JP2007305836A - 電力変換回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】ボディーダイオードがその通電動作に起因してそのSiC半導体が結晶劣化や破壊を起こすことがなく安定した状態で動作するSiC半導体FETを備えた電力変換回路を得ることを目的とする。
【解決手段】SiCショットキーバリアダイオード3の電流電圧特性−1に示すように、ダイオード電流Ioでのオン電圧V1を、SiC−MOSFET1のボディーダイオード2の通電開始電圧Vbdより低く設定する。SiC−MOSFET1に内蔵するボディーダイオード2が還流モード時に電流導通状態になることを阻止することが出来、SiC−MOSFET1の結晶の劣化と破壊を防ぎ安定した状態で動作するSiC−MOSFETを備えた電力変換回路を得ることが出来る。
【選択図】図1
【解決手段】SiCショットキーバリアダイオード3の電流電圧特性−1に示すように、ダイオード電流Ioでのオン電圧V1を、SiC−MOSFET1のボディーダイオード2の通電開始電圧Vbdより低く設定する。SiC−MOSFET1に内蔵するボディーダイオード2が還流モード時に電流導通状態になることを阻止することが出来、SiC−MOSFET1の結晶の劣化と破壊を防ぎ安定した状態で動作するSiC−MOSFETを備えた電力変換回路を得ることが出来る。
【選択図】図1
Description
この発明は、シリコンカーバイト(SiC)からなる電界効果トランジスタ(以下、SiC半導体FETと称す)で、トランジスタに内蔵寄生するボディーダイオードを有するSiC半導体FETを備えた電力変換回路に関し、特に、そのボディーダイオードの劣化を防止する技術に関するものである。
従来のSi半導体を用いたインバータ等の電力変換回路において、スイッチング素子としてトランジスタ(FET)を使用する場合、還流ダイオードを用いずにFETに内蔵寄生するダイオード(ボディーダイオード)を使用することが出来た(例えば、非特許文献1参照)。しかし、SiC半導体FETを電力変換回路中で使用する場合において、FETに内蔵するボディーダイオードを用いた場合、ボディーダイオードによるバイポーラ動作によりSiC半導体の結晶劣化が進行すると予想される(例えば、非特許文献2参照)。SiC半導体の結晶劣化が進行した場合、ボディーダイオードのオン電圧が上昇し、さらにはFETそのものが破壊する可能性がある。その結果、安定した状態で動作する電力変換回路を得ることが困難になる。
V. K. Khanna, IGBT Theory and Design, IEEE Press, Piscataway, 2003, 104.
荒井和雄、吉田貞 共編:SiC素子の基礎と応用(オーム社、東京、2003)、206
他方、ボディーダイオードを内蔵するトランジスタであっても、外部に還流ダイオードを接続する場合が従来から存在した。しかし、この場合は、あくまでも、これらトランジスタを使用したインバータ等の電力変換回路としての特性改善が目的であって、実際の使用状態においては、ボディーダイオードにも通電するケースも避けられず、上述したSiC半導体の結晶劣化が進行するという問題は存在していたと言わざるを得ない。
この発明は、以上のような問題点を解消するためになされたもので、ボディーダイオードがその通電動作に起因してそのSiC半導体が結晶劣化や破壊を起こすことがなく安定した状態で動作するSiC半導体FETを備えた電力変換回路を得ることを目的とする。
この発明は、以上のような問題点を解消するためになされたもので、ボディーダイオードがその通電動作に起因してそのSiC半導体が結晶劣化や破壊を起こすことがなく安定した状態で動作するSiC半導体FETを備えた電力変換回路を得ることを目的とする。
この発明に係る電力変換回路は、ボディーダイオードを有するSiC半導体FETを備えた電力変換回路であって、
SiC半導体FETと逆並列に接続され、電流導通時のオン電圧がボディーダイオードの通電開始電圧未満に設定された還流ダイオードを備えたものである。
SiC半導体FETと逆並列に接続され、電流導通時のオン電圧がボディーダイオードの通電開始電圧未満に設定された還流ダイオードを備えたものである。
この発明においては、還流ダイオードの電流導通時のオン電圧がボディーダイオードの通電開始電圧未満に設定されているので、SiC半導体FETに内蔵するボディーダイオードが還流モード時に電流導通状態になることを阻止することが出来、SiC半導体FETの結晶の劣化と破壊を防ぎ安定した状態で動作するSiC半導体FETを備えた電力変換回路を得ることが出来る。
実施の形態1.
