JP6193344B2 - 電気回路およびその駆動方法 - Google Patents

Description

この発明は、マルチレベルハーフブリッジの形式の電気回路を駆動する方法ならびにその種の方法を実行するために適した電気回路に関する。

今日マルチレベルハーフブリッジとしては、間にブリッジ電圧が存在する２個の端子の接続を中間端子内で結合する部分回路を介して形成する電気回路が理解され、その際中間端子上には前記端子のうちの一方の電位に対して中間電圧が存在し、また中間端子に対して対称に形成された部分回路がいずれも所与の数ｎの直列に接続された回路要素を有する。その際第１の部分回路の隣接する各２個の回路要素間の結合部が中間端子に対して対称に配置された第２の部分回路の各２個の回路要素の間の結合部といずれもキャパシタを介して結合される。マルチレベルハーフブリッジの回路要素は制御ユニットを使用して異なったスイッチング状態に点入可能である。

この種のマルチレベルハーフブリッジはしばしば“フライングキャパシタ式マルチレベル変換器”あるいは“フライングキャパシタ式マルチレベルコンバータ／インバータ”と呼称され原則的に従来の技術から知られているが、その際マルチレベルハーフブリッジの（外側の）端子に（外部）ブリッジ電圧が付加され従って中間端子が出力電圧としての中間電圧の取得のために機能する。

類似の回路ならびにそれを駆動する方法は例えば以下の文献によって知られている：
− “フライングキャパシタ式マルチレベルコンバータのための改良型位相シフトＰＷＭ”；フェン・Ｃ氏；リアン・Ｊ氏；アゲリディス・Ｖ・Ｇ氏；ＩＥＥＥ トランザクション・オン・パワー・エレクトロニクス，第２２版第１号，２００７年１月，第１７８ないし１８５頁；
− “フライングキャパシタ式インバータのモデリングおよび制御”；ワトキンス・Ｓ・Ｊ氏；チャン・Ｌ氏；英国リーズ大学，電子電気学科；ＥＰＥ２００１，グラーツ。

“フライングキャパシタ”とは、それの随時の電位が（個々の回路要素の具体的なスイッチング状態に従って）マルチレベルハーフブリッジの一端子上に存在する基準電位に対して常に変動するため、そのように呼称される。その際の利点は、個々の回路要素によって点入すべき電圧を全体として点入すべき電圧の一部に削減しそれによって設計における要求性能を低減し得ることである。さらに、（多様な電圧レベルで設定し得る）各中間電圧に対する所与のブリッジ電圧について、中間電圧が０でないかあるいはブリッジ電圧に相当する限り、選択されたキャパシタの充電レベルに応じて複数の異なったスイッチング状態が存在し、それらが冗長的な方式でいずれも同じ中間電圧を形成するが、それを回路要素の特定のスイッチング状態に応じて回路の異なったキャパシタへの回帰を行いがら実施することが知られている。しかしながら、回路要素の異なったスイッチング状態が個々のキャパシタの充電状態に対する異なった影響を有することと（キャパシタの過剰あるいは過少な充電に際して）１つあるいは複数の回路要素あるいはキャパシタが損傷し得ることから、この種のハーフブリッジの駆動は（実質的に同形の負荷がハーフブリッジの中間端子上に存在する際でも）極めて複雑になることが知られている。

今日冒頭に述べた種類のマルチレベルハーフブリッジは、実用に値する限り、高出力分野における電圧のスイッチングに活用されている。しかしながらその種のマルチレベルハーフブリッジの複雑な構造および駆動のため、中程度および低出力領域においてはそれ程魅力的であるとはみなされていない。

従来の一般的な技術によれば、数百キロワットの出力規模までの小型および中型出力領域の電圧あるいは電流コンバータが、通常一般的なステップダウンコンバータ／降圧型コンバータ、ステップアップコンバータ／昇圧型コンバータ／ブーストコンバータ、バックブーストコンバータ／昇降圧型コンバータ、ＳＥＰＩＣコンバータ、チューク（Ｃｕｋ）コンバータ、ダブルインバータ、Ｚｅｔａコンバータ、フォワード型コンバータ、またはフライバックコンバータの形式の２レベルコンバータとして実用化されている。

上述した全ての形態において、スイッチされる電圧が２つの電圧レベルの間で切り換えられる。従ってこれらの形態はツーポイントコンバータ形態とも呼ばれる。その際高調波が発生し、また切り換え傾斜が急激な程より多くのＥＭＣ障害、寄生キャパシタンスによる変換損失、インダクタンス内における磁気反転損失、ならびに導電要素内の抵抗損失が生じ、それらは高調波ならびにそれに由来する高い周波数によってさらに増大する（表皮効果）。

そのため一般にメガワット領域にもなる高出力用の電圧および電流コンバータを有するエネルギー技術において部分的にいわゆるマルチレベルコンバータが使用される。ここで大抵、モジュール化したあるいはカスケード接続可能なマルチレベルコンバータ、または独立した直流中間回路を有するカスケード接続されたマルチレベルインバータが使用され、出力側において二極で作用する複数のモジュールが固有の直流中間回路と蓄電要素を直列にしてハーフブリッジと接続される。それらのコンバータは高出力に良好に適するとともに、モジュール性、良好な拡張性、低減された高調波、良好なＥＭＣ特性、ならびに高い効率を特徴とする。一方で構造と制御が比較的高コストになり、従ってこのシステムは現状において低出力クラスには適していない。

それに加えて、冒頭に述べた種類のマルチレベルハーフブリッジの形式のフライングキャパシタ式マルチレベルコンバータといわゆるダイオードクランプ型マルチレベルコンバータが存在する。

それらは、フライングキャパシタ式マルチレベルコンバータに関して前述したように、上述した他のモジュール式マルチレベルコンバータのように柔軟かつモジュール式には構成されず、従ってエネルギー技術分野において実用的に使用されてない。加えて、それらのコンバータは比較的高コストな制御と蓄電キャパシタ上の電圧監視を必要とし、従って特に低レベルあるいは中レベルの出力に対しては現在まで全くあるいは殆ど実用的に使用されていない。

上述した従来の技術の背景から本発明の目的は、単純化した回路スキームを形成することによって可能な限り単純に実現可能かつ安定したマルチレベルハーフブリッジの駆動を達成する、冒頭に述べた種類のマルチレベルハーフブリッジ（“マルチレベルフライングキャパシタ式コンバータ”）の電気回路の駆動方法とその方法を実施するように構成されたマルチレベルハーフブリッジを提供することである。

前記の課題は、請求項１記載の方法ならびに請求項１７記載のマルチレベルハーフブリッジの形式の電気回路によって解決される。

本発明のその他の特徴は従属請求項によって明らかにされ、それらは（本発明のさらなる改良と並んで）特に少なくとも１個の本発明に係るマルチレベルハーフブリッジを使用する多様なシステム構成に関するものである。

本発明とその好適な追加構成をさらに明確に示すために、添付図面に図示された複数の実施例について以下詳細に説明する。

合計２ｎ個の回路要素と（ｎ−１）個のキャパシタを備えた本発明に係るマルチレベルハーフブリッジの実施例を示した回路図である。 本発明の一実施例の枠内において中間端子上の異なった電圧に対して好適に選択すべきスイッチング状態をさらなる情報を含めて示した表である。 適宜に構成された電流測定装置を備えた本発明の別の実施例を示した回路図である。 補償抵抗器Ｒ１ないしＲ２ｎを備えた本発明に係るマルチレベルハーフブリッジの実施例を示した回路図である。 降圧型コンバータとして使用される本発明に係るマルチレベルハーフブリッジの実施例を示した回路図である。 昇圧型コンバータとして使用される本発明に係るマルチレベルハーフブリッジの実施例を示した回路図である。 インバータとして使用される本発明に係るマルチレベルハーフブリッジの実施例を示した回路図である。 昇降圧型コンバータとして使用される２個の本発明に係るマルチレベルハーフブリッジを備えたシステムの実施例を示した回路図である。 並列に接続されるとともに位相をシフトして駆動される複数の本発明に係るマルチレベルハーフブリッジを備えたシステムの実施例を示した回路図である。 単純なハーフブリッジによってフルブリッジに結線される本発明に係るマルチレベルハーフブリッジを備えたシステムの実施例を示した回路図である。 複数の本発明に係るマルチレベルハーフブリッジが並列に接続されるとともに単純なハーフブリッジによってフルブリッジに結線されるシステムの実施例を示した回路図である。 ２個の本発明に係るマルチレベルハーフブリッジがフルブリッジに結線されるシステムの実施例を示した回路図である。 いずれも複数の図９に示された本発明に係るマルチレベルハーフブリッジからなりそれらがフルブリッジに結線される２個の（サブ）システムから構成されるシステムの実施例を示した回路図である。 ３個の本発明に係るマルチレベルハーフブリッジから組成されたマルチレベル三相ブリッジの実施例を示した回路図である。 ３個の図９に示されたシステムが適宜に相互接続された別のマルチレベル三相ブリッジの実施例を示した回路図である。 複数の本発明に係るマルチレベルハーフブリッジからなりそれらが適宜に相互接続されるマルチレベルＤＣ／ＡＣコンバータシステムを示した回路図である。

