DE102014003732A1 - Elektrische Schaltung umfassend eine Halbbrücke - Google Patents

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Abstract

Die Erfindung betrifft eine elektrische Schaltung umfassend eine Halbbrücke (HB) mit wenigstens zwei Transistoren (T1, T2) und einem Mittelanschluss (M), an welcher durch geeignete Schaltung der wenigstens zwei Transistoren (T1, T2) eine zwischen wenigstens zwei Spannungsniveaus schaltbare Ausgangsspannung (UA) gegen ein Referenzpotential (U0) einstellbar ist. Die elektrische Schaltung weist eine am Mittelanschluss (M) der Halbbrücke (HB) angeschlossene Hilfsschaltung (HS) auf, welche ihrerseits wenigstens zwei Induktivitäten (L2, L3), wenigstens zwei Transistoren (T3, T4), wenigstens zwei Dioden (D1–D4) und wenigstens zwei Kapazitäten (C1–C6) aufweist. Die Hilfsschaltung (HS) ist dabei zum Zwecke der Reduzierung von Verlustleistung in der Halbbrücke (HB) derart gestaltet, dass unter koordiniertem Schalten wenigstens eines Transistors (T3, T4) der Hilfsschaltung (HS) mit Schaltvorgängen der Transistoren (T1, T2) der Halbbrücke (HB) ein Stromfluss erzeugt wird, der ein nahezu stromloses Ausschalten der Transistoren (T1, T2) der Halbbrücke (HB) und/oder ein nahezu spannungsfreies Einschalten der Transistoren (T1, T2) der Halbbrücke (HB) ermöglicht.

Description

  • Die vorliegende Erfindung betrifft eine elektrische Schaltung umfassend eine Halbbrücke mit wenigstens zwei Transistoren und einem Mittelanschluss, an welcher durch geeignete Schaltung der wenigstens zwei Transistoren eine zwischen wenigstens zwei Spannungsniveaus schaltbare Ausgangsspannung gegen ein Referenzpotential einstellbar ist.
  • Derartige Halbbrücken, an deren Mittelanschluss ein elektrischer Verbraucher – bevorzugt in Reihenschaltung zu einer davor angeordneten Induktivität – angeschlossenen werden kann, sind aus dem Stand der Technik in vielfältigen Ausgestaltungen und als Bestandteil verschiedenster Schaltkreise bekannt. Sie können z. B. als Auf- oder Abwärtswandler oder – z. B. in Form sogenannter Multilevel-Halbbrücken – als Mittel zur Beaufschlagung des hieran angeschlossenen Verbrauchers mit verschiedenen Spannungsniveaus dienen. Insbesondere betrifft die vorliegende Erfindung dabei elektrische Schaltungen der eingangs genannten Art mit (wenigstens) einer Multilevel-Halbbrücke, die als so genannte Flying-Capacitor-Multilevel-Halbbrücke ausgestaltet und z. B. in der WO 2013/139430 A1 beschrieben ist. Besagte Druckschrift WO 2013/139430 A1 wird daher vollumfänglich zum Gegenstand der vorliegenden Offenbarung gemacht.
  • Bei (Multilevel-)Halbbrücken besteht die Problematik, dass bei einem durch Schaltung eines Transistor-Paares bewirkten Pegelwechsel am Mittelanschluss der (Multilevel-)Halbbrücke in bestimmten Fällen die (insbesondere in Feldeffekttransistoren üblicherweise integrierte oder separat in Parallelschaltung zum Transistor angeordnete) Reversediode des ersten bei dem Schaltvorgang zu schließenden (Feldeffekt-)Transistors noch leitet, während der zweite (Feldeffekt-)Transistor einschaltet. Dabei kann der durch die Reversediode fließende Strom in einen Bereich von mehreren 100 A ansteigen, wobei es in der Folge in der (Multilevel-)Halbbrücke zu Oszillationen in einem Frequenzbereich von bis zu ca. 100 MHz kommen kann, bis die Energie als Avalanche-Effekt in einem ”Lawinendurchbruch” gewissermaßen in den (Feldeffekt-)Transistoren verheizt wird.
  • Hierdurch kann einerseits die maximal zulässige Avalanche-Energie eines (Feldeffekt-)Transistors überschritten werden, was zu einer Beschädigung des betreffenden Transistors führt. Ferner ist hierdurch die maximal verfügbare Ausgangsleistung der (Multilevel-)Halbbrücke im Hinblick auf eine geeignete Auslegung derselben entscheidend reduziert. Andererseits kommt es dabei auch zu unerwünscht hoher EMI (elektromagnetischer Interferenz) und einem insgesamt deutlich verringerten Wirkungsgrad der die (Multilevel-)Halbbrücke beinhaltenden elektrischen Schaltung.