はじめに本発明の機能原理を説明する。ここでは、ユニポーラ型SiC半導体FETとしてSiC−MOSFETを、還流ダイオードしてSiCショットキーバリアダイオードを例にして説明する。従って、以下の説明では、SiC半導体FETとSiC−MOSFETと、および還流ダイオードとSiCショットキーバリアダイオードとは、特別に使い分けることなくいずれかの用語を任意に使用している。
図2は、電力変換回路およびパワーモジュールではしばしば見られる回路であり、スイッチングデバイスであるSiC−MOSFET1と還流ダイオードであるSiCショットキーバリアダイオード3とが逆並列に接続されている。SiC−MOSFET1に内蔵するボディーダイオード2は、通常、MOSFETのPウエルとドリフトn層とで形成される。しかし、ボディーダイオード2とSiCショットキーバリアダイオード3とは回路上並列に接続されているため、ある電流以上の還流電流が流れた場合、SiCショットキーバリアダイオード3だけでなくボディーダイオード2も導通状態になるため、SiC−MOSFET1の結晶劣化が進行することになる。
はじめに本発明の機能原理を説明する。ここでは、ユニポーラ型SiC半導体FETとしてSiC−MOSFETを、還流ダイオードしてSiCショットキーバリアダイオードを例にして説明する。従って、以下の説明では、SiC半導体FETとSiC−MOSFETと、および還流ダイオードとSiCショットキーバリアダイオードとは、特別に使い分けることなくいずれかの用語を任意に使用している。
図2は、電力変換回路およびパワーモジュールではしばしば見られる回路であり、スイッチングデバイスであるSiC−MOSFET1と還流ダイオードであるSiCショットキーバリアダイオード3とが逆並列に接続されている。SiC−MOSFET1に内蔵するボディーダイオード2は、通常、MOSFETのPウエルとドリフトn層とで形成される。しかし、ボディーダイオード2とSiCショットキーバリアダイオード3とは回路上並列に接続されているため、ある電流以上の還流電流が流れた場合、SiCショットキーバリアダイオード3だけでなくボディーダイオード2も導通状態になるため、SiC−MOSFET1の結晶劣化が進行することになる。
この事情をさらに図3を用いて説明する。いま、SiC−MOSFET1のボディーダイオード2の導通開始電圧をVbdとし、Vbdに対応するSiCショットキーバリアダイオード3の導通電流をIsとする。SiCショットキーバリアダイオード3の導通電流がIs未満であれば、SiC−MOSFET1のボディーダイオード2が導通状態にならないが、Is以上の還流電流が流れた場合(例えば、図で示すIoが流れた場合)、SiC−MOSFET1のボディーダイオード2が導通状態になり、SiC−MOSFET1の結晶劣化が進行する。
以上の事から、SiC−MOSFET1のボディーダイオード2が導通状態になるか否かは、SiC−MOSFET1のボディーダイオード2の導通開始電圧VbdとSiCショットキーバリアダイオード3の電流電圧特性との相対的な関係から決まることが分かる。この意味することは、SiC−MOSFET1のボディーダイオード2の導通開始電圧VbdとSiCショットキーバリアダイオード3の電流電圧特性との相対的な関係を制御しないままインバータ等の電力変換回路でSiC半導体FETと逆並列に接続されるSiCショットキーバリアダイオード3を使用した場合、SiC−MOSFET1のボディーダイオード2が導通状態になる可能性がある、ということである。
以上の事から、SiC−MOSFET1のボディーダイオード2が導通状態になるか否かは、SiC−MOSFET1のボディーダイオード2の導通開始電圧VbdとSiCショットキーバリアダイオード3の電流電圧特性との相対的な関係から決まることが分かる。この意味することは、SiC−MOSFET1のボディーダイオード2の導通開始電圧VbdとSiCショットキーバリアダイオード3の電流電圧特性との相対的な関係を制御しないままインバータ等の電力変換回路でSiC半導体FETと逆並列に接続されるSiCショットキーバリアダイオード3を使用した場合、SiC−MOSFET1のボディーダイオード2が導通状態になる可能性がある、ということである。
