JP2007305836A

JP2007305836A - 電力変換回路

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Publication number: JP2007305836A
Application number: JP2006133551A
Authority: JP
Inventors: Shinichi Kinouchi; 伸一木ノ内; Takeshi Oi; 健史大井; Hiroshi Nakatake; 浩中武; Takahiro Urakabe; 隆浩浦壁; Toshiyuki Kikunaga; 敏之菊永
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2006-05-12
Filing date: 2006-05-12
Publication date: 2007-11-22

Abstract

【課題】ボディーダイオードがその通電動作に起因してそのＳｉＣ半導体が結晶劣化や破壊を起こすことがなく安定した状態で動作するＳｉＣ半導体ＦＥＴを備えた電力変換回路を得ることを目的とする。
【解決手段】ＳｉＣショットキーバリアダイオード３の電流電圧特性−１に示すように、ダイオード電流Ｉｏでのオン電圧Ｖ１を、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ１のボディーダイオード２の通電開始電圧Ｖｂｄより低く設定する。ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ１に内蔵するボディーダイオード２が還流モード時に電流導通状態になることを阻止することが出来、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ１の結晶の劣化と破壊を防ぎ安定した状態で動作するＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴを備えた電力変換回路を得ることが出来る。
【選択図】図１

Description

この発明は、シリコンカーバイト（ＳｉＣ）からなる電界効果トランジスタ（以下、ＳｉＣ半導体ＦＥＴと称す）で、トランジスタに内蔵寄生するボディーダイオードを有するＳｉＣ半導体ＦＥＴを備えた電力変換回路に関し、特に、そのボディーダイオードの劣化を防止する技術に関するものである。

従来のＳｉ半導体を用いたインバータ等の電力変換回路において、スイッチング素子としてトランジスタ（ＦＥＴ）を使用する場合、還流ダイオードを用いずにＦＥＴに内蔵寄生するダイオード（ボディーダイオード）を使用することが出来た（例えば、非特許文献１参照）。しかし、ＳｉＣ半導体FETを電力変換回路中で使用する場合において、ＦＥＴに内蔵するボディーダイオードを用いた場合、ボディーダイオードによるバイポーラ動作によりＳｉＣ半導体の結晶劣化が進行すると予想される（例えば、非特許文献２参照）。ＳｉＣ半導体の結晶劣化が進行した場合、ボディーダイオードのオン電圧が上昇し、さらにはＦＥＴそのものが破壊する可能性がある。その結果、安定した状態で動作する電力変換回路を得ることが困難になる。

V. K. Khanna, IGBT Theory and Design, IEEE Press, Piscataway, 2003, 104. 荒井和雄、吉田貞共編：SiC素子の基礎と応用（オーム社、東京、2003）、206

他方、ボディーダイオードを内蔵するトランジスタであっても、外部に還流ダイオードを接続する場合が従来から存在した。しかし、この場合は、あくまでも、これらトランジスタを使用したインバータ等の電力変換回路としての特性改善が目的であって、実際の使用状態においては、ボディーダイオードにも通電するケースも避けられず、上述したＳｉＣ半導体の結晶劣化が進行するという問題は存在していたと言わざるを得ない。
この発明は、以上のような問題点を解消するためになされたもので、ボディーダイオードがその通電動作に起因してそのＳｉＣ半導体が結晶劣化や破壊を起こすことがなく安定した状態で動作するＳｉＣ半導体ＦＥＴを備えた電力変換回路を得ることを目的とする。

この発明に係る電力変換回路は、ボディーダイオードを有するＳｉＣ半導体ＦＥＴを備えた電力変換回路であって、
ＳｉＣ半導体ＦＥＴと逆並列に接続され、電流導通時のオン電圧がボディーダイオードの通電開始電圧未満に設定された還流ダイオードを備えたものである。

この発明においては、還流ダイオードの電流導通時のオン電圧がボディーダイオードの通電開始電圧未満に設定されているので、ＳｉＣ半導体ＦＥＴに内蔵するボディーダイオードが還流モード時に電流導通状態になることを阻止することが出来、ＳｉＣ半導体ＦＥＴの結晶の劣化と破壊を防ぎ安定した状態で動作するＳｉＣ半導体ＦＥＴを備えた電力変換回路を得ることが出来る。

