好ましい。
ＺＣＳ用インダクタを用いる替りに、ＺＶＳ用コンデンサを用いることにより、スイッチ素子の切換時の過大電圧を防ぐことができ、低スイッチング損失を図ることができる。

また、本発明の他の観点の誘導加熱用高周波インバータは、２つの半導体スイッチとそれぞれの半導体スイッチに並列に逆並列ダイオードを接続し、半導体スイッチ間の接続中点から分岐して接続された共振タンクを備えた１組のインバータユニットと、誘導加熱負荷及び力率改善機能を有する加熱負荷ユニットと、インバータユニットにおける各々の半導体スイッチのゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）促進手段あるいはゼロボルテージスイッチング（ＺＶＳ）促進手段と、を備え、１組のインバータユニットを互いに並列接続して直流電源に並列に接続すると共に、それぞれの共振タンクを介して各々の接続中点どうしを接続し、２つの共振タンクの接続中点と直流電源の負極側との間に、加熱負荷ユニットを接続し、各々の半導体スイッチ間の接続中点から流れ出る電流の合成瞬時電流ベクトルを、各々の半導体スイッチ間の接続中点から流れ出る２つの電流に基づく位相差角で制御し、かつ、その合成ベクトルを振幅制御（実効値電流制御）して、加熱負荷ユニットに流れる出力電流を制御し、出力電力を高速かつ連続的に可変し得る。

ここで、上記の加熱負荷ユニットにおける誘導加熱負荷は、具体的には負荷抵抗、負荷インダクタから成るＲＬ直列回路であり、力率改善機能を実現するために力率補償用コンデンサをＲＬ負荷抵抗，負荷インダクタと直接に接続する。
また、共振タンクとは、具体的には共振インダクタと共振コンデンサが直列接続されたものである。

また、本発明の他の観点の誘導加熱用高周波インバータは、２つの半導体スイッチとそれぞれの半導体スイッチに並列に逆並列ダイオードを接続し、半導体スイッチ間の接続中点から分岐して接続された共振タンクを備えた１組のインバータユニットと、誘導加熱負荷及び力率改善機能を有する加熱負荷ユニットと、インバータユニットにおける各々の半導体スイッチのゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）促進手段あるいはゼロボルテージスイッチング（ＺＶＳ）促進手段と、を備え、１組のインバータユニットを互いに並列に接続して直流電源に並列接続すると共に、それぞれの共振タンクを介して各々の接続中点どうしを接続し、２つの共振タンクの接続中点と直流電源の負極側とを接続し、各共振タンクは共振インダクタと共振コンデンサが直列に接続されたもので、共振タンクの接続中点側にそれぞれの共振コンデンサが配置され、共振タンクの共振インダクタと共振コンデンサの接続中点どうしの間に、上記の加熱負荷ユニットを接続し、第１共振タンクと第２共振タンクのそれぞれの共振コンデンサの電圧の合成瞬時電圧ベクトル、それぞれの共振コンデンサの電圧の位相差角で制御し、加熱負荷ユニットに印加される高周波電圧の振幅と位相を高速かつ連続的に可変し得る。

上記のゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）促進手段とは、具体的には、各インバータユニットにおける電源の正極側あるいは負極側の半導体スイッチと直列接続されたインダクタである。また、ゼロボルテージスイッチング（ＺＶＳ）促進手段とは、具体的には、各インバータユニットにおける電源の負極側の半導体スイッチと並列接続されたコンデンサである。

また、本発明の他の観点からは、上述の誘導加熱用高周波インバータの制御方法であって、下記（１）〜（４）のステップを含む誘導加熱用高周波インバータの制御方法が提供される。
（１）並列に接続された逆並列ダイオードが導通中に第２スイッチがオフされた後あるいは同時に第１スイッチがオンされるステップ。
（２）並列に接続された逆並列ダイオードが導通中に第３スイッチがオフされた後あるいは同時に第４スイッチがオンされるステップ。
（３）並列に接続された逆並列ダイオードが導通中に第１スイッチがオフされた後あるいは同時に第２スイッチがオンされるステップ。
（４）並列に接続された逆並列ダイオードが導通中に第４スイッチがオフされた後あるいは同時に第３スイッチがオンされるステップ。

上記（１）〜（４）のステップを高速に行うことにより、後述の実施例に記載の如く、１２の動作モードが実現でき、第１接続中点と第２接続中点から流れ出る電流の合成瞬時電流ベクトルを、各々の接続中点から流れ出る２つの電流に基づく位相差角で制御して、加熱負荷ユニットに流れる出力電流を制御できる。

本発明の誘導加熱用高周波インバータの第１スイッチ〜第４スイッチの半導体スイッチのゲート制御のプログラムは、上記のステップ（１）〜（４）をコンピュータに実行させるものである。

本発明の誘導加熱用高周波インバータによれば、半導体スイッチのソフトスイッチング方式を採用して低スイッチング損失を図り、誘導加熱負荷として低抵抗率金属を含むオールメタルに対応し、重負荷から軽負荷まで広範囲な出力制御が行えるといった効果を有する。
また、本発明の誘導加熱用高周波インバータによれば、インバータユニットの半導体スイッチを順次オン動作することにより、半導体スイッチのゲートトリガ周波数以上の周波数の誘導加熱負荷電流を供給でき、広範囲な負荷変動に対してソフトスイッチング動作が行えるといった効果を有する。

実施例１の誘導加熱用高周波インバータの回路構成図 実施例１の誘導加熱用高周波インバータの動作波形チャート 動作モード１の回路説明図 動作モード１の動作波形説明図 動作モード２の回路説明図 動作モード２の動作波形説明図 動作モード３の回路説明図 動作モード３の動作波形説明図 動作モード４の回路説明図 動作モード４の動作波形説明図 動作モード５の回路説明図 動作モード５の動作波形説明図 動作モード６の回路説明図 動作モード６の動作波形説明図 動作モード７の回路説明図 動作モード７の動作波形説明図 動作モード８の回路説明図 動作モード８の動作波形説明図 動作モード９の回路説明図 動作モード９の動作波形説明図 動作モード１０の回路説明図 動作モード１０の動作波形説明図 動作モード１１の回路説明図 動作モード１１の動作波形説明図 動作モード１２の回路説明図 動作モード１２の動作波形説明図 動作モード１〜１２の動作遷移図 重負荷から軽負荷に対する出力電圧波形および出力電流波形を示す図 共振インダクタ電流波形と共振コンデンサ電圧波形を示す図 重負荷および軽負荷における各スイッチング電圧電流波形を示す図 位相差角制御に対する入力電力および出力電力の制御特性図 ＺＣＳ促進用インダクタの回路配置パターン 実施例２の誘導加熱用高周波インバータの回路構成図 実施例３の誘導加熱用高周波インバータの回路構成図（瞬時電圧ベクトル制御ＺＣＳ高周波インバータの回路図） 実施例３の誘導加熱用高周波インバータの回路パラメータ 位相差角−出力電力特性図 スイッチング素子（Ｑ_１〜Ｑ_４）の波形図（Φ ＝１８[deg],Ｐ＝２．５[kW]） スイッチング素子（Ｑ_１〜Ｑ_４）の波形図（Φ ＝９０[deg], Ｐ＝１．２[kW]） スイッチング素子（Ｑ_１〜Ｑ_４）の波形図（Φ ＝１６２[deg], Ｐ＝５６[W]） 各位相差角における出力電圧波形図および出力電流波形図 共振キャパシタ間電圧波形図 共振インダクタ間電流波形図 実施例４の誘導加熱用高周波インバータの回路構成図（瞬時電圧ベクトル制御ＺＶＳ高周波インバータの回路図） 実施例４の誘導加熱用高周波インバータの回路パラメータ 位相差角−出力電力特性図 スイッチング素子（Ｑ_１〜Ｑ_４）の波形図（Φ ＝１８[deg],Ｐ＝２．４[kW]） スイッチング素子（Ｑ_１〜Ｑ_４）の波形図（Φ ＝９０[deg], Ｐ＝１．２[kW]） スイッチング素子（Ｑ_１〜Ｑ_４）の波形図（Φ ＝１６２[deg], Ｐ＝５６[W]） 各位相差角における出力電圧波形図および出力電流波形図 共振キャパシタ間電圧波形図 共振インダクタ間電流波形図