図1で本発明の基本的な概念を説明する。本発明は、SiC−MOSFET1のボディーダイオード2の導通開始電圧VbdとSiCショットキーバリアダイオード3の電流電圧特性の相対的な関係を固定的なものと見なさずに、それを調整可能と見なすという観点に基づいている。例えば、電力変換回路中に流れる最大電流をIoとする。この場合、SiCショットキーバリアダイオード3に流れる最大還流電流はIoである。いま、SiCショットキーバリアダイオード3が図の破線で示す電流電圧特性−2を有する場合、還流電流Ioにおいて、SiCショットキーバリアダイオード3のオン電圧V2は、SiC−MOSFET1のボディーダイオード2の導通開始電圧Vbdより高くなるため、SiC−MOSFET1のボディーダイオード2が導通してしまう。
そこで、SiCショットキーバリアダイオード3を、図の電流電圧特性−1をもつものに変更することにより、還流電流がIoであってもSiCショットキーバリアダイオード3のオン電圧V1はボディーダイオード2の導通開始電圧Vbdより低く、SiC−MOSFET1のボディーダイオード2が導通状態になることは無い。
そこで、SiCショットキーバリアダイオード3を、図の電流電圧特性−1をもつものに変更することにより、還流電流がIoであってもSiCショットキーバリアダイオード3のオン電圧V1はボディーダイオード2の導通開始電圧Vbdより低く、SiC−MOSFET1のボディーダイオード2が導通状態になることは無い。
ここで、SiC−MOSFET1のボディーダイオード2の導通開始電圧Vbdに関して更に説明する。バイポーラ動作が結晶劣化の進行を進める原因と考えられることから、バイポーラ動作が開始する電流値に対応する電圧値をVbdとするのが自然である。そもそもバイポーラ動作とは電子とホールとが同時に電気伝導を荷っている状態である。パワーデバイスにおいてはバイポーラ動作で使用するときは、電子濃度neとホール濃度nhとがほぼ等しい状態である(例えば、非特許文献:S. M. Sze, Physica of Semiconductor Devices 2nd, JOHN WILEY & SONS, New York, 1981, 37.参照)。
上記の電子濃度とホール濃度とが等しいという条件と、PN接合ダイオードに関するショックレーモデル(例えば、非特許文献:S. M. Sze, Physica of Semiconductor Devices 2nd, JOHN WILEY & SONS, New York, 1981, 84-87.参照)および電荷制御モデル(例えば、非特許文献:B. J. Baliga, Power Semiconductor Devices, PWS PUBLISHING COMPANY, Boston, 1996, 172.参照)から、SiC−MOSFET1のボディーダイオード2の導通開始電圧Vbdを以下の式で示すことが出来る。
ここで、kb:ボルツマン定数、T:絶対温度、q:電荷素量、Nd:ドリフトn層のドーパント濃度、d:ドリフト層膜厚、Lp:ホール拡散長、Dp:ホール拡散係数、Pno:ドリフトn層での熱平衡状態におけるホール濃度、τ:ホールのライフタイム、である。
同様に、SiC−MOSFET1のボディーダイオード2の電流電圧特性を計算した結果を図4に示す。但し、τ=0.7μs 、Nd/Pno=103×1033(125℃)、d=12.5×10−4[cm]、Dp/Lp=5550[cm/s](125℃)とした。図4では、SiC−MOSFET1のボディーダイオード2の温度が25℃、125℃、275℃の3ケースの電流電圧特性とそれぞれの導通開始電圧Vbd(25℃)、Vbd(125℃)、Vbd(275℃)を示している。また、導通開始電圧Vbd以上における電流電圧特性を線形近似した直線と電流密度ゼロでの交点の電圧をV’bd(25℃)、V’bd(125℃)、V’bd(275℃)としている。
