JP2016158344A

JP2016158344A - 電力変換装置およびエレベータ

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Publication number: JP2016158344A
Application number: JP2015033480A
Authority: JP
Inventors: かおる加藤; Kaoru Kato; 森　和久; Kazuhisa Mori; 和久森; 大沼　直人; Naoto Onuma; 大沼　　直人; 洋平松本; Yohei Matsumoto
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 2015-02-24
Filing date: 2015-02-24
Publication date: 2016-09-01
Also published as: CN105915069A

Abstract

【課題】インバータ側においても同期整流による低損失化を行いつつ、異常によりインバータ回路において同期整流制御が行えずスイッチング素子がオフの状態となった場合でも誘導性負荷からの回生によるスイッチング素子の熱破壊を防止できる電力変換装置の提供。【解決手段】ＰＷＭ整流回路およびインバータ回路は、寄生ダイオードを有するＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴまたは寄生ダイオードを有するＧａＮ−ＭＯＳＦＥＴで構成されたスイッチング素子を有し、ＰＷＭ整流回路のスイッチング素子には外付けのダイオードが接続されず、スイッチング素子をオンすることで還流電流を導通させる同期整流制御が行われ、インバータ回路のスイッチング素子には外付けのダイオードが逆並列に接続され、かつ、誘導性負荷から回生が行われるときにスイッチング素子をオンすることで還流電流を導通させる同期整流制御が行われる。【選択図】図２

Description

本発明は、電力変換装置およびこれを用いたエレベータに関する。

現在、エレベータ等の可変速駆動には、電源からの交流をコンバータ（ＰＷＭ整流回路）を介して直流に変換した後、この直流をインバータ（インバータ回路）を介して可変周波数の交流に変換し、モータ駆動をする方式が一般的となっている。これまで、インバータのパワー半導体スイッチング素子はシリコン（Ｓｉ）を用いた絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩｎｓｕｌａｔｅｄＧａｔｅＢｉｐｏｌａｒＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ＩＧＢＴ）が主流であった。

しかしながら近年、パワー半導体のワイドギャップ半導体素子として、炭化ケイ素（ＳｉＣ）や、窒化ガリウム（ＧａＮ）などが注目を浴びてきている。これらの材料は、Ｓｉよりバンドギャップが大きく約１０倍の高い絶縁破壊電圧強度を持ち、耐圧を確保するためのドリフト層を１／１０程度まで薄くできるため、パワーデバイスの低オン抵抗化を実現可能である。また、ユニポーラ型であることからスイッチング速度の高速化も可能であり、低損失化が見込まれる。パワーモジュールが低損失になることにより、変換器は冷却器等周辺機器の小形化が可能になる。さらに、ＭＯＳＦＥＴはドレイン−ソース間にｐｎ接合ダイオード、いわゆる寄生ダイオードの特性を持つことから、ＩＧＢＴにて電力変換回路を構成する際に必要であった外付けのダイオードをなくす、外付けダイオードレスの構成にでき、パワーモジュールの小形化も可能である。

ＭＯＳＦＥＴを用いた電力変換装置として、特許文献１、特許文献２には、コンバータ側はスイッチング素子をＭＯＳＦＥＴで構成するとともに外付けのダイオードを接続せず、かつ、同期整流制御を行い、インバータ側はスイッチング素子をＩＧＢＴあるいはＭＯＳＦＥＴで構成するとともに、外付けのダイオードを逆並列に接続したものが記載されている。尚、インバータ側は、外付けのダイオードを逆並列に接続しているので、同期整流制御は必要ない。

ここで、同期整流とは、ＭＯＳＦＥＴが持つ逆導通特性を用い、還流電流等のソース−ドレイン方向への電流を、寄生ダイオードではなくＭＯＳＦＥＴのゲートをオンさせることでＭＯＳＦＥＴを介して通流する方法である。これによって、外付けのダイオードを逆並列に接続する必要がなくなるとともに、寄生ダイオード単体よりも導通損を抑えることができる。

特開２０１０−０１７０６１号公報特開２００９−１８３１１５号公報

ここで、図１にＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ、ＳｉＣ−ショットキーバリアダイオード（ＳｈｏｔｋｅｙＢａｒｒｉｅｒＤｉｏｄｅ：ＳＢＤ）、寄生ダイオードの逆導通特性を示す。図１に示した通り、小電流Ｉ１、すなわち、低負荷領域ではＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴのゲートをオンさせて導通させる同期整流が最も低損失であり、これについでＳｉＣ−ＳＢＤが低損失である。そして、大電流Ｉ２、すなわち高負荷領域になるとＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの同期整流よりもＳｉＣ−ＳＢＤの方が低損失になる。

