WO2015139836A1 - Elektrische schaltung umfassend eine halbbrücke - Google Patents

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WO2015139836A1
WO2015139836A1 PCT/EP2015/000591 EP2015000591W WO2015139836A1 WO 2015139836 A1 WO2015139836 A1 WO 2015139836A1 EP 2015000591 W EP2015000591 W EP 2015000591W WO 2015139836 A1 WO2015139836 A1 WO 2015139836A1
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Rüdiger STAHL
Alexander Lichte
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Tq-Systems Gmbh
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Definitions

  • the present invention relates to an electrical circuit comprising a half-bridge having at least two transistors, a central terminal and a voltage supply, wherein at the electrical circuit by suitable switching of the at least two transistors an output voltage switchable between at least two voltage levels is adjustable against a reference potential.
  • Such half-bridges to the middle terminal of which an electrical load can be connected-preferably in series with a previously arranged inductance-are known from the state of the art in various designs and as part of various circuits.
  • You can e.g. as an up or down converter or - e.g. in the form of so-called multilevel half bridges - serve as a means for acting on the connected consumer with different voltage levels.
  • the present invention relates to electrical circuits of the type mentioned in the introduction with (at least) a multilevel half-bridge, which is designed as a so-called fly-capacitor multi-level half-bridge and is used, for example.
  • WO 2013/139430 AI is described. Said publication WO 2013/139430 A1 is therefore fully made the subject of the present disclosure.
  • the current flowing through the reversing diode current can rise in a range of several 100 A, which can result in the result in the (multilevel) half-bridge oscillations in a frequency range of up to about 100 MHz, until the energy as avalanche Effect in an "avalanche breakdown" is burned in a sense in the (field effect) transistors.
  • the maximum permissible avalanche energy of a (field effect) transistor can be exceeded, which leads to damage of the relevant transistor.
  • the maximum available output power of the (multilevel) half-bridge is thereby decisively reduced with regard to a suitable design thereof.
  • it also leads to undesirably high EMI (electromagnetic interference) and an overall significantly reduced efficiency of the (multilevel) half-bridge-containing electrical circuit.
  • EMI electromagnetic interference
  • the above problem does not only exist with (fly-capacitor) multilevel half-bridges, but also with simple half-bridges configured as two-point converters, in which the losses due to the above problem are generally so high that in practice such half bridges are used as high-end bridges.
  • a three-point or multi-point converter in which a half-bridge with associated auxiliary circuit for zero-voltage or Zero-current switching is provided, the local switching topology is not for use with a multilevel Half bridge is suitable. Furthermore, in the case of said power converter, a total of at least four main switches, at least four discharge capacitors, at least two charge control switch and at least one Resonanzindukt technically with one of these in series downstream auxiliary switch needed to provide the desired functionality. A particularly easy to implement path for commutation of a half-bridge or multilevel half-bridge is not shown therein.
  • the US 2012/0014150 AI shows a power factor correction circuit ("power factor correction circuit"), in which for zero-voltage switching in addition to various other components, an inductance (LZ) and a main and an auxiliary switch are provided. There, however, the inductance used for the targeted generation of a resonance is always discharged only comparatively slowly.
  • US 2001/0033507 A1 shows a three-phase "zero current transition" inverter, which also has an auxiliary circuit which is likewise not suitable for connection to a multilevel half-bridge and which generates comparatively high resonance currents, which should be avoided in the present case.
  • the electrical circuit according to the invention has an auxiliary circuit connected to the half-bridge of the half-bridge, the auxiliary circuit itself having at least two (typically relatively small) circuits.
  • the auxiliary circuit for the purpose of reducing power loss in the half-bridge is designed such that under coordinated switching of at least one transistor of the auxiliary circuit with
  • the circuit according to the invention is further adapted to cause a rapid demagnetization of one of the at least two inductors during its operation, by opening one of the transistors of the auxiliary circuit in the Inductance stored energy is transferred to the power supply.
  • auxiliary circuit designed in the above sense with a half-bridge, which may also be a multi-level half-bridge, in particular a flying-capacitor multi-level half-bridge, according to a particularly preferred embodiment of the invention .
  • a half-bridge which may also be a multi-level half-bridge, in particular a flying-capacitor multi-level half-bridge, according to a particularly preferred embodiment of the invention .