25℃、125℃、275℃における通電開始電圧VbdとV’bdの値を表1に示す。表1からそれぞれの温度における通電開始電圧VbdとV’bdとがほぼ一致することが判る。導通開始電圧Vbdは、電子濃度neとホール濃度nhとが等しくなる状態であり、キャリア密度が大きくなり電気伝導度が急激に増大する。この現象は伝導度変調として知られている(例えば、非特許文献:B. J. Baliga, Power Semiconductor Devices, PWS PUBLISHING COMPANY, Boston, 1996, 159.参照)。従って、通電開始電圧Vbdは、電気伝導度が急激に増大する電圧と見なすことができ、電流電圧特性においてその特性が大きく変化する点である。そのため導通開始電圧Vbd以上における電流電圧特性を線形近似した直線から求めた電圧V’bdとVbdとは良く一致すると考えられる。
以上の考察から、ボディーダイオード2の導通開始電圧Vbdは、電流電圧特性においてその特性が大きく変化する点であり、その点に対応する電圧以上における電流電圧特性を線形近似した直線から求めた電圧V’bdとしてもよい。例えば、図1で示したSiC−MOSFET1のボディーダイオード電流電圧特性と導通開始電圧Vbdとの関係は上記考察に基づいたものである。
ダイオードの電流電圧特性には温度依存性がある。例えば、図4に示したように、SiCボディーダイオードの温度が25℃から275℃に変化すると、導通開始電圧Vbdは、2.80Vから2.33Vへと変化する。さらに、図5に、SiCショットキーバリアダイオード3の電流電圧特性の温度依存性を示す。SiCショットキーバリアダイオード3の高温での立ち上がり電圧Vsb(高温)と低温での立ち上がり電圧Vsb(低温)とでは、Vsb(高温)<Vsb(低温)の関係がある。また、高温では電流電圧特性の傾き(微分抵抗)が大きくなる。このように、SiC−MOSFET1のボディーダイオード2と還流ダイオードとして使用するSiCショットキーバリアダイオード3の電流電圧特性は温度に依存して変化する。
一方、電力変換回路およびパワーモジュール中のSiC−MOSFET1やSiCショットキーバリアダイオード3は、その電力変換動作モードに依存して動作条件が変化し、その温度が変化する。この温度変化により、図1におけるSiCショットキーバリアダイオード3の電流Ioにおけるオン電圧V1とボディーダイオード2の導通開始電圧Vbdとの相対的な関係が変化する。この場合V1>Vbdとなる可能性があり、SiC−MOSFET1のボディーダイオード2が導通状態になることが有り得る。
このような状況を回避するためには、電力変換回路およびパワーモジュールシステムで許容される温度範囲において、V1<Vbdの関係が成り立つようにSiCショットキーバリアダイオード3の電流電圧特性を調整すれば良い。
このようにすれば、電力変換回路中のSiC−MOSFET1やSiCショットキーバリアダイオード3が電力変換動作モードに依存して動作条件が変化し、その温度が変化しても常にV1<Vbdの関係を維持することができる。
このような状況を回避するためには、電力変換回路およびパワーモジュールシステムで許容される温度範囲において、V1<Vbdの関係が成り立つようにSiCショットキーバリアダイオード3の電流電圧特性を調整すれば良い。
このようにすれば、電力変換回路中のSiC−MOSFET1やSiCショットキーバリアダイオード3が電力変換動作モードに依存して動作条件が変化し、その温度が変化しても常にV1<Vbdの関係を維持することができる。
上記に述べたように、この発明の実施の形態1では、電力変換回路中においてSiC−MOSFET1と逆並列に接続されるショットキーバリアダイオード3の電流導通時のオン電圧をSiC−MOSFET1のボディーダイオード2の導通開始電圧Vbd未満とすることにより、SiC−MOSFET1のボディーダイオード2が電流導通状態になることを阻止することが出来、SiC−MOSFET1の結晶の劣化を防ぎ安定した状態で動作するSiC−MOSFETを備えた電力変換回路を得ることが出来る。
なお、上記の説明では、半導体スイッチング素子としてSiC−MOSFETを例にして述べたが、ボディーダイオードを内蔵する接合型FET(JFET)にも本発明を適用することができ同等の効果を奏する。以下に示す実施の形態でも同様である。
実施の形態2.