実施の形態１．
はじめに本発明の機能原理を説明する。ここでは、ユニポーラ型ＳｉＣ半導体ＦＥＴとしてＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴを、還流ダイオードしてＳｉＣショットキーバリアダイオードを例にして説明する。従って、以下の説明では、ＳｉＣ半導体ＦＥＴとＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴと、および還流ダイオードとＳｉＣショットキーバリアダイオードとは、特別に使い分けることなくいずれかの用語を任意に使用している。
図２は、電力変換回路およびパワーモジュールではしばしば見られる回路であり、スイッチングデバイスであるＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ１と還流ダイオードであるＳｉＣショットキーバリアダイオード３とが逆並列に接続されている。ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ１に内蔵するボディーダイオード２は、通常、ＭＯＳＦＥＴのＰウエルとドリフトｎ層とで形成される。しかし、ボディーダイオード２とＳｉＣショットキーバリアダイオード３とは回路上並列に接続されているため、ある電流以上の還流電流が流れた場合、ＳｉＣショットキーバリアダイオード３だけでなくボディーダイオード２も導通状態になるため、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ１の結晶劣化が進行することになる。

この事情をさらに図３を用いて説明する。いま、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ１のボディーダイオード２の導通開始電圧をＶｂｄとし、Ｖｂｄに対応するＳｉＣショットキーバリアダイオード３の導通電流をＩｓとする。ＳｉＣショットキーバリアダイオード３の導通電流がＩｓ未満であれば、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ１のボディーダイオード２が導通状態にならないが、Ｉｓ以上の還流電流が流れた場合（例えば、図で示すＩｏが流れた場合）、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ１のボディーダイオード２が導通状態になり、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ１の結晶劣化が進行する。
以上の事から、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ１のボディーダイオード２が導通状態になるか否かは、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ１のボディーダイオード２の導通開始電圧ＶｂｄとＳｉＣショットキーバリアダイオード３の電流電圧特性との相対的な関係から決まることが分かる。この意味することは、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ１のボディーダイオード２の導通開始電圧ＶｂｄとＳｉＣショットキーバリアダイオード３の電流電圧特性との相対的な関係を制御しないままインバータ等の電力変換回路でＳｉＣ半導体ＦＥＴと逆並列に接続されるＳｉＣショットキーバリアダイオード３を使用した場合、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ１のボディーダイオード２が導通状態になる可能性がある、ということである。

図１で本発明の基本的な概念を説明する。本発明は、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ１のボディーダイオード２の導通開始電圧ＶｂｄとＳｉＣショットキーバリアダイオード３の電流電圧特性の相対的な関係を固定的なものと見なさずに、それを調整可能と見なすという観点に基づいている。例えば、電力変換回路中に流れる最大電流をＩｏとする。この場合、ＳｉＣショットキーバリアダイオード３に流れる最大還流電流はＩｏである。いま、ＳｉＣショットキーバリアダイオード３が図の破線で示す電流電圧特性−２を有する場合、還流電流Ｉｏにおいて、ＳｉＣショットキーバリアダイオード３のオン電圧Ｖ２は、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ１のボディーダイオード２の導通開始電圧Ｖｂｄより高くなるため、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ１のボディーダイオード２が導通してしまう。
そこで、ＳｉＣショットキーバリアダイオード３を、図の電流電圧特性−１をもつものに変更することにより、還流電流がＩｏであってもＳｉＣショットキーバリアダイオード３のオン電圧Ｖ１はボディーダイオード２の導通開始電圧Ｖｂｄより低く、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ１のボディーダイオード２が導通状態になることは無い。

ここで、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ１のボディーダイオード２の導通開始電圧Ｖｂｄに関して更に説明する。バイポーラ動作が結晶劣化の進行を進める原因と考えられることから、バイポーラ動作が開始する電流値に対応する電圧値をＶｂｄとするのが自然である。そもそもバイポーラ動作とは電子とホールとが同時に電気伝導を荷っている状態である。パワーデバイスにおいてはバイポーラ動作で使用するときは、電子濃度ｎｅとホール濃度ｎｈとがほぼ等しい状態である（例えば、非特許文献：S. M. Sze, Physica of Semiconductor Devices 2^nd, JOHN WILEY & SONS, New York, 1981, 37.参照）。

