CN102857135A - 功率转换装置 - Google Patents

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Abstract

本发明获得降低构成功率转换装置的FET的发热、并提高最大输出功率的改良后的功率转换装置。其具有：进行开关动作的2个1组的半导体开关，其中半导体开关由FET1a、FET1b和反并联连接于FET1a、FET1b的回流二极管构成；以及平滑电容器，通过半导体开关的FET1a、FET1b的互补开关动作进行功率转换，这种功率转换装置包括：对流过半导体开关的电流的方向进行检测的电流传感器；以及在流过半导体开关的电流的方向为负时、抽去半导体开关的PWM选通脉冲信号的导通信号的选通脉冲生成部。

Description

功率转换装置
技术领域
本发明涉及使用场效应晶体管和二极管的功率转换装置。
背景技术
作为现有的使用宽带隙半导体元件的功率转换装置，存在一种具有2个半导体开关的电压型功率转换装置，其中半导体开关由宽带隙半导体FET(场效应晶体管)和反向并联连接(反并联连接)于上述FET的宽带隙半导体回流二极管构成，且上述2个半导体开关与起到作为电压源作用的电容器相连接。该功率转换装置通过使上述2个半导体开关FET互补地进行开关动作来进行功率转换。
相对于硅半导体IGBT和二极管而言，宽带隙半导体FET和二极管可在高温下进行动作，且开关损耗较小。因此，通过用宽带隙半导体来替换硅半导体，从而可减小半导体的面积，或可简化对半导体进行冷却的冷却器。此外，通过进行高频开关动作，可实现电容器或电抗器等无源元器件的小型化，从而可实现功率转换装置的小型化。
使用FET作为半导体开关元件的情况下，可不使用回流二极管，而使用内置寄生于FET中的二极管(体二极管)。但是，由于可通过使用可进行高速动作的肖特基势垒二极管等作为回流二极管来改善开关动作的特性，因此利用回流二极管。
此外，在宽带隙半导体即SiC半导体FET中，若体二极管通电，则可预想会因体二极管所进行的双极性动作而导致SiC半导体发生结晶劣化。因此，利用导通电压比体二极管的通电开始电压要低的回流二极管(例如，参照专利文献1)。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本国专利特开2007-305836号公报
发明内容
发明所要解决的技术问题
然而，由于在现有的功率转换装置中使用可进行双向通电(从漏极到源极的方向以及从源极到漏极的方向)的FET，因此，在FET的导通状态下，几乎没有电流流过回流二极管，而电流流过导通电压比回流二极管要低的FET。
因此，在2个串联连接的半导体开关的FET的互补开关动作中，存在以下问题：由于电流在死区时间(dead time)的期间以外流过FET，使得FET发热，因此，FET的温度与回流二极管相比则较高，功率转换装置的最大输出功率受限于FET的温度。
本发明是为了解决上述问题而完成的，其目的在于提供一种降低功率转换装置的FET的发热、提高最大输出功率的改良后的功率转换装置。
用于解决技术问题的技术手段
本发明所涉及的功率转换装置具有：进行开关动作的2个1组的半导体开关，其中半导体开关由FET和反并联连接于所述FET的回流二极管构成；以及平滑电容器，仅使所述2个1组的半导体开关中的一方通电，通过开关动作进行功率转换，这种电压型的功率转换装置包括：对流过所述半导体开关的电流的方向进行检测的单元；以及控制部，该控制部在流过所述半导体开关的电流的方向为负时，使所述半导体开关的PWM选通脉冲信号成为相对于互补选通脉冲信号而抽去了一部分或全部导通信号的选通脉冲信号。
发明效果
若采用本发明所涉及的功率转换装置，则当半导体开关的电流的方向为负时，通过对PWM选通脉冲信号(gate signal)进行抽去，从而缩短电流流过FET的期间，而电流流过回流二极管的期间相应增加。因此，能增加回流二极管的发热但降低FET的发热，能降低FET的温度，能提高功率转换装置的最大输出功率。
附图说明
图1是表示本发明的实施方式1所涉及的功率转换装置的结构的电路图。
图2是表示使用本发明的实施方式1所涉及的功率转换装置的半桥逆变器的结构的电路图。
图3是表示本发明的实施方式1所涉及的功率转换装置的控制部的框图。
图4是本发明的实施方式1所涉及的FET的电压电流特性图和回流二极管的电压电流特性图。
图5是表示本发明的实施方式1所涉及的半导体开关的电流的图。
图6是构成本发明的实施方式1所涉及的半导体开关的FET和回流二极管的结构图。
图7是表示本发明的实施方式1所涉及的功率转换装置的互补开关模式中的动作的波形图。
图8是表示本发明的实施方式1所涉及的功率转换装置的抽去开关模式中的动作的波形图。