以下、本発明の実施形態について、図面を参照しながら詳細に説明していく。なお、本発明の範囲は、以下の実施例や図示例に限定されるものではなく、幾多の変更及び変形が可能である。
なお、以下の説明において、ゼロ電圧／ゼロ電流状態に置けるスイッチングは、便宜上、実施例１にあるゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）先行形のスイッチング（以下「ＺＣＺＶＳ」という）と、実施例２にあるゼロボルテージスイッチング（ＺＶＳ）先行形のスイッチング（以下「ＺＶＺＣＳ」という）に分けて定義する。

（回路構成）
図１に実施例１の誘導加熱用高周波インバータの回路構成図を示す。図１において、回路全体としては高周波インバータを示し、第１インバータユニットＵ_１と第２インバータユニットＵ_２と加熱負荷ユニットを有する。２つのインバータユニットは共に、それぞれＩＧＢＴから成る半導体スイッチが直列接続され、かつ、半導体スイッチは、それぞれ並列に逆並列ダイオードが接続されている。

具体的には、図１に示すように、第１インバータユニットＵ_１は、第１スイッチ（Ｓ_１）と第２スイッチ（Ｓ_２）が直列接続され、第１スイッチ（Ｓ_１）に並列に逆並列ダイオード（Ｄ_１）に接続され第１スイッチング素子（Ｑ_１）が構成され、第２スイッチ（Ｓ_２）に並列に逆並列ダイオード（Ｄ_２）が接続され第２スイッチング素子（Ｑ_２）が構成されている。そして、第１スイッチング素子（Ｑ_１）と第２スイッチング素子（Ｑ_２）の接続中点ａには、共振インダクタ（Ｌ_１）と共振コンデンサ（Ｃ_１）が直列接続された第１共振タンク回路が分岐して接続されている。
また、第１スイッチ（Ｓ_１）に直列に、ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタ（Ｌ_Ｓ１）が設けられている。ＺＣＳ用インダクタ（Ｌ_Ｓ１）により、第１スイッチ（Ｓ_１）の切換時の過大電流を防ぐことができ、低スイッチング損失を図ることができる。

同様に、第２インバータユニットＵ_２は、第３スイッチ（Ｓ_３）と第４スイッチ（Ｓ_４）が直列接続され、第３スイッチ（Ｓ_３）に並列に逆並列ダイオード（Ｄ_３）に接続され第３スイッチング素子（Ｑ_３）が構成され、第４スイッチ（Ｓ_４）に並列に逆並列ダイオード（Ｄ_４）が接続され第４スイッチング素子（Ｑ_４）が構成されている。そして、第３スイッチング素子（Ｑ_３）と第４スイッチング素子（Ｑ_４）の接続中点ｂには、共振インダクタ（Ｌ_２）と共振コンデンサ（Ｃ_２）が直列接続された第２共振タンク回路が分岐して接続されている。
また、第３スイッチ（Ｓ_３）に直列に、ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタ（Ｌ_Ｓ２）が設けられている。ＺＣＳ用インダクタ（Ｌ_Ｓ２）により、第３スイッチ（Ｓ_３）の切換時の過大電流を防ぐことができ、低スイッチング損失を図ることができる。

第１インバータユニットＵ_１と第２インバータユニットＵ_２は、互いに並列に接続され、また直流電源Ｖ_ｉｎ（電源電圧をＶ_ｉｎ（Ｖ）とする）に並列に接続されている。そして、互いに並列である第１インバータユニットＵ_１と第２インバータユニットＵ_２は、第１共振タンク及び第２共振タンクをブリッジとして接続中点ａと接続中点ｂが接続されている。

また、加熱負荷ユニットは、誘導加熱（ＩＨ）負荷（負荷抵抗Ｒ_０及び負荷インダクタＬ_０）と力率補償用コンデンサ（Ｃ_０）とが直列接続されている。ここで、誘導加熱負荷の負荷抵抗Ｒ_０及び負荷インダクタＬ_０は、ワークコイルを流れて加熱対象物に渦電流を誘導させることによりジュール熱を発生させる現象を表わす簡易的な等価回路としてＲＬ直列回路として示している。また、力率補償用コンデンサ（Ｃ_０）は誘導性負荷である加熱ユニットの負荷を補償するために用いられる。加熱負荷ユニットは、第１共振タンクと第２共振タンクの接続中点ｃと、直流電源Ｖ_ｉｎの負極側との間に接続される。

実施例１の誘導加熱用高周波インバータは、２つの共振インダクタ（Ｌ_１，Ｌ_２）と２つの共振コンデンサ（Ｃ_１，Ｃ_２）の共振周波数ｆ_ｒより低い動作周波数ｆ_ｓ（＜ｆ_ｒ）で進み電流動作させることにより、接続中点ａと接続中点ｂから流れ出る電流の合成瞬時電流ベクトルを、各々の接続中点から流れ出る２つの電流に基づく位相差角で制御し、かつ、振幅制御し、接続中点ｃから加熱負荷ユニットに流れる出力電流Ｉ_ｏを制御し、出力電力を広範囲に高速かつ連続的に変化させることができる。

（回路動作）
図１に示す回路構成において、接続中点ａと接続中点ｂから流れ出るｉ_Ｌ１，ｉ_Ｌ２の合成瞬時電流ベクトルを位相差角制御し、かつ、振幅制御することにより、接続中点ｃから加熱負荷ユニットに流れ出る合成ベクトルｉ_ｏを高速制御する。これにより、誘導加熱（ＩＨ）負荷に流す高周波電流の瞬時電流ベクトルの大きさを制御し、出力電力を連続的に可変できる。
図２に実施例１の誘導加熱用高周波インバータの理論動作波形を示す。実施例１の誘導加熱用高周波インバータの動作は以下の１２の動作モードから成る。実施例１の誘導加熱用高周波インバータは、図２に示すように、時間の経過に従って、第１インバータユニットＵ_１及び第２インバータユニットＵ_２の第１スイッチ（Ｓ_１）〜第４スイッチ（Ｓ_４）をそれぞれのゲートトリガ信号によってオン・オフ制御することによって、ｔ_０〜ｔ_１２の区間において、１サイクル分の高周波電力変換動作を行い、この高周波電力変換サイクルを繰り返すことによって高周波電力変換を行う。
以下、ｔ_０〜ｔ_１２の各区間（ｔ_ｎ〜ｔ_ｎ＋１；ｎ＝０〜１１）における実施例１の誘導加熱用高周波インバータの１２の動作モードについて説明する。