電力変換回路、例えばインバータ回路において、インバータ動作中の還流時にSiC−MOSFET1のボディーダイオード2が導通状態になることを確実に防ぐためには、SiCショットキーバリアダイオード3の最大電流通電時におけるオン電圧を、SiC−MOSFET1のボディーダイオード2が通電開始する電圧Vbd未満とすることである。還流時にSiCショットキーバリアダイオード3に流れる最大電流は、SiC−MOSFET1が通電時に流れる最大電流と同一である。インバータ回路の出力側にはモータなどの誘導性負荷が接続される。このときインバーター出力電流は、例えば、図6に示すように、基本波電流成分にリップル電流が重畳した波形になる。この場合、SiCショットキーバリアダイオード3に流れる最大電流は、図6中でのIrp或いはI’rp、即ち、電流最大瞬時値となる。いま、仮に、Irp>I’rpとする。このとき、図1のIoをIrpとして、SiCショットキーバリアダイオード3の電流電圧特性を電流電圧特性−1のように調整すれば、インバータ動作中の還流時にSiC−MOSFET1のボディーダイオード2が導通状態になることを確実に防ぐことが出来る。
電力変換回路、例えばインバータ回路において、インバータ動作中の還流時にSiC−MOSFET1のボディーダイオード2が導通状態になることを確実に防ぐためには、SiCショットキーバリアダイオード3の最大電流通電時におけるオン電圧を、SiC−MOSFET1のボディーダイオード2が通電開始する電圧Vbd未満とすることである。還流時にSiCショットキーバリアダイオード3に流れる最大電流は、SiC−MOSFET1が通電時に流れる最大電流と同一である。インバータ回路の出力側にはモータなどの誘導性負荷が接続される。このときインバーター出力電流は、例えば、図6に示すように、基本波電流成分にリップル電流が重畳した波形になる。この場合、SiCショットキーバリアダイオード3に流れる最大電流は、図6中でのIrp或いはI’rp、即ち、電流最大瞬時値となる。いま、仮に、Irp>I’rpとする。このとき、図1のIoをIrpとして、SiCショットキーバリアダイオード3の電流電圧特性を電流電圧特性−1のように調整すれば、インバータ動作中の還流時にSiC−MOSFET1のボディーダイオード2が導通状態になることを確実に防ぐことが出来る。
以上のように、インバータ回路においてSiCショットキーバリアダイオード3の電流電圧特性を設定すれば、SiCショットキーバリアダイオード3に流れる電流は最大電流Irp以下であるので、そのオン電圧は、通電開始電圧Vbd未満であり、SiC−MOSFET1のボディーダイオード2が導通状態になることを確実に防ぐことが出来る。
なお、そのほかの電力変換回路、例えば、コンバータ回路においても、その動作中における電流最大瞬時値を図1のIoとしてSiCショットキーバリアダイオード3の電流電圧特性を電流電圧特性−1のように調整すれば、インバータ回路と同様にSiC−MOSFET1のボディーダイオード2が導通状態になることを確実に防ぐことが出来る。
実施の形態3.
パワーモジュールの動作中において、SiC−MOSFET1のボディーダイオード2が導通状態になることを確実に防ぐためには、還流ダイオードとして接続されるSiCショットキーバリアダイオード3の最大電流通電時におけるオン電圧を、SiC−MOSFET1のボディーダイオード2が通電開始する電圧Vbd未満とすることである。通常、還流時に、SiCショットキーバリアダイオード3に流れる最大電流は、SiC−MOSFET1が通電時に流れる最大電流と同一である。MOSFET等のトランジスタの定格電流は、最大許容電流の半分程度とされる。最大許容電流は、例えば、MOSFETの場合、電流導通時のゲート電圧における飽和電流とするのが一般的である。従って、SiCショットキーバリアダイオード3の最大電流をMOSFETの電流導通時のゲート電圧における飽和電流とするのが妥当である。
パワーモジュールの動作中において、SiC−MOSFET1のボディーダイオード2が導通状態になることを確実に防ぐためには、還流ダイオードとして接続されるSiCショットキーバリアダイオード3の最大電流通電時におけるオン電圧を、SiC−MOSFET1のボディーダイオード2が通電開始する電圧Vbd未満とすることである。通常、還流時に、SiCショットキーバリアダイオード3に流れる最大電流は、SiC−MOSFET1が通電時に流れる最大電流と同一である。MOSFET等のトランジスタの定格電流は、最大許容電流の半分程度とされる。最大許容電流は、例えば、MOSFETの場合、電流導通時のゲート電圧における飽和電流とするのが一般的である。従って、SiCショットキーバリアダイオード3の最大電流をMOSFETの電流導通時のゲート電圧における飽和電流とするのが妥当である。
図7に、MOSFETのゲート電圧と飽和電流との関係を示す。いま仮に、MOSFETのゲート電圧をVg1とした場合、その飽和電流はIsat1、飽和電圧はVsat1である。このとき、図8に示すように、SiCショットキーバリアダイオード3の電流電圧特性−3を、その最大電流Isatにおけるオン電圧Von1が、Von1<Vbdとなるように設定する。
このように、SiCショットキーバリアダイオード3の電流電圧特性を設定すれば、パワーモジュールの動作中において、SiCショットキーバリアダイオード3に流れる電流は最大電流Isat1以下である(ゲート電圧Vg1)ので、そのオン電圧は通電開始電圧Vbd未満であり、SiC−MOSFET1のボディーダイオード2が導通状態になることを確実に防ぐことが出来る。
このように、SiCショットキーバリアダイオード3の電流電圧特性を設定すれば、パワーモジュールの動作中において、SiCショットキーバリアダイオード3に流れる電流は最大電流Isat1以下である(ゲート電圧Vg1)ので、そのオン電圧は通電開始電圧Vbd未満であり、SiC−MOSFET1のボディーダイオード2が導通状態になることを確実に防ぐことが出来る。
実施の形態4.
