JP2014225366A - 誘導加熱装置、誘導加熱装置の制御方法、及びプログラム - Google Patents

Abstract

【課題】位相同期制御をすることなく各々の誘導加熱コイルに流れる電流の位相を揃える。
【解決手段】相互誘導環境の複数の誘導加熱コイルＬａ，Ｌｂの各々に給電する共振型インバータ２０ａ，２０ｂを複数備える誘導加熱装置１００ｂにおいて、前記共振型インバータに接続された共振回路Ｌ１，Ｃ１，Ｒ１のインピーダンスの位相角と相互誘導で到来する相互誘導電圧Ｖｍ２１の位相角とを略等しく設定する。
【選択図】図５

Description

本発明は、複数の誘導加熱コイルを用いた誘導加熱装置、誘導加熱装置の制御方法、及びプログラムに関する。

金属部品や半導体素子等の被加熱物を熱処理する熱処理装置は、熱ひずみ等の問題から被加熱物の表面温度差をできるだけ小さく制御する必要がある。そこで、誘導加熱コイルを複数に分割して、分割された誘導加熱コイルごとに個別に高周波電源装置（例えば、インバータ）を接続して電力制御を行う誘導加熱装置が広く用いられている。ところが、分割された誘導加熱コイルは、互いに近接しているので、相互誘導電圧が発生する状態となる。そのため、各インバータが相互誘導インダクタンスＭを介して並列運転される状態となる。すなわち、各インバータの電流位相のズレによって、分割された誘導加熱コイル間で磁界に位相差が生じるため、隣接する誘導加熱コイルの境界付近での磁界が弱まり、誘導加熱電力による発熱密度が低下する。その結果、被加熱物の表面に温度ムラが生じるおそれがある。

そこで、隣接する誘導加熱コイル間に相互誘導電圧が生じて相互誘導が存在する状況下でも、分割された誘導加熱コイルの境界付近で発熱密度が低下しないようにして、誘導加熱電力の適正な制御を行う「ゾーンコントロール誘導加熱（Zone Controlled Induction Heating：ＺＣＩＨ）」の技術が発明者等によって提案された（例えば、特許文献１参照）。このＺＣＩＨの技術は、複数の電源ユニットを備え、各電源ユニットは、降圧チョッパと電圧形インバータ（以下、単にインバータという）とを備えて構成されている。そして、複数の電力供給ゾーンに分割された各電源ユニットは、分割されたそれぞれの誘導加熱コイルに個別に接続されて電力供給を行っている。

このとき、ＺＣＩＨの技術は、各電源ユニットにおけるそれぞれのインバータの電流同期制御（つまり、電流位相の同期制御）によって、各インバータに流れる電流位相を同期させている。また、インバータの電流同期制御は、分割されたそれぞれの誘導加熱コイルに流れる電流位相を同期させることにより、各誘導加熱コイルの境界付近で誘導加熱電力による発熱密度が急激に低下しないようにしている。さらに、ゾーンコントロール誘導加熱制御は、各電源ユニットの降圧チョッパがそれぞれのインバータの入力電圧を制御し、各インバータの電流振幅制御を行い、各誘導加熱コイルへ供給する誘導加熱電力の制御を行っている。

特許文献２に記載の誘導加熱装置は、過熱コイルと直列にコンデンサを接続し、電流共振型逆変換装置を構成すると共に、インバータの出力電流の位相が平均位相より進んでいる場合、基準周波数より低い周波数のゲートパルスを生成して、このゲートパルスを対応するインバータに与え、インバータの出力電流の位相が平均位相より遅れている場合、基準周波数より高い周波数のゲートパルスインバータに与えている。

また、特許文献３に記載の誘導加熱装置は、過熱コイルと直列にコンデンサを接続し、電流共振逆変換装置を構成すると共に、全インバータに対して単一の降圧チョッパを接続することにより、ＺＶＳ（Zero Voltage Switching）を実現し、転流ダイオードのリカバリ損失を低減していた。

特開２００７−２６７５０号公報 特開２００４−１４６２８３号公報 特許第４８６６９３８号公報

特許文献１，２の技術は、電力制御のために各インバータの前段に降圧チョッパを備え、特許文献３の技術は、全インバータの前段に単一の降圧チョッパを備えている。この降圧チョッパは、ＺＶＳが困難であるので、発熱や効率が問題となり、結果的に、装置が大がかりになるという問題があった。
また、従来の誘導加熱装置は、駆動周波数を可変したり、位相角を可変したりして相互誘導電圧の位相角が変化するように構成されていた。

そこで、本発明は、このような問題を解決するためになされたものであり、相互誘導電圧の位相角を固定値にした状態で、各々の誘導加熱コイルに流れる電流の位相を揃えることができる誘導加熱装置、誘導加熱装置の制御方法、及びプログラムを提供することを目的とする。

前記目的を達成するため、本発明の手段は、相互誘導環境の複数の誘導加熱コイルの各々に給電する共振型インバータを複数備える誘導加熱装置において、前記共振型インバータに接続された共振回路のインピーダンスの位相角と相互誘導で到来する相互誘導電圧の位相角とを略等しく設定することを特徴とする。