＜モード１：区間ｔ_０〜ｔ_１＞
図２の区間ｔ_０〜ｔ_１における動作モードを説明する。前回のサイクルの区間ｔ_１１〜ｔ_１２において、第１インバータユニットＵ_１の第１スイッチ（Ｓ_１）はオンに切り換えられ、第２インバータユニットＵ_２の第３スイッチ（Ｓ_３）がオン状態で、第４スイッチ（Ｓ_４）がオフ状態である。第１インバータユニットＵ_１の逆並列ダイオード（Ｄ_２）が導通状態である。
上記の状態で、第１インバータユニットＵ_１の第２スイッチ（Ｓ_２）が逆並列ダイオード（Ｄ_２）の導通中にオフに切り替えられると、区間ｔ_０〜ｔ_１の動作モードに移行する。
区間ｔ_０〜ｔ_１の動作モードでは、図３の電流経路図に示すように、電源（Ｖ_ｉｎ）−第１スイッチ（Ｓ_１）−直列共振回路（Ｌ_１−Ｃ_１）−ＩＨ負荷で閉ループ回路を形成し、電流ｉ_Ｌ１が流れる電流ループができる。また、第２インバータユニットＵ_２の逆並列ダイオード（Ｄ_３）が導通状態であり、直列共振回路（Ｌ_２−Ｃ_２）−逆並列ダイオード（Ｄ_３）−第１スイッチ（Ｓ_１）−直列共振回路（Ｌ_１−Ｃ_１）で閉ループ回路を形成し、電流ｉ_Ｌ２が流れる電流ループができ、回路内を循環する。ここで、第１スイッチ（Ｓ_１）及び第３スイッチ（Ｓ_３）の両端電圧は、図４のＶ_１，Ｖ_３に示すように共に０（Ｖ）になり、接続中点ａと接続中点ｂは共にＶ_ｉｎ（ｖ）となる。
このモードの場合、ＩＨ負荷に流れる電流ｉ_ｏは下記式１のようになる。

（数１）
ｉ_ｏ＝ｉ_Ｌ１−ｉ_Ｌ２ ・・・（式１）

＜モード２：区間ｔ_１〜ｔ_２＞
モード１の状態から、第３スイッチ（Ｓ_３）を逆並列ダイオード（Ｄ_３）の導通中にオフに切り替えることで、第２インバータユニットＵ_２の状態が変化する。すなわち、第３スイッチ（Ｓ_３）をオフすることにより、第３スイッチング素子（Ｑ_３）がＺＣＺＶＳターンオフする。ここで、逆並列ダイオード（Ｄ_３）のリカバリ―電流は、ＺＣＳ促進インダクタＬ_Ｓ２の効果により小さい。また、同様に、第２インバータユニットＵ_２のＺＣＳ促進インダクタＬ_Ｓ２によって、第４スイッチング素子（Ｑ_４）がＺＣＳターンオンする（図５，図６を参照）。
ここで、第１スイッチ（Ｓ_１）の両端電圧は０（Ｖ）のままであるが、第３スイッチ（Ｓ_３）の両端電圧はＶ_ｉｎ（Ｖ）となる。

＜モード３：区間ｔ_３〜ｔ_４＞
第１インバータユニットＵ_１では、区間ｔ_０〜ｔ_１の動作モードと同様、電源（Ｖ_ｉｎ）−第１スイッチ（Ｓ_１）−直列共振回路（Ｌ_１−Ｃ_１）−ＩＨ負荷で形成される閉ループ回路で電流ｉ_Ｌ１が流れる。この電流ｉ_Ｌ１は直列共振回路（Ｌ_１−Ｃ_１）によって時間の経過と共に電流量が減ってくる。
また、第２インバータユニットＵ_２では、第３スイッチ（Ｓ_３）がオフされたことによって、直列共振回路（Ｌ_２−Ｃ_２）−第４スイッチ（Ｓ_４）−ＩＨ負荷で形成される閉ループ回路で電流ｉ_Ｌ２が循環するようになる（図７，図８を参照）。
このモードの場合、ＩＨ負荷に流れる電流ｉ_ｏは下記式２のようになる。

（数２）
ｉ_ｏ＝ｉ_Ｌ１−ｉ_Ｌ２ ・・・（式２）

＜モード４：区間ｔ_４〜ｔ_５＞
第１インバータユニットＵ_１において、図１０に示すように、電流ｉ_Ｌ１がゼロクロスして反転すると、逆並列ダイオード（Ｄ_１）が導通する。すなわち、図９に示すように、直列共振回路（Ｌ_１−Ｃ_１）−逆並列ダイオード（Ｄ_１）−電源（Ｖ_ｉｎ）−ＩＨ負荷で形成される閉ループ回路で、電流ｉ_Ｌ１が反転して電源（Ｖ_ｉｎ）に逆流（回生）する方向に流れるようになる。
第２インバータユニットＵ_２では、区間ｔ_３〜ｔ_４の動作モードと同様、直列共振回路（Ｌ_２−Ｃ_２）−第４スイッチ（Ｓ_４）−ＩＨ負荷で形成される閉ループ回路で電流ｉ_Ｌ２が循環する。
このモードの場合、ＩＨ負荷に流れる電流ｉ_ｏは下記式３のようになる。

（数３）
ｉ_ｏ＝−（ｉ_Ｌ１＋ｉ_Ｌ２） ・・・（式３）

＜モード５：区間ｔ_５〜ｔ_６＞
第１インバータユニットＵ_１では、区間ｔ_４〜ｔ_５の動作モードと同様、逆並列ダイオード（Ｄ_１）が導通中で、直列共振回路（Ｌ_１−Ｃ_１）−逆並列ダイオード（Ｄ_１）−電源（Ｖ_ｉｎ）−ＩＨ負荷で形成される閉ループ回路で電流ｉ_Ｌ１が流れる。
第２インバータユニットＵ_２では、図１２に示すように、電流ｉ_Ｌ２がゼロクロスして反転すると、逆並列ダイオード（Ｄ_４）が導通する。すわなち、図１１に示すように、直列共振回路（Ｌ_２−Ｃ_２）−ＩＨ負荷−逆並列ダイオード（Ｄ_４）で形成される閉ループ回路で電流ｉ_Ｌ２が循環する。
このモードの場合、ＩＨ負荷に流れる電流ｉ_ｏは下記式４のようになる。

（数４）
ｉ_ｏ＝−ｉ_Ｌ１＋ｉ_Ｌ２ ・・・（式４）

＜モード６：区間ｔ_６〜ｔ_７＞
モード５の状態から、第１スイッチ（Ｓ_１）を逆並列ダイオード（Ｄ_１）の導通中にオフに切り替えることで、第１インバータユニットＵ_１の状態が変化する。すなわち、第１スイッチ（Ｓ_１）をオフすることにより、第１スイッチング素子（Ｑ_１）がＺＣＺＶＳターンオフする。ここで、逆並列ダイオード（Ｄ_１）のリカバリ―電流はＺＣＳ促進インダクタＬ_Ｓ１の効果により小さい。また、同様に、第１インバータユニットＵ_１のＺＣＳ促進インダクタＬ_Ｓ１によって、第２スイッチング素子（Ｑ_２）がＺＣＳターンオンする（図１３，図１４を参照）。

＜モード７：区間ｔ_７〜ｔ_８＞
第１インバータユニットＵ_１では、直列共振回路（Ｌ_１−Ｃ_１）−第２スイッチ（Ｓ_２）−ＩＨ負荷で形成される閉ループ回路で電流ｉ_Ｌ１が循環するようになる（図１５，図１６を参照）。
第２インバータユニットＵ_２では、区間ｔ_５〜ｔ_６の動作モードと同様、直列共振回路（Ｌ_２−Ｃ_２）−ＩＨ負荷−逆並列ダイオード（Ｄ_４）で形成される閉ループ回路で電流ｉ_Ｌ２が循環する。
このモードの場合、ＩＨ負荷に流れる電流ｉ_ｏは下記式５のようになる。