一方、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードは、図１に示す通りＳｉＣのバンドギャップが大きいことから、ｐｎダイオードの立ち上がり電圧が３Ｖ程度と大きくなり、寄生ダイオードのみを電流が流れると、同期整流やＳｉＣ−ＳＢＤを用いた場合と比較して、数倍から数１０倍の損失になる。

したがって、特許文献１や特許文献２のコンバータ側のように、外付けのダイオードを省略して寄生ダイオードのみとしながら同期整流を用いて低損失、小形化を実現した場合には、例えば停電による電源喪失や異常の検出によるコンバータおよびインバータの動作停止などの異常が発生した場合に同期整流が行えず、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴのゲートがオンできなくなってしまうと、寄生ダイオードだけで電流を流すことになってしまい、損失が大幅に増加し、スイッチング素子やそれを用いたモジュールやチップ等が熱破壊する可能性があるという問題が生じる。この問題は、誘導性負荷からの回生が発生する時に特に顕著になる。

ここで、特許文献１や特許文献２のインバータ側のように、同期整流を行わず外付けのダイオードを用いれば、異常が発生した場合でも外付けのダイオードで還流電流を流すことができるため熱破壊の問題は生じないが、異常がない状態における動作では損失が増えるという問題がある。尚、特許文献１や特許文献２では、そもそも異常が発生した場合については考慮されていないこと、および、外付けのダイオードを省略できるメリットがあることから外付けのダイオードを省略しつつ同期整流を行っているので、インバータ側において外付けのダイオードを接続しつつ同期整流を行うことは考慮されていない。

また、特にエレベータの電力変換装置は、地震発生時や乗りかごの極度な揺れ、昇降中の乗りかごおよび乗り場のドア開閉の異常など、エレベータの異常が発生すると、ＰＷＭ整流回路とインバータ回路の全てのスイッチング素子のゲートをオフし、最寄階にて緊急停止させる。この場合、インバータ回路からモータに通流していた電流は回生により還流し、インバータ回路を構成するスイッチング素子のうちいくつかのスイッチング素子ではソース−ドレイン方向へ電流が流れる。しかしながら、異常検知によりゲートはオフしているため、ゲートをオンさせる必要がある同期整流動作は行えない。したがって、仮にインバータ側でスイッチング素子にＭＯＳＦＥＴを用い外付けのダイオードを省略して同期整流を行った場合は、エレベータの故障または異常が発生して緊急停止したときに、誘導性負荷であるモータからインバータ回路に還流電流を流すための経路が寄生ダイオードのみとなり、通常動作、すなわち同期整流動作時と比較して数倍から数１０倍の損失が発生し、二次被害としてスイッチング素子やそれを用いたモジュールが熱破壊する可能性が発生する。この場合、エレベータサービスの復旧までに時間がかかり、大幅なサービス低下につながるという問題がある。

本発明の課題は、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴやＧａＮ−ＭＯＳＦＥＴのような、バンドギャップが大きい半導体スイッチング素子を用いた電力変換装置において、インバータ側においても同期整流による低損失化を行いつつ、異常によりインバータ回路において同期整流制御が行えずスイッチング素子がオフの状態となった場合でも誘導性負荷からの回生によるスイッチング素子の熱破壊を防止できる電力変換装置およびそれを用いたエレベータを提供することである。

上記課題を解決するために、本発明の電力変換装置では、例えば、電源から供給される第１の交流電力を直流電力に変換するＰＷＭ整流回路と、前記ＰＷＭ整流回路から供給される直流電力を第２の交流電力に変換し誘導性負荷に供給するインバータ回路とを有する電力変換装置において、前記ＰＷＭ整流回路および前記インバータ回路は、寄生ダイオードを有するＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴまたは寄生ダイオードを有するＧａＮ−ＭＯＳＦＥＴで構成されたスイッチング素子を有し、前記ＰＷＭ整流回路の前記スイッチング素子には外付けのダイオードが接続されず、前記スイッチング素子をオンすることで還流電流を導通させる同期整流制御が行われ、前記インバータ回路の前記スイッチング素子には外付けのダイオードが逆並列に接続され、かつ、前記誘導性負荷から回生が行われるときに前記スイッチング素子をオンすることで還流電流を導通させる同期整流制御が行われることを特徴とする。