  • the circuit is set up so that, during a half-bridge-side switching operation which comprises a successive turn-off and turn-on of different transistors on the half-bridge side, a transistor of the
  • Auxiliary circuit is turned on.
  • the half-bridge or multilevel half-bridge in conjunction with an inductance at the center connection as a step-down converter, step-up converter or
  • Invert converter (“buck converter”) is operated or in connection with a transformer connected to the middle connection (transformer) as a flyback converter
  • inductive component such as. an electric motor, drives.
  • Fig. 1 shows a first embodiment of a
  • inventive circuit shows a second embodiment of a circuit according to the invention
  • FIG. 3 shows a third embodiment of a circuit according to the invention
  • Fig. 4 - 9 is an illustration of the concrete
  • Fig. IIa, IIb is a representation of the voltage
  • Fig. 12 shows a fourth embodiment of a circuit according to the invention.
  • Fig. 13 shows a fifth embodiment of a circuit according to the invention.
  • a first embodiment of an electrical circuit according to the invention which comprises a half-bridge HB and an auxiliary circuit HS.
  • the half-bridge HB is configured using two field effect transistors Tl and T2 arranged symmetrically with respect to a middle connection M (each with a reversing diode) and a voltage supply U as a two-point converter, which in principle can be switched in an up and down conversion mode in the usual way, wherein for reasons of simplification in the following only the down conversion operation is shown.
  • the voltage supply U predicts the potential difference between the sides (high or low side) of the half-bridge HB lying above and below the middle terminal M and the transistors T1, T2 arranged in the various branches of the half-bridge HB, the lowside being the reference potential in the present case U 0 is used for the voltage applied to the central terminal M voltage U A , with which a load Rl is acted upon by an intermediate inductance LI.
  • the auxiliary circuit HS according to the exemplary embodiment illustrated in FIG. 1 has two inductors or coils L2, L3, two (field effect) transistors T3, T4 (with reversed diode), a total of four diodes Dl-D4 which predetermine the possible direction of the current flow along different current paths and three capacitors or capacitors Cl, C2, C3, wherein the auxiliary circuit HS with the high side of the half-bridge HB connecting capacitor C3, as indicated by the dashed line, does not necessarily have to be provided.
  • Inductors L2, L3 formed current path is connected to the mid-terminal M of the half-bridge, is used for intermediate storage of electrical energy, since not insignificant Kommut réellesströme are required for the de-energization of the present in the transistors Tl, T2 of the half-bridge HB reversing.
  • the capacitor C2 shown in Fig. 1 below connects one of the electrodes of the capacitor Cl with the low side of the half-bridge HB.
  • the capacitor C3 shown in Fig. 1 above connects the other electrode of the capacitor Cl with the high side of the half-bridge HB.
  • the capacitor C3 is not required in principle, but leads to a symmetrization of the displacement currents and reduces the current ripple in the voltage source, so that it can be advantageously provided in a circuit according to the invention.
  • the ends of the two coils L2, L3 of the auxiliary circuit HS facing away from the middle terminal M of the half-bridge HB are in each case interconnected via one of the two transistors T3, T4 and one diode D1, D3 each with one electrode of the capacitor C1 shown on the right in FIG ,
  • Fig. 2 shows a second embodiment of an electrical circuit according to the invention, in which the both aforementioned diodes Dl, D3 are not provided.
  • this circuit in principle despite the cost reasons. Meaningful omission of the diodes Dl and D3 is functional, it can easily come to resonances here, while T3 or T4 are still closed and - explained in more detail below - current flow through L2 or L3 has already come to a standstill. In this case, a certain amount of energy in a resonance of L2 or L3 in conjunction with the surrounding capacitors is converted into EMI and heat, which is fundamentally disadvantageous.
  • This problem can be solved either by very precise control of the switching elements T3 and T4 or alternatively by using the existing in the embodiment of FIG. 1 diodes Dl and / or D3, which block the resonance in one direction, be remedied. In all other embodiments, therefore, the diodes Dl and D3 are listed.
  • FIG. 3 also shows a third exemplary embodiment of an electrical circuit according to the invention, which corresponds to the exemplary embodiment according to FIG. 1 with regard to the specific configuration of the auxiliary circuit HS, with the half-bridge configured as a two-point converter in the exemplary embodiment according to FIG. 1 being replaced by a (flying capacitor).