図１には、本発明に係るマルチレベルハーフブリッジＭＬＨＢの形式の電気回路の実施例が示されている。この回路は、中間端子Ｍで合流する２本の部分回路Ｚ１，Ｚ２を介したブリッジ電圧ＵＢｒが付加された端子Ａ１，Ａ２の接続を備え、その際中間端子Ｍ上に端子Ａ１，Ａ２の一方の電位に対して（図１に図示された例の場合下方の端子Ａ２に対して）中間電圧ＵＭが存在するかあるいは取得可能となる。従って、本発明の枠内においてマルチレベルハーフブリッジの外側の端子Ａ１，Ａ２が（外部、すなわち所与の）ブリッジ電圧ＵＢｒを供給するための入力側として作用するか、または中間端子が端子Ａ１あるいはＡ２の一方に対して（外部、すなわち所与の）中間電圧ＵＭを供給するための入力側として作用することができる。中間端子Ｍに対して対称に形成された部分回路Ｚ１，Ｚ２はいずれも所定数（例えば２，３，４，５，６あるいはそれ以上）の直列に接続された回路要素Ｔ１，．．．，Ｔｎ；Ｔｎ＋１，．．．，Ｔ２ｎを備え、その際第１の部分回路Ｚ１の各隣接する２個の回路要素Ｔｉ，Ｔｉ＋１の間の結合部（Ｖｉ；ｉ∈｛１，．．．ｎ−１｝）が中間端子Ｍに対して対称に設置された第２の部分回路の各２個の隣接する回路要素Ｔｎ＋ｉ，Ｔｎ＋ｉ＋１の間の結合部Ｖｎ＋ｉといずれもキャパシタＣｉを介して結合される。このことは、図１に明確に示されているように、第１の部分回路Ｚ１の各結合部Ｖｉがこれに対して対称に設置された第２の部分回路Ｚ２の結合部Ｖｎ＋１と１個のキャパシタＣｉを介して結合されることが理解され、また全ての部分回路ｎ−１に対してその種の結合部Ｖ１，．．．，Ｖｎ−１；Ｖｎ＋１，．．．，Ｖ２ｎ−１が存在する。

回路要素Ｔ１，．．．，Ｔ２ｎは、図１に示された制御ユニットを使用して異なったスイッチング状態Ｚｉにスイッチ可能である。その際１つのスイッチング状態Ｚｉは、全ての回路要素Ｔ１，．．．，Ｔ２ｎのスイッチング状態（開放あるいは非能動に対して０；閉鎖あるいは能動に対して１）を含んだ２ｎ−タプルに相当する。本発明に係るマルチレベルハーフブリッジＭＬＨＢあるいはその制御ユニットは、以下に詳細に説明する本発明に係る方法を実施するために適している。

前述した（フライングキャパシタ式）マルチレベルハーフブリッジの形式の電気回路を駆動するための本発明に係る方法は以下の工程によって特徴付けられる：
Ａ） 所与のブリッジ電圧ＵＢｒにおいて所要の中間電圧ＵＭを選定し、それが専らブリッジ電圧のｎ分割のｐ倍の値（ＵＭ＝ＵＢｒ×ｐ／ｎ）に対応してｎ＋１個の異なった電圧レベルＮから選択され、その際ｐは整数で０≦ｐ≦ｎであるか、
または
所与の中間電圧ＵＭかつＵＭ≠０において所要のブリッジ電圧ＵＢｒを選定し、それが専ら中間電圧のｐ分割のｎ倍の値（ＵＢｒ＝ＵＭ×ｎ／ｐ）に対応するｎ個の異なった電圧レベルから選択され、その際ｐは整数で１≦ｐ≦ｎであるか、
Ｂ） 回路を標準動作で駆動し、工程Ａ）に該当しない限り新規の中間電圧ＵＭあるいは新規のブリッジ電圧ＵＢｒを上記の電圧レベルから選択し、その際標準動作内で、
− 最初全てのキャパシタＣｉをブリッジ電圧ＵＢｒのｎ分割の整数倍に充電させて各キャパシタＣｉ上の電圧ＵＣｉがＵＣｉ＝ＵＢｒ×ｉ／ｎになるようにし、
− 各回路要素Ｔ１，．．．，Ｔ２ｎが開放された状態においてそれらにいずれもブリッジ電圧ＵＢｒのｎ分割をかけ、
− 所要の中間電圧ＵＭあるいは所要のブリッジ電圧ＵＢｒを、ＵＭ＝０あるいはＵＭ＝ＵＢｒである場合を除いて、いずれも前記所要の中間電圧ＵＭを提供する異なった回路要素Ｔ１，．．．，Ｔ２ｎのスイッチング状態Ｚｉのスイッチングサイクルにグループ化された順序を具現化することによって維持し、その際各スイッチングサイクルが所与の数の異なったスイッチング状態Ｚｉを含み、それらはマルチレベルハーフブリッジＭＬＨＢ上の負荷がスイッチングサイクル全体にわたって一定である際にいずれも同じ長さかつ同じ頻度で能動になると同時に、各スイッチングサイクル内において各キャパシタＣ１，．．．，Ｃｎ−１が同じ長さかつ同じ頻度で充電および放電するように選択される。

ここで本発明に係る方法は、適宜な入力電圧によってブリッジ電圧ＵＢｒを予設定するかあるいは中間電圧ＵＭを予設定することによって特に２つの可能なシナリオからなる。勿論そのために必ずしも入力電圧をハーフブリッジの外側端子Ａ１，Ａ２の間または端子Ａ１あるいはＡ２に対して中間端子Ｍ上に直接入力する必要はない。むしろ、場合によって拡張される回路構成の別の部分への付加によって間接的にブリッジ電圧あるいは中間電圧を予設定することもできる。

それに応じて、工程（Ａ）により（限定された数の所与の電圧レベルから）所要の中間電圧（中間端子Ｍと外側端子Ａ１あるいはＡ２の一方の間）あるいは所要のブリッジ電圧（外側端子Ａ１，Ａ２間）を予設定することができる。さらに工程（Ｂ）により、（好適には選択に適した回路要素Ｔ１，．．．，Ｔ２ｎのスイッチング状態Ｚｉのスイッチング順序の具現化によって）まずキャパシタＣ１，．．．，Ｃｎ−１が特定的に予設定された電圧レベルに充電され、その後マルチレベルハーフブリッジＭＬＨＢを、これに対して新たな数値が設定されるまでの間、（適宜に設定された動作モードにおいて）適宜なスイッチングサイクルによって所要の（出力）電圧レベルに保持する。その際ハーフブリッジの負荷が一定である場合キャパシタが常に等しく充電されるが、ここでマルチレベルハーフブリッジＭＬＨＢ上の負荷として出力上、すなわち特に中間端子Ｍ上あるいは外側端子Ａ１，Ａ２上に存在する負荷が当然理解される。

従って本発明の枠内において冒頭に述べた種類の任意の所与の数の回路要素を備えたマルチレベルハーフブリッジに対し、（実質的に）定負荷の場合の標準動作において個々のキャパシタが（各スイッチングサイクルの終了後に）該当する予設定に従った初期の電圧に再び充電されるように常に作用するようなハードウェアおよび／またはソフトウェア技術によって極めて単純に実現可能な動作スキームが広範に有効な方式で提供される。そのため、工程（Ａ）に従って限定された数の予設定可能な電圧レベルから“選択”される中間電圧あるいはブリッジ電圧を複数のスイッチング状態Ｚｉによって設定することが利用され、その中で存在する異なったキャパシタが充電あるいは放電され、その際該当するスイッチング状態は本発明の原理により定負荷の標準動作において以下のように選択およびいずれも同じ時間間隔で能動化することができ、すなわち各スイッチングサイクルの終了後にそのスイッチングサイクルの間に充電あるいは放電に該当する各キャパシタが同じ長さで充電および放電されているようにする。

従って本発明の対象は、特に制御および電圧調節の単純化することと、（後述する本発明の追加構成によれば）最適化されたスイッチング順序により回路要素のスイッチングに際してのスイッチング損失とキャパシタの充放電損失を最小化することと、極めて単純化した蓄電キャパシタ上の電圧監視を実現することと、無電圧あるいは無電流のスイッチオン・スイッチオフによって回路要素のスイッチングに際してスイッチング損失をさらに削減する方法を実行することと、電圧あるいは電流コンバータのための新規のスイッチング技術に係るフライングキャパシタ式マルチレベルハーフブリッジの適用であり、その結果として（特に単純に実施可能なスイッチング順序のため）小型および中型の出力領域でも使用することができる。

全体として従来低出力および中出力領域において使用されている一般的な形式のコンバータに対して以下の点に関して顕著な改善が見られる：
− 個々の回路要素Ｔ１，．．．，Ｔ２上の低減されたスイッチング電圧（標準動作においてＭａｘ（ＵＴｉ）＝１／ｎ×ＵＢｒ）とそれによってより小型の回路要素（ならびにインダクタンス（後述参照））の使用が可能になること、
− スイッチングされた電流／電圧の低減された高調波成分と、
− 低減されたスキン効果と、
− 低い無効電流と、
− より小さな電流変動と、
− 改善されたＥＭＣ特性と、
− 低減されたオーム損失と、
− 改善された効率と、
− 特に高い同等部品使用率による良好な大規模化可能性である。

本発明に係る方法の枠内において達成される単純化と最適化によって本発明に係る形式のマルチレベルハーフブリッジ（ならびに以下に詳細に後述する形式の前記マルチレベルハーフブリッジを含んだ回路構成）を多様な電力エレクトロニクス用途に適用することが可能になる。このことは、例えば三相モータ、ステッピングモータ、あるいはＤＣモータ等のモータ制御、太陽光発電、風力および／または水力用途に適用するコンバータおよびインバータ、ならびに出力アダプタ、ＤＣ／ＤＣ変換および蓄電用途（例えば蓄電池）におけるそれらの適用に該当する。

本発明に係る単純化は特に提供される電圧レベル（中間端子上またはハーフブリッジの外側端子上および個々のキャパシタ上）の選択あるいは予設定、スイッチング順序の選択、ならびに以下に記述する方式の広範な最適化によって達成される。さらに本発明によって実施されるスイッチング順序の最適化によってキャパシタ充放電数および充放電損失の最小化と必要なスイッチング頻度およびスイッチング損失の最小化を達成することができる。それに伴って使用される要素のより長い寿命と従来の技術に比べて低減された損失出力のために単純化される冷却も達成され、その際損失出力を複数の個別要素に分配することによってホットスポットの発生を防止して冷却をさらに単純化することができる。

