JP4092293B2 - 誘導加熱又は融解のための電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、誘導電源回路が共振同調される型の誘導加熱又は融解用電源装置に関する。

図１は誘導加熱又は融解に使用される従来の電源装置１１０を示す。電源装置はａｃ−ｄｃ整流濾波部１１２、ｄｃ−ａｃインバータ部１２０，及び同調コンデンサ部１３０よりなる。図１に示した電源装置では、三相ダイオードブリッジ整流器１１４が三相交流（Ａ、Ｂ、Ｃ）交流給電線からの交流を直流に変換する。電流制限リアクトルＬ₁₀₈が直流電流のリップルを平滑化し、コンデンサＣ₁₀₈が整流器の直流出力中の交流分を濾波（平滑化）する。濾波された整流器の直流出力は固体スイッチＳ₁₀₁、Ｓ₁₀₂、Ｓ₁₀₃、Ｓ₁₀₄とそれらに関連づけてある逆並列ダイオードＤ₁₀₁、Ｄ₁₀₂、Ｄ₁₀₃、Ｄ₁₀₄よりなる完全ブリッジインバータにより交流に変換される。スイッチ対Ｓ₁₀₁／Ｓ₁₀₃とＳ₁₀₂／Ｓ₁₀₄を交互にオン・オフさせることにより端子３、４に合成された交流インバータ出力が生じる。

誘導負荷コイルＬ₁₀₁は誘導加熱や誘導融解に使用される電力コイルを示す。例えば誘導加熱炉では負荷Ｌ₁₀₁は金属を収容したるつぼの外側に巻かれる。誘導加熱の用途では金属加工物例えば金属ストリップ又はワイヤが螺旋状の誘導負荷コイルＬ₁₀₁の中を移動し、或いはコイルの近傍を通過することにより誘導加熱される。電源装置から供給されてコイルＬ₁₀₁を流れる電流は磁界を発生して磁気誘導により金属装入物又は加工物を直接加熱し、或いは磁気誘導により加熱される受熱手段からの熱伝導により加工物を加熱する。単一コイル又は相互連結された数個のコイル片の組立体よりなる負荷コイルＬ₁₀₁は非常に低い動作力率を有する。このため、Ｃ₁₀₁のような同調コンデンサ（またはコンデンサバンク）を負荷コイル回路の総合力率を向上するために負荷コイル回路中に設けなければならない。

これらの同調コンデンサは相当の費用を要し、電源装置の大きい体積部分を占める。従って、小型で安価な同調コンデンサを利用する電源装置が誘導加熱又は融解の分野では必要である。

本発明の目的は、整流器の出力及びインバータの入力を横切って接続されたコンデンサを使用することにより、このような用途で使用される誘導負荷コイルと共振同調回路を形成することにより達成される。
本発明は、誘導負荷コイルと共に使用される整流器部及びインバータ部を備えた電源装置及びこれを使用した誘導加熱方法を提供するものであり、同調コンデンサが整流器の出力部とインバータの入力部を横切って設けられて誘導負荷コイルとの共鳴同調回路を形成する。この誘導負荷コイルは、インバータの出力に接続された能動負荷コイルと、コンデンサ及びそれに並列に接続された受動負荷コイルとからなるタンク回路から形成されても良い。