图9是表示使用本发明的实施方式1所涉及的功率转换装置的三相逆变器的结构的电路图。
图10是表示使用本发明的实施方式1所涉及的功率转换装置的DC/DC转换器的电路图。
图11是表示本发明的实施方式2所涉及的功率转换装置的结构的电路图。
具体实施方式
以下，参照附图，对本发明所涉及的功率转换装置的优选实施方式进行说明。此外，本发明并非限于本实施方式，而是包含各种设计变更。
实施方式1
图1是表示本发明的实施方式1所涉及的功率转换装置的主电路和控制部的结构的电路图。
实施方式1所涉及的功率转换装置10是具有以下功能的电压型功率转换装置：通过1组半导体开关S1a、S1b的互补开关动作，将电压端子VH与电压端子VL之间的直流电压V1转换成矩形波状的电压并输出到电压端子VM1。
在图1中，功率转换装置10包括：对直流电压V1进行平滑化的平滑电容器C1；1组半导体开关S1a、S1b；作为对流过该半导体开关S1a、S1b的电流进行检测的单元的电流传感器CS1；以及选通脉冲(gate)生成部11。
1组半导体开关S1a、S1b由宽带隙半导体FET即FET1a、FET1b(以下为了方便说明，简单称作FET1a、FET1b)、以及分别与FET1a、FET1b反并联连接的回流二极管D1a、D1b构成。FET1a、FET1b分别具有源极端子和漏极端子、以及栅极端子。各回流二极管D1a、D1b分别具有阳极端子和阴极端子，由肖特基势垒二极管构成。
FET1a的源极端子与二极管D1a的阳极端子相连接，FET1a的漏极端子与二极管D1a的阴极端子相连接。而且，FET1b的源极端子与二极管D1b的阳极端子相连接，FET1b的漏极端子与二极管D1b的阴极端子相连接。
接着，对功率转换装置10的连接情况进行详细说明。
构成半导体开关S1a的FET1a的源极端子与平滑电容器C1的低压侧端子VL相连接，而FET1a的漏极端子与电压端子VM1相连接。此外，构成半导体开关S1b的FET1b的源极端子与电压端子VM1相连接，而FET1b的漏极端子与平滑电容器C1的高压侧端子VH相连接。此外，由半导体开关S1a、S1b和起到作为电压源作用的平滑电容器C1来构成电压型功率转换装置10。
电压端子VM1与电压端子VMM1相连接，且在电压端子VM1-VMM1之间连接有电流传感器CS1。电流传感器CS1是将从电压端子VM1流到电压端子VMM1的方向的电流作为正向来进行检测的电流传感器。
通过开关动作，仅使半导体开关S1a、S1b中的一个导通。因此，当半导体开关S1b导通时，半导体开关S1b的电流等于电流传感器CS1的检测电流。同样地，当半导体开关S1a导通时，半导体开关S1a的电流相对于电流传感器CS1的检测电流而言成为正负反转的电流。
此外，当电流传感器CS1的电流为正时，半导体开关S1a导通时的电流为负向，半导体开关S1b导通时的电流为正向。同样地，当电流传感器CS1的电流为负时，半导体开关S1a导通时的电流为正向，半导体开关S1b导通时的电流为负向。换言之，电流传感器CS1不仅对电压端子VM1-VMM1之间的电流进行检测，还起到对半导体开关S1a、S1b的电流进行检测的作用。
将构成半导体开关S1a的FET1a的栅极端子与栅极驱动电路101a的输出端子相连接，且向该栅极驱动电路101a的输入端子输入选通脉冲信号G1a。将构成半导体开关S1b的FET1b的栅极端子与栅极驱动电路101b的输出端子相连接，且向该栅极驱动电路101b的输入端子输入选通脉冲信号G1b。
将电流传感器CS1的检测电流IM1输入到选通脉冲生成部11，由选通脉冲生成部11输出选通脉冲信号G1a、G1b。选通脉冲信号G1a、G1b经由栅极驱动电路101a、101b与各半导体开关S1a、S1b相连接。构成半导体开关S1a、S1b的FET1a、FET1b在各选通脉冲信号G1a、G1b成为高电平信号(导通信号)时导通，在选通脉冲信号G1a、G1b成为低电平信号(截止信号)时截止。
图2是表示功率转换装置10和电源、负载的连接情况的整体简图，其构成半桥逆变器。
在图2中，电容器C1的高压侧端子VH与电容器CH的高压侧端子相连接，电容器C1的低压侧端子VL与电容器CL的低压侧端子相连接，电容器CH的低压侧端子和电容器CL的高压侧端子与电压端子VN1相连接。电容器CH、CL是对电容器C1的电压V1进行分压并进行平滑化的平滑用电容器。
在功率转换装置10的电压端子VH-VL之间，连接有起到作为电压源作用的电池Vs1，在电压端子VMM1-VN1之间，连接有交流感性负载Load。然后，进行以下动作：将输入到电压端子VH-VL之间的直流电压V1输出到负载Load的逆变器动作；以及将积累在负载Load中的能量输出到电压端子VH-VL之间的整流动作。利用负载Load的电压/电流的相位，能够对逆变器动作和整流动作进行调整。