グラファイトのような高抵抗材料を加熱する場合において、共振尖鋭度Ｑ＝ωＬ／Ｒが低いときは、相互誘導電圧は、相互誘導インダクタンスによる無効分と相互誘導抵抗による有効分との双方が発生する。つまり、相互誘導電圧の位相角は、電流に対してπ／２の整数倍にはならない。また、無効分の相互誘導電圧は、周波数に依存するため、共振型インバータに接続された共振回路のインピーダンスの位相角と相互誘導で到来する相互誘導電圧の位相角とが略等しくなる駆動周波数（特定周波数Ｆ０）が存在する。制御回路は、この特定周波数Ｆ０に設定し、高力率状態にすることにより、各々の誘導加熱コイルに流れる電流の位相を略一致させることができる。つまり、位相同期制御は、原則的に不要となる。このため、ＺＶＳが困難であり、非効率な降圧チョッパを用いることなく、逆変換回路（インバータ）に印加される直流電圧を共通にした状態で、ＯＮ／ＯＦＦ制御により各々の誘導加熱コイルに供給する有効電力を制御することができる。また、連動運転するときと単独運転するときとで、出力位相角ΔΘが略等しくなり、単独運転時の有効出力電力が大きくなる。このとき、出力位相角ΔΘは、ＺＶＳを確保できる最小位相角（約３０°）にすることができ、ＯＮ／ＯＦＦ制御に好都合である。

一方、駆動周波数Ｆを前記特定周波数Ｆ０よりも高めて、低力率運転する場合は、全ての共振型インバータを連動運転するときと、各々の共振型インバータを単独運転するときとで、共振型インバータ相互間の有効出力電力Ｐを近付けることができる。つまり、駆動周波数を単独運転時電力と連動運転時電力とを近づける方向に移動（変更）することにより、この低力率運転と前記した高力率運転とを切り換えて、運転することもできる。つまり、単独運転時に有効出力電力が大きい高力率運転と共振型インバータ相互間で有効出力電力とを近づけた低力率運転とを切り換えることができるので、各ゾーンの加熱量の自由度が向上する。なお、低力率運転の場合は、出力位相角ΔΘが最小位相角にならないので、位相同期制御することが好ましい。

本発明によれば、相互誘導電圧の位相角を固定値にした状態で、各々の誘導加熱コイルに流れる電流の位相を揃えることができる。

本発明の誘導加熱装置の概略構成図である。 誘導加熱コイルが２つの場合の説明図である。 誘導加熱コイルが２つの場合の誘導加熱装置の等価回路図である。 誘導加熱装置に逆結合インダクタを追加した場合の説明図である。 誘導加熱コイルが２つの場合の誘導加熱装置の回路図である。 誘導加熱コイルに印加される電圧波形、及び電流波形を示す図である。

以下、図面を参照して、本発明の実施の形態（以下、「本実施形態」と称する）につき詳細に説明する。なお、各図は、本発明を十分に理解できる程度に、概略的に示してあるに過ぎない。よって、本発明は、図示例のみに限定されるものではない。また、各図において、共通する構成要素や同様な構成要素については、同一の符号を付し、それらの重複する説明を省略する。

（第１実施形態）
図１は、本発明の第１実施形態に係る誘導加熱装置の構成図である。
誘導加熱装置１００（１００ａ）は、カーボングラファイトからなる円筒状の発熱体と、該発熱体を軸方向の６個のゾーン（１Ｚ，２Ｚ，・・・，６Ｚ）に分割し、各ゾーンに巻回した６個の誘導加熱コイル５ａ，５ｂ，５ｃ，・・・，５ｆと、整合手段・逆結合インダクタ（−Ｍ）３０ａ，３０ｂ，・・・・，３０ｆを介して、各誘導加熱コイルを駆動する逆変換回路２０ａ，２０ｂ，・・・，２０ｆと、各逆変換回路（インバータ）に共通の直流電圧Ｖｄｃを印加する順変換回路１０と、順変換回路１０及び各逆変換回路２０（２０ａ，２０ｂ，・・・，２０ｆ）を制御する制御回路４０ａとを備える。そして、円筒状の発熱体は、被加熱媒体である金属製品等を内部に載置するようになっている。なお、順変換回路１０と、複数の逆変換回路２０ａ，２０ｂ，・・・，２０ｆとで、誘導加熱用電源装置５０を構成し、誘導加熱用電源装置５０はＺＣＩＨインバータとも称する。

この誘導加熱装置１００は、誘導加熱コイル５ａ，５ｂ，・・・，５ｆの各々が高周波磁束を発生し、この高周波磁束が、グラファイトで形成された発熱体に渦電流を流し、この渦電流がグラファイト（抵抗成分）に流れることによって、発熱体が発熱するように構成されている。

図２は、誘導加熱コイルが２つの場合の動作原理を説明するための説明図である。
なお、この説明図は、整合手段の基本原理を説明するために、逆結合インダクタ（−Ｍ）を省略している。
誘導加熱装置１００ｂは、共通する発熱体に対して、二つのゾーン（１Ｚ，２Ｚ）に分割されて巻回されている誘導加熱コイル５ａ，５ｂと、誘導加熱コイル５ａ，５ｂに直列接続されたコンデンサ６ａ，６ｂと、これらの直列回路を駆動する逆変換回路２０ａ，２０ｂとを備えている。ここで、コンデンサ６ａ，６ｂは、双方が同一キャパシタンスＣ２＝Ｃ１に予め設定されている。また、誘導加熱コイル５ａ，５ｂは、近接配置されており、コイル間相互誘導（相互誘導インダクタンスＭ）により誘導結合されている。なお、逆変換回路２０ａは、出力電圧Ｖｉｖ１のとき、誘導加熱コイル５ａに出力電流Ｉｉｖ１を流し、逆変換回路２０ｂは、出力電圧Ｖｉｖ２のとき、誘導加熱コイル５ｂに出力電流Ｉｉｖ２を流す。また、逆変換回路２０ａ，２０ｂは、コンデンサ６ａ，６ｂと共に、誘導加熱コイル５ａ，５ｂを共振させる共振型インバータとして機能する。