本発明を例示するために、本発明の好ましい実施例が示されるが、本発明はこれに限定されるものではないことを理解すべきである。

図１は誘導加熱及び融解の用途に使用される完全ブリッジインバータを備えた従来の電源装置の構成図である。

図２は誘導加熱及び融解の用途に使用される本発明の電源装置の一例を示す構成図である。

図３は本発明の電源装置の一例におけるインバータの出力電圧及び電流の波形を示すグラフである。

図４は本発明の電源装置の一例における同調コンデンサの電圧とラインフィルタリアクトルの電流の波形を示すグラフである。

図５は本発明の電源装置の一例におけるインバータに使用されるスイッチング装置の電圧と電流の波形を示すグラフである。

図６は本発明の誘導加熱又は融解に使用する電源装置の他の例の構成図である。

図７は図６に示した負荷コイル装置に使用する電源装置の誘導加熱又は融解系における有利性を示すベクトル図である。

図面を参照するに、同様な部材は同一の参照符号で示す。図２には本発明の誘導加熱又は融解に使用する電源装置１０の１つの実施例が示されている。ａｃ−ｄｃ整流濾波部１２はａｃ−ｄｃ整流器を含む。この限定を意図しない例においては、整流器は多相整流器であり、三相（Ａ、Ｂ、Ｃ）交流供給電力を直流電力に変換するために三相ダイオードブリッジ１４が使用される。電流制限リアクトルＬ₈を使用して整流器の直流出力中のリップルを平滑化しても良い。電源装置の部分１６は単一のコンデンサ又は相互連結された複数のコンデンサのバンクであるコイル同調コンデンサＣ₁を示している。

図２において、整流器の直流出力はインバータ部２０の完全ブリッジインバータの端子１、２に供給される。インバータは固体スイッチＳ₁、Ｓ₂、Ｓ₃、Ｓ₄とそれらに関連づけてある逆並列ダイオードＤ₁、Ｄ₂、Ｄ₃、Ｄ₄よりなる。スイッチ対Ｓ₁／Ｓ₃とＳ₂／Ｓ₄を交互にオン・オフさせることにより端子３、４に合成された交流インバータ出力が生じる。限定するものではないが、好ましい固体スイッチとしては、電力バイポーラトランジスタの望ましい特性を有している独立ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）、及び高い電圧及び電流で動作するＭＯＳ−ＦＥＴが選択できる。本発明の一例ではインバータは２対のスイッチのオン・オフサイクルに対して位相シフト方式（パルス幅制御）を使用することにより、２つのスイッチに対する可変の重畳したオンタイムがインバータの自乗平均（実効）出力電圧の変更のために使用できる。

誘導負荷コイルＬ₉は誘導加熱又は融解装置に使用される電力コイルを示す。コンデンサＣ₁の容量は、インバータに使用するスイッチ対のスイッチング周波数であるインバータの動作周波数において負荷コイルＬ₉のインピーダンスと共振回路を形成するように選択される。その結果、同調コンデンサはインバータの出力部分に使用する必要がない。市販の部品は正確に共振しないこともあり得るが、ほぼ共振状態に近いものは構成できる。インバータから出力して負荷コイルＬ₉に流れる交流電流は誘導金属又は受熱部材等の電気伝導材料と磁気的に結合する。

図３から図５は図２に例示した本発明の電源装置１０の性能特性を示す。この例では供給線入力（Ａ、Ｂ、Ｃ）は４８０Ｖ（ｌｉｎｅ−ｔｏ−ｌｉｎｅ）及び６０Ｈｚであり、インバータ２０は６０Ｈｚの出力周波数で動作する。Ｌ₈は５０００μＨ（整流器のリップル出力周波数１２０Ｈｚでインピーダンス３．７７オーム）、Ｃ₁は５０００μＦ（整流器のリップル出力周波数１２０Ｈｚでインピーダンス０．２７オーム）、Ｌ₉は１０００μＨ（整流器の出力周波数６０Ｈｚでインピーダンス０．３８オーム）である。図２には示されていないが、この例の解析に使用したものとして誘導負荷コイルＬ₉に対する抵抗は０．１６オームである。インバータの出力周波数に対してＣ₁−Ｌ₉回路を共振させると、図３に示したようにほぼ正弦波形のインバータ出力Ｖ_out及び出力Ｉ_out（端子３、４）を生じる。図４はコンデンサＣ₁の両端間の電圧Ｖ_c1が、コンデンサＣ₁とコイルＬ₉の１２０Ｈｚにおける共振の結果として、０ボルトの限界低値まで駆動されることを示すグラフである。Ｖ_c1はインバータ２０の入力部（端子１と２）に印加される電圧である。図４は又リップル電流Ｉ_L8がリアクトルＬ₈を流れることを示している。リアクトルＬ₈のインピーダンスは、高調波がインバータ回路から整流器の電源にフィードバックされるのを阻止するために、一般にＣ₁のインピーダンスよりも遙かに高く選択される。図５はインバータ２０の固体スイッチの一つを横切る電圧Ｖ_sと、固体スイッチの一つを流れる電流Ｉ_sとの間に重畳がない場合である最大出力でのＶ_sとＩ_sを示すグラフである。直流リップルが０に達したとき（例えば図４及び図５で２４０．０ｍｓの個所）のＶ_s０Ｖでのスイッチング装置の遮断はスイッチング損失を最少にする。さらに、スイッチング整流（コンミュテーション）はこの例では０電圧で起きるので、浮遊回路インダクタンスに起因するスパイクは、直流リンク電圧中の低い交流リップルを有する従来のインバータよりも充分に小さくなる。この特定の例は本発明の実施の形態を示すものであるが、本発明はこの例で示した特定の部品と数値に限定されるものではない。