图3是表示功率转换装置10的控制部即选通脉冲生成部11的结构的框图。选通脉冲生成部11包含PWM生成部110、模式选择部111、以及选通脉冲抽去部(gate skipping portion)112。
在PWM生成部110输入电压端子VM1的电压指令值VM1*，并输出互补选通脉冲信号G1a’、G1b’。在模式选择部111输入电流传感器CS1的检测电流IM1，并输出模式信号Mode。在选通脉冲抽去部112输入互补选通脉冲信号G1a’、G1b’、模式信号Mode、检测电流IM1，并输出选通脉冲信号G1a、G1b。
在模式选择部111中，计算出电流IM1的有效值，在电流IM1的有效值为规定阈值IM1th以上的较大值的情况下，使模式信号Mode＝抽去开关模式(电流为负时，对于互补选通脉冲信号、抽去PWM选通脉冲信号的一部分或全部导通信号的开关模式)并输出，在电流IM1的有效值为小于阈值IM1th的较小值的情况下，使模式信号Mode＝互补开关模式并输出。阈值IM1th是用于选择抽去开关模式和互补开关模式的阈值。
PWM生成部110基于电压指令值VM1*，输出互补选通脉冲信号G1a’、G1b’。互补选通脉冲信号G1a’、G1b’是彼此互补地进行动作的信号，除了为防止半导体开关S1a、S1b的短路而设的死区时间的期间以外，选通脉冲信号G1a’为导通信号时，选通脉冲信号G1b’成为截止信号，选通脉冲信号G1a’为截止信号时，选通脉冲信号G1b’成为导通信号。
死区时间是选通脉冲信号G1a’、G1b’转移时的、选通脉冲信号G1a’、G1b’均成为截止信号的期间，是与开关周期相比要短得多的时间。死区时间是用于防止半导体开关S1a、S1b在开关过渡时的短路的期间。
在选通脉冲抽去部112中，基于模式信号Mode、互补选通脉冲信号G1a’、G1b’、电流IM1，来确定选通脉冲信号G1a、G1b。
当模式信号Mode＝互补开关模式时，使选通脉冲信号G1a＝选通脉冲信号G1a’、选通脉冲信号G1b＝选通脉冲信号G1b’，并输出选通脉冲信号G1a、G1b。此外，当模式信号Mode＝抽去开关模式时，在半导体开关S1a、S 1b的电流为负的情况下，作为选通脉冲信号G1a、G1b，输出对于选通脉冲信号G1a’、G1b’抽去一部分或全部导通信号的信号。
当模式信号Mode＝抽去开关模式、半导体开关S1a的电流为负、电流IM1比阈值Ip(0以上的阈值)要大时，使选通脉冲信号G1a＝低电平信号(截止信号)、选通脉冲信号G1b＝选通脉冲信号G1b’，抽去选通脉冲信号G1a的导通信号，并输出选通脉冲信号G1a、G1b。
此外，当模式信号Mode＝抽去开关模式、半导体开关S1b的电流为负、电流IM1比阈值-Ip(0以下的阈值)要小时，使选通脉冲信号G1a＝选通脉冲信号G1a’、选通脉冲信号G1b＝低电平信号(截止信号)，抽去选通脉冲信号G1b的导通信号，并输出选通脉冲信号G1a、G1b。此外，当模式信号Mode＝抽去开关模式、电流IM1比阈值-Ip要大且比阈值Ip要小时，使选通脉冲信号G1a＝选通脉冲信号G1a’、选通脉冲信号G1b＝选通脉冲信号G1b’，并输出选通脉冲信号G1a、G1b。
在选通脉冲抽去部112中，阈值Ip是用于在处于抽去开关模式时、确定抽去选通脉冲信号的期间(比率)的阈值。
另外，PWM生成部110、模式选择部111、选通脉冲抽去部112可用微机来实现，也可用电子电路等来实现。
图4是FET的电压电流特性图和回流二极管的电压电流特性图。图4的纵轴是FET导通状态下的电流(从源极到漏极的电流)和回流二极管的电流(从阳极到阴极的电流)。此外，图4的横轴是FET导通状态下的电压降(源极-漏极间电压降)以及回流二极管的电压降(阳极-阴极间电压降)。与回流二极管的电压降相比，FET的电压降较小。
图5是表示流过半导体开关的电流的图，图中电流沿负向流过半导体开关。在图5(a)中，FET处于导通状态，电流流过电压降比回流二极管要小的FET。在图5(b)中，FET处于截止状态，电流流过回流二极管。因此，在电流沿负向流过半导体开关的情况下，若FET处于导通状态，则电流流过FET而几乎没有电流流过回流二极管。
图6是FET和回流二极管的结构图。FET的漏极电位面经由焊料60与板状散热器61的一表面相连接。回流二极管的阴极电位面经由焊料62与散热器61的同一表面相连接。此外，散热器61的相反面经由绝缘片63与铜箔64的一表面相连接。铜箔64的相反面经由油脂65与散热片(heatsink)66相连接。
FET中产生的损耗(发热)依次导热至焊料60、散热器61、绝缘片63、铜箔64、油脂65，用散热片66进行冷却。回流二极管中产生的损耗(发热)依次导热至焊料62、散热器61、绝缘片63、铜箔64、油脂65，用散热片66进行冷却。因此，尽管FET和回流二极管彼此进行热干扰，但其影响较小。此外，为了比较，假设采用将回流二极管经由焊料与FET的源极电位面相连接的结构的情况下，热干扰增大。