上記の電子濃度とホール濃度とが等しいという条件と、ＰＮ接合ダイオードに関するショックレーモデル（例えば、非特許文献：S. M. Sze, Physica of Semiconductor Devices 2^nd, JOHN WILEY & SONS, New York, 1981, 84-87.参照）および電荷制御モデル（例えば、非特許文献：B. J. Baliga, Power Semiconductor Devices, PWS PUBLISHING COMPANY, Boston, 1996, 172.参照）から、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ１のボディーダイオード２の導通開始電圧Ｖｂｄを以下の式で示すことが出来る。

ここで、ｋｂ：ボルツマン定数、Ｔ：絶対温度、ｑ：電荷素量、Ｎｄ：ドリフトｎ層のドーパント濃度、ｄ：ドリフト層膜厚、Ｌｐ：ホール拡散長、Ｄｐ：ホール拡散係数、Ｐｎｏ：ドリフトｎ層での熱平衡状態におけるホール濃度、τ：ホールのライフタイム、である。

同様に、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ１のボディーダイオード２の電流電圧特性を計算した結果を図４に示す。但し、τ=０．７μs 、Ｎｄ／Ｐｎｏ＝１０３×１０^３３（１２５℃）、ｄ＝１２．５×１０^−４[ｃｍ］、Ｄｐ／Ｌｐ＝５５５０[ｃｍ／ｓ]（１２５℃）とした。図４では、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ１のボディーダイオード２の温度が２５℃、１２５℃、２７５℃の３ケースの電流電圧特性とそれぞれの導通開始電圧Ｖｂｄ(２５℃)、Ｖｂｄ(１２５℃)、Ｖｂｄ(２７５℃)を示している。また、導通開始電圧Ｖｂｄ以上における電流電圧特性を線形近似した直線と電流密度ゼロでの交点の電圧をＶ’ｂｄ(２５℃)、Ｖ’ｂｄ(１２５℃)、Ｖ’ｂｄ(２７５℃)としている。

２５℃、１２５℃、２７５℃における通電開始電圧ＶｂｄとＶ’ｂｄの値を表１に示す。表1からそれぞれの温度における通電開始電圧ＶｂｄとＶ’ｂｄとがほぼ一致することが判る。導通開始電圧Ｖｂｄは、電子濃度ｎｅとホール濃度ｎｈとが等しくなる状態であり、キャリア密度が大きくなり電気伝導度が急激に増大する。この現象は伝導度変調として知られている（例えば、非特許文献：B. J. Baliga, Power Semiconductor Devices, PWS PUBLISHING COMPANY, Boston, 1996, 159.参照）。従って、通電開始電圧Ｖｂｄは、電気伝導度が急激に増大する電圧と見なすことができ、電流電圧特性においてその特性が大きく変化する点である。そのため導通開始電圧Ｖｂｄ以上における電流電圧特性を線形近似した直線から求めた電圧Ｖ’ｂｄとＶｂｄとは良く一致すると考えられる。

以上の考察から、ボディーダイオード２の導通開始電圧Ｖｂｄは、電流電圧特性においてその特性が大きく変化する点であり、その点に対応する電圧以上における電流電圧特性を線形近似した直線から求めた電圧Ｖ’ｂｄとしてもよい。例えば、図１で示したＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ１のボディーダイオード電流電圧特性と導通開始電圧Ｖｂｄとの関係は上記考察に基づいたものである。

ダイオードの電流電圧特性には温度依存性がある。例えば、図４に示したように、ＳｉＣボディーダイオードの温度が２５℃から２７５℃に変化すると、導通開始電圧Ｖｂｄは、２．８０Ｖから２．３３Ｖへと変化する。さらに、図５に、ＳｉＣショットキーバリアダイオード３の電流電圧特性の温度依存性を示す。ＳｉＣショットキーバリアダイオード３の高温での立ち上がり電圧Ｖｓｂ(高温)と低温での立ち上がり電圧Ｖｓｂ(低温)とでは、Ｖｓｂ(高温)＜Ｖｓｂ(低温)の関係がある。また、高温では電流電圧特性の傾き（微分抵抗）が大きくなる。このように、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ１のボディーダイオード２と還流ダイオードとして使用するＳｉＣショットキーバリアダイオード３の電流電圧特性は温度に依存して変化する。