  • Multilevel half-bridge MLHB is replaced.
  • a multilevel half-bridge MLHB in each of the two branches which are symmetrical to the middle connection M, a (predefinable) number n of series-connected transistors is provided.
  • connection points between each two adjacent switching elements Ti, T i + i of the first branch in each case via a capacitor Ci with the symmetrically located to the central terminal connection points between each two switching elements T n + i, T n + i + i of the second branch are connected.
  • auxiliary circuit HS provided according to the invention to a half-bridge HB designed as a two-point converter according to the exemplary embodiment from FIG. 1 is shown for simplification, wherein it is again emphasized that that the presently used auxiliary circuit HS is preferably suitable for use according to the invention on an ultlevel half-bridge, since the voltage design of the auxiliary circuit need only be on the order of a multilevel stage and thus the price / power ratio for the use of a Auxiliary circuit in the sense of the invention when using in multilevel topologies is even better.
  • the circuit diagram explained below is in principle very simple in that, in the case of a level change of the half-bridge, in which a first transistor is closed and a second transistor (located in the other branch of the bridge circuit) has to be opened, the switching operations in question with a time delay (de-lay) be performed, wherein during the switching operations (at least) one of the transistors of the
  • Auxiliary circuit (suitably coordinated with the switching operations on the side of the half-bridge) is closed for a certain time. This results then in different phases running current flows along different current paths through the inventive
  • the inductance LI upstream of the consumer which in principle could also be integrated into the consumer, is magnetized out of the voltage supply U via Tl (see FIG. 4).
  • Tl the central loading phase depending on the switching frequency and duty cycle requires a period of time in the order of about ⁇ .
  • the auxiliary circuit HS does not have to be activated by switching at least one of the transistors T3 and / or T4 in this switching operation.
  • the transistors T3 and / or T4 in this switching operation.
  • Auxiliary circuit HS arranged semiconductor switch T4 to activate during the commutation, if the current current flow direction is not known exactly.
  • the additional losses resulting from this activation in the auxiliary circuit HS are kept within reasonable limits, since due to the fast
  • the switching state and current flow according to FIG. 5 are the discharge phase, which likewise typically takes place in the order of magnitude of ⁇ .
  • phase 1 which is illustrated in FIG. 6, commutation is initiated from the low side to the high side by switching on T3 and switching off T2 almost instantaneously.
  • Fig. 6 illustrates the case along two current paths
  • T3 can be switched on even before T2 switches off.
  • This has the advantage that the auxiliary circuit HS takes over the current from T2 directly and the free-wheeling diode of T2 does not even come to conduct and that thereby a virtually current-free switching off of T2 is made possible. If, however, T3 is switched on too early, then an unnecessarily high current occurs in the auxiliary circuit HS, which in extreme cases can even destroy it. If the current value in T2 is known, then the most favorable switching torque can be selected as a function of the current in T2. First, in phase 1, as illustrated in FIG. 6, the current flows through the freewheeling diode of T2. The current through L2 increases rapidly (with approx.
  • phase 2 the free-wheeling diode of T1 starts conducting, as illustrated by the current flows shown in FIG. If in this case the voltage at the middle terminal M of the half-bridge HB has risen to the positive potential of the highside of the half-bridge HB, then the current flow through L2 remains high since the charge of Cl is approximately equal to that of the voltage supply U of the half-bridge HB provided supply voltage corresponds. Only the current branch across LI leads to a slight demagnetization of L2.
  • phase 2 The duration of phase 2 is current-dependent and should not be chosen too long with a preferred duration of about 100 ns, since in this phase unnecessary power is supplied from the auxiliary circuit HS to the consumer.
  • the demagnetization of L2 in phase 2 is ultimately too slow to realize a fast, voltage-free switching of the transistor Tl in the range of 0 - 100% of the duty cycle. In order to achieve this, a fast demagnetization of L2 is brought about, which is realized in phase 3.
  • the transistor T3 is opened again approximately at the same time as the closing of the transistor T1. Now the current finds its way through D2, which quickly transfers the energy stored in L2 to the supply voltage.