また、本発明のエレベータでは、このような電力変換装置と、前記誘導性負荷を構成するモータと、前記モータにより駆動される乗りかごとを有することを特徴とする。

本発明によれば、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴやＧａＮ−ＭＯＳＦＥＴのような、バンドギャップが大きい半導体スイッチング素子を用いた電力変換装置およびそれを用いたエレベータにおいて、インバータ回路のスイッチング素子には外付けのダイオードが接続され、かつ、誘導性負荷から回生が行われるときにスイッチング素子をオンすることで還流電流を導通させる同期整流制御が行われるので、インバータ側においても同期整流による低損失化を行いつつ、異常によりインバータ回路において同期整流制御が行えずスイッチング素子がオフの状態となった場合でも誘導性負荷からの回生による還流電流は外付けのダイオードを流れるためスイッチング素子の熱破壊を防止できる。

ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴおよびＳｉＣ−ＳＢＤのソース−ドレイン間電圧とソース電流特性の比較本発明の第１の実施例の電力変換装置の概略構成ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴおよび様々なＳｉＣ−ＳＢＤのソース−ドレイン間電圧とソース電流特性の比較本発明の第２の実施例の電力変換装置の概略構成

本発明の実施例を、図面を参照しながら説明する。尚、各図および各実施例において、同一又は類似の構成要素には同じ符号を付し、説明を省略する。

図２に、本発明の第１の実施例である電力変換装置の概略構成を示す。電力変換装置の電力変換回路１００は、第１の変換回路であるＰＷＭ整流回路（コンバータ回路）１０１、平滑コンデンサ１０９、および第２の変換回路であるインバータ回路１０２から構成され、ＰＷＭ整流回路１０１は遮断装置１１２を介して電源１１１と接続し、インバータ回路１０２は例えばモータなどの誘導性負荷１１４と接続される。遮断装置１１２とＰＷＭ整流回路１０１との間にはフィルタ回路としてインダクタ１１３ａ〜１１３ｃが接続されている。ここで、ＰＷＭ整流回路１０１はＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴから成る半導体スイッチング素子１０３ａ〜１０３ｆで構成し、ＳｉＣ−ＳＢＤから成る外付けのダイオードは設けていない。インバータ回路１０２はＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴから成る半導体スイッチング素子１０４ａ〜１０４ｆと、半導体スイッチング素子１０３ａ〜１０３ｆに逆並列に接続されたＳｉＣ−ＳＢＤから成る外付けのダイオード１１０ａ〜１１０ｆによって構成される。ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ１０３ａ〜１０３ｆは、ＭＯＳＦＥＴ部１０５ａ〜１０５ｆと寄生ダイオード１０７ａ〜１０７ｆで構成され、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ１０４ａ〜１０４ｆは、ＭＯＳＦＥＴ部１０６ａ〜１０６ｆと寄生ダイオード１０８ａ〜１０８ｆで構成されている。

ここで、ＰＷＭ整流回路１０１はＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴから成る半導体スイッチング素子１０３ａ〜１０３ｆを用いているが、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴと同様に、ＧａＮなどのように低損失を実現するワイドギャップ半導体にて構成され、ドレイン−ソース間にｐｎ接合から成る寄生ダイオードを持ったデバイス構造を持つものであればＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴに限らない。また、インバータ回路１０２のスイッチング素子もＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴから成る半導体スイッチング素子１０４ａ〜１０４ｆを用いているが、ＧａＮなどのようにバンドギャップが広く、寄生ダイオードの立ち上がり電圧がＳｉＣ同様に大きいものであれば、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴと同様に熱破壊防止などの効果が見込まれる。したがって、半導体スイッチング素子１０３ａ〜１０３ｆ、１０４ａ〜１０４ｆとしてＧａＮ−ＭＯＳＦＥＴから成る半導体スイッチング素子を用いてもよい。

すなわち、第１の実施例の電力変換装置では、電源１１１から供給される第１の交流電力を直流電力に変換するＰＷＭ整流回路１０１と、ＰＷＭ整流回路１０１から供給される直流電力を第２の交流電力に変換し誘導性負荷１１４に供給するインバータ回路１０２とを有する。ここで、ＰＷＭ整流回路１０１およびインバータ回路１０２は、寄生ダイオードを有するＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴまたは寄生ダイオードを有するＧａＮ−ＭＯＳＦＥＴで構成されたスイッチング素子１０３ａ〜１０３ｆ、１０４ａ〜１０４ｆを有している。