一方、電力変換回路およびパワーモジュール中のＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ１やＳｉＣショットキーバリアダイオード３は、その電力変換動作モードに依存して動作条件が変化し、その温度が変化する。この温度変化により、図１におけるＳｉＣショットキーバリアダイオード３の電流Ｉｏにおけるオン電圧Ｖ１とボディーダイオード２の導通開始電圧Ｖｂｄとの相対的な関係が変化する。この場合Ｖ１＞Ｖｂｄとなる可能性があり、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ１のボディーダイオード２が導通状態になることが有り得る。
このような状況を回避するためには、電力変換回路およびパワーモジュールシステムで許容される温度範囲において、Ｖ１＜Ｖｂｄの関係が成り立つようにＳｉＣショットキーバリアダイオード３の電流電圧特性を調整すれば良い。
このようにすれば、電力変換回路中のＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ１やＳｉＣショットキーバリアダイオード３が電力変換動作モードに依存して動作条件が変化し、その温度が変化しても常にＶ１＜Ｖｂｄの関係を維持することができる。

上記に述べたように、この発明の実施の形態１では、電力変換回路中においてＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ１と逆並列に接続されるショットキーバリアダイオード３の電流導通時のオン電圧をＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ１のボディーダイオード２の導通開始電圧Ｖｂｄ未満とすることにより、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ１のボディーダイオード２が電流導通状態になることを阻止することが出来、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ１の結晶の劣化を防ぎ安定した状態で動作するＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴを備えた電力変換回路を得ることが出来る。

なお、上記の説明では、半導体スイッチング素子としてＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴを例にして述べたが、ボディーダイオードを内蔵する接合型ＦＥＴ（ＪＦＥＴ）にも本発明を適用することができ同等の効果を奏する。以下に示す実施の形態でも同様である。

実施の形態２．
電力変換回路、例えばインバータ回路において、インバータ動作中の還流時にＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ１のボディーダイオード２が導通状態になることを確実に防ぐためには、ＳｉＣショットキーバリアダイオード３の最大電流通電時におけるオン電圧を、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ１のボディーダイオード２が通電開始する電圧Ｖｂｄ未満とすることである。還流時にＳｉＣショットキーバリアダイオード３に流れる最大電流は、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ１が通電時に流れる最大電流と同一である。インバータ回路の出力側にはモータなどの誘導性負荷が接続される。このときインバーター出力電流は、例えば、図６に示すように、基本波電流成分にリップル電流が重畳した波形になる。この場合、ＳｉＣショットキーバリアダイオード３に流れる最大電流は、図６中でのＩｒｐ或いはＩ’ｒｐ、即ち、電流最大瞬時値となる。いま、仮に、Ｉｒｐ＞Ｉ’ｒｐとする。このとき、図１のＩｏをＩｒｐとして、ＳｉＣショットキーバリアダイオード３の電流電圧特性を電流電圧特性−１のように調整すれば、インバータ動作中の還流時にＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ１のボディーダイオード２が導通状態になることを確実に防ぐことが出来る。

以上のように、インバータ回路においてＳｉＣショットキーバリアダイオード３の電流電圧特性を設定すれば、ＳｉＣショットキーバリアダイオード３に流れる電流は最大電流Ｉｒｐ以下であるので、そのオン電圧は、通電開始電圧Ｖｂｄ未満であり、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ１のボディーダイオード２が導通状態になることを確実に防ぐことが出来る。

なお、そのほかの電力変換回路、例えば、コンバータ回路においても、その動作中における電流最大瞬時値を図１のＩｏとしてＳｉＣショットキーバリアダイオード３の電流電圧特性を電流電圧特性−１のように調整すれば、インバータ回路と同様にＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ１のボディーダイオード２が導通状態になることを確実に防ぐことが出来る。

実施の形態３．
パワーモジュールの動作中において、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ１のボディーダイオード２が導通状態になることを確実に防ぐためには、還流ダイオードとして接続されるＳｉＣショットキーバリアダイオード３の最大電流通電時におけるオン電圧を、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ１のボディーダイオード２が通電開始する電圧Ｖｂｄ未満とすることである。通常、還流時に、ＳｉＣショットキーバリアダイオード３に流れる最大電流は、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ１が通電時に流れる最大電流と同一である。ＭＯＳＦＥＴ等のトランジスタの定格電流は、最大許容電流の半分程度とされる。最大許容電流は、例えば、ＭＯＳＦＥＴの場合、電流導通時のゲート電圧における飽和電流とするのが一般的である。従って、ＳｉＣショットキーバリアダイオード３の最大電流をＭＯＳＦＥＴの電流導通時のゲート電圧における飽和電流とするのが妥当である。