（数５）
ｉ_ｏ＝−ｉ_Ｌ１＋ｉ_Ｌ２ ・・・（式５）

＜モード８：区間ｔ_８〜ｔ_９＞
モード７の状態から、第４スイッチ（Ｓ_４）を逆並列ダイオード（Ｄ_４）の導通中にオフに切り替えることで、第２インバータユニットＵ_２の状態が変化する。すなわち、第４スイッチ（Ｓ_４）をオフすることにより、第４スイッチング素子（Ｑ_４）がＺＣＺＶＳターンオフする。ここで、逆並列ダイオード（Ｄ_４）のリカバリ―電流はＺＣＳ促進インダクタＬ_Ｓ２の効果により小さい。また、第２インバータユニットＵ_２のＺＣＳ促進インダクタＬ_Ｓ２によって、第３スイッチング素子（Ｑ_３）がＺＣＳターンオンする（図１７，図１８を参照）。

＜モード９：区間ｔ_８〜ｔ_９＞
第１インバータユニットＵ_１では、区間ｔ_７〜ｔ_８の動作モードと同様、直列共振回路（Ｌ_１−Ｃ_１）−第２スイッチ（Ｓ_２）−ＩＨ負荷で形成される閉ループ回路で電流ｉ_Ｌ１が循環する。
第２インバータユニットＵ_２では、第３スイッチング素子（Ｑ_３）がＺＣＳターンオンしたことから、電源（Ｖ_ｉｎ）−第３スイッチ（Ｓ_３）−直列共振回路（Ｌ_２−Ｃ_２）−ＩＨ負荷で形成される閉ループ回路で電流ｉ_Ｌ２が流れ、電源（Ｖ_ｉｎ）が電力を供給する状態となる（図１９，図２０を参照）。
このモードの場合、ＩＨ負荷に流れる電流ｉ_ｏは下記式６のようになる。

（数６）
ｉ_ｏ＝−ｉ_Ｌ１＋ｉ_Ｌ２ ・・・（式６）

＜モード１０：区間ｔ_９〜ｔ_１０＞
第１インバータユニットＵ_１において、図２２に示すように、電流ｉ_Ｌ１がゼロクロスして反転すると、逆並列ダイオード（Ｄ_２）が導通する。すなわち、図２１に示すように、直列共振回路（Ｌ_１−Ｃ_１）−ＩＨ負荷−逆並列ダイオード（Ｄ_２）で形成される閉ループ回路で、電流ｉ_Ｌ１が反転して循環するようになる。
第２インバータユニットＵ_２では、区間ｔ_８〜ｔ_９の動作モードと同様、電源（Ｖ_ｉｎ）−第３スイッチ（Ｓ_３）−直列共振回路（Ｌ_２−Ｃ_２）−ＩＨ負荷で形成される閉ループ回路で電流ｉ_Ｌ２が流れ、電源（Ｖ_ｉｎ）が電力を供給する状態を保つ。
このモードの場合、ＩＨ負荷に流れる電流ｉ_ｏは下記式７のようになる。

（数７）
ｉ_ｏ＝ｉ_Ｌ１＋ｉ_Ｌ２ ・・・（式７）

＜モード１１：区間ｔ_１０〜ｔ_１１＞
第１インバータユニットＵ_１では、区間ｔ_９〜ｔ_１０の動作モードと同様、直列共振回路（Ｌ_１−Ｃ_１）−ＩＨ負荷−逆並列ダイオード（Ｄ_２）で形成される閉ループ回路で、電流ｉ_Ｌ１が反転して循環する。
第２インバータユニットＵ_２では、図２４に示すように、電流ｉ_Ｌ２がゼロクロスして反転すると、逆並列ダイオード（Ｄ_３）が導通する。すわなち、図２３に示すように、直列共振回路（Ｌ_２−Ｃ_２）−逆並列ダイオード（Ｄ_３）−電源（Ｖ_ｉｎ）−ＩＨ負荷で形成される閉ループ回路で電流ｉ_Ｌ２が循環し、電源（Ｖ_ｉｎ）へ回生される。
このモードの場合、ＩＨ負荷に流れる電流ｉ_ｏは下記式８のようになる。

（数８）
ｉ_ｏ＝ｉ_Ｌ１−ｉ_Ｌ２ ・・・（式８）

＜モード１２：区間ｔ_１１〜ｔ_１２＞
モード１１の状態から、第２スイッチ（Ｓ_２）を逆並列ダイオード（Ｄ_２）の導通中にオフに切り替えることで、第１インバータユニットＵ_１の状態が変化する。すなわち、第２スイッチ（Ｓ_２）をオフすることにより、第２スイッチング素子（Ｑ_２）がＺＣＺＶＳターンオフする。ここで、逆並列ダイオード（Ｄ_２）のリカバリ―電流はＺＣＳ促進インダクタＬ_Ｓ１の効果により小さい。
また、第１インバータユニットＵ_１のＺＣＳ促進インダクタＬ_Ｓ１によって、第１スイッチング素子（Ｑ_１）がＺＣＳターンオンする（図２５，図２６を参照）。

図２７に上述の動作モード１〜１２の動作遷移を示す。

（インバータの特性）
次に、実施例１の誘導加熱用高周波インバータと特性について説明する。以下では、動作周波数ｆ_ｓを１００（ｋＨｚ）としている。
まず、図２８に重負荷から軽負荷に対する出力電圧波形および出力電流波形を示す。図２８（ａ）は出力電圧波形を示しており、（ｂ）は出力電流波形を示している。図２８に示すように、出力電圧および出力電流の振幅は、重負荷（出力電力Ｐ_０＝１．９（ｋＷ））では大きく、軽負荷（出力電力Ｐ_０＝１１（Ｗ））では小さくなっていることから、誘導加熱用高周波インバータが出力制御を行っていることが分かる。

また、図２９に共振インダクタ電流波形と共振コンデンサ電圧波形を示す。図２９（ａ）は軽負荷（出力電力Ｐ_０＝１１（Ｗ），位相差角０．９（ｄｅｇ））におけるもので、上段が共振コンデンサ電圧波形を、下段が共振インダクタ電流波形を示している。図２９（ｂ）は重負荷（出力電力Ｐ_０＝１．８（ｋＷ），位相差角１６２（ｄｅｇ））におけるもので、上段が共振コンデンサ電圧波形を、下段が共振インダクタ電流波形を示している。図中、Ｖ_Ｃ１，Ｖ_Ｃ２は、それぞれ共振コンデンサＣ_１と共振コンデンサＣ_２の電圧を示しており、ｉ_Ｌ１，ｉ_Ｌ２は、それぞれ共振インダクタＬ_１と共振インダクタＬ_２の電流を示している。図２９に示すように、位相差角の増加に応じて共振インダクタＬ_２と共振コンデンサＣ_２の動作電圧電流の振幅幅が減少していることが分かる。このことから、共振インダクタＬ_１と共振コンデンサＣ_１で構成される第１共振タンクと、共振インダクタＬ_２と共振コンデンサＣ_２で構成される第２共振タンクの接続中点ｃの状態が互いに干渉していることが分かる。