図６は本発明の第２実施例を示す。この例では、負荷コイルは能動コイルＬ₁と少なくとも１つの受動コイルＬ₂とからなる。コイルＬ₁とＬ₂は種々の形態、例えば重畳巻き又は逐次巻の形に巻装されて以下に記載するようにコイル間の磁気結合を可能にする。コイルＬ₁はインバータ２０の出力に結合され、コイルＬ₂は同調コンデンサＣ₂に並列に接続されて並列タンク共振回路を形成する。コイルＬ₂はコイルＬ₁に物理的に接続されていない。並列タンク共振回路は、電流がインバータ２０からコイルＬ₁に流れるときに受動コイルＬ₂がコイルＬ₁に生じる磁界と磁気的に結合することにより付勢される。

別個の能動及び受動コイルを使用する利点は、図７に示したベクトル図によりさらに良く理解できるであろう。図７において、能動コイル回路に関しては、ベクトルＯＶは図６に示した能動コイルＬ₁の電流Ｉ₁を表す。ベクトルＯＡは能動コイルの電圧の抵抗性成分Ｉ₁Ｒ₁（Ｒ₁は他の図には示していない）を表す。ベクトルＡＢは能動コイルの電圧の誘導性成分ωＬ₁Ｉ₁（ωは２πｆで、ｆは電源装置の動作周波数）を表す。ベクトルＢＣは受動コイルＬ₂により能動コイルＬ₁に誘導される電圧ＭＩ₂を表す。コンデンサＣ₁を横切る半波リップル電圧Ｖ_C1及び２対のスイッチＳ₁／Ｓ₃、及びＳ₂／Ｓ₄のスイッチング作用は、Ｌ₁に直列接続された疑似コンデンサＣ₁’の効果を生じ、それにより図６の端子５、６間に正弦波電圧を生じる。ベクトルＣＤは疑似直列コンデンサＣ₁’を横切って表れる電圧Ｉ₁／ωＣ₁’を表す。ベクトルＯＤはインバータの出力電圧Ｖ_invを表す（図６の端子３、４）。

受動コイル回路に関しては、ベクトルＯＷは電流Ｉ₁により生成される磁界により誘導される受動コイルＬ₂内の電流Ｉ₂を表す。ベクトルＯＦは受動コイル電圧の抵抗性成分Ｉ₂Ｒ₂（Ｒ₂は他の図には記載なし）を表すベクトルＦＥは能動コイルＬ₁により受動コイルＬ₂に誘導される電圧の誘導性成分ωＬ₂Ｉ₂を表す。ベクトルＧＯは受動コイルＬ₂の両端に接続されたコンデンサＣ₂の電圧Ｉ₂／ωＣ₂を表す。