  • Die vorstehende Problematik besteht nicht nur bei (Flying-Capacitor)Multilevel-Halbbrücken, sondern auch bereits bei einfachen als Zweipunktwandler ausgestalteten Halbbrücken, bei denen die aufgrund vorstehender Problematik gegebenen Verluste generell so hoch sind, dass solche Halbbrücken in der Praxis als Hoch- bzw. Tiefsetzer keine bzw. kaum Verwendung finden. Bei bidirektionalen Systemen, bei denen der Mittelanschluss der Halbbrücke auch als (Spannungs- und Strom)Eingang Verwendung finden kann, sind aktive Schalter sowohl auf der Low- als auch auf der Highside erforderlich, wobei in diesem Zusammenhang für höhere Spannungen die Multilevel-Halbbrücken-Topologie die einzig sinnvolle Alternative darstellt. Im Rahmen der vorliegenden Erfindung getätigte Versuche haben gezeigt, dass bei Flying-Capacitor-Multilevel-Halbbrücken nur ca. 30% der insgesamt gegebenen Verluste auf ohmsche Verluste zurückzuführen sind, so dass ca. 70% der Verlustleistung solcher Schalttopologien auf die beim Betrieb der Schaltung durchgeführten Schaltvorgänge zurückzuführen sind.
  • Vor diesem Hintergrund ist es die Aufgabe der vorliegenden Erfindung eine elektrische Schaltung der eingangs genannten Art in möglichst einfacher Weise so weiterzubilden, dass diese eine insgesamt reduzierte Verlustleistung aufweist.
  • Diese Aufgabe wird mit einer erfindungsgemäßen elektrischen Schaltung nach Anspruch 1 gelöst. Weitere bevorzugte Ausgestaltungen und/oder Konkretisierungen der vorliegenden Erfindung ergeben sich aus den abhängigen Ansprüchen und der nachfolgenden Beschreibung und den Zeichnungen.
  • Die erfindungsgemäße elektrische Schaltung weist dabei neben einer Halbbrücke im eingangs genannten Sinne eine am Mittelanschluss der Halbbrücke angeschlossene Hilfsschaltung auf, wobei die Hilfsschaltung ihrerseits wenigstens zwei (typischerweise relativ kleine) Induktivitäten, wenigstens zwei Transistoren, wenigstens zwei Dioden und wenigstens zwei Kapazitäten aufweist. Dabei ist die Hilfsschaltung zum Zwecke der Reduzierung von Verlustleistung in der Halbbrücke derart gestaltet, dass unter koordiniertem Schalten wenigstens eines Transistors der Hilfsschaltung mit Schaltvorgängen der Transistoren der Halbbrücke ein Stromfluss erzeugt wird (bzw. erzeugbar ist), der ein nahezu stromloses Ausschalten der Transistoren der Halbbrücke und/oder ein nahezu spannungsfreies Einschalten der Transistoren der Halbbrücke ermöglicht.
  • Mit anderen Worten kann unter erfindungsgemäßer Verwendung und Verschaltung einer im oben genannten Sinne ausgestalteten Hilfsschaltung mit einer Halbbrücke, bei der es sich gemäß einer besonders bevorzugten Ausgestaltung der Erfindung auch um eine Multilevel-Halbbrücke, insbesondere eine Flying-Capacitor-Multilevel-Halbbrücke, handeln kann, mit einfachen Mitteln ein nahezu stromloses Ausschalten der Transistoren der Halbbrücke und/oder ein nahezu spannungsfreies Einschalten der Transistoren der Halbbrücke und somit ein deutlich verlustärmerer Betrieb der mit der Hilfsschaltung verschalteten (Multilevel-)Halbbrücke garantiert werden.
  • Dabei werden durch geeignete Anordnung bzw. Verschaltung der Komponenten der erfindungsgemäß zur Verwendung kommenden Hilfsschaltung und durch in geeignet koordinierter Weise mit den Schaltvorgängen in der Halbbrücke erfolgendes Schalten der Transistoren der Hilfsschaltung ein in verschiedenen Phasen des Betriebs der erfindungsgemäßen Schaltung längs verschiedener Strompfade fließender Strom unter sukzessiver Auf- und Entmagnetisierung wenigstens einer in der Hilfsschaltung vorhandenen Spule und sukzessiver Auf- und Entladung wenigstens einer in der Hilfsschaltung vorhandenen Kapazität erzeugt.
  • Im Rahmen der Erfindung ist ferner vorteilhaft vorgesehen, dass die Schaltung dazu eingerichtet ist, dass während eines halbbrückenseitigen Schaltvorgangs, der ein sukzessives und mit Zeitverzug erfolgendes Ausschalten und Einschalten verschiedener Transistoren auf Seiten der Halbbrücke umfasst, ein Transistor der Hilfsschaltung eingeschaltet wird.
  • Ferner kann im Rahmen der Erfindung in vorteilhafter Weise vorgesehen sein, die Halbbrücke bzw. Multilevel-Halbbrücke in Verbindung mit einer Induktivität am Mittelanschluss als Abwärtswandler (”step down converter”), Aufwärtswandler (”step up converter”) oder Invers-Wandler (”buck converter”) betrieben wird oder in Verbindung mit einem am Mittelanschluss angeschlossenen Übertrager (Transformator) als Sperrwandler (”flyback converter”) oder Durchflusswandler betrieben wird oder einen am Mittelanschluss angeschlossenen Verbraucher mit induktiver Komponente, wie z. B. einen Elektromotor, ansteuert.