SiC半導体FETのボディーダイオードの導通開始電圧Vbdと還流ダイオードの電流電圧特性との相対的な関係を調整する一つの手段は、還流ダイオードの電流導通部の有効面積を変更することにより還流ダイオードの電流電圧特性を調整することである。例えば、還流ダイオードとしてSiCショットキーバリアダイオードを使用した場合、その電流導通部の有効面積Sを、S=0.25cm2、S=0.5cm2、S=1.0cm2とするとその電流電圧特性は図9に示すように変わる。ただし、図9の特性は、ショットキーバリアダイオードの熱放出モデル(例えば、非特許文献:E. H. Rhoderick and R. H. Williams, Metal-Semiconductor Contacts 2nd, Oxford University Press, Oxford, 1988, 94-98.参照)を用いて計算されたものである。
SiC半導体FETのボディーダイオードの導通開始電圧Vbdと還流ダイオードの電流電圧特性との相対的な関係を調整する一つの手段は、還流ダイオードの電流導通部の有効面積を変更することにより還流ダイオードの電流電圧特性を調整することである。例えば、還流ダイオードとしてSiCショットキーバリアダイオードを使用した場合、その電流導通部の有効面積Sを、S=0.25cm2、S=0.5cm2、S=1.0cm2とするとその電流電圧特性は図9に示すように変わる。ただし、図9の特性は、ショットキーバリアダイオードの熱放出モデル(例えば、非特許文献:E. H. Rhoderick and R. H. Williams, Metal-Semiconductor Contacts 2nd, Oxford University Press, Oxford, 1988, 94-98.参照)を用いて計算されたものである。
なお、SiCショットキーバリアダイオードの電流導通部の有効面積を変更する手段としては、チップの並列接続数を変更するという方法も含まれる。これは、還流ダイオードを複数個の並列接続体で構成し、その並列接続数を変えることで実現できる。この手段を用いれば、還流ダイオードの電流電圧特性における傾きを容易に変更することが可能であり、先の図1において、還流ダイオードの電流導通時のオン電圧V1をSiC半導体FETのボディーダイオードの導通開始電圧Vbd未満とする条件設定が容易に実現する。
実施の形態5.