図７に、ＭＯＳＦＥＴのゲート電圧と飽和電流との関係を示す。いま仮に、ＭＯＳＦＥＴのゲート電圧をＶｇ１とした場合、その飽和電流はＩｓａｔ１、飽和電圧はＶｓａｔ１である。このとき、図８に示すように、ＳｉＣショットキーバリアダイオード３の電流電圧特性−３を、その最大電流Ｉｓａｔにおけるオン電圧Ｖｏｎ１が、Ｖｏｎ１＜Ｖｂｄとなるように設定する。
このように、ＳｉＣショットキーバリアダイオード３の電流電圧特性を設定すれば、パワーモジュールの動作中において、ＳｉＣショットキーバリアダイオード３に流れる電流は最大電流Ｉｓａｔ１以下である（ゲート電圧Ｖｇ１）ので、そのオン電圧は通電開始電圧Ｖｂｄ未満であり、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ１のボディーダイオード２が導通状態になることを確実に防ぐことが出来る。

実施の形態４．
ＳｉＣ半導体ＦＥＴのボディーダイオードの導通開始電圧Ｖｂｄと還流ダイオードの電流電圧特性との相対的な関係を調整する一つの手段は、還流ダイオードの電流導通部の有効面積を変更することにより還流ダイオードの電流電圧特性を調整することである。例えば、還流ダイオードとしてＳｉＣショットキーバリアダイオードを使用した場合、その電流導通部の有効面積Ｓを、Ｓ＝０．２５ｃｍ^２、Ｓ＝０．５ｃｍ^２、Ｓ＝１．０ｃｍ^２とするとその電流電圧特性は図９に示すように変わる。ただし、図９の特性は、ショットキーバリアダイオードの熱放出モデル（例えば、非特許文献：E. H. Rhoderick and R. H. Williams, Metal-Semiconductor Contacts 2^nd, Oxford University Press, Oxford, 1988, 94-98.参照）を用いて計算されたものである。

なお、ＳｉＣショットキーバリアダイオードの電流導通部の有効面積を変更する手段としては、チップの並列接続数を変更するという方法も含まれる。これは、還流ダイオードを複数個の並列接続体で構成し、その並列接続数を変えることで実現できる。この手段を用いれば、還流ダイオードの電流電圧特性における傾きを容易に変更することが可能であり、先の図１において、還流ダイオードの電流導通時のオン電圧Ｖ１をＳｉＣ半導体ＦＥＴのボディーダイオードの導通開始電圧Ｖｂｄ未満とする条件設定が容易に実現する。

実施の形態５．
また、ＳｉＣ半導体ＦＥＴのボディーダイオードの導通開始電圧Ｖｂｄと還流ダイオードの電流電圧特性との相対的な関係を変更・制御する他の一つの手段は、還流ダイオードとしてＳｉＣ半導体ＦＥＴの半導体材料よりそのバンドギャップが小さい半導体材料からなるダイオードを使用することである。図１０に示すように、ＳｉＣ半導体ＦＥＴよりそのバンドギャップが小さい半導体材料からなるダイオードの電流導通開始電圧Ｖｋは、ＳｉＣ半導体ＦＥＴのボディーダイオードの導通開始電圧Ｖｂｄより低い値を示すので、バンドギャップの差を設けない場合に比較して、還流ダイオードの電流導通時のオン電圧をＳｉＣ半導体ＦＥＴのボディーダイオードの導通開始電圧Ｖｂｄ未満とする条件設定が容易に実現する。

通常、ＳｉＣ半導体ＦＥＴよりバンドギャップが小さい半導体材料からなるダイオードは、ＳｉＣ半導体と比べてコストが安いので、安価な方法でＳｉＣ半導体ＦＥＴのボディーダイオードの導通開始電圧Ｖｂｄと還流ダイオードとの電流電圧特性の相対的な関係を変更・制御することが可能になる。

また、この発明の各変形例において、還流ダイオードは、ＳｉＣ半導体ＦＥＴに流れる電流最大瞬時値の電流が通電した時のオン電圧が、ボディーダイオードの通電開始電圧未満に設定されているので、ＳｉＣ半導体ＦＥＴに内蔵するボディーダイオードが還流モード時に電流導通状態になることを確実に阻止することが出来る。