ここで、ＰＷＭ整流回路１０１のスイッチング素子１０３ａ〜１０３ｆには外付けのダイオードが接続されず、スイッチング素子１０３ａ〜１０３ｆをオンすることで還流電流を導通させる同期整流制御が行われる。これにより、低損失を実現できるとともに、外付けのダイオードが省略できるので小型化が実現できる。

また、インバータ回路１０２のスイッチング素子１０４ａ〜１０４ｆには外付けのダイオード１１０ａ〜１１０ｆが逆並列に接続され、かつ、誘導性負荷１１４から回生が行われるときにスイッチング素子１０４ａ〜１０４ｆをオンすることで還流電流を導通させる同期整流制御が行われる。

尚、ＰＷＭ整流回路１０１とインバータ回路１０２の同期整流制御は、図示しない制御装置によりスイッチング素子１０３ａ〜１０３ｆ、１０４ａ〜１０４ｆのゲートのオン・オフを制御することで行われる。

通常は、インバータ回路１０２において同期整流制御を行うのであれば、外付けのダイオード１１０ａ〜１１０ｆは省略できる。しかしながら、異常によりインバータ回路１０２において同期整流制御が行えずスイッチング素子１０４ａ〜１０４ｆがオフの状態の場合に、誘導性負荷１１４から回生が行われる可能性がある。その場合、寄生ダイオード１０８ａ〜１０８ｆのみに還流電流が流れることになり、熱破壊する可能性がある。そこで、本実施例では、同期整流制御を行う場合であってもあえて外付けのダイオード１１０ａ〜１１０ｆを追加することで、そのような異常な状態が発生してＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ１０４ａ〜１０４ｆのゲートがオフの状態になっていても、ドレイン−ソース間の還流電流はＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオード１０８ａ〜１０８ｆと外付けのダイオード１１０ａ〜１１０ｆの両方に流れるため、寄生ダイオード１０８ａ〜１０８ｆのみに流れた場合のような損失の大幅な増加を抑えるとともに、熱破壊することを防ぐことができる。

この際、外付けのダイオード１１０ａ〜１１０ｆの特性は、寄生ダイオード１０８ａ〜１０８ｆより外付けのダイオード１１０ａ〜１１０ｆの方に多く還流電流が流れる特性を持っていることが熱破壊防止の観点からは望ましい。また、図３に示したＳｉＣ−ＳＢＤ１のように立ち上がり電圧がＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ１０４ａ〜１０４ｆの寄生ダイオードのそれよりも小さいことが望ましい。さらに言えば、図３に示したＳｉＣ−ＳＢＤ２のようにモジュール内のダイオードのチップ数を低減し、モジュールの小形化を図った場合や導通特性の悪いダイオードを用いた場合であっても、スイッチング素子やそれを用いたモジュールの定格電流が流れる時の寄生ダイオードの電圧値Ｖｄｉが、定格電流が流れる時の外付けのダイオード１１０ａ〜１１０ｆの電圧値Ｖｓｂｄ以上であることが望ましい。例えば、図３のＳｉＣ−ＳＢＤ２の低格電流の時の電圧値Ｖｓｂｄ２＝Ｖｄｉが等しい場合に該当し、より望ましくは、ＳｉＣ−ＳＢＤ１の低格電流の時の電圧値Ｖｓｂｄ１＜Ｖｄｉの関係が該当する。この関係が逆転し、図３に示したＳｉＣ−ＳＢＤ３のようにＶｄｉ＜Ｖｓｂｄ３となると、ゲートオフ時に電流を流す経路が寄生ダイオード１０６ａ〜１０６ｆの方が多くなり、損失は大幅に増加し熱破壊する可能性が高くなってしまう。但し、外付けのダイオードを付けない場合に比べれば熱破壊の可能性は低減できる。尚、外付けのダイオード１１０ａ〜１１０ｆは、ＳｉＣ−ＳＢＤの場合を例示したが、必要な特性を持っていれば他のダイオードでもよい。