また、図２において、逆変換回路２０ａは、電圧Ｖｉｖ１を発生し、電流Ｉｉｖ１をコンデンサ６ａ、及び誘導加熱コイル５ａに流し、逆変換回路２０ｂは電圧Ｖｉｖ２を発生し、電流Ｉｉｖ２を流す。コイル間相互誘導（Ｍ）は、誘導加熱コイル５ｂに流れる電流Ｉｉｖ２により誘導加熱コイル５ａに誘起する無効分誘起電圧を表現したものである。なお、誘導加熱コイル５ｂに流れる電流Ｉｉｖ２と誘導加熱コイル５ａに誘起する無効分相互誘導電圧との比ｊωＭ２１は、誘導加熱コイル５ａに流れる電流Ｉｉｖ１と誘導加熱コイル５ｂに誘起する無効分相互誘導電圧との比ｊωＭ１２に等しい。

図３は、本実施形態の電圧型インバータの共振回路の等価回路図であり、図３（ａ）は、逆変換回路２０ａ側の等価回路図であり、図３（ｂ）は、逆変換回路２０ｂ側の等価回路図である。
誘導加熱コイル５ａ，５ｂ（図２）は、自己インダクタンスがＬ１，Ｌ２であり、発熱体（グラファイト）の渦電流による等価抵抗（等価抵抗値Ｒ１，Ｒ２）を有している。つまり、誘導加熱コイル５ａ、及びコンデンサ６ａの直列回路は、キャパシタンスＣ１のコンデンサと、自己インダクタンスＬ１のインダクタと、等価抵抗値Ｒ１の抵抗器との直列共振回路で表現される。また、誘導加熱コイル５ｂ、及びコンデンサ６ｂの直列回路は、キャパシタンスＣ１のコンデンサと、自己インダクタンスＬ２のインダクタと、等価抵抗値Ｒ２の抵抗器との直列共振回路で表現される。つまり、誘導加熱コイル５ａ、及びコンデンサ６ａのインピーダンスＺｓ１は、
Ｚｓ１＝ｊωＬ１＋Ｒ１＋１／ｊωＣ１
で表現され、誘導加熱コイル５ｂ、及びコンデンサ６ｂのインピーダンスＺｓ２は、
Ｚｓ２＝ｊωＬ２＋Ｒ２＋１／ｊωＣ１
で表現される。

また、２つの誘導加熱コイル５ａ，５ｂは、互いに近接配置されているので、コイル間相互誘導（相互誘導インダクタンスＭ）で結合されているが、共通のグラファイトに巻回されている場合には、本願の筆頭発明者は相互誘導抵抗（相互誘導抵抗値Ｒｍ）も存在すると考えた。この相互誘導抵抗は、誘導加熱コイル５ｂに流れる電流Ｉｉｖ２により誘導加熱コイル５ａに誘起する有効分誘起電圧を表現した抵抗である。

また、金属のように低抵抗材料を加熱する場合は、共振尖鋭度Ｑ＝ωＬ／Ｒ（ωＬ１／Ｒ１，ωＬ２／Ｒ２）が高く、
ωＭ＞＞Ｒｍ
であるため、相互誘導抵抗値Ｒｍを無視することができる。しかしながら、グラファイトのように高抵抗材料を加熱する場合は、共振尖鋭度Ｑ＝ωＬ／Ｒが低く、
ωＭ＜Ｒｍ
であるため、相互誘導抵抗値Ｒｍを考慮する必要がある。
具体的には、Ｒｍ≒０．２５Ｒ１、ωＭ≒０．２５ωＬ１ となっている。

言い換えれば、誘導加熱コイル５ａに流す電流Ｉｉｖ１は、誘導加熱コイル５ａの両端に有効分電圧降下Ｒ１・Ｉｉｖ１を発生させ、グラファイトに発生する渦電流は、誘導加熱コイル５ｂにも有効分相互誘導電圧Ｒｍ・Ｉｉｖ１を誘起させる。誘導加熱コイル５ａには、無効分相互誘導電圧ｊωＭ・Ｉｉｖ２も誘起するので、結果的に、相互誘導電圧Ｖｍ２１として、無効分相互誘導電圧ｊωＭ・Ｉｉｖ２と有効分相互誘導電圧Ｒｍ・Ｉｉｖ２との双方が誘起する。同様に、誘導加熱コイル５ｂには、相互誘導電圧Ｖｍ１２として、無効分相互誘導電圧ｊωＭ・Ｉｉｖ１と有効分相互誘導電圧Ｒｍ・Ｉｉｖ１との双方が誘起する。
ここで、相互誘導インピーダンスＺｍを
Ｚｍ＝ｊωＭ＋Ｒｍ
と定義しておく。