  • Die Funktions- und vorteilhafte Betriebsweise einer erfindungsgemäßen Schaltung sowie deren vorteilhafte Aspekte und Ausgestaltungen werden nachfolgend an verschiedenen in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispielen der Erfindung näher erläutert. Dabei zeigt
  • 1 ein erstes Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schaltung,
  • 2 ein zweites Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schaltung,
  • 3 ein drittes Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schaltung,
  • 4–9 eine Veranschaulichung des konkreten Verlaufs des Stromflusses in dem in 1 dargestellten ersten Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schaltung in verschiedenen Phasen von erfindungsgemäß realisierten Schaltvorgängen,
  • 10 eine Darstellung des qualitativen Strom- und Spannungsverlaufs sowie der zugehörigen Schaltzuständige über den zeitlichen Verlauf der erfindungsgemäß realisierten Schaltvorgänge,
  • 11a, 11b eine Darstellung der Spannungs- und Stromverläufe an zwei Feldeffekttransistoren einer Halbbrücke, einmal bei erfindungsgemäßer Verwendung einer Hilfsschaltung (11b) und einmal ohne eine solche Hilfsschaltung (11a),
  • 12 ein viertes Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schaltung und
  • 13 ein fünftes Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schaltung.
  • In 1 ist ein erstes Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen elektrischen Schaltung gezeigt, welche eine Halbbrücke HB und eine Hilfsschaltung HS umfasst.
  • Die Halbbrücke HB ist vorliegend unter Verwendung zweier symmetrisch zu einem Mittelanschluss M angeordneter Feldeffekttransistoren T1 und T2 (jeweils mit Reversediode) und einer Spannungsversorgung U als Zweipunktwandler ausgestaltet, der prinzipiell in üblicher Weise in einem Auf- und Abwärtswandelbetrieb schaltbar ist, wobei aus Gründen der Vereinfachung im Folgenden ausschließlich der Abwärtswandelbetrieb dargestellt wird.
  • Die Spannungsversorgung U gibt dabei die Potentialdifferenz zwischen den ober- und unterhalb des Mittelanschlusses M und der in den verschiedenen Zweigen der Halbbrücke HB angeordneten Transistoren T1, T2 liegenden Seiten (High- bzw. Lowside) der Halbbrücke HB vor, wobei vorliegend die Lowside als Referenzpotential U0 für die am Mittelanschluss M anliegende Spannung UA dient, mit welcher ein Verbraucher R1 über eine zwischengeschaltete Induktivität L1 beaufschlagt wird.
  • Die Hilfsschaltung HS gemäß dem in 1 dargestellten Ausführungsbeispiel weist zwei Induktivitäten bzw. Spulen L2, L3, zwei (Feldeffekt-) Transistoren T3, T4 (mit Reversediode), insgesamt vier die mögliche Richtung des Stromflusses längs verschiedener Strompfade vorgebende Dioden D1–D4 und drei Kapazitäten bzw. Kondensatoren C1, C2, C3 auf, wobei der die Hilfsschaltung HS mit der Highside der Halbbrücke HB verbindende Kondensator C3, wie dies durch die gestrichelte Linie angedeutet ist, nicht zwingend vorgesehen sein muss.
  • Der in 1 rechts dargestellten Kondensator C1, dessen Elektroden über je einen durch verschieden orientierte Dioden D2, D4 und je eine der beiden Induktivitäten L1, L2 gebildeten Strompfad mit dem Mittelanschluss M der Halbbrücke verbunden ist, dient zur Zwischenspeicherung elektrischer Energie, da für die Entstromung der in den Transistoren T1, T2 der Halbbrücke HB vorhandenen Reversedioden nicht unerhebliche Kommutierungsströme erforderlich sind. Der in 1 unten dargestellte Kondensator C2 verbindet eine der Elektroden des Kondensators C1 mit der Lowside der Halbbrücke HB. Der in 1 oben dargestellte Kondensator C3 verbindet die andere Elektrode des Kondensators C1 mit der Highside der Halbbrücke HB. Wie bereits erwähnt, ist der Kondensator C3 prinzipiell nicht erforderlich, führt aber zu einer Symmetrisierung der Verschiebungsströme und reduziert den Strom-Ripple in der Spannungsquelle, so dass er in einer erfindungsgemäßen Schaltung vorteilhaft vorgesehen sein kann.
  • Die dem Mittelanschluss M der Halbbrücke HB abgewandten Enden der beiden Spulen L2, L3 der Hilfsschaltung HS sind über je einen der beiden Transistoren T3, T4 und je eine Diode D1, D3 wiederum mit je einer Elektrode des in 1 rechts dargestellten Kondensators C1 verschalten.