また、図３０に重負荷（出力電力Ｐ_０＝１．９（ｋＷ））および軽負荷（出力電力Ｐ_０＝１１（Ｗ））におけるスイッチング素子Ｑ_１〜Ｑ_４の各スイッチング電圧電流波形を示す。重負荷（出力電力Ｐ_０＝１．９（ｋＷ））の場合、軽負荷（出力電力Ｐ_０＝１１（Ｗ））と比べて、スイッチング素子Ｑ_１〜Ｑ_４の各スイッチングの電流変動が小さいことが分かる。

また、図３１に位相差角制御に対する入力電力および出力電力の制御特性図を示す。図３１（１）は位相差角制御に対する入力電力の制御特性を示しており、図３１（２）は位相差角制御に対する出力電力の制御特性を示している。動作周波数ｆ_ｓを１００（ｋＨｚ）に設定してソフトスイッチング条件下で電流ベクトル位相差角を変化させた場合、約５０（Ｗ）から約２（ｋＷ）の実効電力制御が可能であることが確認できた。
すなわち、実施例１の誘導加熱用高周波インバータを用いることにより、重負荷から軽負荷まで広い電力制御が行えることが理解できる。

図３２は、ＺＣＳ促進用インダクタの回路配置パターンを示している。ＺＣＳ促進用インダクタは、各インバータユニットにおける電源の正極側あるいは負極側の半導体スイッチと直列接続されており、図３２に示すように６種類の配置パターンが存在する。これらの配置パターンのＺＣＳ促進用インダクタが設けられることにより、スイッチ素子の切換時の過大電流を防ぐことができ、低スイッチング損失を図ることができる。
図３２（１）は、上述の実施例１と同じ回路であり、第１スイッチ（Ｓ_１）に直列にＺＣＳ用インダクタ（Ｌ_Ｓ１）、第２スイッチ（Ｓ_２）に直列にＺＣＳ用インダクタ（Ｌ_Ｓ２）が設けられたインダクタ配置パターンである。図３２（２）は、第２スイッチ（Ｓ_２）に直列にＺＣＳ用インダクタ（Ｌ_Ｓ１）、第４スイッチ（Ｓ_４）に直列にＺＣＳ用インダクタ（Ｌ_Ｓ２）が設けられたインダクタ配置パターンである。図３２（３）は、第１スイッチ（Ｓ_１）に直列にＺＣＳ用インダクタ（Ｌ_Ｓ１）、第４スイッチ（Ｓ_４）に直列にＺＣＳ用インダクタ（Ｌ_Ｓ２）が設けられたインダクタ配置パターンである。図３２（４）は、第２スイッチ（Ｓ_２）に直列にＺＣＳ用インダクタ（Ｌ_Ｓ１）、第３スイッチ（Ｓ_３）に直列にＺＣＳ用インダクタ（Ｌ_Ｓ２）が設けられたインダクタ配置パターンである。図３２（５）は、電源にＺＣＳ用インダクタ（Ｌ_Ｓ）が直列に設けられたインダクタ配置パターンである。
図３２（６）は、第１スイッチ（Ｓ_１）に直列にＺＣＳ用インダクタ（Ｌ_Ｓ１）、第２スイッチ（Ｓ_２）に直列にＺＣＳ用インダクタ（Ｌ_Ｓ２）が設けられ、また第２スイッチ（Ｓ_２）に直列にＺＣＳ用インダクタ（Ｌ_Ｓ１）、第４スイッチ（Ｓ_４）に直列にＺＣＳ用インダクタ（Ｌ_Ｓ２）が設けられたインダクタ配置パターンである。図３２（６）の場合、図３２（１）〜（５）で用いるインダクタの１／２の小容量のインダクタを用いる。

図３３は、実施例２の誘導加熱用高周波インバータの回路構成を示している。実施例２の誘導加熱用高周波インバータは、実施例１の誘導加熱用高周波インバータと比べ、インダクタＬ_Ｓ１，Ｌ_Ｓ２の代替として、第２スイッチ（Ｓ_２）と第４スイッチ（Ｓ_４）にそれぞれ並列にコンデンサＣ_Ｓ１，Ｃ_Ｓ２を設けたものである。これらのコンデンサＣ_Ｓ１，Ｃ_Ｓ２を設けることにより、ゼロボルテージスイッチング（ＺＶＳ）を行うことが可能になる。
以下詳細に説明する。図３３の第１インバータユニットＵ_１において、共振インダクタＬ_１とコンデンサＣ_Ｓ１による部分共振（スイッチ状態の遷移時の生じる共振現象）を利用して、スイッチング素子Ｑ_１，Ｑ_２のＺＶＳを実現する。例として、第１スイッチ（Ｓ_１）がオン状態、かつ、第２スイッチ（Ｓ_２）がオフ状態から、ある時刻に第１スイッチ（Ｓ_１）のゲートをオフすると、上記の部分共振により電源電圧Ｖ_ｉｎまで充電されていた第２スイッチング素子（Ｑ_２）の端子電圧、すなわち、コンデンサＣ_Ｓ１の電圧Ｖ_Ｑ２は緩やかに（共振状）に下降し始める。これと同時にゲートをオフした第１スイッチング素子（Ｑ_１）の端子電圧Ｖ_Ｑ１は、次式のようになる。

（数９）
Ｖ_Ｑ１＝Ｖ_ＩＮ−Ｖ_Ｑ２

すなわち、第１スイッチング素子（Ｑ_１）の端子電圧Ｖ_Ｑ１は、ゼロレベルから緩やかに上昇する。このため、第１スイッチング素子（Ｑ_１）はゲートをオフしたことにより遮断された電流の急激な下降に反してその端子電圧が緩やかに上昇することから、電圧・電流のオーバーラップ期間が低減されるソフトスイッチング動作となる。これが、ＺＶＳターンオンの原理である。
一方、コンデンサＣ_Ｓ１が完全に放電されその電圧Ｖ_Ｑ２がゼロに達すると、第２スイッチ（Ｓ_２）に逆並列のダイオード（Ｄ_２）が順バイアス状態となり、負荷電流の一部である電流が流れ始めることになる。その間に、第２スイッチ（Ｓ_２）のゲートをトリガすれば、第２スイッチング素子（Ｑ_２）は、そのアクティブの第２スイッチ部（Ｓ_２）に電流が流れず、また電圧もかかっていない（ダイオードの順方向電圧は、シリコンベースで約０．７ボルトである。このため、電源電圧Ｖ_ＩＮに比べて十分小さい場合は無視できる）状態でのターンオンであるため、ゼロ電圧・ゼロ電流のソフトスイッチングであるＺＶＺＣＳターンオン動作が実現する。
なお、同様に、スイッチング素子Ｑ_３，Ｑ_４に対しては、コンデンサＣ_Ｓ２が同様に、ＺＶＳ動作を可能とする。

実施例１では、２つの共振インダクタ（Ｌ_１，Ｌ_２）と２つの共振コンデンサ（Ｃ_１，Ｃ_２）の共振周波数ｆ_ｒより低いスイッチング動作周波数ｆ_ｓ（＜ｆ_ｒ）で進み電流動作させていたが、実施例２では、共振周波数ｆ_ｒより高くスイッチング動作周波数ｆ_ｓ（＞ｆ_ｒ）を選定する必要がある。これにより、上述のＺＶＺＣＳ動作を得ることができる。すなわち、実施例２は、実施例１の進み電流を伴うＺＣＳ動作とは異なり、遅れ電流動作を実現することになる。