接着，参照图7和图8，对实施方式1所涉及的功率转换装置10的动作进行说明。
图7是互补开关模式时的动作波形图。即，图7是电流IM1的有效值为小于阈值IM1th的较小值时的动作波形图。图8是抽去开关模式时的动作波形图。即，图8是电流IM1的有效值为阈值IM1th以上的较大值时的动作波形图。
在图7和图8中，沿着同一时间轴，表示1个电流周期的电压指令值VM1*、电流IM1、选通脉冲信号G1a’、G1b’、G1a、G1b、半导体开关S1a和S1b的电流、FET1a和FET1b的电流、回流二极管D1a和D1b的电流。此外，尽管在图7和图8中仅记载了1个电流周期，然而在实际动作中，是多个周期连续进行。
首先，参照图7，在下文中对互补开关模式时的动作(电流IM1的有效值为小于阈值IM1th的较小值时的动作)进行说明。
在PWM生成部110中，基于所输入的正弦波状的电压指令值VM1*，输出互补PWM信号G1a’、G1b’。
由于电流IM1的有效值为小于阈值IM1th的较小值，因此在模式选择部111中输出模式信号Mode＝互补开关模式。由于向选通脉冲抽去部112输入模式信号＝互补开关模式，因此，选通脉冲信号G1a、G1b成为G1a＝G1a’、G1b＝G1b’，在死区时间以外的期间中输出互补地进行动作的信号。
由于FET的电压降相比回流二极管的要小，因此当半导体开关的FET处于导通状态时，无论电流是正还是负，电流都流过FET。
当选通脉冲信号G1a为导通信号时，半导体开关S1a的FET1a导通，当选通脉冲信号G1b为导通信号时，半导体开关S1b的FET1b导通。此外，当选通脉冲信号G1a、G1b均为截止信号(死区时间)时，若电流IM1为正，则回流二极管Da1导通，若电流IM1为负，则回流二极管Db1导通。
在死区时间的期间以外，与回流二极管相比电压降较小的FET导通。即，能实现导通损耗小、功率转换效率高的功率转换装置。此外，与回流二极管相比，虽然FET的导通损耗(发热)增大，但由于电流较小，因此，FET的温度不会超过能使用的上限温度。这样，由于在电流较小时进行互补开关动作，因此，能实现导通损耗较小(功率转换效率较高)的功率转换装置。
接着，参照图8，在下文中对抽去开关模式时的动作(电流IM1的有效值为阈值IM1th以上的较大值时的动作)进行说明。
在PWM生成部110中，与互补开关模式时相同，基于所输入的正弦波状的电压指令值VM1*，输出互补PWM信号G1a’、G1b’。
由于电流IM1的有效值为阈值IM1th以上的较大值，因此在模式选择部111输出模式信号Mode＝抽去开关模式。由于向选通脉冲抽去部112输入模式信号＝抽去开关模式，因此，当半导体开关S1a、S1b的电流为负时，选通脉冲信号G1a、G1b对于选通脉冲信号G1a’、G1b’，成为抽去了导通信号的抽去选通脉冲信号。
当电流IM1为正时，通电时有负向电流流过半导体开关S1a，而通电时有正向电流流过半导体开关S1b。
当电流IM1为正(半导体开关S1a的通电电流为负)、且电流IM1为阈值Ip(0以上的阈值)以上时，将选通脉冲信号S1a的导通信号抽去，成为截止信号。此时，半导体开关S1a的电流不流过FET1a而流过回流二极管D1a。此外，当电流IM1为正且小于阈值Ip时，选通脉冲信号S1a、S1b为互补信号，半导体开关S 1a的电流在死区时间的期间以外流过FET1a。因此，可通过对阈值Ip的值进行调整来变更FET1a和Da1的通电时间比率。
同样地，当电流IM1为负(半导体开关S1b的通电电流为负)、且电流IM1为小于阈值-Ip(0以下的阈值)的较小值时，将选通脉冲信号S1b的导通信号抽去，成为截止信号。此时，半导体开关S1b的电流不流过FET1b而流过回流二极管D1b。此外，当电流IM1为负且为阈值-Ip以上时，选通脉冲信号S1a、S1b为互补信号，半导体开关S1b的电流在死区时间的期间以外流过FET1b。因此，可通过对阈值Ip的值进行调整来变更FET1b和D1b的通电时间比率。
以上设阈值Ip为固定值来进行了说明，但也可根据电流IM1的有效值来对其进行变更。即使在相同的抽去开关模式中，当电流IM1的有效值越大时，流过FET的电流越大，FET越易达到高温。因此，当电流IM1的有效值越大时，若减小阈值Ip，则FET的通电时间缩短，因而是有效的。
此外，也可包括对FET的温度进行测量的温度传感器，可根据FET的温度来对阈值Ip进行变更。例如，在FET1a处于规定温度以上的高温时，若减小阈值Ip，则FET1a的通电时间缩短，FET1a的发热得以降低，能使FET1a的温度下降。