つまり、図２に示す誘導加熱装置１００ｂの等価回路は、逆変換回路２０ａを表現する電圧源Ｅｉｖ１と誘導加熱コイル５ｂからの相互誘導電圧Ｖｍ２１との差分電圧が、コンデンサ６ａ（キャパシタンスＣ１）と誘導加熱コイル５ａ（自己インダクタンスＬ１のインダクタと等価抵抗値Ｒ１の抵抗器との直列回路）とに印加されるように表現される。
また、逆変換回路２０ｂを表現する電圧源Ｅｉｖ２と誘導加熱コイル５ａからの相互誘導電圧Ｖｍ１２との差分電圧が、コンデンサ６ｂ（キャパシタンスＣ１）と誘導加熱コイル５ｂ（自己インダクタンスＬ２のインダクタと等価抵抗値Ｒ２の抵抗器との直列回路）とに印加されるように表現される。

また、電圧源Ｅｉｖ１は、位相角Θｉｖ１の電圧Ｖｉｖ１を発生し、電流Ｉｉｖ１を流す。直列共振回路５ａ，６ａは、位相角Θｓ１の電圧降下Ｖｓ１＝Ｉｉｖ１・｜Ｚｓ１｜（ｃｏｓΘｓ１＋ｊｓｉｎΘｓ１）を生じる。また、電圧源Ｅｉｖ２は、位相角Θｉｖ２の電圧Ｖｉｖ２を発生し、電流Ｉｉｖ２を流す。直列共振回路は、位相角Θｓ２の電圧降下Ｖｓ２＝Ｉｉｖ２・｜Ｚｓ１｜（ｃｏｓΘｓ２＋ｊｓｉｎΘｓ２）を生じる。

Ｖｉｖ１＝Ｉｉｖ１・｜Ｚｓ１｜（ｃｏｓΘｓ１＋ｊｓｉｎΘｓ１）
＋Ｉｉｖ２・｜Ｚｍ｜（ｃｏｓΘｍ＋ｊｓｉｎΘｍ） （１）

Ｖｉｖ２＝Ｉｉｖ２・｜Ｚｓ１｜（ｃｏｓΘｓ２＋ｊｓｉｎΘｓ２）
＋Ｉｉｖ１・｜Ｚｍ｜（ｃｏｓΘｍ＋ｊｓｉｎΘｍ） （２）

つまり、図３（ａ）（ｂ）において、誘導加熱コイル５ａ、及びコンデンサ６ａの自己共振回路の位相Θｓ１＝相互誘導電圧の位相Θｍ２１にし、誘導加熱コイル５ｂ、及びコンデンサ６ｂの自己共振回路の位相Θｓ２＝相互誘導電圧の位相Θｍ１２にすると、Θｍ２１＝Θｍ１２＝Θｍであるので、Θｓ１＝Θｓ２となる。言い換えれば、他ゾーンから誘起される相互誘導電圧の位相Θｍと自己共振回路の位相Θｓ１，Θｓ２との加算値が一致する。つまり、逆変換回路に接続された共振回路のインピーダンスの位相角Θｓ１と相互誘導で到来する相互誘導電圧の位相角Θｍ１２とを略等しくすることにより、全コイル電流領域で逆変換回路２０（図２）の出力位相角Θｉｖ１，Θｉｖ２が一定になり、位相同期制御することなくコイル電流Ｉｉｖ１，Ｉｉｖ２の位相が一致する。

図４は、誘導加熱装置に逆結合インダクタを追加した場合の説明図である。
図４において、誘導加熱装置１００ｃは、図２に記載の誘導加熱装置１００ｂに逆結合インダクタを追加したものであり、逆変換回路２０ａと、逆変換回路２０ａの出力端に一端が接続されたコンデンサ６ａと、コンデンサ６ａの他端に一端が接続された誘導加熱コイル５ａと、逆変換回路２０ｂと、逆変換回路２０ｂの出力端に一端が接続されたコンデンサ６ｂと、コンデンサ６ｂの他端に一端が接続された誘導加熱コイル５ｂと、誘導加熱コイル５ａ，５ｂと逆変換装置２０ａ，２０ｂとを接続する各々の接続線の相互間に接続された逆結合インダクタを備える。

ここで、逆結合インダクタ（逆結合インダクタンス−Ｍｃ）の両端電圧をＶｍｃ２１，Ｖｍｃ１２（図５参照）とすると、図３（ａ）（ｂ）の相互誘導電圧Ｖｍ２１，Ｖｍ１２が調整され、Θｓ１＝Θｓ２＝Θｍとすることができる。結果的に、逆結合インダクタ（−Ｍｃ）は、誘導加熱コイル５ａに、誘導加熱コイル５ｂから到来する相互誘導電圧の位相と、誘導加熱コイル５ａ、及びコンデンサ６ａからなる直列共振回路の位相とが等しくなるようにインダクタンスが調整される。

図５は、誘導加熱コイルが２つの場合であって、逆結合インダクタが接続されたときの誘導加熱装置の構成図である。つまり、図５は、図４に記載の誘導加熱装置１００ｃを具体化したものである。誘導加熱装置１００ｃは、三相の商用電源ＡＣに接続された順変換回路１０と、順変換回路１０に接続された逆変換回路２０ａ，２０ｂと、逆変換回路２０ａ，２０ｂに各々接続された直列共振回路と、逆変換回路２０ａ，２０ｂを制御する制御回路４０（４０ａ）とを備える。

ここで、図１に示したように、直列共振回路は、整合手段・逆結合インダクタ３０ａ，３０ｂと誘導加熱コイル５ａ，５ｂとを備えて構成されている。つまり、整合手段・逆結合インダクタ３０ａ，３０ｂは、コンデンサ６ａ，６ｂと逆結合インダクタ（−Ｍｃ）とを備えて構成されており、絶縁トランスが介在することがあるものである。つまり、逆変換回路２０ａに接続される直列共振回路は、コンデンサ６ａとコイル５ａと相互誘導電圧源ＶｍＬ２１と逆結合インダクタ（−Ｍｃ）との直列回路で表現される。また、逆変換回路２０ｂに接続される直列共振回路は、逆結合インダクタ（−Ｍｃ）とコンデンサ６ｂとコイル５ｂと相互誘導電圧源ＶｍＬ１２との直列回路で表現される。