実施例１では、進み位相の電流がターンしたスイッチに流れ込もうとする。このとき，進み位相であるため，ある値（初期電流値）をもった波形である。ここで、インダクタＬ_Ｓ１，Ｌ_Ｓ１の減流作用により、スイッチターンオン電流は初期電流がそのまま流れる急峻な電流波形とはならず、ゼロから緩やかに立ち上がる緩やかな電流波形となる。これにより、スイッチターンオン時は、それと同時に急激に下降する端子電圧と電流の重なりが少ないソフトスイッチングであるＺＣＳターンとなる。
また、そのターンオフは、進み位相電流のためスイッチがオン状態でも自然に電流が反転し、逆並列ダイオードに電流が流れる区間が生まれる。その間にスイッチのゲート信号を取り除く（オフ）すると、スイッチには電流が流れておらず、かつ、ダイオードの順方向電圧が無視できるとすると、スイッチはゼロ電流、かつ、ゼロ電圧のソフトスイッチング動作となる。すなわち、ＺＣＺＶＳターンオフとなる。

以上、説明した実施例１と実施例２の回路では、ソフトスイッチング方式，共振周波数に対するスイッチング周波数の設定等で違いはある。しかしながら、２つの共振タンク回路に流れる電流を合成して負荷電流を得て、合成瞬時電流ベクトルの制御に基づく電力制御である点は共通している。

次に、実施例１や実施例２における瞬時電流ベクトル制御の変形として、それとは双対の瞬時電圧ベクトル制御を実現するものについて実施例３および実施例４で説明する。
図３４に、実施例３の誘導加熱用高周波インバータの回路構成図を示す。実施例３の誘導加熱用高周波インバータは、瞬時電圧ベクトル制御ＺＣＳ高周波インバータである。
実施例３の誘導加熱用高周波インバータは、実施例１と同様に、第１インバータユニットＵ_１と第２インバータユニットＵ_２と加熱負荷ユニットを有する。２つのインバータユニットは共に、それぞれＩＧＢＴから成る半導体スイッチが直列接続され、かつ、半導体スイッチは、それぞれ並列に逆並列ダイオードが接続されている。
実施例３では、実施例１と比べて加熱負荷ユニットの配置が異なっている。

実施例３の誘導加熱用高周波インバータについて、具体的に説明する。
図３４に示すように、第１インバータユニットＵ_１は、第１スイッチ（Ｓ_１）と第２スイッチ（Ｓ_２）が直列接続され、第１スイッチ（Ｓ_１）に並列に逆並列ダイオード（Ｄ_１）に接続され第１スイッチング素子（Ｑ_１）が構成され、第２スイッチ（Ｓ_２）に並列に逆並列ダイオード（Ｄ_２）が接続され第２スイッチング素子（Ｑ_２）が構成されている。そして、第１スイッチング素子（Ｑ_１）と第２スイッチング素子（Ｑ_２）の接続中点ａには、共振インダクタ（Ｌ_１）と共振コンデンサ（Ｃ_１）が直列接続された第１共振タンク回路が分岐して接続されている。
また、第１スイッチ（Ｓ_１）に直列に、ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタ（Ｌ_Ｓ）が設けられている。

同様に、第２インバータユニットＵ_２は、第３スイッチ（Ｓ_３）と第４スイッチ（Ｓ_４）が直列接続され、第３スイッチ（Ｓ_３）に並列に逆並列ダイオード（Ｄ_３）に接続され第３スイッチング素子（Ｑ_３）が構成され、第４スイッチ（Ｓ_４）に並列に逆並列ダイオード（Ｄ_４）が接続され第４スイッチング素子（Ｑ_４）が構成されている。そして、第３スイッチング素子（Ｑ_３）と第４スイッチング素子（Ｑ_４）の接続中点ｂには、共振インダクタ（Ｌ_２）と共振コンデンサ（Ｃ_２）が直列接続された第２共振タンク回路が分岐して接続されている。
また、第３スイッチ（Ｓ_３）に直列に、ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタ（Ｌ_Ｓ）が設けられている。

第１インバータユニットＵ_１と第２インバータユニットＵ_２は、互いに並列に接続され、また直流電源Ｖ_ｉｎ（電源電圧をＶ_ｉｎ（Ｖ）とする）に並列に接続されている。そして、互いに並列である第１インバータユニットＵ_１と第２インバータユニットＵ_２は、第１共振タンク及び第２共振タンクをブリッジとして接続中点ｃで接続されている。また、接続中点ｃは直流電源Ｖ_ｉｎの負極側に接続されている。

また、加熱負荷ユニットは、誘導加熱（ＩＨ）負荷（負荷抵抗Ｒ_０及び負荷インダクタＬ_０）と力率補償用コンデンサ（Ｃ_０）とが直列接続されている。ここで、誘導加熱負荷の負荷抵抗Ｒ_０及び負荷インダクタＬ_０は、ワークコイルを流れて加熱対象物に渦電流を誘導させることによりジュール熱を発生させる現象を表わす簡易的な等価回路としてＲＬ直列回路として示している。また、力率補償用コンデンサ（Ｃ_０）は誘導性負荷である加熱ユニットの負荷を補償するために用いられる。加熱負荷ユニットは、第１共振タンクを構成する共振インダクタ（Ｌ_１）と共振コンデンサ（Ｃ_１）の接続中点ｄと、第２共振タンクを構成する共振インダクタ（Ｌ_２）と共振コンデンサ（Ｃ_２）の接続中点ｅとの間に、接続されている。

実施例３の誘導加熱用高周波インバータは、２つの共振タンクの共振コンデンサ（Ｃ_１，Ｃ_２）の合成瞬時電圧ベクトルを、それぞれの共振コンデンサの電圧の位相差角で制御することにより、力率補償用コンデンサＣ_ｏを含めた負荷（Ｒ_ｏ−Ｌ_ｏ）に印加される高周波電圧の振幅と位相を高速かつ連続的に変化させることができる。

図３５に、実施例３の誘導加熱用高周波インバータの回路パラメータを示す。また、図３６に、実施例３の誘導加熱用高周波インバータの位相差角−出力電力特性を示す。図３６から、位相差角を制御することにより、出力電力を５０Ｗ〜２４００Ｗまで広範囲に連続的に変化させることができることが確認できる。
図３７はスイッチング素子（Ｑ_１〜Ｑ_４）の波形図（Φ ＝１８[deg],Ｐ＝２．５[kW]）、図３８はスイッチング素子（Ｑ_１〜Ｑ_４）の波形図（Φ ＝９０[deg], Ｐ＝１．２[kW]）、図３９はスイッチング素子（Ｑ_１〜Ｑ_４）の波形図（Φ ＝１６２[deg], Ｐ＝５６[W]）を示している。
図４０に、実施例３の誘導加熱用高周波インバータの各位相差角における出力電圧波形および出力電流波形を示す。ここで、図４０（１）が出力電圧波形であり、図４０（２）が出力電流波形である。また、図４１に共振キャパシタ間電圧波形を、図４２に共振インダクタ間電流波形を示す。

図４３に、実施例４の誘導加熱用高周波インバータの回路構成図を示す。実施例４の誘導加熱用高周波インバータは、瞬時電圧ベクトル制御ＺＶＳ高周波インバータである。
実施例４の誘導加熱用高周波インバータは、実施例２と同様に、第１インバータユニットＵ_１と第２インバータユニットＵ_２と加熱負荷ユニットを有する。２つのインバータユニットは共に、それぞれＩＧＢＴから成る半導体スイッチが直列接続され、かつ、半導体スイッチは、それぞれ並列に逆並列ダイオードが接続されている。
実施例４では、実施例２と比べて加熱負荷ユニットの配置が異なっている。