这样，在电流IM1较大的情况下，当半导体开关S1a、S1b的通电电流为负时，由于进行抽去开关动作，因此，能缩短FET1a、FET1b的通电时间，FET1a、FET1b的发热得以降低，能使FET1a、FET1b的温度下降。因而，能增加受限于FET的温度的功率转换装置的通电电流，能提高最大输出功率。
另外，在抽去开关模式中，虽然回流二极管D1a、D1b的通电时间变长，回流二极管D1a、D1b的发热增大，但由于FET1a、FET1b与回流二极管D1a、D1b的热干扰较小，因此，回流二极管D1a、D1b的发热所引起的FET1a、FET1b的温度上升较小，从而不会带来问题。
作为一示例，当为调制率1(VM1*的振幅为0.5×V1)且负载功率因数为0.6的情况下，通过在半导体开关S1a、S1b的电流为负时进行抽去开关动作，从而相对于互补开关动作，FET1a、FET1b的发热下降30％左右，FET1a、FET1b的温度上升也下降30％左右。因此，通过进行抽去开关动作，能使通电电流增大10～20％，还能使最大输出功率也得到10～20％的提高。
如上所述，若采用实施方式1的功率转换装置，具备2个(1组)半导体开关，其中半导体开关由FET和反并联连接于上述FET的回流二极管构成，且2个(1组)半导体开关与起到作为电压源作用的电容器相连接，在这种电压型功率转换装置中，具备对流过半导体开关的电流的方向进行检测的电流传感器CS1，当流过半导体开关的电流的大小为小于规定阈值的较小值时，设为互补开关模式(进行互补开关动作)，从而能提高功率转换效率，当流过半导体开关的电流的大小为规定阈值以上的较大值时，设为抽去开关模式(电流为负时，进行对于互补选通脉冲信号、抽去了PWM选通脉冲信号的一部分或全部导通信号的开关动作)，从而提高功率转换装置的最大输出功率。
此外，在上述实施方式1中，设阈值IM1th为固定值来进行了说明，但也可具备对FET的温度进行检测的温度传感器，且使阈值IM1th可根据FET的温度而变化，当FET的温度为规定温度以上的高温时，减小阈值IM1th，当FET的温度为小于上述规定温度的低温时，增大阈值IM1th。通过这样，当FET的温度较低且具有余量(margin)时，尽可能设为互补开关模式，而当FET的温度较高且余量较少时，能设为抽去开关模式。
此外，即使并未根据电流阈值IM1th对互补开关模式和抽去开关模式进行切换，而是在FET的温度为小于规定温度的低温时设为互补开关模式，在FET的温度为规定温度以上的高温时设为抽去开关模式，也能获得相同效果。
此外，也可用对冷却FET或回流二极管的散热片的温度进行检测的温度传感器、或对散热片制冷剂的温度进行检测的温度传感器来替代对FET的温度进行检测的温度传感器。
此外，尽管在上述实施方式1中使用电流传感器CS1对半导体开关S1a、S1b的电流进行检测，但也可使用串联连接于半导体开关S1a、S1b的电流传感器来替代。此外，尽管利用电流传感器CS1来检测出半导体开关S1a、S1b的电流的方向，但也可通过测量死区时间中电压端子VM1的电位来辨别半导体开关的电流的方向。
若对电压端子VM1的电位与半导体开关的电流方向之间的关系进行说明的话，则由于当死区时间中电压端子VM1的电位与电压端子VH大致相等时，半导体开关S1b的二极管D1b导通，因此，半导体开关S1b中有负电流流过。同样地，由于当死区时间中电压端子VM1的电位与电压端子VL大致相等时，半导体开关S1a的二极管D1a导通，因此，半导体开关S1a中有负电流流过。
此外，上述实施方式1中具有互补开关模式和抽去开关模式这2种模式，但也可仅具有抽去开关模式。在这种情况下，由于在电流大小较小时也成为抽去开关模式，因此，功率转换效率降低，但与上述实施方式1相同，可提高最大输出。
此外，在上述实施方式1中，对使用了1组功率转换装置10的电压型半桥逆变器进行了说明，但即使是使用了3组功率转换装置10的电压型三相逆变器、或是使用了1组功率转换装置、电抗器和电容器的电压型DC/DC转换器也是相同的。
图9示出表示使用了3组功率转换装置10的电压型三相逆变器、电池Vs1、电动发电机MG的结构的电路图。3组功率转换装置10分别被识别为10-U、10-V、10-W。设功率转换装置10-U、10-V、10-W的电压端子VH分别为电压端子VH-U、VH-V、VH-W。而且，同样地，设功率转换装置10-U、10-V、10-W的电压端子VL分别为电压端子VL-U、VL-V、VL-W，设功率转换装置10-U、10-V、10-W的电压端子VMM1分别为电压端子VMM1-U、VMM1-V、VMM1-W。
电压端子VL-U、VL-V、VL-W彼此相连接，将它们的连接点连接到电池Vs1的低压侧。电压端子VH-U、VH-V、VH-W彼此相连接，将它们的连接点连接到电池Vs1的高压侧。而且，电压端子VMM1-U、VMM1-V、VMM1-W与三相电动发电机MG相连接。另外，各功率转换装置10-U、10-V、10-W也可共用电容器C1。而且，各功率转换装置的选通脉冲生成部11也可形成为一体。