  • the duration of phase 3 advantageously corresponds to the duration of phase 1 and is again strongly current-dependent.
  • Phase 4 of the realizable in a circuit according to the invention switching operation is illustrated in Fig. 9.
  • auxiliary circuit can also be used in a completely analogous manner for other converter types or other applications of a half-bridge, in particular for step-up converters, inverse converters (buck converters) flyback converters (“flyback Converter”), flow transducers or in connection with other consumers connected to the central connection
  • inductive component e.g. Electric motors.
  • inductive component e.g. Electric motors.
  • the use of bidirectionally operating converter types and four-quadrant controllers in conjunction with multilevel architectures is also particularly advantageous.
  • the gate drive to be implemented by means of suitable control electronics is provided in the auxiliary circuit of an electrical circuit according to the invention.
  • Henen (field effect) transistors is comparatively simple in the result.
  • An auxiliary circuit-side transistor is always in the delay phase of the
  • timing is relatively uncritical; Timing offsets of about 20 ns would be tolerable.
  • a switching device of the transistors of the auxiliary circuit can, if necessary, be completely dispensed with during the down-conversion.
  • Fig. 10 illustrates the timing of the inventively feasible commutation different qualitative current and voltage waveforms and the inventively preferred to be realized switching states of the various transistors Tl, T2, T3 over time, wherein in Fig. 10 in the representation of current courses numbers inserted through L2, L3 and L4, respectively, represent phases 1 to 4 discussed above.
  • the switching voltage shown in FIG. 10 above is the voltage U A at the middle terminal of the half-bridge HB.
  • Figs. IIa and IIb show highly accurate (including parasitic inductances of the capacitors) calculated and temporally high-resolution computer simulations of the voltage at the field effect transistor (above) and the current through the field effect transistor (each below), where Fig. IIa a switching operation in one Half bridge without inventive
  • FIGS. 12 and 13 show two further variants of an electrical circuit made of half-bridge HB and auxiliary circuit HS according to the invention, wherein, of course, as in the exemplary embodiment according to FIG. 3, a multilevel half-bridge MLHB can be used.
  • capacitors can be provided in order to connect the auxiliary circuit to the (multilevel) half-bridge.
  • the capacitor C2 provided according to the embodiment of FIG. 1 for connecting the low-power output of the auxiliary circuit HS to the low-side of the half-bridge HB can be replaced by a conductive connection, if e.g. Alternatively, a capacitor is introduced in the bridge center (capacitor C5, see Fig. 12).
  • the capacitor C3 remains as an additional option.
  • capacitors C 1 -C 6 shown in FIG. 13 At least two must be present at the position in question, and a third must either be present or replaced by a conductive connection.
  • the remaining positions can be left free, but can also be equipped as capacity.
  • Capacitor Cl which serves as a storage capacitor, must not be designed as a conductive connection, but can be omitted if at least two of the other capacitors C2 - C6 are used.

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Abstract

Die Erfindung betrifft eine elektrische Schaltung umfassend eine Halbbrücke (HB) mit wenigstens zwei Transistoren (T1, T2), einem Mittelanschluss (M) und einer Spannungsversorgung, an welcher durch geeignete Schaltung der wenigstens zwei Transistoren (T1, T2) eine zwischen wenigstens zwei Spannungsniveaus schaltbare Ausgangsspannung (UA) gegen ein Referenzpotential (U0) einstellbar ist. Die elektrische Schaltung weist eine am Mittelanschluss (M) der Halbbrücke (HB) angeschlossene Hilfsschaltung (HS) auf, welche ihrerseits wenigstens zwei Induktivitäten (L2, L3), wenigstens zwei Transistoren (T3, T4), wenigstens zwei Dioden (D1 - D4) und wenigstens zwei Kapazitäten (C1 - C6) aufweist. Die Hilfsschaltung (HS) ist dabei zum Zwecke der Reduzierung von Verlustleistung in der Halbbrücke (HB) derart gestaltet, dass unter koordiniertem Schalten wenigstens eines Transistors (T3, T4) der Hilfsschaltung (HS) mit Schaltvorgängen der Transistoren (T1, T2) der Halbbrücke (HB) ein Stromfluss erzeugt wird, der ein nahezu stromloses Ausschalten der Transistoren (T1, T2) der Halbbrücke (HB) und/oder ein nahezu spannungsfreies Einschalten der Transistoren (T1, T2) der Halbbrücke (HB) ermöglicht. Die Schaltung ist dazu eingerichtet, während ihres Betriebs eine Schnell-Entmagnetisierung einer der wenigstens zwei Induktivitäten (L2, L3) herbeizuführen, indem durch Öffnen eines der Transistoren (T3, T4) der Hilfsschaltung (HS) die in der Induktivität (L2, L3) gespeicherte Energie in die Spannungsversorgung übertragen wird.