  • 2 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen elektrischen Schaltung, bei welcher die beiden vorgenannten Dioden D1, D3 nicht vorgesehen sind. Auch wenn diese Schaltung trotz der aus Kostengründen ggfs. sinnvollen Weglassung der Dioden D1 und D3 prinzipiell funktionstüchtig ist, so kann es hier leicht zu Resonanzen kommen, während T3 oder T4 noch geschlossen sind und der – nachfolgend noch näher erläuterte – Stromfluss durch L2 bzw. L3 bereits zum Erliegen gekommen ist. In diesem Fall wird eine gewisse Energiemenge in einer Resonanz von L2 bzw. L3 in Verbindung mit den umliegenden Kondensatoren in EMI und in Wärme verwandelt, was grundsätzlich von Nachteil ist. Dieser Problematik kann entweder durch sehr exaktes Steuern der Schaltelemente T3 und T4 oder aber alternativ durch Verwendung der beim Ausführungsbeispiel gemäß 1 vorhandenen Dioden D1 und/oder D3, welche die Resonanz in einer Richtung sperren, abgeholfen werden. In allen weiteren Ausführungsbeispielen werden daher die Dioden D1 und D3 mit aufgeführt.
  • 3 zeigt schließlich noch ein drittes Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen elektrischen Schaltung, welches hinsichtlich der konkreten Ausgestaltung der Hilfsschaltung HS dem Ausführungsbeispiel gemäß 1 entspricht, wobei nun die beim Ausführungsbeispiel gemäß 1 als Zweipunktwandler ausgestaltete Halbbrücke durch eine (Flying-Capacitor-)Multilevel-Halbbrücke MLHB ersetzt ist. Bei einer Multilevel-Halbbrücke MLHB sind in den beiden zum Mittelanschluss M symmetrisch ausgebildeten Zweigen jeweils eine (vorgebbare) Anzahl n von in Serie geschalteten Transistoren T1, ..., Tn; Tn+1, ..., T2n vorgesehen, wobei die Verbindungsstellen zwischen je zwei benachbarten Schaltelementen Ti, Ti+1 des ersten Zweigs jeweils über einen Kondensator Ci mit den symmetrisch zum Mittelanschluss M gelegenen Verbindungsstellen zwischen je zwei Schaltelementen Tn+i, Tn+i+1 des zweiten Zweigs verbunden sind. Mit einer solchen Multilevel-Topologie, die sich für verschiedenste Anwendungen eignet, lassen sich bei geeigneter Schaltung der in den verschiedenen Zweigen vorhandenen Transistoren eine Mehrzahl von diskreten Ausgangsspannungsniveaus am Mittelanschluss M einstellen, die von der Anzahl n der pro Zweig verwendeten Transistoren abhängig sind. Da bei Schaltung zwischen zwei solchen Schaltzuständen, vergleichbar den nachfolgend erläuterten Schaltvorgängen in einer als Zweipunktwandler ausgestalteten Halbbrücke, jeweils ein Paar von auf der Lowside und Highside angeordneten Transistoren geschaltet werden muss, ergibt sich dabei ein zu den nachfolgenden Ausführungen vollkommen analoges Funktionsprinzip der erfindungsgemäßen Schaltung. Der besseren Übersichtlichkeit halber ist in 3 der am Mittelanschluss M angeschlossene Verbraucher R1 mit vorgeschalteter Induktivität L1 nicht dargestellt.
  • In der nachfolgend anhand der 4–9 erläuterten Funktionsweise der erfindungsgemäßen Schaltung wird zur Vereinfachung die Anbindung der erfindungsgemäß vorgesehenen Hilfsschaltung HS an eine als Zweipunktwandler ausgestaltete Halbbrücke HB gemäß dem Ausführungsbeispiel aus 1 gezeigt, wobei nochmals betont sei, dass die vorliegend zur Anwendung kommende Hilfsschaltung HS in bevorzugter Weise zur erfindungsgemäßen Verwendung an einer Multilevel-Halbbrücke geeignet ist, da hier die Spannungsauslegung der Hilfsschaltung nur in der Größenordnung von einer Multilevel-Stufe zu erfolgen braucht und somit das Preis/Leistungsverhältnis für die Verwendung einer Hilfsschaltung im erfindungsgemäßen Sinn beim Einsatz in Multilevel-Topologien sogar besser ist.
  • Das nachfolgend erläuterte Schaltschema ist prinzipiell sehr einfach gestaltet, indem bei einem Pegelwechsel der Halbbrücke, bei dem ein erster Transistor geschlossen und ein zweiter (im anderen Zweig der Brückenschaltung gelegener) Transistor geöffnet werden muss, die betreffenden Schaltvorgänge mit zeitlichem Versatz (Delay) durchgeführt werden, wobei während der Schaltvorgänge (wenigstens) einer der Transistoren der Hilfsschaltung (geeignet koordiniert mit den Schaltvorgängen auf Seiten der Halbbrücke) für eine bestimmte Zeit geschlossen wird. Dabei ergeben sich dann in verschiedenen Phasen ablaufende Stromflüsse längs verschiedener Strompfade durch die erfindungsgemäße Schaltung, die nachfolgend näher erläutert werden.
  • Bei Inbetriebnahme der Schaltung wird zunächst die dem Verbraucher vorgeschaltete Induktivität L1, die prinzipiell auch in den Verbraucher integriert sein könnte, aus der Spannungsversorgung U heraus über T1 magnetisiert (vgl. 4). Dies ist die zentrale Ladephase, die je nach Schaltfrequenz und Tastverhältnis eine Zeitspanne in der Größenordnung von etwa 10 μs benötigt.