此外，三相逆变器中，由于各功率转换装置的电流传感器CS1的电流之和成为0，因此，电流传感器CS1也可仅装载于功率转换装置10-U、10-V，并且通过运算来导出10-W的电流。
图10表示使用了功率转换装置10的DC/DC转换器的电路图。将电抗器L的一端子与电压端子VMM1相连接，而将电抗器的另一端子与平滑用电容器C2的高压侧端子相连接。电容器C2的低压侧端子与电压端子VL相连接。而且，也可将电池Vs1与电压端子VH、VL相连接，将直流负载Loaddc与电容器C2的高压侧端子、低压侧端子相连接。该DC/DC转换器是用于降低电池Vs1的电压、并将其作为电压V2输出到电容器C2的降压用DC/DC转换器。
以上，详细说明了实施方式1所涉及的功率转换装置10，但该功率转换装置10并不限于半桥逆变器，还可适用于各种电压型逆变器或整流器、DC/DC转换器。
实施方式2
接着，对本发明的实施方式2所涉及的功率转换装置进行说明。图11是表示实施方式2所涉及的功率转换装置的主电路和控制部的结构的电路图。
实施方式2所涉及的功率转换装置20是具有以下功能的电压型功率转换装置：通过2组半导体开关S2a和S2b以及S3a和S3b的开关动作，将电压端子VH与电压端子VL之间的直流电压V1转换成具有3种电位的电压并输出到电压端子VM1。在实施方式1所涉及的功率转换装置10中，转换成具有2种电位的电压(矩形波电压)并输出到电压端子VM1，但实施方式2所涉及的功率转换装置20是转换成具有3种电位的电压并输出到电压端子VM1的3电平电压型功率转换装置。
在图11中，功率转换装置20包括：对直流电压V1进行平滑化的平滑电容器C1；平滑电容器C11；半导体开关S2a和S2b以及S3a和S3b；对半导体开关S2a和S2b以及S3a和S3b的电流进行检测的电流传感器CS1；以及选通脉冲生成部12、13。选通脉冲生成部12、13与实施方式1的选通脉冲生成部11具有相同功能，将选通脉冲生成部的输出即选通脉冲信号G1a、G1b变更为选通脉冲信号G2a和G2b以及G3a和G3b。
与实施方式1相同，半导体开关S2a、S2b由宽带隙半导体FET2a、FET2b和反并联连接于它们的回流二极管D2a、D2b构成，半导体开关S3a、S3b由宽带隙半导体FET3a、FET3b和反并联连接于它们的回流二极管D3a、D3b构成。
此外，同样地，FET2a的源极端子与二极管D2a的阳极端子相连接，FET2a的漏极端子与二极管D2a的阴极端子相连接。FET2b的源极端子与二极管D2b的阳极端子相连接，FET2b的漏极端子与二极管D2b的阴极端子相连接。FET3a的源极端子与二极管D3a的阳极端子相连接，FET3a的漏极端子与二极管D3a的阴极端子相连接。FET3b的源极端子与二极管D3b的阳极端子相连接，FET3b的漏极端子与二极管D3b的阴极端子相连接。
接着，对功率转换装置20的连接情况进行详细说明。
半导体开关S2a的FET2a的源极端子与平滑电容器C11的低压侧端子相连接，而FET2a的漏极端子与电压端子VM1相连接。半导体开关S2b的FET2b的源极端子与电压端子VM1相连接，而FET2b的漏极端子与平滑电容器C11的高压侧端子相连接。半导体开关S3a的FET3a的源极端子与平滑电容器C1的低压侧端子VL相连接，而FET3a的漏极端子与平滑电容器C11的低压侧端子相连接。半导体开关S3b的FET3b的源极端子与平滑电容器C11的高压侧端子相连接，而FET3b的漏极端子与平滑电容器C1的高压侧端子VH相连接。
通过开关动作，仅使半导体开关S2a、S2b中的一个导通，同样地，通过开关动作，仅使半导体开关S3a、S3b中的一个导通。而且，电容器C11的电压V11是电容器C1的电压V1的一半。因此，当半导体开关S2a、S3a导通时，电压端子VH1的电位与电压端子VL相等。此外，当半导体开关S2b、S3a导通时，电压端子VM1的电位成为将电压端子VL的电位与电压V11(＝V1/2)相加的电位。即，成为电压端子VL与VH的平均电位。此外，当半导体开关S2b、S3b导通时，电压端子VM1的电位与电压端子VH相等。此外，当半导体开关S2a、S3b导通时，电压端子VM1的电位成为从电压端子VH的电位减去电压V11(＝V1/2)的电位。即，成为电压端子VL与VH的平均电位。
这样，电压端子VM1的电位成为与电压端子VL相同的电位、与VH相同的电位、以及VL与VH的平均电位这3种电位。利用半导体开关S2a和S2b以及S3a和S3b、以及起到作为电压源作用的平滑电容器C1、C11来构成3电平电压型功率转换装置。