ここで、逆結合インダクタ（−Ｍｃ）の両端電圧をＶｍｃ２１，Ｖｍｃ１２とすると、図３（ａ）（ｂ）の相互誘導電圧Ｖｍ２１，Ｖｍ１２は、Ｖｍ２１＝（ＶｍＬ２１−Ｖｍｃ２１），Ｖｍ１２＝（ＶｍＬ１２＋Ｖｍｃ１２）で表現される。つまり、逆結合インダクタ（−Ｍｃ）を調整することにより、図３（ａ）（ｂ）のＶｍ２１，Ｖｍ１２が調整され、ＶｍＬ２１≠ＶｍＬ１２であっても、Θｓ１＝Θｓ２＝Θｍとすることができる。

Θ＝Θｓ１＝Θｓ２＝Θｍと定義すれば、（１）（２）式より、
Ｖｉｖ１＝（Ｉｉｖ１・｜Ｚｓ１｜＋Ｉｉｖ２・｜Ｚｍ｜）・（ｃｏｓΘ＋ｊｓｉｎΘ）
（３）
Ｖｉｖ２＝（Ｉｉｖ２・｜Ｚｓ２｜＋Ｉｉｖ１・｜Ｚｍ｜）・（ｃｏｓΘ＋ｊｓｉｎΘ）
（４）
が成立する。

この誘導加熱装置１００ｂは、逆変換回路２０ａ，２０ｂがＤＵＴＹ１／２の周波数、及び振幅が一致する矩形波電圧を発生し、この矩形波電圧が直列共振回路５ａ，６ａ，（−Ｍｃ）と、直列共振回路５ｂ，６ｂ，（−Ｍｃ）とに印加される。ここで、逆結合インダクタ（−Ｍｃ）により、直列共振回路の位相Θｓ１，Θｓ２＝相互誘導電圧の位相Θｍに設定されているので、誘導加熱装置１００ｂは、逆変換回路２０ａ，２０ｂに流れる電流Ｉｉｖ１，Ｉｉｖ２の位相が一致する。

順変換回路１０は、三相ブリッジ回路（Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６）と、三相ブリッジ回路の直流出力両端に接続された電解コンデンサ７と、電解コンデンサ７に並列接続された保護ダイオードＤ０とを備え、三相交流電圧を直流電圧Ｖｄｃに変換する。

逆変換回路２０ａ，２０ｂは、それぞれ、電解コンデンサ７の両端に並列接続されたコンデンサ８ａ，８ｂと、コンデンサ８ａ，８ｂの両端の直流電圧Ｖｄｃをスイッチングする複数のトランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４を備え、直流電圧Ｖｄｃから、駆動周波数が共通で、電圧が同位相になるように制御されたＤＵＴＹ１／２の矩形波電圧（高周波電圧）を生成し、コンデンサ６ａ，６ｂ、及び誘導加熱コイル５ａ，５ｂの直列回路に給電する駆動回路である。なお、トランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４は、フルブリッジ回路を構成し、各アームに逆並列接続された転流ダイオードとを備えている。なお、スイッチング素子としてのトランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４は、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）が使用され、ＦＥＴ（Field Effect Transistor）やバイポーラトランジスタを使用することもできる。

制御回路４０ａは、逆変換回路２０ａ，２０ｂのトランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４のゲート信号を生成する回路である。制御回路４０ａは、相互誘導で到来する相互誘導電圧の位相角と直列共振回路（誘導加熱コイル５ａ、コンデンサ６ａ、及び逆結合インダクタの直列回路、誘導加熱コイル５ｂ、コンデンサ６ｂ、及び逆結合インダクタの直列回路）のインピーダンスの位相角とが略等しくなる特定の周波数（特定周波数）に到達するまで、直列共振回路の固有共振点（１／（２π（Ｌ１・Ｃ１）^１／２））より高めの起動時の周波数から低下させるように、逆変換回路２０ａ，２０ｂの駆動周波数を制御する。制御回路４０は、制御部としてのＣＰＵ（Central Processing Unit）等で構成されており、ＣＰＵがプログラムを実行することにより機能が実現される。また、制御回路４０ａは、順変換回路１０の直流電圧Ｖｄｃ、及び逆変換回路２０ａ，２０ｂの出力電流Ｉｉｖ１，Ｉｉｖ２の大きさ、及び位相角Θｉｖ１，Θｉｖ２を、出力位相角として測定可能に構成されている。したがって、誘導加熱装置１００は、特定周波数で駆動させ高力率運転とすることにより、連動運転時と単独運転時とで出力位相角ΔΘを略一致させることができ、ＺＶＳ（Zero Volt Switching）確保が容易となる。