本発明に係るマルチレベルハーフブリッジの回路要素はトランジスタ（必要に応じてこれに適していて同方向に並列接続されたあるいは回路要素内に内蔵されたダイオードまたはバックワードダイオードを含む）またはスイッチオフ可能なサイリスタとすることが好適である。本発明の枠内において、特に好適には低いＲＤＳ（ｏｎ）（閉鎖された／能動状態における“ドレイン”と“ソース”間の抵抗）を有するＭＯＳＦＥＴ、特にＳｉＣベースのＪＦＥＴ、ＩＧＢＴ、ＩＧＣＴおよびＧＴＯを回路要素として使用することができる。

制御ユニットは、マイクロコントローラ、ＤＳＰ（“デジタル信号プロセッサ”）、ＦＰＧＡ（“フィールドプログラマブルゲートアレイ”）、ＣＰＬＤ（“コンプレックスプログラマブルロジックデバイス”）、またはＡＳＩＣ（“特定用途向け集積回路”）を使用して実現することができるが、その際回路要素の制御の目的のためにＦＰＧＡ、ＣＰＬＤ、あるいはＡＳＩＣを使用することが極めて好適であり、その理由はそれによって極めて高速な信号処理および時間的に極めて迅速かつ正確な回路要素の制御を達成し得るためである。加えて、回路要素の制御のために通常さらにパワードライバが使用される。

本発明の枠内において各スイッチングサイクル内で選択すべきであってそこで１つのスイッチング順序で連続して設定すべきであるスイッチング状態の例が図２の表に示されている。

ここで各電圧レベルＮ（表の第１列参照）に対して常に特定の中間電圧ＵＭあるいはブリッジ電圧ＵＢｒがこの表の最終列に従って割り当てられており、合計ｎ個のスイッチング状態Ｚ１ないしＺｎが提示され、それにより（ＵＭ＝０とＵＭ＝ＵＢｒに相当する０番目およびｎ番目の電圧レベルを除いて）トランジスタの異なったスイッチング状態Ｚｉを通じて冗長的な方式でいずれも同じ中間電圧を中間端子上に生成可能（ブリッジ電圧が予設定されている場合）であるか、あるいは同じブリッジ電圧を生成可能（中間電圧が予設定されている場合）である。

原則的に、前述したように２ｎ個全ての回路要素を定義することによって各スイッチング状態Ｚｉを２ｎタプルとして特徴付けるとすると、図２の表によれば各電圧レベルに対して選択されたスイッチング状態Ｚｉに対してスイッチング状態Ｚｉの一義的な特徴付けが既に第１の部分回路Ｚ１のｎ個の回路要素Ｔ１，．．．，Ｔｎの状態の提示によって既に達成され、その理由はこのスキームによれば第２の部分回路Ｚ２の各回路要素Ｔｎ＋ｉの状態が（対称に配置された）回路要素Ｔｉの状態に正確に対応して選択されることによって（表の最終行に従って）後続の回路要素Ｔｎ＋１，．．．，Ｔ２ｎの状態が一義的に得られるためである。

図２の表にはさらに、各スイッチング状態Ｚｉに対して各電圧レベルＮの１つが示され、それは随時のスイッチング状態ＺｉにおいてキャパシタＣｉが充電あるいは放電されるものとなる。該当する行に記載がなされていないキャパシタは該当するスイッチング状態Ｚｉにおいて充電も放電もされない。

従って本発明の枠内において、標準動作中、すなわち定負荷の状態で本発明に従って制御されるマルチレベルハーフブリッジの動作中に、工程（Ａ）に従って選択さる中間端子上の中間電圧を維持するために各スイッチングサイクルが異なったスイッチング状態を有する１つのスイッチング順序からなり、その中で全ての（該当する電圧レベルに割り当てられる）スイッチング状態Ｚ１ないしＺｎ（原則的に任意の順序）がいずれも同一の時間間隔に対してそれぞれ１回付勢される。その後該当する電圧レベルを保持すべきである間は連続して前述した方式の後続のスイッチングサイクルが続く。その際ハーフブリッジの負荷が（実質的に）一定に保持される間は、表から明らかなように、時間平均で見てキャパシタの充放電は生じず、従ってマルチレベルハーフブリッジの安定した動作が保証される。

本発明に係る方法の好適な変更方式によれば、工程（Ｂ）中において所与の各電圧レベルＮについて所要の中間電圧ＵＭあるいは所要のブリッジ電圧ＵＢｒに対して、ＵＭ＝０かつＵＭ＝ＵＢｒの場合を除いて、各スイッチングサイクルが正確にｎ個のスイッチング状態を含み、それらは、負荷が一定である場合に各スイッチングサイクル中に各キャパシタＣ１，．．．，Ｃｎ−１が正確に１回充電および１回放電されるとともに１つのスイッチングサイクルの各スイッチング状態においていずれも最大で２個のキャパシタが同時に充電および／または放電されるように選択される。この各スイッチングサイクル中に維持すべきスイッチング状態Ｚｉの特定の選択は例えば図２の表に定義されたスイッチング状態によって保持され、これが極めて少ないキャパシタの充放電回数を保証し、それによって特に１つのスイッチングサイクルの間に実施される個々のキャパシタの充放電とそれによって発生する本発明に係るマルチレベルハーフブリッジの出力信号中の最小限の電圧変動（“電圧脈動”）が低減される。またキャパシタ上のオーム損失も最小レベルに低減される。

本発明の別の変更方式によれば、１つのスイッチングサイクル内のスイッチング状態Ｚｉの順序が、１つの電圧レベルの連続する２つのスイッチング状態Ｚｉの間の切り換えに際して部分回路Ｚ１，Ｚ２毎に常にいずれも最大で２個の回路要素Ｔ１，．．．，Ｔｎ；Ｔｎ＋１，．．．，Ｔ２ｎがスイッチオンおよび／またはスイッチオフされ、すなわち特に部分回路Ｚ１，Ｚ２毎に正確に１個の回路要素がスイッチオンされまた正確に１個の回路要素がスイッチオフされるように選択される。このことは例えば図２の表中において各電圧レベルＮに対して定義されたスイッチング状態Ｚｉによりそれらが（サイクル的に）その番号の順序あるいはそれと逆の順序で付勢される場合に実現可能である。その際、マルチレベルハーフブリッジの駆動のために必要な各回路要素のスイッチング動作の数が削減あるいは最小化されることが理解され、それによってもスイッチング損失が最小化される。

ここで本発明の枠内において、スイッチング順序を最適化するために中間電圧ＵＭあるいはブリッジ電圧ＵＢｒの隣接する２つの電圧レベルの間の切り換えに際して新しい電圧レベルのために設定すべきである第１番目のスイッチング状態Ｚｉが、先に別の電圧レベルに対して設定されていたスイッチング状態Ｚｉに依存し切り換えに際して前記両方のスイッチング状態の間でいずれも部分回路Ｚ１，Ｚ２毎に唯１個の回路要素Ｔ１，．．．，Ｔ２ｎのみが切り換えられるような方式で選択され、さらに再度繰り返される隣接する２つの電圧レベルの間の切り換えに際して部分回路Ｚ１，Ｚ２毎にいずれも先行した切り換えの時とは別の１個の回路要素Ｔ１，．．．，Ｔ２ｎが切り換えられることが好適である。

そのためさらに、工程（Ｂ）において特定の電圧レベルに対して設定された各スイッチングサイクル中に選択された中間電圧ＵＭあるいは選択されたブリッジ電圧ＵＢｒに依存した図２の表中のスイッチング状態Ｚ１，．．．，Ｚｎが順番に適用されることが好適であり、それによって前述した実施形態の目的も達成される。ここでスイッチング状態が“順次”適用されるという概念は、上述したようにその番号の順序あるいはそれと逆の順序で実施されることと理解される。

その際好適には各隣接する２つの電圧レベルの間の切り換えは、次に高い電圧レベルへの切り換えに際してスイッチング状態Ｚｉが保持されまた次に低い電圧レベルへの切り換えに際してスイッチング状態がスイッチング状態Ｚｉ＋１へと１つ繰り上げられるか（その際サイクル順序の観点においてＺｎ＋１からＺ１と定義される）、または次に高い電圧レベルへの切り換えに際してスイッチング状態Ｚｉがスイッチング状態Ｚｉ−１へと１つ繰り下げられ（その際Ｚ０からＺｎと定義される）また次に小さな電圧レベルへの切り換えに際してスイッチング状態Ｚｉが維持される場合に、部分回路Ｚ１，Ｚ２毎にいずれも１個の回路要素Ｔ１，．．．，Ｔ２ｎのみが切り換えられるような方式で実施される。

前記の２つの電圧レベルの間の切り換えに際してスイッチング状態Ｚｉを維持するという概念は、本明細書の主旨において、電圧レベルの間の切り換えのために（次に高いあるいは次に低い）電圧レベルＮの同じ標記のＺｉによってスイッチング状態が設定されること意味するが、勿論それは部分回路毎の回路要素の状態の観点において先に付勢された電圧レベルの同じに標記されたスイッチング状態とは相違する（図２の表中の異なった電圧レベルで同じに標記されたスイッチング状態を参照）。同様な見方が、前記スイッチング状態で実行される繰り上げ／繰り下げにも該当する。

さらに本発明の枠内において、工程（Ｂ）内で１つの電圧サイクルの異なったスイッチング状態Ｚｉの間にいずれも正確なブリッジ電圧ＵＢｒと正確な中間電圧ＵＭが測定され、それからｎ−１の異なったスイッチング状態Ｚｉの経過後に線形の等式システムによって全てのキャパシタ電圧ＵＣｉが計算されるが、それは特に適宜な制御ユニット内でソフトウェア技術によって実施可能である。それによって、個別に測定することなく全てのキャパシタ電圧の極めて効果的な判定および継続的な監視が可能になる。

それによって特に、（例えば１つのスイッチングサイクルの間に顕著に変動する負荷の場合に）キャパシタの不要な充放電が生じるかあるいはいつ生じるかについて判定することができる。