また、例えば誘導性負荷１１４の異常を検出した場合などのように、何らかの異常を検出した場合には、ＰＷＭ整流回路１０１およびインバータ回路１０２のスイッチング素子１０３ａ〜１０３ｆ、１０４ａ〜１０４ｆを全てオフすることが望ましい。さらに、稼働中に全てのＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ１０３ａ〜１０３ｆ、１０４ａ〜１０４ｆのゲートをオフする場合、ＰＷＭ整流回路１０１への電力供給を遮断装置１０２によって遮断することが望ましい。これらの制御は、図示しない制御装置によって行われる。

この場合、ＰＷＭ整流回路１０１側では、全てのゲートがオフした場合においても、インダクタ１１３ａ〜１１３ｃに残った電力のみを回生すればよく、このインダクタ１１３ａ〜１１３ｃはインバータ回路に接続された誘導性負荷１１４に比べて小さな値であるため流れる電流も小さく、ダイオードレスによって寄生ダイオード１０７ａ〜１０７ｅのみに電流を流しても、熱破壊は引き起こされないと考えられる。

一方、稼働中に何らかの異常を検出して全てのＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ１０３ａ〜１０３ｆ、１０４ａ〜１０４ｆのゲートがオフする場合でも、インバータ回路１０２と誘導性負荷１１４とは遮断しない。これは、誘導性負荷１１４とインバータ回路１０２とを遮断するためには、誘導性負荷１１４の最大電流値で使用可能な遮断装置が必要となり、大形化されてしまう。このため、インバータ回路１０２と誘導性負荷１１４は遮断装置を設置しないことで小形化を実現させている。この場合、誘導性負荷１１４が持つ電力は回生され、インバータ回路１０２のダイオード１１０ａ〜１１０ｆと寄生ダイオード１０８ａ〜１０８ｆを通して還流する。

図４に、本発明の第２の実施例である電力変換装置およびエレベータの概略構成を示す。第１の実施例と同じ部品、部位には、同一の記号を記載している。尚、ＰＷＭ整流回路１０１およびインバータ回路１０２を構成する三相のスイッチング素子は、それぞれＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ１０３、１０４とＳｉＣ−ＳＢＤ１１０を用いて簡略化して記載されているが、構成としては図２と同様である。同期整流制御を行うことについても第１の実施例と同様である。ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ１０３、１０４の内部構成についても、それぞれＭＯＳＦＥＴ部１０５と寄生ダイオード１０７、およびＭＯＳＦＥＴ部１０６と寄生ダイオード１０８にて簡略化しているが、第１の実施例とすべて同様の構成であり、第１の実施例で得られる効果と同様の効果を得られる。

第２の実施例では、誘導性負荷としてモータ１１５を用い、ロープ１３１の両端に昇降機の乗りかご１３２およびつりあい重り１３３を設置し、電力変換回路１００にて変換された電力がモータ１１５に供給されることで乗りかご１３２を昇降させる。また、制御装置として、エレベータ制御装置１２０は変換器制御装置１２３および検出装置１２４を持ち、変換器制御装置１２３から得られる制御信号により制御装置である駆動回路１２１、１２２を用いて、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ１０３ａ〜１０３ｆおよび１０４ａ〜１０４ｆのゲートをオン・オフさせる。ここで、検出装置１２４は、エレベータの異常を検出する検出装置であり、乗りかご１３２の異常や、乗り場ドア１３４ａ〜１３４ｄまたは乗りかごドア１３５の開閉の異常を検出し、異常が検出されると異常検知信号を変換器制御装置１２３に送り、変換器制御装置１２３から駆動回路１２１および１２２にゲートを停止される信号を送り、駆動回路１２１および１２２からゲートオフ電圧がＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ１０３ａ〜１０３ｆおよび１０４ａ〜１０４ｆ全てに供給され、ＰＷＭ整流回路１０１およびインバータ回路１０２の全てのスイッチング素子がオフされる。この時、検出装置１２４は、遮断装置１１２にも同様に遮断の指令を送り、電源１１１とＰＷＭ整流回路１０１とが遮断される。

検出装置１２４は、エレベータの異常として地震を検出してもよい。エレベータにおいては、地震やエレベータの乗りかごの異常な揺れなど、システムに問題がない場合においても搭乗者の安全を確保するために緊急停止する場合がある。このような場合であっても、本実施例の構成を適用することによって、正常動作をしていたスイッチング素子の破壊を防ぎ、エレベータの通常運転を早期に復旧させることができる。