能動コイル回路はインバータ２０の出力である電圧Ｖ_invにより駆動されるが、受動コイルループは能動エネルギー源に接続されていない。能動及び受動コイルは相互に磁気結合されているので、ベクトルＢＣは、受動容量性負荷コイルが存在しない能動誘導負荷コイル電圧を表すベクトルＯＢ（Ｖ’_LOAD）に加算され、ベクトルＯＣ（Ｖ_LOAD）を生成する。この電圧Ｖ_LOADは本発明の受動容量負荷コイル回路を有する能動コイルを横切る電圧である。この負荷電圧Ｖ_LOADはベクトルＯＢで示される従来の負荷コイルのＶ_LOADよりも小さな遅れ力率角φ（ｘ軸とベクトルＯＣの間の半時計方向の角度）を有する。図７に示したように、力率角度にΔφの改善がある。

本発明においては、受動コイルの誘導性インピーダンスは実質的に容量性インピーダンスにより補償される（つまりωＬ₂＝１／ωＣ₂）。受動回路中の補償されない抵抗性成分Ｒ₂は２つの回路間の相互インダクタンスにより能動回路に反映され、そして能動コイル回路の実効抵抗は増加し、それにより力率角を改善し、コイル系の効率を向上する。

さらにインバータ２０に対する力率角Ψは、受動負荷コイル回路がない場合の抵抗性成分ベクトルＯＡと容量性成分ベクトルＡＪを加算した結果であるベクトルＯＪ（Ｖ’_inv）と、本発明の受動負荷コイル回路における抵抗性成分ベクトルＯＨと容量性成分ベクトルＨＤとの加算した結果であるベクトルＯＤ（Ｖ_inv）の間の角度ΔΨだけ改善される。

本発明の他の実施例では、複数の能動及び／又は受動コイル回路を使用して特定の用途に適する所望の多重コイル構成を達成することができる。

本発明の実施例には具体的な電気部品を含む。当業者には同じ形式でない部品と代替して本発明の所望の条件を作り或いは所望の結果を達成することが出来る。例えば、単一部品を複数部品に代替するか又はその逆を行うことが出来る。さらに、当業者には本発明の所望の条件を作り或いは所望の結果を達成するために部品の配置の変更を行うことが出来る。実施例は全ブリッジ電圧供給電源における動作を例示したが、本発明は当業者に理解される適当な修正を施して他の電源技術に応用できる。

上記の実施例は発明を限定するものではない。開示の発明の範囲は請求の範囲に記載される。

誘導加熱及び融解の用途に使用される完全ブリッジインバータを備えた従来の電源装置の構成図である。 誘導加熱及び融解の用途に使用される本発明の電源装置の一例を示す構成図である。 本発明の電源装置の一例におけるインバータの出力電圧及び電流の波形を示すグラフである。 本発明の電源装置の一例における同調コンデンサの電圧とラインフィルタリアクトルの電流の波形を示すグラフである。 本発明の電源装置の一例におけるインバータに使用されるスイッチング装置の電圧と電流の波形を示すグラフである。 本発明の誘導加熱又は融解に使用する電源装置の他の例の構成図である。 図６に示した負荷コイル装置に使用する電源装置の誘導加熱又は融解系における有利性を示すベクトル図である。

符号の説明

１、２ インバータの入力端子
３、４ インバータの出力端子
１０ 電源装置
１２ 整流器
１６ 同調コンデンサ部
２０ インバータ
Ｓ₁、Ｓ₂、Ｓ₃、Ｓ₄ 固体スイッチ
Ｄ₁、Ｄ₂、Ｄ₃、Ｄ₄ 逆並列ダイオード
Ｌ₉ 誘導負荷コイル
Ｃ₁ 同調コンデンサ
Ｌ₁ 能動コイル
Ｌ₂ 受動コイル

Claims (14)