前述した原理で構成する算定方式は、さらに低減された計算コストでの利用が可能であり、すなわち各電圧レベルＬ内でスイッチング状態Ｚ１とＺｎ＋１−Ｌに際して図２の表に従って常に正確に１つのキャパシタの電圧が中間出力上に存在しすなわち直接測定可能であり、また他の全てのスイッチング状態Ｚ２ないしＺｎ（Ｚｎ＋１−Ｌは除く）に際して（該当するスイッチングサイクルの間に）測定されたブリッジ電圧および中間電圧と先に測定あるいは算定されたキャパシタ電圧ＵＣｉから順次単純な加算および減算によっていずれも次の１個のキャパシタ電圧を判定することができ、全てのキャパシタ電圧が検知されるまでそれを実施し得る。これによって前述した線形等式システムよりさらに単純化された解決方式が提供される。

個々のキャパシタの充電検知のための別の変更方式は、ハーフブリッジを介して通流する電流を電流測定装置Ｍ３によって中間端子上で測定するかまたは両方のハーフブリッジ部分回路Ｚ１，Ｚ２の端子Ａ１，Ａ２に通じる末端上に配置された各電流測定装置Ｍ１，Ｍ２によって測定し、それからキャパシタの１つのスイッチングサイクル間のキャパシタ充放電を数値積分（ΔＵ＝１／Ｃ×Δｔ）によって計算することからなり、このことは特にスイッチング順序あるいはスイッチング状態の長さが調節して変更される必要がある場合のさらなる精度の向上を意味する。

図３には、マルチレベルハーフブリッジのための前述した電流測定のために必要な電流測定装置Ｍ１，Ｍ２，Ｍ３（適宜な構造様式）の構成が示されているが、代替的に電流測定Ｍ３あるいは両方の電流測定装置Ｍ１，Ｍ２を利用することもできる。

前述した変更方式によって計算されたキャパシタ電圧ＵＣｉの数値および／または算定されたキャパシタ充放電の数値は、本発明の枠内において特に目的値（ＵＣｉ＝ｉ／ｎ×ＵＢｒ）から逸脱した場合にスイッチング状態Ｚｉの順序および／または長さの調節的な変更のために有効に利用され、それによって全体的に極めて単純に実現することができる、不要なキャパシタ充放電を効果的に抑制あるいは補正するためのメカニズムが提供される。

図４に示されているような回路要素Ｔｉ，．．．，Ｔ２ｎに対して並列に配置された補償抵抗器（Ｒ１，．．．、Ｒ２ｎ）、バリスタあるいは能動部品によって、キャパシタＣ１，．．．，Ｃｎ−１の実質的に均一な充電と回路要素Ｔｉ，．．．，Ｔ２ｎが開放された際の個々の回路要素Ｔｉ，．．．，Ｔ２ｎ上に存在する電圧の分配を有効に達成することができる。

加えて、ブリッジ電圧ＵＢｒおよび／または中間電圧ＵＭのいずれが供給されるかに依存して追加的に始動回路Ａおよび／またはＢを使用することができ、それを介してマルチレベルハーフブリッジを遅速にあるいは段階的にその動作電圧に移行させ、それによって回路要素、特に外側の回路要素ＴｎとＴ２ｎ上の許容可能な制限電圧の超過が防止される。始動回路Ａは、ハーフブリッジの外側端子Ａ１と供給されるブリッジ電圧ＵＢｒの間に別の回路要素ＴＢｒおよび並列に接続された充電用抵抗器ＲＬとさらに回路要素Ｔ１ないしＴ２ｎから形成されたハーフブリッジに対して並列にブリッジキャパシタＣＢｒを配置することによって実現することが好適であり、その際始動相の間にキャパシタを充電するために回路要素ＴＢｒが開放されるとともに充電電流が充電抵抗器ＲＬを介して通流し、またハーフブリッジの動作中に回路要素ＴＢｒが閉鎖される。始動回路Ｂは、ハーフブリッジの中間端子Ｍと供給される中間電圧ＵＭの間に別の回路要素ＴＭおよび並列に接続された充電用抵抗器ＲＬとさらに回路要素Ｔ１ないしＴ２ｎから形成されたハーフブリッジに対して並列にブリッジキャパシタＣＢｒを配置することによって実現することが好適であり、その際始動相の間にキャパシタを充電するために回路要素ＴＭが開放されるとともに充電電流が充電抵抗器ＲＬと部分的にバックワードダイオード（これは通常既に回路要素内に内蔵していて必要に応じて追加的なダイオードとして回路要素に並列に構成することができる）を介して回路要素Ｔ１ないしＴ２ｎ内を通流し、またハーフブリッジの動作のために回路要素ＴＭが閉鎖される。該当する回路要素ＴＢｒを始動相の間に遅速あるいは段階的に閉鎖する（またそれに適するように設計する）ことによって、両方の始動回路Ａ，Ｂについて充電抵抗器ＲＬを省略することもできる。代替的に、両方の始動回路Ａ，Ｂに関して該当する充電抵抗器ＲＬをバリスタあるいは能動回路要素（例えばトランジスタ）として構成することもできる。その種の始動回路は図４に示された補償抵抗器を有する回路構成において特に好適であるが、その他の本発明に係るマルチレベルハーフブリッジの回路構成あるいはそれに基づいて構成された回路構成においても有効に設置することができる。

さらに、本発明のさらに別の変更形態の枠内で、特に寄生キャパシタンスおよび／または意図的に設置されたキャパシタンスを中間端子（Ｍ）上に接続されたインダクタンスおよび／または寄生漏洩インダクタンスと組み合わせて使用しながら、
− 回路要素Ｔ１，．．．，Ｔ２ｎを閉鎖するスイッチング時点を、その時点において閉鎖すべき回路要素上の電圧が０あるいは略０になり従ってキャパシタンス性のスイッチオン損失が低減されるように前記スイッチング時点を選択し、および／または、
− 共振あるいは不連続な動作に際してまたは不連続な動作への限界上において回路要素Ｔ１，．．．，Ｔ２ｎを開放するスイッチング時点を、その時点において開放すべき回路要素上の電流が略０になり従ってオーム性のスイッチオフ損失が防止されるように前記スイッチング時点を選択することによって、
個々の回路要素Ｔ１，．．．，Ｔ２ｎのゼロ電圧スイッチング（無電圧のスイッチオン）および／またはゼロ電流スイッチング（無電流のスイッチオフ）を実現すれば、（各２つのスイッチング状態の間の切り換え操作の適宜な構成によって）回路要素上のキャパシタンス性のスイッチオン損失および／または抵抗性スイッチオフ損失を有効に削減あるいは最小化することができる。

その際ゼロ電圧スイッチングは特に、先に閉鎖された回路要素Ｔ１，．．．，Ｔ２ｎの開放に際して中間電圧ＵＭの変化を時間的に充分な解像度で測定して能動化すべき電圧レベルの演算的に期待される電圧と比較するとともに、それからスイッチング順序の枠内で閉鎖される回路要素Ｔ１，．．．，Ｔ２ｎのスイッチング遅延とスイッチング時点を、その時点において閉鎖すべき回路要素Ｔ１，．．．，Ｔ２ｎ上の電圧が０あるいは略０なるような方式で判定することによって実現可能である。ゼロ電流スイッチングは特に、ハーフブリッジを介して通流する電流を中間端子上の電流測定装置Ｍ３あるいは両方のハーフブリッジ部分回路Ｚ１，Ｚ２の端子Ａ１，Ａ２に通じる末端に配置された電流測定装置Ｍ１，Ｍ２の一方を使用して電流を導通させる回路要素（Ｔ１，．．．，Ｔ２ｎ）を介する電流変化を検知し得るように充分な解像度で測定し、その際その電流変化から共振あるいは不連続な動作に際してまたは不連続な動作への限界上において開放すべき回路要素Ｔ１，．．．，Ｔ２ｎのスイッチング遅延とスイッチング時点をそのスイッチング時点において開放すべき回路要素（群）Ｔ１，．．．，Ｔ２ｎ上の電流が０あるいは略０になるように判定することによって実現される。

さらに、特定の時間的ラスタにおいて測定された電圧値および／または電流値から補間法、平均算出、および／または（高速）フーリエ変換によって実際値に近い電圧および／または電流変化を演算的に判定し、それをスイッチングすべき回路要素Ｔ１，．．．，Ｔ２ｎのスイッチング遅延と（ゼロ電圧スイッチングおよび／またはゼロ電圧スイッチングのために）適宜修正されたスイッチング時点を判定するために使用することが好適である。加えて、スイッチングすべき回路要素Ｔ１，．．．，Ｔ２ｎ上の電圧変化および／または電流変化を既知のあるいは寄生性のインダクタンス値および／またはキャパシタンス値ならびに既知の電圧レベルを考慮しながら算定してそれをスイッチングすべき回路要素Ｔ１，．．．，Ｔ２ｎのスイッチング遅延と適宜修正されたスイッチング時点を判定するために使用し、その際オプションとして温度および／または電圧の作用中のインダクタンス値およびキャパシタンス値への影響を演算的に考慮することが好適である。ゼロ電圧スイッチングおよび／またはゼロ電圧スイッチングのために必要なスイッチングされる回路要素Ｔ１，．．．，Ｔ２ｎのスイッチング遅延は一つの回路内に固定的に設定することができ、すなわち回路技術的に回路内に設けるかまたはその回路内に内蔵されたあるいはその回路と結合された記憶装置内に書き込むことによって設定することができ、その際スイッチング遅延はオプションとしてブリッジ電圧、個別のあるいは複数のキャパシタ電圧、ハーフブリッジの端子上の電流、および／または重要な構成要素の温度を考慮しながら、それらの影響パラメータに依存する回路要素Ｔ１，．．．，Ｔ２ｎの開放および／または閉鎖のためのスイッチング遅延の制御数値が記録された数値表を使用して予設定される。