また、逆変換回路２０ａ，２０ｂは、同一の直流電圧Ｖｄｃが印加されるので、（１）（２）式において、
｜Ｖｉｖ１｜＝｜Ｖｉｖ２｜＝｜Ｖｉｖ｜
が成立する。つまり、
Ｖｉｖ＝｜Ｖｉｖ１｜（ｃｏｓΘ＋ｊｓｉｎΘ）＝（Ｉｉｖ１・｜Ｚｓ１｜＋Ｉｉｖ２・｜Ｚｍ｜）・（ｃｏｓΘ＋ｊｓｉｎΘ） （５）
Ｖｉｖ＝｜Ｖｉｖ２｜（ｃｏｓΘ＋ｊｓｉｎΘ）＝（Ｉｉｖ２・｜Ｚｓ２｜＋Ｉｉｖ１・｜Ｚｍ｜）・（ｃｏｓΘ＋ｊｓｉｎΘ） （６）
が成立する。したがって、
｜Ｖｉｖ｜＝（Ｉｉｖ１・｜Ｚｓ１｜＋Ｉｉｖ２・｜Ｚｍ｜） （７）
｜Ｖｉｖ｜＝（Ｉｉｖ２・｜Ｚｓ２｜＋Ｉｉｖ１・｜Ｚｍ｜） （８）
となる。この状態で、制御回路４０ａは、逆変換回路２０ａ，２０ｂのＯＮ／ＯＦＦ制御を行う。電流が自ずと同期するので、制御回路４０ａは、電流同期制御を行わなくてもよい。

逆変換回路２０ａ，２０ｂが連動運転するとき、（７）式より、
Ｉｉｖ１＝｜Ｖｉｖ｜／｜Ｚｓ１｜−Ｉｉｖ２・｜Ｚｍ｜／｜Ｚｓ１｜ （９）
が成立する。逆変換回路２０ａ，２０ｂが単独運転するとき、
Ｉｉｖ１＝｜Ｖｉｖ｜／｜Ｚｓ１｜ （１０）
Ｉｉｖ２＝｜Ｖｉｖ｜／｜Ｚｓ２｜ （１１）
となる。つまり、単独運転時の方が連動運転時よりも大きな電流Ｉｉｖ１が流れ、大電力を投入することができる。しかしながら、電力変化が大きすぎて、温度リップルが発生して、目標温度に整定することが困難になるという問題が発生する。

ここで、逆変換回路２０ａ，２０ｂの駆動角周波数ωを高くすることを考える。
｜Ｚｓ１｜＝｛Ｒ１^２＋（ωＬ１−１／ωＣ１）^２｝^１／２
｜Ｚｍ｜＝｛Ｒｍ^２＋（ωＭ）^２｝^１／２
を（９）式に代入し、ωの値を特定角周波数よりも大きくすれば、
Ｉｉｖ１≒｜Ｖｉｖ｜／｜Ｚｓ１｜−Ｉｉｖ２・Ｍ／Ｌ１ （１２）
に近似する。ここで、Ｍ／Ｌ１≒０．２５なので、単独運転時よりもＩｉｖ１が低減する。つまり、制御回路４０ａは、駆動角周波数ωを逆変換回路に接続された共振回路のインピーダンスの位相角と相互誘導で到来する相互誘導電圧の位相角とが略等しくなる特定角周波数よりも高めて、低力率駆動する。この状態で、制御回路４０ａは、誘導加熱コイル５ａ，５ｂに投入される有効電力をＯＮ／ＯＦＦ制御することにより、温度リップルによる制御の困難性が低減する。つまり、出力位相角が同一値になる特定周波数と、単独運転時電力と連動運転時電力とを近づける方向に遷移した遷移周波数との間を移動させて（切り換えて）運転することができる。なお、条件を最適化すれば、連動運転時の有効出力電力と単独運転時の有効出力電力とが略等しくなるように、駆動周波数ωを設定することもできる。

なお、駆動角周波数ωが共振角周波数ω_０＝１／（Ｌ１・Ｃ１）^１／２のとき、
｜Ｚｓ１｜＝Ｒ１
｜Ｚｍ｜／｜Ｚｓ１｜＝（Ｒｍ／Ｒ１）・｛１＋（ω_０Ｍ／Ｒｍ）^２｝
となり、（９）式より、連動運転時には、
Ｉｉｖ１＝｜Ｖｉｖ｜／Ｒ１−Ｉｉｖ２・（Ｒｍ／Ｒ１）・｛１＋（ω_０Ｍ／Ｒｍ）^２｝
の電流が流れる。

図６は、逆変換回路の出力電圧波形、及びコイル電流波形を示す図であり、誘導加熱コイル５ｂ、及びコンデンサ６ｂの自己共振回路の位相角Θｓ２＝相互誘導電圧の位相角Θｍ１２にした場合である。
図５に示す逆変換回路２０ａ，２０ｂの出力電圧Ｖｉｖ１，Ｖｉｖ２は、トランジスタＱ１のエミッタ、及びトランジスタＱ２のコレクタの接続点と、トランジスタＱ３のエミッタ、及びトランジスタＱ４のコレクタの接続点との電位差である。また、インバータ電流Ｉｉｖ１，Ｉｉｖ２は、誘導加熱コイル５ａ，５ｂ、及びコンデンサ６ａ，６ｂに流れるコイル電流である。