  • Die Kommutierung von der Highside auf die Lowside, d. h. das Umschalten des Stromflusses aus dem in 4 gezeigten Strompfad in den in 5 gezeigten Strompfad bei entsprechender Umschaltung der Transistoren T1, T2 der Halbbrücke HB, geschieht beim Abwärtswandeln eigenständig, weil der Stromfluss dabei entgegen der Flussrichtung der parasitären Diode in T1 und in Flussrichtung der parasitären Diode in T2 fließt (vgl. den durch die Pfeile dargestellten Stromfluss in den 4 und 5).
  • Bei diesem Schaltvorgang muss die Hilfsschaltung HS prinzipiell nicht durch Schalten wenigstens eines der Transistoren T3 und/oder T4 aktiviert werden. Es ist jedoch durchaus zulässig, den auf der Lowside der Hilfsschaltung HS angeordneten Halbleiterschalter T4 während der Kommutierung zu aktivieren, falls die aktuelle Stromflussrichtung nicht genau bekannt ist. Die durch diese Aktivierung zusätzlich entstehenden Verluste in der Hilfsschaltung HS halten sich dabei in vertretbarem Rahmen, da sich aufgrund des schnell erfolgenden Schaltvorgangs die dann als Kommutierungsdrossel fungierende Induktivität L3 kaum aufmagnetisieren kann.
  • Bei dem Schaltzustand und Stromfluss gemäß 5 handelt es sich um die Entladephase, welche sich ebenfalls typischerweise in der Größenordnung von 10 μs abspielt.
  • Wichtig wird die im Rahmen der Erfindung zu realisierende koordinierte Schaltung wenigstens eines Transistors T3, T4 der Hilfsschaltung jedoch bei der nachfolgend erläuterten und erfindungsgemäß in verschiedenen Phasen ablaufenden Kommutierung von der Lowside auf die Highside.
  • In einer ersten Phase (Phase 1), die in 6 dargestellt ist, wird die Kommutierung von der Lowside auf die Highside durch Einschalten von T3 und nahezu zeitgleiches Abschalten von T2 eingeleitet. 6 veranschaulicht die dabei längs zweier Strompfade entstehenden Ströme.
  • Prinzipiell kann T3 auch eingeschaltet werden, noch bevor T2 abschaltet. Dies hat den Vorteil, dass die Hilfsschaltung HS den Strom von T2 direkt übernimmt und die Freilaufdiode von T2 erst gar nicht zum Leiten kommt und dass hierdurch ein nahezu stromloses Ausschalten von T2 ermöglicht wird. Schaltet man dabei jedoch T3 zu früh ein, dann kommt es zu einem unnötig hohen Strom in der Hilfsschaltung HS, welcher diese im Extremfall sogar zerstören kann. Ist der Stromwert in T2 bekannt, so kann der günstigste Schaltmoment in Abhängigkeit vom Strom in T2 gewählt werden.
  • Zunächst fließt in Phase 1, wie dies in 6 veranschaulicht ist, der Strom durch die Freilaufdiode von T2 weiter. Der Strom durch L2 steigt zügig (mit ca. 400 A/μs) an, bis dieser den Laststrom in L1 (deutlich) übersteigt, woraufhin T2 hochohmig wird und ein weicher Schaltvorgang stattfinden kann. Dieser Vorgang benötigt bei 30 A ca. 150 ns.
  • Nun fängt in einer zweiten Phase (Phase 2) die Freilaufdiode von T1 das Leiten an, wie dies durch die in 7 dargestellten Stromflüsse veranschaulicht ist. Wenn dabei die Spannung am Mittelanschluss M der Halbbrücke HB auf das positive Potential der Highside der Halbbrücke HB angestiegen ist, dann bleibt der Stromfluss durch L2 auf hohem Niveau erhalten, da die Ladung von C1 in etwa der durch die Spannungsversorgung U der Halbbrücke HB bereitgestellten Versorgungsspannung entspricht. Nur der Stromabzweig über L1 führt zu einer leichten Entmagnetisierung von L2.
  • Die Dauer von Phase 2 ist stromabhängig und sollte mit einer bevorzugten Dauer von ca. 100 ns nicht zu lange gewählt werden, da in dieser Phase unnötig Strom von der Hilfsschaltung HS an den Verbraucher abgegeben wird. Die Entmagnetisierung von L2 in Phase 2 erfolgt letztlich jedoch zu träge, um ein schnelles, spannungsfreies Einschalten des Transistors T1 im Bereich von 0–100% vom Tastverhältnis zu realisieren.
  • Um dies zu erreichen wird sodann eine Schnell-Entmagnetisierung von L2 herbeigeführt, welche in Phase 3 realisiert ist.
  • Dabei wird, wie dies in 8 dargestellt ist, in etwa zeitgleich mit dem Schließen des Transistors T1 der Transistor T3 wieder geöffnet. Jetzt findet der Strom seinen Weg über D2, wodurch die in L2 gespeicherte Energie zügig in die Versorgungsspannung übertragen wird. Die Dauer von Phase 3 entspricht vorteilhaft der Dauer von Phase 1 und ist wiederum stark stromabhängig.
  • Phase 4 des in einer erfindungsgemäßen Schaltung realisierbaren Schaltvorgangs ist in 9 veranschaulicht.