また、SiC半導体FETのボディーダイオードの導通開始電圧Vbdと還流ダイオードの電流電圧特性との相対的な関係を変更・制御する他の一つの手段は、還流ダイオードとしてSiC半導体FETの半導体材料よりそのバンドギャップが小さい半導体材料からなるダイオードを使用することである。図10に示すように、SiC半導体FETよりそのバンドギャップが小さい半導体材料からなるダイオードの電流導通開始電圧Vkは、SiC半導体FETのボディーダイオードの導通開始電圧Vbdより低い値を示すので、バンドギャップの差を設けない場合に比較して、還流ダイオードの電流導通時のオン電圧をSiC半導体FETのボディーダイオードの導通開始電圧Vbd未満とする条件設定が容易に実現する。
また、SiC半導体FETのボディーダイオードの導通開始電圧Vbdと還流ダイオードの電流電圧特性との相対的な関係を変更・制御する他の一つの手段は、還流ダイオードとしてSiC半導体FETの半導体材料よりそのバンドギャップが小さい半導体材料からなるダイオードを使用することである。図10に示すように、SiC半導体FETよりそのバンドギャップが小さい半導体材料からなるダイオードの電流導通開始電圧Vkは、SiC半導体FETのボディーダイオードの導通開始電圧Vbdより低い値を示すので、バンドギャップの差を設けない場合に比較して、還流ダイオードの電流導通時のオン電圧をSiC半導体FETのボディーダイオードの導通開始電圧Vbd未満とする条件設定が容易に実現する。
通常、SiC半導体FETよりバンドギャップが小さい半導体材料からなるダイオードは、SiC半導体と比べてコストが安いので、安価な方法でSiC半導体FETのボディーダイオードの導通開始電圧Vbdと還流ダイオードとの電流電圧特性の相対的な関係を変更・制御することが可能になる。
また、この発明の各変形例において、還流ダイオードは、SiC半導体FETに流れる電流最大瞬時値の電流が通電した時のオン電圧が、ボディーダイオードの通電開始電圧未満に設定されているので、SiC半導体FETに内蔵するボディーダイオードが還流モード時に電流導通状態になることを確実に阻止することが出来る。
また、還流ダイオードは、SiC半導体FETの、そのゲート電圧によって決まる飽和電流値の電流が通電した時のオン電圧が、ボディーダイオードの通電開始電圧未満に設定されているので、SiC半導体FETに内蔵するボディーダイオードが還流モード時に電流導通状態になることを確実に阻止することが出来る。
また、還流ダイオードをその電流導通部の有効面積を変更することでその電流電圧特性を調整可能な構成とすることにより、還流ダイオードの電流導通時のオン電圧がボディーダイオードの通電開始電圧未満となるよう還流ダイオードの電流電圧特性を調整するようにしたので、SiC半導体FETに内蔵するボディーダイオードが還流モード時に電流導通状態になることを確実に阻止することが出来る。
また、還流ダイオードの電流導通部の有効面積の変更は、還流ダイオードを構成する半導体チップの並列接続数を変更することによって行うので、還流ダイオードの電流電圧特性の調整が容易になし得る。
また、還流ダイオードは、そのバンドギャップがSiC半導体FETのバンドギャップより小さい半導体材料が使用されているので、還流ダイオードを、その通電時のオン電圧がボディーダイオードの通電開始電圧未満となるように設定することが容易となる。
1 SiC−MOSFET、2 ボディーダイオード、
3 SiCショットキーバリアダイオード。
3 SiCショットキーバリアダイオード。
Claims (6)
- ボディーダイオードを有する炭化珪素半導体電界効果トランジスタ(以下、SiC半導体FETと称す)を備えた電力変換回路であって、
上記SiC半導体FETと逆並列に接続され、電流導通時のオン電圧が上記ボディーダイオードの通電開始電圧未満に設定された還流ダイオードを備えたことを特徴とする電力変換回路。 - 上記還流ダイオードは、上記SiC半導体FETに流れる電流最大瞬時値の電流が通電した時のオン電圧が、上記ボディーダイオードの通電開始電圧未満に設定されていることを特徴とする請求項1記載の電力変換回路。
- 上記還流ダイオードは、上記SiC半導体FETの、そのゲート電圧によって決まる飽和電流値の電流が通電した時のオン電圧が、上記ボディーダイオードの通電開始電圧未満に設定されていることを特徴とする請求項1記載の電力変換回路。
- 上記還流ダイオードをその電流導通部の有効面積を変更することでその電流電圧特性を調整可能な構成とすることにより、上記還流ダイオードの電流導通時のオン電圧が上記ボディーダイオードの通電開始電圧未満となるよう上記還流ダイオードの電流電圧特性を調整するようにしたことを特徴とする請求項1記載の電力変換回路。
- 上記還流ダイオードの電流導通部の有効面積の変更は、上記還流ダイオードを構成する半導体チップの並列接続数を変更することによって行うことを特徴とする請求項4記載の電力変換回路。
- 上記還流ダイオードは、そのバンドギャップが上記SiC半導体FETのバンドギャップより小さい半導体材料が使用されていることを特徴とする請求項1記載の電力変換回路。
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