本発明に係る方法に係る全ての特徴ならびに好適な変更方式は、その方法を実行するために構成された本発明に係るマルチレベルハーフブリッジの形式の電気回路にも同様に有効である。

その種のマルチレベルハーフブリッジは、その中間端子Ｍ上に接続されたインダクタンスＬを使用して極めて有効な方式で降圧型コンバータ（図５参照）、昇圧型コンバータ（図６参照）あるいはインバータ（図７参照）として作用することができる。その際、使用されるインダクタンスが（従来の降／昇圧型コンバータと比べて）著しく小さな電圧振幅によって制御され、従ってより小型に設計するとともに損失の発生を削減することができる利点が得られる。さらに、比較的小さなインダクタンスと少ない損失によって比較的大きな電圧差をブリッジングすることが可能になる。また、インバータとして使用される図７のマルチレベルハーフブリッジも、ブリッジ電圧ＵＢｒが入力電圧ＵＥと（所要の）出力電圧ＵＡとの間の差として得られるため、本発明の原理に従って駆動することができる。

図８には本発明のさらに別の好適な実施形態が示されており、それによれば２個のマルチレベルハーフブリッジＭＬＨＢ１，ＭＬＨＢ２からなるシステムが提供され、それら２つのマルチレベルハーフブリッジＭＬＨＢ１，ＭＬＨＢ２はそれぞれの中間端子Ｍを介して共通のインダクタンスＬに結合され、そこで両方のマルチレベルハーフブリッジＭＬＨＢ１，ＭＬＨＢ２が昇圧型あるいは降圧型コンバータとして駆動可能であり、従ってこのシステムは可変の入力電圧（Ｕ１；Ｕ２）を可変の出力電圧（Ｕ２；Ｕ１）に変換するための双方向の昇降圧型コンバータとして使用することができる。

さらに、本発明の枠内において図９に示された複数のマルチレベルハーフブリッジＭＬＨＢ１，ＭＬＨＢ２，．．．ＭＬＨＢｍからなるシステムを実現することができ、それによれば各ハーフブリッジの端子Ａ１，Ａ２に共通のブリッジ電圧ＵＢｒが付加されるとともに各ハーフブリッジの中間端子Ｍはそれぞれ１個のインダクタンスＬを介して共通の中間端子ＭＧと結合されるような方式でマルチレベルハーフブリッジＭＬＨＢ１，ＭＬＨＢ２，．．．ＭＬＨＢｍが並列に結線され、その際個々のマルチレベルハーフブリッジＭＬＨＢ１，ＭＬＨＢ２，．．．ＭＬＨＢｍを有効に位相シフト動作のために構成することができ、そこで各連続する２つのマルチレベルハーフブリッジＭＬＨＢ１，ＭＬＨＢ２，．．．ＭＬＨＢｍの間の位相差がいずれも３６０°／ｍとなることが好適であり、その際ｍはマルチレベルハーフブリッジＭＬＨＢ１，ＭＬＨＢ２，．．．ＭＬＨＢｍの数（ｍ≧２）である。従って例えば、合計２個のマルチレベルハーフブリッジの場合位相差を１８０°、３個のハーフブリッジの場合位相差をそれぞれ１２０°として実施することができる。そのようなシステムにおいて、負荷の接続に際して入力側と出力側の両方において従来の技術と比べて顕著に均一な電流と均一なエネルギー伝送を達成することができる。低い出力使用に際しての効率を改善するために、このシステムにおいてオプションとして出力損失を削減するために個別のマルチレベルハーフブリッジを非能動化するかあるいは駆動しないようにして略無電流にすることができる。

例えば変圧器あるいはモータ等の異なった電圧レベルを有する多様な負荷の電流ソースおよび／または電流シンクの二極性制御のために、本発明のさらに別の好適な実施形態によれば図１０に示されたシステムが提供され、それによれば本発明に係るマルチレベルハーフブリッジＭＬＨＢと単純なハーフブリッジＨＢ（２個の回路要素とその間に設けられた中間端子を有する）が１個のフルブリッジに結線される。

さらに、図９に示された２個の本発明に係るマルチレベルハーフブリッジからなるシステムを図１１に示されるように１個の単純なハーフブリッジＨＢによって１個のフルブリッジに結線することができ、それによって（図１０に示されたフルブリッジと比べて）さらに均一な電流とエネルギー伝送を保証することができる。

また、図１２の回路構成も共通のブリッジ電圧が付加された２個のマルチレベルハーフブリッジＭＬＨＢ１，ＭＬＨＢ２が１個のフルブリッジに結線されるとともに逆相の動作用に構成され、従って両方の中間端子Ｍ１，Ｍ２上に平均で半分のブリッジ電圧ＵＢｒが常に存在し、特にこのフルブリッジが図１０のフルブリッジ比べて著しく少ない電流放出を伴った良好なＥＭＶ特性を有するとともに例えば変圧器あるいはモータ等の異なった電圧レベルを有する非常に多様な負荷の双極性で（ブリッジ電圧ＵＢｒに関して）対称な電流ソースと電流シンクの制御のために機能することができるため、極めて好適であることが理解される。

図１３のシステムは複数の本発明に係るマルチレベルハーフブリッジが１個のフルブリッジに結線され、これは高出力に関してさらに好適であることが理解される。その際フルブリッジの両側にいずれも複数のマルチレベルハーフブリッジＭＬＨＢＡｉ，ＭＬＨＢＢｉがそれら全てのマルチレベルハーフブリッジＭＬＨＢＡｉ，ＭＬＨＢＢｉが共通のブリッジ電圧Ｕ１に接続されるような方式で並列に接続され、その際フルブリッジの各１つの側に配置されたマルチレベルハーフブリッジＭＬＨＢＡｉ，ＭＬＨＢＢｉの中間端子ＭＡｉ，ＭＢｉがいずれもインダクタンスを介して共通の中間端子ＭＡ，ＭＢに接続され、従ってフルブリッジの両側の中間端子ＭＡ，ＭＢの間に電圧Ｕ２が存在する。その際個別のマルチレベルハーフブリッジＭＬＨＢＡｉ，ＭＬＨＢＢｉは位相シフトされた動作用に構成され、それにおいてフルブリッジの各側の各連続する２つのマルチレベルハーフブリッジＭＬＨＢＡｉ，ＭＬＨＢＢｉ間の位相差がいずれも３６０°／ｍとなることが好適であり、そこでｍはフルブリッジの各側の該当するマルチレベルハーフブリッジＭＬＨＢＡｉ，ＭＬＨＢＢｉの数である。その際、フルブリッジの異なった側に配置されたマルチレベルハーフブリッジＭＬＨＢＡｉ，ＭＬＨＢＢｉが逆相の動作用に構成され、従って両方の中間端子ＭＡ，ＭＢ上に常に半分のブリッジ電圧Ｕ１が平均で存在する。ここでも、少ない出力消費に際してシステムの出力損失を削減するために個々のマルチレベルハーフブリッジを選択的に駆動しないよう構成することが好適である。

本発明に基づいて構成された別の回路構成が図１４に示されたシステムであり、それによれば３個のマルチレベルハーフブリッジＭＬＨＢ１，ＭＬＨＢ２，ＭＬＨＢ３が１個のマルチレベル三相ブリッジに結線され、この３つのマルチレベルハーフブリッジＭＬＨＢ１，ＭＬＨＢ２，ＭＬＨＢ３はそれら３つのマルチレベルハーフブリッジＭＬＨＢ１，ＭＬＨＢ２，ＭＬＨＢ３が共通のブリッジ電圧ＵＢｒに接続されるような方式で並列に結線され、その際前記３個のマルチレベルハーフブリッジＭＬＨＢ１，ＭＬＨＢ２，ＭＬＨＢ３はそれぞれ１２０°の位相差をもって駆動され、またマルチレベルハーフブリッジＭＬＨＢ１，ＭＬＨＢ２，ＭＬＨＢ３の中間端子Ｍがそれぞれ３個の三相端子Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３のうちの１個を制御することを特徴とする。それによって三相電流接続を制御することができ、従って双方向（すなわちソースとしてあるいはシンクとして）かつ無効電力を伴って駆動することができる。

達成可能な電流とエネルギー伝送の均一化の目的のため、高出力に対してさらに改善された形式および方式で図１５の回路図に従って（それぞれ本発明に係るマルチレベルハーフブリッジを含む）３個の図９のシステムＭＬＨＢＳ１，ＭＬＨＢＳ２，ＭＬＨＢＳ３を１個のマルチレベル三相ブリッジに結線することができ、この３つのシステムＭＬＨＢＳ１，ＭＬＨＢＳ２，ＭＬＨＢＳ３はそれら３つのシステムＭＬＨＢＳ１，ＭＬＨＢＳ２，ＭＬＨＢＳ３が共通のブリッジ電圧ＵＢｒに接続されるような方式で並列に結線され、またそれら３つのシステムＭＬＨＢＳ１，ＭＬＨＢＳ２，ＭＬＨＢＳ３が相互に１２０°の位相差をもって駆動され、さらにそれらの３つのシステムＭＬＨＢＳ１，ＭＬＨＢＳ２，ＭＬＨＢＳ３の中間端子Ｍがそれぞれ３個の三相端子Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３のうちの１個を制御する。