  • Bereits zeitgleich mit dem Entmagnetisieren von L2 beginnt langsam der Strompfad durch L3 und D4 zu leiten, weil der vorherige Schaltvorgang das Potential von C1 abgesenkt hat. Da diese Spannungsdifferenz vergleichsweise klein ist, steigt der Strom nur langsam an und lädt allmählich C1 auf und entlädt C2 wieder. Wenn C1 wieder das Potential der Spannungsversorgung U erreicht hat, dann ist der Strom in L3 maximal hoch. Die in L3 gespeicherte Energie wird nun zusätzlich an C1 abgegeben, weshalb die Spannung an C1 sogar etwas höher ist als die Versorgungsspannung.
  • Als Nebenbemerkung sei erwähnt, dass in einer erfindungsgemäßen Schaltung noch weitere Effekte existieren, welche die Spannung an C1 überhöhen. Dazu gehört u. a. die DS(”drain-source”)-Kapazität von T4, deren tatsächlicher Einfluss im Rahmen der vorliegenden Erfindung durch Verwendung von Dioden mit vergleichsweise kurzer Freiwerd-Zeit minimiert werden kann.
  • Und abschließend sei in Zusammenhang mit der vorstehenden Funktionsbeschreibung gemäß 4–9 angemerkt, dass das Schaltverhalten für einen Aufwärtswandler, bei dem der Strom von der Spule in die (Multilevel-)Halbbrücke fließt, durch zeitweises Schließen des auf der Lowside der Hilfsschaltung angeordneten Transistors T4 im Prinzip vollkommen analog verläuft und somit nicht weiter erörtert wird.
  • Ferner sei nochmals darauf hingewiesen, dass die Hilfsschaltung sich in vollkommen analoger Weise auch bei anderen Wandlertypen bzw. anderen Einsatzfällen einer Halbbrücke einsetzen lässt, insbesondere bei Aufwärtswandlern (”step up converter”), Invers-Wandlern (”buck converter”) Sperrwandlern (”flyback converter”), Durchflusswandlern oder in Zusammenhang mit anderen am Mittelanschluss angeschlossenen Verbrauchern mit induktiver Komponente, wie z. B. Elektromotoren. Besonders vorteilhaft ist auch der Einsatz bei bidirektional arbeitenden Wandlertypen und Vierquadrantenstellern in Verbindung mit Multilevel-Architekturen.
  • Die mittels einer geeigneten Steuerelektronik zu realisierende Gate-Ansteuerung der in der Hilfsschaltung einer erfindungsgemäßen elektrischen Schaltung vorgesehenen (Feldeffekt-)Transistoren ist im Ergebnis vergleichsweise einfach. Ein hilfsschaltungsseitiger Transistor ist immer in der Delay-Phase des halbbrückenseitigen Schaltvorgangs zwischen verschiedenen Spannungsniveaus am Mittelanschluss, d. h. der Phase zwischen dem Aus- und Einschalten der zwei halbbrückenseitig zu schaltenden Transistoren, einzuschalten, wobei in der Delay-Phase der fallenden Flanke (Schaltvorgang von hohem auf niedriges Spannungsniveau) der auf der Lowside der Hilfsschaltung angeordnete (d. h. der untere) Transistor T4 und in der Delay-Phase der steigenden Flanke (Schaltvorgang von niedrigem auf hohes Spannungsniveau) der auf der Highside der Hilfsschaltung angeorndete (d. h. der obere) Transistor T3 einzuschalten ist. Das exakte Timing ist vergleichsweise unkritisch; Timing-Versätze von ca. 20 ns wären durchaus tolerabel.
  • Wie bereits weiter oben erläutert, kann auf eine Schaltung der Transistoren der Hilfsschaltung beim Abwärtswandeln ggfs. ganz verzichtet werden.
  • 10 stellt schließlich zur Veranschaulichung des zeitlichen Ablaufs der erfindungsgemäß realisierbaren Kommutierung verschiedene qualitative Strom- und Spannungsverläufe sowie die erfindungsgemäß bevorzugt zu realisierenden Schaltzustände der verschiedenen Transistoren T1, T2, T3 im zeitlichen Verlauf dar, wobei die in 10 in die Darstellung der Stromverläufe durch L2 bzw. durch L3 und L4 eingefügten Zahlen die vorstehend erläuterten Phasen 1–4 repräsentieren.
  • Bei der in 10 oben dargestellten Schaltspannung handelt es sich um die Spannung UA am Mittelanschluss der Halbbrücke HB.
  • In den drei in 10 unten dargestellten Diagrammen zum Schaltzustand der Feldeffekttransistoren T1, T2, T3, bei denen das hohe Level den geschlossenen und das niedrige Level den offenen Schaltzustand zeigt, ist ersichtlich, dass die erfindungsgemäß unter Verminderung von Schaltverlusten realisierte Kommutierung, wie dies weiter oben bereits beschrieben wurde, in bevorzugter Weise dadurch erfolgen kann, dass (in etwa) gleichzeitig mit dem Schließen des auf der Highside der Hilfsschaltung angeordneten Transistors T3 der auf der Lowside der Halbbrücke HB angeordnete Transistor T2 geöffnet wird und mit zeitlichem Versatz hierzu, wiederum etwa gleichzeitig, T3 wieder geöffnet und der auf der Highside der Halbbrücke angeordnete Transistor T1 geschlossen wird.