実施例４の誘導加熱用高周波インバータについて、具体的に説明する。
図４３に示すように、第１インバータユニットＵ_１は、第１スイッチ（Ｓ_１）と第２スイッチ（Ｓ_２）が直列接続され、第１スイッチ（Ｓ_１）に並列に逆並列ダイオード（Ｄ_１）に接続され第１スイッチング素子（Ｑ_１）が構成され、第２スイッチ（Ｓ_２）に並列に逆並列ダイオード（Ｄ_２）が接続され第２スイッチング素子（Ｑ_２）が構成されている。そして、第１スイッチング素子（Ｑ_１）と第２スイッチング素子（Ｑ_２）の接続中点ａには、共振インダクタ（Ｌ_１）と共振コンデンサ（Ｃ_１）が直列接続された第１共振タンク回路が分岐して接続されている。
また、第２スイッチ（Ｓ_２）に並列に、ゼロボルテージスイッチング（ＺＶＳ）用コンデンサ（Ｃ_Ｓ）が設けられている。

同様に、第２インバータユニットＵ_２は、第３スイッチ（Ｓ_３）と第４スイッチ（Ｓ_４）が直列接続され、第３スイッチ（Ｓ_３）に並列に逆並列ダイオード（Ｄ_３）に接続され第３スイッチング素子（Ｑ_３）が構成され、第４スイッチ（Ｓ_４）に並列に逆並列ダイオード（Ｄ_４）が接続され第４スイッチング素子（Ｑ_４）が構成されている。そして、第３スイッチング素子（Ｑ_３）と第４スイッチング素子（Ｑ_４）の接続中点ｂには、共振インダクタ（Ｌ_２）と共振コンデンサ（Ｃ_２）が直列接続された第２共振タンク回路が分岐して接続されている。
また、第４スイッチ（Ｓ_４）に並列に、ゼロボルテージスイッチング（ＺＶＳ）用コンデンサ（Ｃ_Ｓ）が設けられている。

第１インバータユニットＵ_１と第２インバータユニットＵ_２は、互いに並列に接続され、また直流電源Ｖ_ｉｎ（電源電圧をＶ_ｉｎ（Ｖ）とする）に並列に接続されている。そして、互いに並列である第１インバータユニットＵ_１と第２インバータユニットＵ_２は、第１共振タンク及び第２共振タンクをブリッジとして接続中点ｃで接続されている。また、接続中点ｃは直流電源Ｖ_ｉｎの負極側に接続されている。

また、加熱負荷ユニットは、誘導加熱（ＩＨ）負荷（負荷抵抗Ｒ_０及び負荷インダクタＬ_０）と力率補償用コンデンサ（Ｃ_０）とが直列接続されている。ここで、誘導加熱負荷の負荷抵抗Ｒ_０及び負荷インダクタＬ_０は、ワークコイルを流れて加熱対象物に渦電流を誘導させることによりジュール熱を発生させる現象を表わす簡易的な等価回路としてＲＬ直列回路として示している。また、力率補償用コンデンサ（Ｃ_０）は誘導性負荷である加熱ユニットの負荷を補償するために用いられる。加熱負荷ユニットは、第１共振タンクを構成する共振インダクタ（Ｌ_１）と共振コンデンサ（Ｃ_１）の接続中点ｄと、第２共振タンクを構成する共振インダクタ（Ｌ_２）と共振コンデンサ（Ｃ_２）の接続中点ｅとの間に、接続されている。

実施例４の誘導加熱用高周波インバータは、２つの共振タンクの共振コンデンサ（Ｃ_１，Ｃ_２）の合成瞬時電圧ベクトルを、それぞれの共振コンデンサの電圧の位相差角で制御することにより、力率補償用コンデンサＣ_ｏを含めた負荷（Ｒ_ｏ−Ｌ_ｏ）に印加される高周波電圧の振幅と位相を高速かつ連続的に変化させることができる。

図４４に、実施例４の誘導加熱用高周波インバータの回路パラメータを示す。また、図４５に、実施例４の誘導加熱用高周波インバータの位相差角−出力電力特性を示す。図４５から、位相差角を制御することにより、出力電力を５０Ｗ〜２４００Ｗまで広範囲に連続的に変化させることができることが確認できる。
図４６はスイッチング素子（Ｑ_１〜Ｑ_４）の波形図（Φ ＝１８[deg],Ｐ＝２．４[kW]）、図４７はスイッチング素子（Ｑ_１〜Ｑ_４）の波形図（Φ ＝９０[deg], Ｐ＝１．２[kW]）、図４８はスイッチング素子（Ｑ_１〜Ｑ_４）の波形図（Φ ＝１６２[deg], Ｐ＝５６[W]）を示している。
図４９に、実施例４の誘導加熱用高周波インバータの各位相差角における出力電圧波形および出力電流波形を示す。ここで、図４９（１）が出力電圧波形であり、図４９（２）が出力電流波形である。また、図５０に共振キャパシタ間電圧波形を、図５１に共振インダクタ間電流波形を示す。

本発明の誘導加熱用高周波インバータは、電磁調理器（誘導加熱調理器）、水蒸気を含む流体加熱装置、動力的強力超音波発生装置（超音波洗浄機，超音波ホモジナイザーなど）、超音波溶接機、レーザープリンタなど、高周波交流電流を要する電気機器や電気設備に有用である。

Ｕ_１，Ｕ_２ インバータユニット
Ｓ_１〜Ｓ_４ スイッチ
Ｄ_１〜Ｄ_４ 逆並列ダイオード
Ｌ_１，Ｌ_２ 共振インダクタ
Ｃ_１，Ｃ_２ 共振コンデンサ
Ｃ_０ 力率補償用コンデンサ
Ｌ_Ｓ，Ｌ_Ｓ１，Ｌ_Ｓ２ ＺＣＳ用インダクタ
Ｃ_Ｓ，Ｃ_Ｓ１，Ｃ_Ｓ２ ＺＶＳ用共振ロスレススナバコンデンサ

Claims (11)