さらに、本発明に係るマルチレベルハーフブリッジは図１６に示されるように大きく改善されたＤＣ／ＡＣコンバータシステムの目的で実施することができる。このシステムは、直流側（ＤＣ）に昇圧型コンバータとして機能する１個あるいは複数のマルチレベルハーフブリッジＭＬＨＢＧ１，．．．，ＭＬＨＢＧＸがそれぞれ直流電位ＵＤＣ上に存在する中間端子Ｍを伴って並列に接続され、また位相シフトした動作のために複数の直流側マルチレベルハーフブリッジを使用する場合に前記直流側マルチレベルハーフブリッジＭＬＨＢＧ１，．．．，ＭＬＨＢＧＸを前述したような方式で構成することを特徴とする。交流側（ＡＣ）には降圧型コンバータとして機能する１個あるいは複数のマルチレベルハーフブリッジＭＬＨＢＷ１，．．．，ＭＬＨＢＷＸが接続される。それらの端子Ａ１，Ａ２にはいずれも同じ中間回路電圧ＵＺＫが付加され、他方それらの中間端子Ｍは交流電位ＵＰｈ１，ＵＰｈ２，ＵＰｈ３上に存在する。中間回路電圧ＵＺＫは直流側のマルチレベルハーフブリッジＭＬＨＢＧ１，．．．，ＭＬＨＢＧＸのブリッジ電圧に相当し、複数の交流側マルチレベルハーフブリッジＭＬＨＢＷ１，．．．，ＭＬＨＢＷＸを使用する場合にそれらをマルチレベル三相ブリッジとして結線して適宜な位相シフト動作用に構成することができる。図１６の右下に示されたキャパシタＣＮはＤＣ／ＡＣ変換のために必要な中性点シフトのために作用する。

このシステムの特別な利点は、最大で中間回路電圧までの高いＤＣ電圧範囲（ＵＤＣ）と、直流電圧側（ＵＤＣ）から交流電圧側（ＵＰｈ１−ＵＰｈ３）への双方向性のエネルギー伝送の可能性と、高い同等部品使用率および構成のモジュール化の可能性と、ならびにそれによってもたらされるＰＶコンバータ、充電用コンバータ、無停電電源（ＵＳＶ）としての良好な適応性であり、いずれの場合も広範囲かつ双方向性の電圧領域と無効電力補償と高い効率を伴うものとなる。

Claims (28)