  • Es ist gut zu erkennen in 10, dass das Wiederaufladen von C1 in Phase 4 über den Stromfluss durch L3 und D4 eigentlich bereits in Phase 2 einsetzt. Ferner ist gut zu erkennen, dass die sich ergebende Stromkommutierung dazu führt, dass die in 10 als Schaltspannung bezeichnete Spannung UA am Mittelanschluss M der Halbbrücke HB noch vor Schließen des Transistors T1 das hohe Spannungsniveau erreicht, wie dies in Zusammenhang mit Phase 2 bereits erläutert wurde.
  • Die 11a und 11b zeigen mit höchster Genauigkeit (unter Einbeziehung parasitärer Induktivitäten der Kondensatoren) berechnete und zeitlich hochaufgelöste Computersimulationen zur Spannung am Feldeffekttransistor (jeweils oben) und zum Strom durch den Feldeffekttransistor (jeweils unten), wobei 11a einen Schaltvorgang in einer Halbbrücke ohne erfindungsgemäße Zuschaltung einer Hilfsschaltung und 11a die sich bei einem Schaltvorgang ergebenden Spannungs- und Stromkurven mit erfindungsgemäßer Zuschaltung und Betrieb der Hilfsschaltung zeigt.
  • Dabei ist in 11a – durch die deutlich ausgeprägte Stromspitze – gut zu erkennen, dass es ohne Zuschaltung der Hilfsschaltung zu Querströmen mit einer Amplitude von bis zu 280 A und den eingangs erläuterten Avalanche-strömen mit DS(”drain-source”)-Durchbrüchen mit Amplituden von 80 A kommt, während bei wie vorstehend erläuterter Zuschaltung und Betrieb der Hilfsschaltung und ansonsten identischen Bedingungen gemäß 11b keine solchermaßen verlustbehafteten Querströme und Avalanche-Durchbrüche auftreten.
  • Auch der Spannungsverlauf am FET zeigt bei erfindungsgemäßer Verwendung der Hilfsschaltung einen deutlich glatteren Verlauf mit schnellerer Einschwingung des vorgegebenen Spannungsniveaus.
  • 12 und 13 zeigen schließlich noch zwei weitere Ausführungsvarianten einer erfindungsgemäßen elektrischen Schaltung aus Halbbrücke HB und Hilfsschaltung HS, wobei selbstredend auch hier – wie in dem Ausführungsbeispiel gemäß 3 – eine Multilevel-Halbbrücke MLHB verwendet werden kann.
  • Darin ist gezeigt, dass in Abwandlung zu den bisher vorgestellten Ausführungsbeispielen einer erfindungsgemäßen Schaltung auch weitere bzw. alternative Kondensatoren vorgesehen sein können, um die Hilfsschaltung an die (Multilevel-)Halbbrücke anzubinden.
  • Insbesondere kann der gemäß dem Ausführungsbeispiel aus 1 zur Anbindung der Lowside der Hilfsschaltung HS an die Lowside der Halbbrücke HB vorgesehene Kondensator C2 durch eine leitenden Verbindung ersetzt werden, wenn z. B. alternativ ein Kondensator in der Brückenmitte eingebracht wird (Kondensator C5, vgl. 12). Der Kondensator C3 bleibt als zusätzliche Option erhalten.
  • Insbesondere durch das ebenfalls mögliche Vertauschen von D3 und T4 (oder ein Entfernen von D3) ergibt sich eine Schaltungsanordnung, bei welcher T4 das gleiche Bezugspotential hat wie T2, wodurch ein Verzicht auf eine galvanische Trennung der Gate-Ansteuerung für T4 im Prinzip vorstellbar wäre.
  • Es gibt darüber hinaus noch weitere alternative Möglichkeiten, die erforderlichen Kondensatoren im System anzuordnen, wie z. B. in dem Ausführungsbeispiel gemäß 13, sofern folgende Regeln eingehalten werden:
    • 1. Von den in 13 dargestellten Kondensatoren C1–C6 müssen mindestens zwei an der betreffenden Position vorhanden sein und eine dritter entweder ebenfalls vorhanden oder durch eine leitende Verbindung ersetzt sein.
    • 2. Die übrigen Positionen können frei bleiben, können aber auch als Kapazität bestückt werden.
    • 3. Die Kondensatoren gemäß Positionierung von C5, an der Anodenseite von D1 (C1/C3/C6) sowie an der Kathodenseite von D3 (C1/C2/C4) müssen in jeden Fall gemäß Regel 1 vorhanden oder durch eine leitende Verbindung ersetzt sein. Die betreffende Verschaltung darf also nicht gänzlich frei bleiben.
    • 4. Der als Speicherkondensator dienende Kondensator C1 darf nicht als leitende Verbindung ausgelegt werden, kann aber entfallen, wenn mindestens zwei der anderen Kondensatoren C2–C6 zum Einsatz kommen.