以上、本発明の実施例を説明してきたが、これまでの各実施例で説明した構成はあくまで一例であり、本発明は、技術思想を逸脱しない範囲内で適宜変更が可能である。また、それぞれの実施例で説明した構成は、互いに矛盾しない限り、組み合わせて用いても良い。

１００・・・電力変換回路、１０１・・・ＰＷＭ整流回路、１０２・・・インバータ回路、１０３、１０３ａ〜１０３ｆ、１０４、１０４ａ〜１０４ｆ・・・ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ、１０５、１０５ａ〜１０５ｆ、１０６、１０６ａ〜１０６ｆ・・・ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴにおけるＭＯＳＦＥＴ部、１０７、１０７ａ〜１０７ｆ、１０８、１０８ａ〜１０８ｆ・・・ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴにおける寄生ダイオード、１０９・・・平滑コンデンサ、１１０、１１０ａ〜１１０ｆ・・・ＳｉＣ−ＳＢＤ、１１１・・・電源、１１２・・・遮断装置、１１３、１１３ａ、１１３ｂ、１１３ｃ・・・インダクタ、１１４・・・誘導性負荷、１１５・・・モータ、１２０・・・エレベータ制御装置、１２１、１２２・・・駆動回路、１２３・・・変換器制御装置、１２４・・・検出装置、１３１・・・ロープ、１３２・・・乗りかご、１３３・・・つりあい重り、１３４ａ、１３４ｂ、１３４ｃ、１３４ｄ・・・乗り場ドア、１３５・・・乗りかごドア

Claims

電源から供給される第１の交流電力を直流電力に変換するＰＷＭ整流回路と、
前記ＰＷＭ整流回路から供給される直流電力を第２の交流電力に変換し誘導性負荷に供給するインバータ回路とを有する電力変換装置において、
前記ＰＷＭ整流回路および前記インバータ回路は、寄生ダイオードを有するＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴまたは寄生ダイオードを有するＧａＮ−ＭＯＳＦＥＴで構成されたスイッチング素子を有し、
前記ＰＷＭ整流回路の前記スイッチング素子には外付けのダイオードが接続されず、前記スイッチング素子をオンすることで還流電流を導通させる同期整流制御が行われ、
前記インバータ回路の前記スイッチング素子には外付けのダイオードが逆並列に接続され、かつ、前記誘導性負荷から回生が行われるときに前記スイッチング素子をオンすることで還流電流を導通させる同期整流制御が行われることを特徴とする電力変換装置。
請求項１において、異常により前記インバータ回路において前記同期整流制御が行えず前記スイッチング素子がオフの状態の場合に、前記寄生ダイオードより前記外付けのダイオードの方に還流電流が多く流れることを特徴とする電力変換装置。
請求項２において、異常により前記インバータ回路において前記同期整流制御が行えず前記スイッチング素子がオフの状態で、前記スイッチング素子に前記スイッチング素子の定格電流が流れる時に、前記寄生ダイオードの電圧値が前記外付けのダイオードの電圧値以上であることを特徴とする電力変換装置。
請求項１において、前記誘導性負荷の異常を検出した場合には前記ＰＷＭ整流回路および前記インバータ回路の前記スイッチング素子を全てオフすることを特徴とする電力変換装置。
請求項１において、異常が発生した場合に前記ＰＷＭ整流回路および前記インバータ回路の前記スイッチング素子を全てオフするとともに、前記電源から供給される前記第１の交流電力を遮断することを特徴とする電力変換装置。
請求項１において、前記誘導性負荷がモータによって構成されることを特徴とする電力変換装置。
請求項１から６の何れかの電力変換装置と、
前記誘導性負荷を構成するモータと、
前記モータにより昇降される乗りかごとを有することを特徴とするエレベータ。
請求項７において、前記エレベータの異常を検出する検出装置と、前記検出装置が異常を検出した場合に前記ＰＷＭ整流回路および前記インバータ回路の前記スイッチング素子を全てオフする制御装置とを有することを特徴とするエレベータ。
請求項８において、前記検出装置が異常を検出した場合に前記電源から供給される前記第１の交流電力を遮断する遮断装置を有することを特徴とするエレベータ。
請求項８において、前記検出装置は、地震、前記乗りかごの異常、前記乗りかごドアあるいは乗り場のドアの開閉の異常の何れかを検出することを特徴とするエレベータ。