1. マルチレベルハーフブリッジ（ＭＬＨＢ）の形式の電気回路を駆動する方法であって、
   前記回路は間にブリッジ電圧（ＵＢｒ）が存在する２つの端子（Ａ１，Ａ２）の結合を中間端子（Ｍ）内で結合する２個の部分回路（Ｚ１，Ｚ２）を介して有し、
   前記中間端子（Ｍ）上に前記端子（Ａ１，Ａ２）のうちの一方の電位に対して中間電圧（ＵＭ）が存在し、
   前記中間端子（Ｍ）に対して対称に形成された部分回路（Ｚ１，Ｚ２）がいずれもｎ個の直列に接続された回路要素（Ｔ１，．．．，Ｔｎ；Ｔｎ＋１，．．．，Ｔ２ｎ）を備え、
   第１の部分回路（Ｚ１）の各隣接する２個の回路要素（Ｔｉ，Ｔｉ＋１）の間の結合部（Ｖｉ；ｉ∈｛１，．．．ｎ−１｝）が中間端子（Ｍ）に対して対称に設置された第２の部分回路の各２個の隣接する回路要素（Ｔｎ＋ｉ，Ｔｎ＋ｉ＋１）の間の結合部（Ｖｎ＋ｉ）といずれもキャパシタ（Ｃｉ）を介して結合され、
   回路要素（Ｔ１，．．．，Ｔ２ｎ）は制御ユニットを使用して異なったスイッチング状態（Ｚｉ）にスイッチ可能である方法であり、
   Ａ） 所与のブリッジ電圧（ＵＢｒ）において所要の中間電圧（ＵＭ）を選定し、それが専らブリッジ電圧のｎ分割のｐ倍の値（ＵＭ＝ＵＢｒ×ｐ／ｎ）に対応してｎ＋１個の異なった電圧レベル（Ｎ）から選択され、その際ｐは整数で０≦ｐ≦ｎであるか、
   または
   所与の中間電圧（ＵＭ）かつＵＭ≠０において所要のブリッジ電圧（ＵＢｒ）を選定し、それが専ら中間電圧のｐ分割のｎ倍の値（ＵＢｒ＝ＵＭ×ｎ／ｐ）に対応してｎ個の異なった電圧レベルから選択され、その際ｐは整数で１≦ｐ≦ｎであるか、
   Ｂ） 回路を標準動作で駆動し、工程Ａ）に該当しない限り新規の中間電圧（ＵＭ）あるいは新規のブリッジ電圧（ＵＢｒ）を上記の電圧レベルから選択し、その際標準動作内で、
   − 最初全てのキャパシタ（Ｃｉ）をブリッジ電圧（ＵＢｒ）のｎ分割の整数倍に充電させて各キャパシタ（Ｃｉ）上の電圧（ＵＣｉ）がＵＣｉ＝ＵＢｒ×ｉ／ｎの値になるようにし、
   − 各回路要素（Ｔ１，．．．，Ｔ２ｎ）が開放された状態においてそれらにいずれもブリッジ電圧（ＵＢｒ）のｎ分割をかけ、
   − 所要の中間電圧（ＵＭ）あるいは所要のブリッジ電圧（ＵＢｒ）を、ＵＭ＝０あるいはＵＭ＝ＵＢｒである場合を除いて、いずれも前記所要の中間電圧（ＵＭ）あるいは前記所要のブリッジ電圧（ＵＢｒ）提供する回路要素（Ｔ１，．．．，Ｔ２ｎ）の異なったスイッチング状態（Ｚｉ）のスイッチングサイクルにグループ化された順序を具現化することによって維持し、その際各スイッチングサイクルが所与の数の異なったスイッチング状態（Ｚｉ）を含み、それらはマルチレベルハーフブリッジ（ＭＬＨＢ）上の負荷がスイッチングサイクル全体にわたって一定である際にいずれも同じ長さかつ同じ頻度で能動になると同時に、各スイッチングサイクル内において各キャパシタ（Ｃ１，．．．，Ｃｎ−１）が同じ長さかつ同じ頻度で充電および放電するように選択される各ステップからなり、
   その際スイッチング順序を最適化するために中間電圧（ＵＭ）あるいはブリッジ電圧（ＵＢｒ）の隣接する２つの電圧レベルの間の切り換えに際して新しい電圧レベルのために設定すべきである第１番目のスイッチング状態（Ｚｉ）が、先に別の電圧レベルに対して設定されていたスイッチング状態（Ｚｉ）に依存し切り換えに際して前記両方のスイッチング状態の間でいずれも部分回路（Ｚ１，Ｚ２）毎に唯１個の回路要素（Ｔ１，．．．，Ｔｎ；Ｔｎ＋１，．．．，Ｔ２ｎ）のみが切り換えられるような方式で選択される、
   ことを特徴とする方法。
2. 工程（Ｂ）中において中間電圧（ＵＭ）あるいはブリッジ電圧（ＵＢｒ）の所与の各電圧レベルについてに対して、ＵＭ＝０かつＵＭ＝ＵＢｒの場合を除いて、各スイッチングサイクルが正確にｎ個のスイッチング状態を含み、それらは、中間出力上の負荷が一定である場合に各スイッチングサイクル中に各キャパシタ（Ｃ１，．．．，Ｃｎ−１）が正確に１回充電および１回放電されるとともに１つのスイッチングサイクルの各スイッチング状態においていずれも最大で２個のキャパシタが同時に充電および／または放電されるように選択されることを特徴とする請求項１記載の方法。
3. １つのスイッチングサイクル内のスイッチング状態（Ｚｉ）の順序が、１つの電圧レベルの連続する２つのスイッチング状態（Ｚｉ）の間の切り換えに際して部分回路（Ｚ１，Ｚ２）毎に常にいずれも最大で２個の回路要素（Ｔ１，．．．，Ｔｎ；Ｔｎ＋１，．．．，Ｔ２ｎ）がスイッチオンおよび／またはスイッチオフされるように選択されることを特徴とする請求項１または２記載の方法。
4. 繰り返しの隣接する２つの電圧レベルの間の切り換えに際して部分回路（Ｚ１，Ｚ２）毎にいずれも先行した切り換えの時とは別の１個の回路要素（Ｔ１，．．．，Ｔ２ｎ）が切り換えられることを特徴とする請求項１ないし３のいずれかに記載の方法。
5. 工程（Ｂ）において特定の電圧レベル（Ｎ）に対して設定された各スイッチングサイクル中に選択された中間電圧（ＵＭ）あるいは選択されたブリッジ電圧（ＵＢｒ）に依存して選択されるスイッチング状態（Ｚｉ）が順番に適用される方法であって、
   スイッチング状態（Ｚｉ）において、電圧レベルＮ＝Ｌ、ＵＭ／ＵＢｒ＝Ｌ／ｎにおける回路要素Ｔｔは以下の通り規定され、
   ｔ＝１、．．．、ｎにおいて、（ｔ≧ｉおよびｔ＜Ｌ＋ｉ）または（ｔ＜Ｌ＋ｉ−ｎ）の場合は閉鎖であり、さもなくば、回路要素Ｔｔは開放状態であり、
   回路要素Ｔｎ＋１、．．．、Ｔ２ｎにおいて、以下のようなルールが適用され、
   Ｔｉが開放の場合は、Ｔｎ＋ｉは閉鎖であり、
   Ｔｉが閉鎖の場合は、Ｔｎ＋ｉは開放であることを特徴とする請求項１ないし４のいずれかに記載の方法。
6. 各隣接する２つの電圧レベルの間の切り換えのために部分回路（Ｚ１，Ｚ２）毎にいずれも１個の回路要素（Ｔ１，．．．，Ｔ２ｎ）のみが切り換えられ、その際、
   − 次に高い電圧レベルへの切り換えに際してスイッチング状態（Ｚｉ）が保持されまた次に低い電圧レベルへの切り換えに際してスイッチング状態がスイッチング状態（Ｚｉ＋１）へと１つ繰り上げられ、その際それが（Ｚｎ＋１）から（Ｚ１）と定義され、
   − または次に高い電圧レベルへの切り換えに際してスイッチング状態（Ｚｉ）がスイッチング状態（Ｚｉ−１）へと１つ繰り下げられ、その際（Ｚ０）から（Ｚｎ）と定義され、また次に小さな電圧レベルへの切り換えに際してスイッチング状態（Ｚｉ）が維持される、
   ことを特徴とする請求項５記載の方法。
7. 工程（Ｂ）内で１つの電圧サイクルの異なったスイッチング状態（Ｚｉ）の間にいずれも正確なブリッジ電圧（ＵＢｒ）と正確な中間電圧（ＵＭ）が測定され、それからｎ−１の異なったスイッチング状態（Ｚｉ）の経過後に線形の等式システムによって全てのキャパシタ電圧（ＵＣｉ）が計算されることを特徴とする請求項１ないし６のいずれかに記載の方法。
8. ハーフブリッジを介して通流する電流を電流測定装置（Ｍ３）によって中間端子上で測定するかまたは両方のハーフブリッジ部分回路（Ｚ１，Ｚ２）の端子（Ａ１，Ａ２）に通じる末端上に配置された各電流測定装置（Ｍ１，Ｍ２）によって測定し、
   それからキャパシタの１つのスイッチングサイクル間のキャパシタ充放電を数値積分（ΔＵ＝１／Ｃ×Δｔ）によって計算することを特徴とする請求項７記載の方法。
9. 計算されたキャパシタ電圧（ＵＣｉ）の数値および／または算定されたキャパシタ充放電の数値が、目的値（ＵＣｉ＝ｉ／ｎ×ＵＢｒ）から逸脱した場合にスイッチング状態（Ｚｉ）の順序および／または長さの調節的な変更のために利用されることを特徴とする請求項７または８記載の方法。
10. 回路要素（Ｔｉ，．．．，Ｔ２ｎ）に対して並列に補償抵抗器（Ｒ１，．．．、Ｒ２ｎ）、バリスタあるいは能動部品が配置され、それによってキャパシタ（Ｃ１，．．．，Ｃｎ−１）の実質的に均一な充電と回路要素（Ｔｉ，．．．，Ｔ２ｎ）が開放された際の個々の回路要素（Ｔｉ，．．．，Ｔ２ｎ）上に存在する電圧の分配が達成され、
    その際ブリッジ電圧（ＵＢｒ）が供給される場合に回路要素（Ｔｉ，．．．，Ｔ２ｎ）から形成されるハーフブリッジと供給されるブリッジ電圧（ＵＢｒ）の間に始動回路Ａが配置され、および／または中間端子電圧（ＵＭ）が供給される場合にはハーフブリッジの中間端子（Ｍ）と供給される中間端子電圧（ＵＭ）の間に始動回路Ｂが配置され、それらを介してマルチレベルハーフブリッジを遅速にあるいは段階的にその動作電圧に移行させ、それによって回路要素、特に外側の回路要素ＴｎとＴ２ｎ上の許容可能な制限電圧の超過が防止される、
    ことを特徴とする請求項１ないし９のいずれかに記載の方法。
11. 特に寄生キャパシタンスおよび／または意図的に設置されたキャパシタンスを中間端子（Ｍ）上に接続されたインダクタンスおよび／または寄生漏洩インダクタンスと組み合わせて使用しながら、
    − 回路要素（Ｔ１，．．．，Ｔ２ｎ）を閉鎖するスイッチング時点を、その時点において閉鎖すべき回路要素上の電圧が０あるいは略０になり従ってキャパシタンス性のスイッチオン損失が低減されるように前記スイッチング時点を選択し、および／または、
    − 共振あるいは不連続な動作に際してまたは不連続な動作への限界上において回路要素（Ｔ１，．．．，Ｔ２ｎ）を開放するスイッチング時点を、その時点において開放すべき回路要素上の電流が略０になり従ってオーム性のスイッチオフ損失が防止されるように前記スイッチング時点を選択することによって、
    回路要素（Ｔ１，．．．，Ｔ２ｎ）のゼロ電圧スイッチング（無電圧のスイッチオン）および／またはゼロ電流スイッチング（無電流のスイッチオフ）を実現することを特徴とする請求項１ないし１０のいずれかに記載の方法。
12. 先に閉鎖された回路要素（Ｔ１，．．．，Ｔ２ｎ）の開放に際して中間電圧（ＵＭ）の変化を時間的に充分な解像度で測定して能動化すべき電圧レベルの演算的に期待される電圧と比較するとともに、それからスイッチング順序の枠内で閉鎖される回路要素（Ｔ１，．．．，Ｔ２ｎ）のスイッチング遅延とスイッチング時点を、その時点において閉鎖すべき回路要素（Ｔ１，．．．，Ｔ２ｎ）上の電圧が０あるいは略０なるような方式で判定することを特徴とする請求項１１記載のゼロ電圧スイッチングを含む方法。
13. ハーフブリッジを介して通流する電流を中間端子上の電流測定装置（Ｍ３）あるいは両方のハーフブリッジ部分回路（Ｚ１，Ｚ２）の端子（Ａ１，Ａ２）に通じる末端に配置された電流測定装置（Ｍ１；Ｍ２）の一方を使用して電流を導通させる回路要素（Ｔ１，．．．，Ｔ２ｎ）を介する電流変化を検知し得るように充分に高い解像度で測定し、その際その電流変化から共振あるいは不連続な動作に際してまたは不連続な動作への限界上において開放すべき回路要素（Ｔ１，．．．，Ｔ２ｎ）のスイッチング遅延とスイッチング時点をそのスイッチング時点において開放すべき回路要素（群）（Ｔ１，．．．，Ｔ２ｎ）上の電流が０あるいは略０になるように判定することを特徴とする請求項１１記載のゼロ電流スイッチングを含む方法。
14. 特定の時間的ラスタにおいて測定された電圧値および／または電流値から補間法、平均算出、および／または（高速）フーリエ変換によって実際値に近い電圧および／または電流変化を演算的に判定し、
    それをスイッチングすべき回路要素（Ｔ１，．．．，Ｔ２ｎ）のスイッチング遅延とスイッチング時点を判定するために使用することを特徴とする請求項１１ないし１３のいずれかに記載のゼロ電圧スイッチングおよび／またはゼロ電流スイッチングを含む方法。