  • Es versteht sich von selbst, dass sämtliche Strom-, Spannungs- und Zeitangaben in dieser Beschreibung exemplarisch zu verstehen sind und in der Praxis bei anderen Leistungsklassen, insbesondere im Megawattbereich, erheblich von den angegebenen Werten abweichen können.
  • ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
  • Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
  • Zitierte Patentliteratur
    • WO 2013/139430 A1 [0002, 0002]

Claims (4)

  1. Elektrische Schaltung umfassend eine Halbbrücke (HB; MLHB) mit wenigstens zwei Transistoren (T1, T2; T1, ..., T2n) und einem Mittelanschluss (M), an welcher durch geeignete Schaltung der wenigstens zwei Transistoren (T1, T2; T1, ..., T2n) eine zwischen wenigstens zwei Spannungsniveaus schaltbare Ausgangsspannung (UA) gegen ein Referenzpotential (U0) einstellbar ist, dadurch gekennzeichnet, dass die elektrische Schaltung ferner eine am Mittelanschluss (M) der Halbbrücke (HB; MLHB) angeschlossene Hilfsschaltung (HS) aufweist, wobei die Hilfsschaltung (HS) wenigstens zwei Induktivitäten (L2, L3), wenigstens zwei Transistoren (T3, T4), wenigstens zwei Dioden (D1–D4) und wenigstens zwei Kapazitäten (C1–C6) aufweist und wobei die Hilfsschaltung (HS) zum Zwecke der Reduzierung von Verlustleistung in der Halbbrücke (HB; MLHB) derart gestaltet ist, dass unter koordiniertem Schalten wenigstens eines Transistors (T3, T4) der Hilfsschaltung (HS) mit Schaltvorgängen der Transistoren (T1, T2; T1, ..., T2n) der Halbbrücke (HB; MLHB) ein Stromfluss erzeugt wird, der ein nahezu stromloses Ausschalten der Transistoren (T1, T2; T1, ..., T2n) der Halbbrücke (HB; MLHB) und/oder ein nahezu spannungsfreies Einschalten der Transistoren (T1, T2; T1, ..., T2n) der Halbbrücke (HB; MLHB) ermöglicht.
  2. Elektrische Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass es sich bei der Halbbrücke (HB) um eine Multilevel-Halbbrücke (MLHB) handelt.
  3. Elektrische Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltung dazu eingerichtet ist, dass während eines halbbrückenseitigen Schaltvorgangs, der ein sukzessives und mit Zeitverzug erfolgendes Ausschalten und Einschalten verschiedener Transistoren (T1, T2; T1, ..., T2n) auf Seiten der Halbbrücke (HB; MLHB) umfasst, ein Transistor (T3, T4) der Hilfsschaltung (HS) eingeschaltet wird.
  4. Elektrische Schaltung nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Halbbrücke (HB; MLHB) in Verbindung mit einer Induktivität am Mittelanschluss (M) als Abwärtswandler, Aufwärtswandler oder Invers-Wandler betrieben wird oder in Verbindung mit einem am Mittelanschluss (M) angeschlossenen Übertrager als Sperrwandler oder Durchflusswandler betrieben wird oder einen am Mittelanschluss (M) angeschlossenen Verbraucher mit induktiver Komponente, insbesondere einen Elektromotor, ansteuert.
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Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN109787475B (zh) * 2019-02-01 2020-01-14 北京交通大学 基于耦合电感的两相交错电容箝位型超高增益直流变换器
CN111628639A (zh) * 2020-05-19 2020-09-04 深圳原能电器有限公司 一种恒定电流或者恒定功率输出的控制方法及充电电路

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE19945864A1 (de) * 1999-04-20 2000-10-26 Abb Patent Gmbh ARCP Dreipunkt- oder Mehrpunktstromrichter
US20010033507A1 (en) * 1999-12-16 2001-10-25 Yong Li Three-phase zero-current-transition (ZCT) inverters and rectifiers with three auxiliary switches
US20120014150A1 (en) * 2010-07-13 2012-01-19 Lineage Power Corporation Power factor correction efficiency improvement circuit, a converter employing the circuit and a method of manufacturing a converter
WO2013139430A1 (de) 2012-03-23 2013-09-26 Tq-Systems Gmbh Elektrische schaltung und verfahren zu deren betrieb

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5576943A (en) * 1995-05-22 1996-11-19 Kaman Electromagnetics Corporation Soft switched three phase inverter with staggered resonant recovery system
JP2006101589A (ja) * 2004-09-28 2006-04-13 Toyota Industries Corp Ｄｃ−ｄｃコンバータ

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE19945864A1 (de) * 1999-04-20 2000-10-26 Abb Patent Gmbh ARCP Dreipunkt- oder Mehrpunktstromrichter
US20010033507A1 (en) * 1999-12-16 2001-10-25 Yong Li Three-phase zero-current-transition (ZCT) inverters and rectifiers with three auxiliary switches
US20120014150A1 (en) * 2010-07-13 2012-01-19 Lineage Power Corporation Power factor correction efficiency improvement circuit, a converter employing the circuit and a method of manufacturing a converter
WO2013139430A1 (de) 2012-03-23 2013-09-26 Tq-Systems Gmbh Elektrische schaltung und verfahren zu deren betrieb

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