出力電圧Ｖｉｖ１，Ｖｉｖ２は、ＤＵＴＹ比１／２の矩形波電圧であり、周波数、及び振幅が一致している。インバータ電流Ｉｉｖ１，Ｉｉｖ２は、正弦波電流であり、周波数、及び振幅が一致し、位相が略一致している。
誘導加熱コイル（自己インダクタンスＬ１，Ｌ２）、及び等価抵抗（等価抵抗値Ｒ１，Ｒ２）は、誘導負荷であるため、正弦波電流は、基本波電圧よりも位相角Θｉｖ１，Θｉｖ２が所定の位相角範囲（２０°から３０°）だけ遅れている。つまり、逆変換回路２０ａ，２０ｂは、スイッチングロスを低減するために、誘導加熱コイル５ａ，５ｂの自己インダクタンスＬ１，Ｌ２と、直列接続されたコンデンサ６ａ，６ｂのキャパシタンスＣ１，Ｃ１との共振角周波数ω_０よりも、駆動角周波数を高くして、矩形波電圧の立ち上がりタイミングよりもコイル電流が負から正にゼロクロスするゼロクロス位置の方が遅れる共振電流位相遅れモードで駆動するようになっている。
なお、基本波電圧の周波数が高くなるほど位相遅れが増加するが、高調波電流は、共振状態とならないため、ほとんど流れない。

図６は、逆変換回路２０ａを運転し、逆変換回路２０ｂを停止する単独運転の場合と、逆変換回路２０ａ、及び逆変換回路２０ｂを連動運転した場合との電圧電流波形を示している。
出力電圧Ｖｉｖ１，Ｖｉｖ２の波形と出力電流Ｉｉｖ１，Ｉｉｖ２の波形との間には位相角Θｉｖ１，Θｉｖ２が存在しており、共振電流位相遅れモードになっている。

図６の右側の連動運転の場合（２０ａ＆２０ｂ運転）、出力電圧Ｖｉｖ１の波形と出力電圧Ｖｉｖ２の波形とが略一致し、出力電流Ｉｉｖ１の波形と出力電流Ｉｉｖ２の波形とが略一致している。つまり、連動運転の場合は、電流波形Ｉｉｖ１，Ｉｉｖ２は、振幅、及び位相が略一致している。一方、図６の左側の単独運転の場合は（２０ａ運転、２０ｂ停止）、出力電圧Ｖｉｖ２、及び出力電流Ｉｉｖ２が、ほぼゼロになっている。これは、直流リンクの電圧Ｖｄｃが相互誘導電圧Ｖ１２をブロックし、停止ゾーンに共振電流を流さないためである。

本実施形態の誘導加熱装置１００によれば、降圧チョッパにより、直流電圧Ｖｄｃを微調整することなく、ＯＮ／ＯＦＦ制御により、供給電力を調整している。
このため、降圧チョッパ用のＩＧＢＴや、転流ダイオードに起因する問題が無く、高周波平滑リアクトルの損失も無く、大容量化が可能である。ここで、チョッパ用ＩＧＢＴ，転流ダイオードに起因する問題として、
１）降圧チョッパは、ＺＶＳができないので、ＯＮ時の高周波スイッチング損失が大きい。
２）降圧チョッパは、ＺＶＳが不可能なため、スイッチングサージが大きくなり、ゲート抵抗の値を大きくする必要がある。
３）ゲート抵抗の値を大きくすると、電流遮断時の損失が大きくなる。
４）サージ電圧によって、ＥＭＩ問題が発生する。
ことが挙げられる。
また、降圧チョッパは、高価格であり、サイズが大きく、ＥＭＩ問題が生じるので、大容量には適用できない問題点がある。

また、特許文献３に記載の誘導加熱装置は、降圧チョッパを１台にして、パルス幅を微調整して直流電圧Ｖｄｃを可変するパルス幅制御の技術を用いている。このパルス幅制御の技術は、電圧パルス幅を狭くしたときに、電流波形が歪み、電流値制御ができなくなる、ＺＶＳが確保できなくなる、相互誘導電流が逆変換回路に逆流し、電圧波形が歪む等の問題点が生じる。しかしながら、本実施形態のＯＮ／ＯＦＦ制御は、駆動周波数可変範囲でパルス幅が変化するだけなので、このような問題点がない。

また、逆変換回路の出力位相角Θｉｖは、相互誘導電圧の位相角Θｍ＝ｔａｎ^−１（ωＭ／Ｒｍ）で影響を受けるものである。例えば、相互誘導電圧の位相角Θｍ＝３０°、単独運転時出力位相角Θｉｖ＝４５°の場合、ＯＮ／ＯＦＦ運転のとき、逆変換回路の出力位相角Θｉｖは、最小３０°、最大４５°になる。つまり、ＯＮ／ＯＦＦ制御時に相互誘導電圧が逆変換回路の出力位相角Θｉｖに与える影響が低減され、ＺＶＳが許容する位相角以下にならない、という効果を奏する。また、回生領域に入る９０°以上にならない等の効果も奏する。

また、高力率の場合には、（単独運転時電力／連動運転時電力）の値が極めて大きくなる。ＯＮ／ＯＦＦ制御時には、単独運転／連動運転が繰り返されるので、供給電力変動になる。この供給電力変動は、インバータ用デバイス（ＩＧＢＴ）の過電流、ＯＮ／ＯＦＦ制御における過大な温度脈動の原因になる。

以上説明したように、本実施形態によれば、複数の逆変換回路の出力電圧を共通にした状態で、出力電流の位相角Θｉｖが略一致するので、逆変換回路間で相互誘導による循環電流が流れない。このため、ＯＮ／ＯＦＦ制御により、各誘導加熱コイルに供給される有効出力電力を制御できる。