与实施方式1相同，电压端子VM1与电压端子VMM1相连接，且在电压端子VM1-VMM1之间连接有电流传感器CS1。
由于通过开关动作仅使半导体开关S2a和S2b中的一个以及S3a和S3b中的一个导通，因此，与实施方式1相同，电流传感器CS1不仅起到检测电压端子VM1-VMM1之间的电流的作用，还起到检测半导体开关S2a和S2b以及S3a和S3b的电流的作用。
当半导体开关S2b导通时，半导体开关S2b的电流等于电流传感器CS1的检测电流。同样地，当半导体开关S2a导通时，半导体开关S2a的电流相对于电流传感器CS1的检测电流而言成为正负反转的电流。当半导体开关S3b导通时，半导体开关S3b的电流等于电流传感器CS1的检测电流。当半导体开关S3a导通时，半导体开关S3a的电流相对于电流传感器CS1的检测电流而言成为正负反转的电流。
将半导体开关S2a的FET2a的栅极端子与栅极驱动电路102a的输出端子相连接，且向该栅极驱动电路102a的输入端子输入选通脉冲信号G2a。将半导体开关S2b的FET2b的栅极端子与栅极驱动电路102b的输出端子相连接，且向该栅极驱动电路102b的输入端子输入选通脉冲信号G2b。将半导体开关S3a的FET3a的栅极端子与栅极驱动电路103a的输出端子相连接，且向该栅极驱动电路103a的输入端子输入选通脉冲信号G3a。将半导体开关S3b的FET3b的栅极端子与栅极驱动电路103b的输出端子相连接，且向该栅极驱动电路103b的输入端子输入选通脉冲信号G3b。
将电流传感器CS1的检测电流IM1输入到选通脉冲生成部12、13，利用各选通脉冲生成部12、13输出选通脉冲信号G2a和G2b以及G3a和G3b。选通脉冲信号G2a和G2b以及G3a和G3b经由栅极驱动电路与各半导体开关S2a和S2b以及S3a和S3b相连接。此外，功率转换装置20的主电路的结构例如与日本专利第3414749号公报所揭示的结构相同，但控制部即选通脉冲生成部12、13不同。
选通脉冲生成部12、13与实施方式1的选通脉冲生成部11相同，在电流IM1的有效值为小于规定阈值IM1th的较小值时，进行互补开关动作，而在电流IM1的有效值为阈值IM1th以上的较大值时，进行抽去开关动作。因而，由于在电流IM1较小时进行互补开关动作，因此，在死区时间的期间以外使FET导通，能实现导通损耗较小(功率转换效率较高)的功率转换装置。
此外，在电流IM1较大的情况下，当半导体开关S2a和S2b以及S3a和S3b的通电电流为负时，由于进行抽去开关动作，因此，能缩短FET2a和FET2b以及FET3a和FET3b的通电时间，FET2a和FET2b以及FET3a和FET3b的发热得以降低，能使FET2a和FET2b以及FET3a和FET3b的温度下降。因而，能增加受限于FET的温度的功率转换装置的通电电流，能提高最大输出功率。
如上所述，若采用实施方式2所涉及的功率转换装置，具备4个(2组)半导体开关，其中半导体开关由FET和反并联连接于该FET的回流二极管构成，将2组半导体开关与起到作为电压源作用的电容器相连接，在这种3电平电压型功率转换装置中，具备对半导体开关的电流的方向进行检测的电流传感器CS1，当流过半导体开关的电流较小时，进行互补开关动作，从而能提高功率转换效率，当流过半导体开关的电流较大且电流为负时，进行将PWM选通脉冲信号的导通信号抽去的抽去开关动作，从而能提高功率转换装置的最大输出功率。
此外，尽管本实施方式中，选通脉冲生成部12和13是分别形成的，但也可以形成为一体。
此外，在本实施方式中示出了使用了2组半导体开关的3电平电压型功率转换装置，但如上述日本专利第3414749号公报所揭示那样的使用了多组(n组)半导体开关的、多电平((n+1)电平)电压型功率转换装置的情形下也是相同的。
而且，平成12年11月30日OHM公司第一版第一次印刷发行的电气学会/半导体功率转换系统调查委员会编辑的功率电子电路(POWERELECTRONICS CIRCUIT compiled by DENKI GAKKAI HANDOUTAIDENRYOKU HENKAN SISUTEMU TYOUSA IINKAI，Ohmsha Ltd.，firstedition，first print，November 30，2000：平成12年11月30日オ一ム社第1版第1刷発行電気学会·半導体電力変換システム調查委員会編パワ一エレクトロニクス回路)(P140-P143)所示那种使用了n组半导体开关、n个电容器、二极管的其它形式的多电平((n+1)电平)电压型功率转换装置的情形下也是相同的。
标号说明
10、20、10-U、10-V、10-W  功率转换装置
11、12、13  选通脉冲生成部
60、62  焊料