1. 交流入力を直流出力に変換する整流器と、
   前記整流器の出力に接続されていて、前記直流出力をインバータの動作周波数に等しい周波数を有する交流出力電流に変換して電源装置の出力とする前記インバータと、
   前記整流器の出力と前記インバータの入力を横切って挿入された少なくとも１つの同調コンデンサとからなり、
   前記電源装置の出力には少なくとも１つの誘導負荷コイルが接続され、前記誘導負荷コイルは前記インバータの前記動作周波数において前記少なくとも１つの同調コンデンサと共振又はほぼ共振するインダクタンスを有し、それにより導電性材料が前記交流出力電流により生成される磁界の作用により誘導加熱又は融解されるようにした、導電性材料を加熱又は融解するための電源装置。
2. 前記整流器の出力には電流制限リアクトルが直列に挿入されている請求項１の電源装置。
3. 前記インバータはその出力電圧を変更するためにパルス幅制御される請求項１の電源装置。
4. 前記インバータは、前記交流出力電流を生成するように各々が逆平行ダイオードと逆平行に接続されている少なくとも一対の独立ゲートバイポーラトランジスタより構成されている請求項１の電源装置。
5. 交流入力を直流出力に整流し、
   前記直流出力をインバータにおいてその動作周波数に等しい周波数を有する交流出力電流に変換し、
   前記交流出力電流を少なくとも１つの誘導負荷コイルに流して前記交流出力電流により生成される磁界を導電性材料に磁気結合して前記導電性材料を誘導加熱又は融解する方法において、
   前記インバータの前記動作周波数において、前記誘導負荷コイルと、前記直流出力を横切って挿入されている少なくとも１つの同調コンデンサとを共振又はほぼ共振させることよりなる、導電性材料を加熱又は融解する方法。
6. 前記直流出力を濾波する工程を含む請求項５の方法。
7. 前記インバータの出力電圧を変更する工程を有する請求項５の方法。
8. 交流入力を直流出力に変換する整流器と、
   前記整流器の出力に接続されていて、前記整流器の前記直流出力をインバータの動作周波数に等しい周波数を有する交流出力電流に変換して電源装置の出力とする前記インバータと、
   前記整流器の出力と前記インバータの入力を横切って挿入された少なくとも１つの同調コンデンサと、
   前記電源装置の出力に接続された第１の誘導負荷コイルと、少なくとも１つの第２の誘導負荷コイルとからなる誘導負荷コイルと、からなり
   前記少なくとも第２の誘導負荷コイルは少なくとも１つの共振同調コンデンサと並列接続されて並列タンク回路を形成し、前記第２の誘導負荷コイルは前記第１の誘導負荷コイルに交流出力電流が流れるときに前記第１の誘導負荷コイルと磁気結合して前記並列タンク回路に第２の交流電流を誘起し、前記第１の誘導負荷コイルと前記並列タンク回路の総合インピーダンスは前記インバータの動作周波数において前記少なくとも１つの同調コンデンサのインピーダンスとほぼ一致し、以て導電性材料が前記第１の誘導負荷コイルを流れる交流電流による第１磁界と前記並列タンク回路を流れる第２交流電流による第２磁界とにより誘導加熱されるようにした、導電性材料の誘導加熱のための電源装置。
9. 前記整流器の出力には電流制限リアクトルが直列に挿入されている請求項８の電源装置。
10. 前記インバータはその出力電圧を変更するためにパルス幅制御される請求項８の電源装置。
11. 前記インバータは、前記交流出力電流を生成するように各々が逆平行ダイオードと逆平行に接続されている少なくとも一対の独立ゲートバイポーラトランジスタより構成されている請求項８の電源装置。
12. 交流入力を直流出力に整流し、
    前記直流出力をインバータにおいてその動作周波数に等しい周波数を有する交流出力電流に変換し、
    前記交流出力電流を第１の誘導負荷コイルに流して前記交流出力電流により生成される第１の磁界を導電性材料に磁気結合して前記導電性材料を誘導加熱又は融解する方法において、
    少なくとも１つの共振同調コンデンサと並列に結合された第２の誘導負荷コイルを前記第１の磁界に結合して並列タンク共振回路を形成し、
    前記インバータの前記動作周波数において、前記第１の誘導負荷コイルと前記並列タンク回路との総合インピーダンスと、前記直流出力を横切って挿入された少なくとも１つの同調コンデンサのインピーダンスとで、ほぼ共振する共振回路を形成する、導電性材料を加熱又は融解する方法。
13. 前記直流出力を濾波する工程を含む請求項１２の方法。
14. 前記インバータの出力電圧がパルス幅制御される請求項１２の方法。

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