また、還流ダイオードは、ＳｉＣ半導体ＦＥＴの、そのゲート電圧によって決まる飽和電流値の電流が通電した時のオン電圧が、ボディーダイオードの通電開始電圧未満に設定されているので、ＳｉＣ半導体ＦＥＴに内蔵するボディーダイオードが還流モード時に電流導通状態になることを確実に阻止することが出来る。

また、還流ダイオードをその電流導通部の有効面積を変更することでその電流電圧特性を調整可能な構成とすることにより、還流ダイオードの電流導通時のオン電圧がボディーダイオードの通電開始電圧未満となるよう還流ダイオードの電流電圧特性を調整するようにしたので、ＳｉＣ半導体ＦＥＴに内蔵するボディーダイオードが還流モード時に電流導通状態になることを確実に阻止することが出来る。

また、還流ダイオードの電流導通部の有効面積の変更は、還流ダイオードを構成する半導体チップの並列接続数を変更することによって行うので、還流ダイオードの電流電圧特性の調整が容易になし得る。

また、還流ダイオードは、そのバンドギャップがＳｉＣ半導体ＦＥＴのバンドギャップより小さい半導体材料が使用されているので、還流ダイオードを、その通電時のオン電圧がボディーダイオードの通電開始電圧未満となるように設定することが容易となる。

実施の形態１による本発明の基本的な概念を説明する図である。本願で対象とする等価的な回路図である。従来先行例の課題を説明するための図である。本発明の実施の形態１において、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ１のボディーダイオード２の導通開始電圧Ｖｂｄの特徴を示す図である。ショットキーバリアダイオードの温度特性を示す図である。本発明の実施の形態２において、誘導性負荷が接続されたインバータの出力電流を示す図である。本発明の実施の形態３において、ＭＯＳＦＥＴのゲート電圧と飽和電流との関係を示す図である。本発明の実施の形態３において、ＳｉＣショットキーバリアダイオードの電流電圧特性の設定方法を示す図である。本発明の実施の形態４において、ダイオードの電流導通部の有効面積を変更することにより、ダイオードの電流電圧特性が変化することを示す図である。本発明の実施の形態４において、ＳｉＣ半導体ＦＥＴよりそのバンドギャップが小さい半導体材料からなるダイオードの電流電圧特性を示す図である。

符号の説明

１ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ、２ボディーダイオード、
３ＳｉＣショットキーバリアダイオード。

Claims

ボディーダイオードを有する炭化珪素半導体電界効果トランジスタ（以下、ＳｉＣ半導体ＦＥＴと称す）を備えた電力変換回路であって、
上記ＳｉＣ半導体ＦＥＴと逆並列に接続され、電流導通時のオン電圧が上記ボディーダイオードの通電開始電圧未満に設定された還流ダイオードを備えたことを特徴とする電力変換回路。
上記還流ダイオードは、上記ＳｉＣ半導体ＦＥＴに流れる電流最大瞬時値の電流が通電した時のオン電圧が、上記ボディーダイオードの通電開始電圧未満に設定されていることを特徴とする請求項１記載の電力変換回路。
上記還流ダイオードは、上記ＳｉＣ半導体ＦＥＴの、そのゲート電圧によって決まる飽和電流値の電流が通電した時のオン電圧が、上記ボディーダイオードの通電開始電圧未満に設定されていることを特徴とする請求項１記載の電力変換回路。
上記還流ダイオードをその電流導通部の有効面積を変更することでその電流電圧特性を調整可能な構成とすることにより、上記還流ダイオードの電流導通時のオン電圧が上記ボディーダイオードの通電開始電圧未満となるよう上記還流ダイオードの電流電圧特性を調整するようにしたことを特徴とする請求項１記載の電力変換回路。
上記還流ダイオードの電流導通部の有効面積の変更は、上記還流ダイオードを構成する半導体チップの並列接続数を変更することによって行うことを特徴とする請求項４記載の電力変換回路。
上記還流ダイオードは、そのバンドギャップが上記ＳｉＣ半導体ＦＥＴのバンドギャップより小さい半導体材料が使用されていることを特徴とする請求項１記載の電力変換回路。