61  散热器
63  绝缘片
64  铜箔
65  油脂
66  散热片
101a、101b、102a、102b、103a、103b  栅极驱动电路
110  PWM生成部
111  模式选择部
112  选通脉冲抽去部
C1、C2、C11、CH、CL  电容器
S1a、S1b、S2a、S2b、S3a、S3b  半导体开关元件
FET1a、FET1b、FET2a、FET2b、FET3a、FET3b  FET
D1a、D1b、D2a、D2b、D3a、D3b  回流二极管
CS1  电流传感器
VH、VL、VH-U、VH-V、VH-W、VL-U、VL-V、VL-W、VM1、VMM1、VMM1-U、VMM1-V、VMM1-W、VN1  电压端子
G1a、G1b、G2a、G2b、G3a、G3b、G1a’、G1b’ 选通脉冲信号
Mode  模式信号
Vs1  电池
L  电感器
MG  电动发电机
Load、Loaddc  负载

Claims (9)

1.一种功率转换装置，具有：进行开关动作的2个1组的半导体开关(S1a、S1b)，其中半导体开关由FET(FET1a、FET1b)和反并联连接于所述FET(FET1a、FET1b)的回流二极管(D1a、D1b)构成；以及平滑电容器(C1)，仅使所述2个1组的半导体开关(S1a、S1b)中的一方通电，通过开关动作进行功率转换，这种电压型的功率转换装置(10)的特征在于，包括：
对流过所述半导体开关(S1a、S1b)的电流的方向进行检测的单元(CS1)；以及
控制部(11)，该控制部(11)在流过所述半导体开关(S1a、S1b)的电流的方向为负时，使所述半导体开关(S1a、S1b)的PWM选通脉冲信号成为对于互补选通脉冲信号、抽去了一部分或全部导通信号的选通脉冲信号。
2.如权利要求1所述的功率转换装置，其特征在于，设所述2个1组的半导体开关(S1a、S1b)为n组、所述平滑电容器(C1)为n个时，n＝1。
3.如权利要求1所述的功率转换装置，其特征在于，设所述2个1组的半导体开关(S1a、S1b)为n组、所述平滑电容器(C1)为n个时，n＝2。
4.如权利要求1～3中任一项所述的功率转换装置，其特征在于，
包括对流过所述半导体开关(S1a、S1b)的电流的大小进行检测的单元(CS1)，
所述控制部(11)在流过所述半导体开关(S1a、S1b)的电流的大小为规定阈值以上的较大值、且所述半导体开关(S1a、S1b)的电流的方向为负时，使所述PWM选通脉冲信号成为对于互补选通脉冲信号、抽去了一部分或全部导通信号的选通脉冲信号，
所述控制部(11)在流过所述半导体开关(S1a、S1b)的电流为小于所述规定阈值的较小值时，使所述PWM选通脉冲信号作为互补选通脉冲信号输出。
5.如权利要求1～3中任一项所述的功率转换装置，其特征在于，
包括对所述半导体开关(S1a、S1b)的温度进行检测的单元，
所述控制部(11)在所述半导体开关(S1a、S1b)为规定温度以上的高温、且流过所述半导体开关(S1a、S1b)的电流的方向为负时，使所述PWM选通脉冲信号成为对于互补选通脉冲信号、抽去了一部分或全部导通信号的选通脉冲信号，
所述控制部(11)在所述半导体开关(S1a、S1b)为低于所述规定温度的低温时，输出互补选通脉冲信号。
6.如权利要求1～3中任一项所述的功率转换装置，其特征在于，
包括对冷却所述半导体开关(S1a、S1b)的散热片(66)的温度进行检测的单元，
所述控制部(11)在所述散热片(66)为规定温度以上的高温、且流过所述半导体开关(S1a、S1b)的电流的方向为负时，使所述PWM选通脉冲信号成为对于互补选通脉冲信号、抽去了一部分或全部导通信号的选通脉冲信号，
所述控制部(11)在所述散热片(66)为低于所述规定温度的低温时，输出互补选通脉冲信号。
7.如权利要求1～3中任一项所述的功率转换装置，其特征在于，
包括对冷却所述半导体开关(S1a、S1b)的散热片(66)的制冷剂温度进行检测的单元，
所述控制部(11)在所述制冷剂为规定温度以上的高温、且流过所述半导体开关(S1a、S1b)的电流的方向为负时，使所述PWM选通脉冲信号成为对于互补选通脉冲信号、抽去了一部分或全部导通信号的选通脉冲信号，
所述控制部(11)在所述制冷剂为低于所述规定温度的低温时，输出互补选通脉冲信号。
8.如权利要求1～3中任一项所述的功率转换装置，其特征在于，所述FET(FET1a、FET1b)为SiC、GaN等宽带隙半导体。
9.如权利要求1～3中任一项所述的功率转换装置，其特征在于，所述回流二极管(D1a、D1b)为使用了SiC、GaN等宽带隙半导体的肖特基势垒二极管。
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