15. スイッチングすべき回路要素（Ｔ１，．．．，Ｔ２ｎ）上の電圧変化および／または電流変化を既知のあるいは寄生性のインダクタンス値および／またはキャパシタンス値ならびに既知の電圧レベルを考慮しながら算定してそれをスイッチングすべき回路要素（Ｔ１，．．．，Ｔ２ｎ）のスイッチング遅延とスイッチング時点を判定するために使用し、
    その際オプションとして温度および／または電圧の作用中のインダクタンス値およびキャパシタンス値への影響を演算的に考慮することを特徴とする請求項１１記載の方法。
16. ゼロ電圧スイッチングおよび／またはゼロ電圧スイッチングのために必要なスイッチングされる回路要素（Ｔ１，．．．，Ｔ２ｎ）のスイッチング遅延は一つの回路内に固定的に設定し、
    すなわち回路技術的に回路内に設けるかまたはその回路内に内蔵されたあるいはその回路と結合された記憶装置内に書き込むことによって設定し、
    その際スイッチング遅延はオプションとしてブリッジ電圧、個別のあるいは複数のキャパシタ電圧、ハーフブリッジの端子上の電流、および／または重要な構成要素の温度を考慮しながら、それらの影響パラメータに依存する回路要素（Ｔ１，．．．，Ｔ２ｎ）の開放および／または閉鎖のためのスイッチング遅延の制御数値が記録された数値表を使用して予設定される、
    ことを特徴とする請求項１１記載の方法。
17. マルチレベルハーフブリッジ（ＭＬＨＢ）の形式の電気回路であって、
    前記回路は間にブリッジ電圧（ＵＢｒ）が存在する２つの端子（Ａ１，Ａ２）の結合を中間端子（Ｍ）内で結合する２個の部分回路（Ｚ１，Ｚ２）を介して有し、
    前記中間端子（Ｍ）上に端子（Ａ２）の電位に対して中間電圧（ＵＭ）が存在し、
    前記中間端子（Ｍ）に対して対称に形成された部分回路（Ｚ１，Ｚ２）がいずれもｎ個の直列に接続された回路要素（Ｔ１，．．．，Ｔｎ；Ｔｎ＋１，．．．，Ｔ２ｎ）を備え、
    第１の部分回路（Ｚ１）の各隣接する２個の回路要素（Ｔｉ，Ｔｉ＋１）の間の結合部（Ｖｉ；ｉ∈｛１，．．．ｎ−１｝）が中間端子（Ｍ）に対して対称に設置された第２の部分回路の各２個の隣接する回路要素（Ｔｎ＋ｉ，Ｔｎ＋ｉ＋１）の間の結合部（Ｖｎ＋ｉ）といずれもキャパシタ（Ｃｉ）を介して結合され、
    さらに回路要素（Ｔ１，．．．，Ｔ２ｎ）は制御ユニットを使用して異なったスイッチング状態（Ｚｉ）にスイッチ可能である電気回路であり、
    前記回路もしくは特にその制御ユニットが請求項１ないし１６に記載された１つあるいは複数の方法を実行するように構成されることを特徴とする電気回路。
18. 中間端子（Ｍ）上に接続されたインダクタンス（Ｌ）を備えてなる請求項１７記載のマルチレベルハーフブリッジ（ＭＬＨＢ）であって、
    − 入力電圧をブリッジ電圧（ＵＢｒ）としてハーフブリッジの外側端子（Ａ１，Ａ２）上に供給するとともにより小さな出力電圧（ＵＡ）を前記インダクタンスの前記ハーフブリッジと結合されていない方の第２の端子上で取り出すことによって降圧型コンバータとして動作させるか、または
    − 入力電圧（ＵＥ）を前記インダクタンスの前記ハーフブリッジと結合されていない方の第２の端子上に供給するとともにハーフブリッジの外側端子（Ａ１，Ａ２）上でより大きな出力電圧（ＵＢｒ）を取り出すことによって昇圧型コンバータとして動作させ、または
    − ハーフブリッジの両方の外側端子（Ａ１，Ａ２）のうちの一方の上で入力電圧（ＵＥ）と他方の外側端子（Ａ１，Ａ２）の上で前記入力電圧と異なった極性の出力電圧（ＵＡ）を取り出すことによってインバータとして動作させる、
    ことからなるマルチレベルハーフブリッジ。
19. ２個の請求項１７記載のマルチレベルハーフブリッジ（ＭＬＨＢ１，ＭＬＨＢ２）からなるシステムであって、
    前記２つのマルチレベルハーフブリッジ（ＭＬＨＢ１，ＭＬＨＢ２）はそれぞれの中間端子（Ｍ）を介して共通のインダクタンス（Ｌ）に結合され、そこで両方のマルチレベルハーフブリッジ（ＭＬＨＢ１，ＭＬＨＢ２）が昇圧型あるいは降圧型コンバータとして駆動可能であり、従って前記システムは可変の入力電圧（Ｕ１；Ｕ２）を可変の出力電圧（Ｕ２；Ｕ１）に変換するための双方向の昇降圧型コンバータとして使用可能であることを特徴とするシステム。
20. 複数の請求項１７記載のマルチレベルハーフブリッジ（ＭＬＨＢ）からなるシステムであって、
    各ハーフブリッジの端子（Ａ１，Ａ２）に共通のブリッジ電圧（ＵＢｒ）が付加されるとともに各ハーフブリッジの中間端子（Ｍ）はそれぞれ１個のインダクタンス（Ｌ）を介して共通の中間端子（ＭＧ）と結合されるような方式で前記マルチレベルハーフブリッジ（ＭＬＨＢ１，ＭＬＨＢ２，．．．ＭＬＨＢｍ）が並列に結線され、
    その際個々のマルチレベルハーフブリッジ（ＭＬＨＢ１，ＭＬＨＢ２，．．．ＭＬＨＢｍ）を位相シフト動作のために構成し、そこで各連続する２つのマルチレベルハーフブリッジ（ＭＬＨＢ１，ＭＬＨＢ２，．．．ＭＬＨＢｍ）の間の位相差がいずれも３６０°／ｍとなり、その際ｍはマルチレベルハーフブリッジ（ＭＬＨＢ１，ＭＬＨＢ２，．．．ＭＬＨＢｍ）の数に相当する、
    ことを特徴とするシステム。
21. 請求項１７記載の１個のマルチレベルハーフブリッジ（ＭＬＨＢ）と１個の単純なハーフブリッジ（ＨＢ）からなり２個の回路要素を含むシステムであって、
    前記マルチレベルハーフブリッジ（ＭＬＨＢ）と単純なハーフブリッジ（ＨＢ）が１個のフルブリッジに結線されることを特徴とするシステム。
22. 請求項１７記載の複数のマルチレベルハーフブリッジ（ＭＬＨＢ）と１個の単純なハーフブリッジ（ＨＢ）からなり２個の回路要素を含むシステムであって、
    マルチレベルハーフブリッジ（ＭＬＨＢ１，．．．ＭＬＨＢｍ）が請求項２０に記載のシステムを構成し、それが他方で前記１個の単純なハーフブリッジ（ＨＢ）と共に１個のフルブリッジに結線されることを特徴とするシステム。
23. ２個の請求項１７記載のマルチレベルハーフブリッジ（ＭＬＨＢ１，ＭＬＨＢ２）からなるシステムであって、前記２個のマルチレベルハーフブリッジ（ＭＬＨＢ１，ＭＬＨＢ２）が１個のフルブリッジに結線されるとともに逆相の動作用に構成され、従って両方の中間端子（Ｍ１，Ｍ２）上に常に平均で半分のブリッジ電圧（ＵＢｒ）が存在することを特徴とするシステム。
24. 複数の請求項１７記載のマルチレベルハーフブリッジから１個のフルブリッジに結線されるシステムであって、
    フルブリッジの両側にいずれも複数のマルチレベルハーフブリッジ（ＭＬＨＢＡｉ；ＭＬＨＢＢｉ）がそれら全てのマルチレベルハーフブリッジ（ＭＬＨＢＡｉ；ＭＬＨＢＢｉ）が共通のブリッジ電圧（Ｕ１）に接続されるような方式で並列に接続され、その際フルブリッジの各１つの側に配置されたマルチレベルハーフブリッジＭＬＨＢＡｉ；ＭＬＨＢＢｉ）の中間端子（ＭＡｉ；ＭＢｉ）がいずれもインダクタンスを介して共通の中間端子（ＭＡ；ＭＢ）に接続され、従ってフルブリッジの両側の中間端子（ＭＡ；ＭＢ）の間に電圧（Ｕ２）が存在し、
    個別のマルチレベルハーフブリッジ（ＭＬＨＢＡｉ；ＭＬＨＢＢｉ）は位相シフトされた動作用に構成され、それにおいてフルブリッジの各側の各連続する２つのマルチレベルハーフブリッジ（ＭＬＨＢＡｉ；ＭＬＨＢＢｉ）間の位相差がいずれも３６０°／ｍとなり、その際ｍはフルブリッジの各側の該当するマルチレベルハーフブリッジ（ＭＬＨＢＡｉ；ＭＬＨＢＢｉ）の数に相当し、
    フルブリッジの異なった側に配置されたマルチレベルハーフブリッジ（ＭＬＨＢＡｉ；ＭＬＨＢＢｉ）が逆相の動作用に構成され、従って両方の中間端子（ＭＡ；ＭＢ）上に常に半分のブリッジ電圧（Ｕ１）が平均で存在する、
    ことを特徴とするシステム。
25. ３個の請求項１７記載のマルチレベルハーフブリッジ（ＭＬＨＢ１，ＭＬＨＢ２，ＭＬＨＢ３）から１個のマルチレベル三相ブリッジに結線されるシステムであって、
    前記３つのマルチレベルハーフブリッジ（ＭＬＨＢ１，ＭＬＨＢ２，ＭＬＨＢ３）はそれら３つのマルチレベルハーフブリッジ（ＭＬＨＢ１，ＭＬＨＢ２，ＭＬＨＢ３）が共通のブリッジ電圧（ＵＢｒ）に接続されるような方式で並列に結線され、その際前記３個のマルチレベルハーフブリッジ（ＭＬＨＢ１，ＭＬＨＢ２，ＭＬＨＢ３）はそれぞれ１２０°の位相差をもって駆動され、またマルチレベルハーフブリッジ（ＭＬＨＢ１，ＭＬＨＢ２，ＭＬＨＢ３）の中間端子（Ｍ）がそれぞれ３個の三相端子（Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３）のうちの１個を制御することを特徴とするシステム。
26. いずれも請求項１７記載の複数のマルチレベルハーフブリッジ（ＭＬＨＢ）からなる請求項２０記載の３個のシステム（ＭＬＨＢＳ１；ＭＬＨＢＳ２；ＭＬＨＢＳ３）から１個のマルチレベル三相ブリッジに結線されるシステムであって、
    前記３つのシステム（ＭＬＨＢＳ１；ＭＬＨＢＳ２；ＭＬＨＢＳ３）はそれら３つのシステム（ＭＬＨＢＳ１；ＭＬＨＢＳ２；ＭＬＨＢＳ３）全てが共通のブリッジ電圧（ＵＢｒ）に接続されるような方式で並列に結線され、またそれら３つのシステム（ＭＬＨＢＳ１；ＭＬＨＢＳ２；ＭＬＨＢＳ３）が相互にいずれも１２０°の位相差をもって駆動され、さらにそれらの３つのシステム（ＭＬＨＢＳ１；ＭＬＨＢＳ２；ＭＬＨＢＳ３）の中間端子（Ｍ）がそれぞれ３個の三相端子（Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３）のうちの１個を制御することを特徴とするシステム。
27. 直流側（ＤＣ）に昇圧型コンバータとして機能する１個あるいは複数の請求項１８記載のマルチレベルハーフブリッジ（ＭＬＨＢＧ１，．．．，ＭＬＨＢＧＸ）がそれぞれ直流電位（ＵＤＣ）上に存在する中間端子（Ｍ）を伴って並列に接続され、また位相シフトした動作のために複数の直流側マルチレベルハーフブリッジを使用する場合に前記直流側マルチレベルハーフブリッジ（ＭＬＨＢＧ１，．．．，ＭＬＨＢＧＸ）を請求項２０に記載の方式で構成し、
    交流側（ＡＣ）には請求項１８に従って降圧型コンバータとして機能する１個あるいは複数のマルチレベルハーフブリッジ（ＭＬＨＢＷ１，．．．，ＭＬＨＢＷＸ）が、それらの端子（Ａ１，Ａ２）にいずれも同じ中間回路電圧（ＵＺＫ）が付加されまた他方それらの中間端子（Ｍ）は交流電位（ＵＰｈ１，ＵＰｈ２，ＵＰｈ３）上に存在するような方式で結線され、前記中間回路電圧（ＵＺＫ）は直流側のマルチレベルハーフブリッジ（ＭＬＨＢＧ１，．．．，ＭＬＨＢＧＸ）のブリッジ電圧に相当し、さらに複数の交流側マルチレベルハーフブリッジ（ＭＬＨＢＷ１，．．．，ＭＬＨＢＷＸ）を使用する場合にそれらを請求項２４または２５記載のマルチレベル三相ブリッジとして結線して適宜な位相シフト動作用に構成し、さらに必要であればオプションとして、交流電位（ＵＰｈ１，ＵＰｈ２，ＵＰｈ３）のための交流側中性点（Ｎ）を中間回路電圧（ＵＺＫ）上の２個のキャパシタの直列接続およびそれらの両方のキャパシタの結合点との接続によって形成する、
    ことを特徴とするマルチレベルＤＣ／ＡＣコンバータシステム。
28. モータ制御、コンバータあるいはインバータ、出力アダプタ、ＤＣ／ＤＣコンバータ、あるいは蓄電用途における請求項１７記載のマルチレベルハーフブリッジ（ＭＬＨＢ）の形式の電気回路。
    

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