５，５ａ，５ｂ，…，５ｆ 誘導加熱コイル
６，６ａ，６ｃ，…，６ｆ コンデンサ
７ 電解コンデンサ
８ａ，８ｂ コンデンサ
１０ 順変換回路（順変換装置）
２０，２０ａ，・・・，２０ｆ 逆変換回路（逆変換装置，共振型インバータ）
３０，３０ａ，・・・，３０ｆ 整合手段・逆結合インダクタ
４０，４０ａ，４０ｂ 制御回路
５０ 誘導加熱用電源装置
１００，１００ａ，１００ｂ，１００ｃ 誘導加熱装置
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３ キャパシタンス
Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３ 自己インダクタンス
Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３ 等価抵抗値
Ｅｉｖ１，Ｅｉｖ２ 電圧源
Ｍ 相互誘導インダクタンス
−Ｍｃ 逆結合インダクタンス
Ｒｍ 相互誘導抵抗値
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４ ＩＧＢＴ（スイッチング素子）
Ｄ０，Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ５，Ｄ６，Ｄ７，Ｄ８ ダイオード
Ｖｄｃ 直流電圧
Ｖｍ２１，Ｖｍ１２ 相互誘導電圧
ＶｍＬ２１，ＶｍＬ１２ 相互誘導電圧
Ｖｍｃ１２，Ｖｍｃ２１ 逆結合インダクタ両端電圧

Claims (10)

1. 相互誘導環境の複数の誘導加熱コイルの各々に給電する共振型インバータを複数備える誘導加熱装置において、
   前記共振型インバータに接続された共振回路のインピーダンスの位相角と相互誘導で到来する相互誘導電圧の位相角とが略等しく設定されていることを特徴とする誘導加熱装置。
2. 前記相互誘導環境は、前記複数の誘導加熱コイルが近接配置されて実現され、
   各々の前記共振型インバータは、前記誘導加熱コイルに直列接続されたコンデンサと逆変換装置とを備え、
   全ての前記逆変換装置は、共通の直流電圧が印加されていることを特徴とする請求項１に記載の誘導加熱装置。
3. 前記共振回路、及び前記相互誘導環境は、前記逆変換装置の出力位相角が同一値になるように設定され、
   少なくとも何れか１つの前記逆変換装置の駆動をＯＮ／ＯＦＦ制御することにより、前記誘導加熱コイルに供給する有効電力を制御する制御回路を備えることを特徴とする請求項２に記載の誘導加熱装置。
4. 前記共振回路、及び前記相互誘導環境は、前記逆変換装置の出力位相角が同一値になる駆動周波数が予め特定されており、
   前記出力位相角が同一値になる特定周波数よりも高い駆動周波数で周波数制御することにより、前記複数の誘導加熱コイルに供給する有効電力が制御されることを特徴とする請求項１に記載の誘導加熱装置。
5. 前記共振回路、及び前記相互誘導環境は、前記逆変換装置の出力位相角が同一値になる周波数が予め特定されており、
   前記出力位相角が同一値になる特定周波数と、単独運転時電力と連動運転時電力とを近づける方向に遷移した遷移周波数との間を移動させて運転することを特徴とする請求項１に記載の誘導加熱装置。
6. 前記出力位相角は、前記逆変換装置の出力電圧と前記コイル電流との位相差であることを特徴とする請求項３乃至請求項５の何れか一項に記載の誘導加熱装置。
7. 互いに近接配置されている複数の誘導加熱コイルの各々に直列接続されたコンデンサを介して給電し、共通の直流電圧が印加されている逆変換装置を複数備え、前記逆変換装置に接続された共振回路のインピーダンスの位相角と相互誘導で到来する相互誘導電圧の位相角とが略等しく設定されている誘導加熱装置が実行する制御方法において、
   前記誘導加熱コイル、及び前記コンデンサの各々は、前記逆変換装置の出力位相角が同一値になるように設定されており、
   少なくとも何れか１つの前記逆変換装置の駆動をＯＮ／ＯＦＦ制御することにより、前記誘導加熱コイルに供給する有効電力を制御することを特徴とする誘導加熱装置の制御方法。
8. 互いに近接配置されている複数の誘導加熱コイルの各々に直列接続されたコンデンサを介して給電し、共通の直流電圧が印加されている逆変換装置を複数備え、前記逆変換装置に接続された共振回路のインピーダンスの位相角と相互誘導で到来する相互誘導電圧の位相角とが略等しく設定されている誘導加熱装置が実行する制御方法において、
   前記誘導加熱コイル及び前記コンデンサの各々は、前記逆変換装置の出力位相角が同一値になるように予め特定されており、
   前記複数の誘導加熱コイルに供給する有効電力が制御されることを目的として、前記出力位相角が同一値になる特定周波数よりも高い駆動周波数で周波数制御することを特徴とする誘導加熱装置の制御方法。
9. 互いに近接配置されている複数の誘導加熱コイルの各々に直列接続されたコンデンサを介して給電し、共通の直流電圧が印加されている逆変換装置を複数備え、前記逆変換装置に接続された共振回路のインピーダンスの位相角と相互誘導で到来する相互誘導電圧の位相角とが略等しく設定されている誘導加熱装置が実行する制御方法において、
   前記誘導加熱コイル及び前記コンデンサの各々は、前記逆変換装置の出力位相角が同一値になるように予め特定されており、
   前記出力位相角が同一値になる特定周波数と、単独運転時電力と連動運転時電力とを近づける方向に遷移した遷移周波数との間を移動させて運転することを特徴とする誘導加熱装置の制御方法。
10. 請求項７乃至請求項９の何れか１項に記載の誘導加熱装置の制御方法を前記逆変換装置を制御するコンピュータに実行させることを特徴とするプログラム。

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