1. 第１スイッチと第２スイッチを直列接続し、第１スイッチ及び第２スイッチにそれぞれ並列に逆並列ダイオードを接続し、第１スイッチと第２スイッチの第１接続中点から分岐して接続された第１共振タンク回路とを備えた第１インバータユニットと、
   第３スイッチと第４スイッチを直列接続し、第３スイッチ及び第４スイッチにそれぞれ並列に逆並列ダイオードを接続し、第３スイッチと第４スイッチの第２接続中点から分岐して接続された第２共振タンク回路とを備えた第２インバータユニットと、
   負荷抵抗、負荷インダクタ及び力率補償用コンデンサが直列接続された加熱負荷ユニットと、
   を備え、
   上記の第１インバータユニットと第２インバータユニットを互いに並列に接続して直流電源に並列接続すると共に、第１共振タンク及び第２共振タンクを介して第１接続中点と第２接続中点を接続し、
   第１共振タンクと第２共振タンクの第３接続中点と、上記の直流電源の負極側との間に、上記の加熱負荷ユニットを接続し、
   第１接続中点から流れ出る第１電流と第２接続中点から流れ出る第２電流の合成瞬時電流ベクトルを、第１電流と第２電流に基づく位相差角で制御し、加熱負荷ユニットに流れる出力電流を制御し、出力電力を高速かつ連続的に可変し得る、
   ことを特徴とする誘導加熱用高周波インバータ。
2. 第１スイッチと第２スイッチを直列接続し、第１スイッチ及び第２スイッチにそれぞれ並列に逆並列ダイオードを接続し、第１スイッチと第２スイッチの第１接続中点から分岐して接続された第１共振タンク回路とを備えた第１インバータユニットと、
   第３スイッチと第４スイッチを直列接続し、第３スイッチ及び第４スイッチにそれぞれ並列に逆並列ダイオードを接続し、第３スイッチと第４スイッチの第２接続中点から分岐して接続された第２共振タンク回路とを備えた第２インバータユニットと、
   負荷抵抗、負荷インダクタ及び力率補償用コンデンサが直列接続された加熱負荷ユニットと、
   を備え、
   上記の第１インバータユニットと第２インバータユニットを互いに並列に接続して直流電源に並列接続すると共に、第１共振タンク及び第２共振タンクを介して第１接続中点と第２接続中点を接続し、
   第１共振タンクと第２共振タンクの第３接続中点と直流電源の負極側を接続し、
   第１共振タンクおよび第２共振タンク共に、共振インダクタと共振コンデンサが直列に接続されたもので、第３接続中点側にそれぞれの共振コンデンサが配置され、
   第１共振タンクおよび第２共振タンクの共振インダクタと共振コンデンサの接続中点どうしの間に、上記の加熱負荷ユニットを接続し、
   第１共振タンクと第２共振タンクのそれぞれの共振コンデンサの電圧の合成瞬時電圧ベクトルを、それぞれの共振コンデンサの電圧の位相差角で制御し、加熱負荷ユニットに印加される高周波電圧の振幅と位相を高速かつ連続的に可変し得る、
   ことを特徴とする誘導加熱用高周波インバータ。
3. 下記（１）〜（５）のいずれかであることを特徴とする請求項１又は２に記載の誘導加熱用高周波インバータ。
   （１）第１インバータユニットの第１スイッチと直列に第１ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが接続され、第２インバータユニットの第３スイッチと直列に第２ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが接続される。
   （２）第１インバータユニットの第２スイッチと直列に第１ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが接続され、第２インバータユニットの第４スイッチと直列に第２ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが接続される。
   （３）第１インバータユニットの第１スイッチと直列に第１ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが接続され、第２インバータユニットの第４スイッチと直列に第２ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが接続される。
   （４）第１インバータユニットの第２スイッチと直列に第１ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが接続され、第２インバータユニットの第３スイッチと直列に第２ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが接続される。
   （５）直流電源と直列にゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが接続される。
   
4. 同容量の４つのゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが、
   それぞれ、第１インバータユニットの第１スイッチと直列に接続され、第２インバータユニットの第３スイッチと直列に接続され、第１インバータユニットの第２スイッチと直列に接続され、第２インバータユニットの第４スイッチと直列に接続された、
   ことを特徴とする請求項１又は２に記載の誘導加熱用高周波インバータ。
   
5. 上記の第１インバータユニットの第２スイッチと並列に第１ゼロボルテージスイッチング（ＺＶＳ）用共振ロスレススナバコンデンサが接続され、
   上記の第２インバータユニットの第４スイッチと並列に第２ゼロボルテージスイッチング（ＺＶＳ）用共振ロスレススナバコンデンサが接続された
   ことを特徴とする請求項１又は２に記載の誘導加熱用高周波インバータ。
   
6. ２つの半導体スイッチとそれぞれの半導体スイッチに並列に逆並列ダイオードを接続し、半導体スイッチ間の接続中点から分岐して接続された共振タンクを備えた１組のインバータユニットと、
   誘導加熱負荷及び力率改善機能を有する加熱負荷ユニットと、
   前記インバータユニットにおける各々の半導体スイッチのゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）促進手段あるいはゼロボルテージスイッチング（ＺＶＳ）促進手段と、
   を備え、
   １組のインバータユニットを互いに並列に接続して直流電源に並列接続すると共に、それぞれの共振タンクを介して各々の接続中点どうしを接続し、
   ２つの共振タンクの接続中点と直流電源の負極側との間に、加熱負荷ユニットを接続し、各々の半導体スイッチ間の接続中点から流れ出る電流の合成瞬時電流ベクトルを、各々の半導体スイッチ間の接続中点から流れ出る２つの電流に基づく位相差角で制御し、加熱負荷ユニットに流れる出力電流を制御し、出力電力を高速かつ連続的に可変し得る、
   ことを特徴とする誘導加熱用高周波インバータ。
7. ２つの半導体スイッチとそれぞれの半導体スイッチに並列に逆並列ダイオードを接続し、半導体スイッチ間の接続中点から分岐して接続された共振タンクを備えた１組のインバータユニットと、
   誘導加熱負荷及び力率改善機能を有する加熱負荷ユニットと、
   前記インバータユニットにおける各々の半導体スイッチのゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）促進手段あるいはゼロボルテージスイッチング（ＺＶＳ）促進手段と、
   を備え、
   １組のインバータユニットを互いに並列に接続して直流電源に並列接続すると共に、それぞれの共振タンクを介して各々の接続中点どうしを接続し、
   ２つの共振タンクの接続中点と直流電源の負極側とを接続し、
   各共振タンクは共振インダクタと共振コンデンサが直列に接続されたもので、共振タンクの接続中点側にそれぞれの共振コンデンサが配置され、
   共振タンクの共振インダクタと共振コンデンサの接続中点どうしの間に、上記の加熱負荷ユニットを接続し、
   ２つの共振タンクのそれぞれの共振コンデンサの電圧の合成瞬時電圧ベクトルを、それぞれの共振コンデンサの電圧の位相差角で制御し、加熱負荷ユニットに印加される高周波電圧の振幅と位相を高速かつ連続的に可変し得る、
   ことを特徴とする誘導加熱用高周波インバータ。
8. 前記ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）促進手段は、
   各インバータユニットにおける電源の正極側あるいは負極側の半導体スイッチと直列接続されたインダクタである、
   ことを特徴とする請求項６又は７に記載の誘導加熱用高周波インバータ。
   
9. 前記ゼロボルテージスイッチング（ＺＶＳ）促進手段は、
   各インバータユニットにおける電源の負極側の半導体スイッチと並列接続されたコンデンサで
   ことを特徴とする請求項６又は７に記載の誘導加熱用高周波インバータ。
   
10. 請求項１〜５のいずれかに記載の誘導加熱用高周波インバータの制御方法であって、
    （１）並列に接続された逆並列ダイオードが導通中に第２スイッチがオフされた後あるいは同時に第１スイッチがオンされるステップと、
    （２）並列に接続された逆並列ダイオードが導通中に第３スイッチがオフされた後あるいは同時に第４スイッチがオンされるステップと、
    （３）並列に接続された逆並列ダイオードが導通中に第１スイッチがオフされた後あるいは同時に第２スイッチがオンされるステップと、
    （４）並列に接続された逆並列ダイオードが導通中に第４スイッチがオフされた後あるいは同時に第３スイッチがオンされるステップと、
    を含む誘導加熱用高周波インバータの制御方法。
    
11. 請求項１〜５のいずれかに記載の誘導加熱用高周波インバータのスイッチのゲート制御プログラムであって、
    コンピュータに、
    （１）並列に接続された逆並列ダイオードが導通中に第２スイッチがオフされた後あるいは同時に第１スイッチがオンされるステップと、
    （２）並列に接続された逆並列ダイオードが導通中に第３スイッチがオフされた後あるいは同時に第４スイッチがオンされるステップと、
    （３）並列に接続された逆並列ダイオードが導通中に第１スイッチがオフされた後あるいは同時に第２スイッチがオンされるステップと、
    （４）並列に接続された逆並列ダイオードが導通中に第４スイッチがオフされた後あるいは同時に第３スイッチがオンされるステップと、
    を実行させるための制御プログラム。