Description

Elektrische Schaltung umfassend eine Halbbrücke
Die vorliegende Erfindung betrifft eine elektrische Schaltung umfassend eine Halbbrücke mit wenigstens zwei Transistoren, einem Mittelanschluss und einer Spannungsversorgung, wobei an der elektrischen Schaltung durch geeignete Schaltung der wenigstens zwei Transistoren eine zwischen wenigstens zwei Spannungsniveaus schaltbare AusgangsSpannung gegen ein Referenzpotential einstellbar ist.
Derartige Halbbrücken, an deren Mittelanschluss ein elektrischer Verbraucher - bevorzugt in Reihenschaltung zu einer davor angeordneten Induktivität - angeschlossenen werden kann, sind aus dem Stand der Technik in vielfältigen Ausgestaltungen und als Bestandteil verschiedenster Schaltkreise bekannt. Sie können z.B. als Auf- oder Abwärtswandler oder - z.B. in Form sogenannter Multilevel-Halbbrücken - als Mittel zur Beaufschlagung des hieran angeschlossenen Verbrauchers mit verschiedenen Spannungsniveaus dienen. Insbesondere betrifft die vorliegende Erfindung dabei elektrische Schaltungen der eingangs genannten Art mit (wenigstens) einer Multilevel-Halbbrücke, die als so genannte Fly- ing-Capacitor-Multilevel-Halbbrücke ausgestaltet und z.B. in der WO 2013/139430 AI beschrieben ist. Besagte Druckschrift WO 2013/139430 AI wird daher vollumfänglich zum Gegenstand der vorliegenden Offenbarung gemacht .
BESTÄTIGUNGSKOPIE Bei (Multilevel- ) Halbbrücken besteht die Problematik, dass bei einem durch Schaltung eines Transistor-Paares bewirkten Pegelwechsel am Mittelanschluss der (Multilevel- ) Halbbrücke in bestimmten Fällen die (insbesondere in Feldeffekttransistoren üblicherweise integrierte oder separat in Parallelschaltung zum Transistor angeordnete) Reversediode des ersten bei dem Schaltvorgang zu schließenden (Feldeffekt- ) Transistors noch leitet, während der zweite (Feldeffekt- ) Transistor einschaltet. Dabei kann der durch die Reversediode fließende Strom in einen Bereich von mehreren 100 A ansteigen, wobei es in der Folge in der (Multilevel- ) Halbbrücke zu Oszillationen in einem Frequenzbereich von bis zu ca. 100 MHz kommen kann, bis die Energie als Avalanche-Effekt in einem "Lawinendurchbruch" gewissermaßen in den (Feldeffekt-) Transistoren verheizt wird.
Hierdurch kann einerseits die maximal zulässige Avalan- che-Energie eines (Feldeffekt- ) Transistors überschritten werden, was zu einer Beschädigung des betreffenden Transistors führt. Ferner ist hierdurch die maximal verfügbare Ausgangsleistung der (Multilevel- ) Halbbrücke im Hinblick auf eine geeignete Auslegung derselben entscheidend reduziert. Andererseits kommt es dabei auch zu unerwünscht hoher EMI (elektromagnetischer Interferenz) und einem insgesamt deutlich verringerten Wirkungsgrad der die (Multilevel- ) Halbbrücke beinhaltenden elektrischen Schaltung. Die vorstehende Problematik besteht nicht nur bei (Fly- ing-Capacitor) Multilevel-Halbbrücken, sondern auch bereits bei einfachen als Zweipunktwandler ausgestalteten Halbbrücken, bei denen die aufgrund vorstehender Problematik gegebenen Verluste generell so hoch sind, dass solche Halbbrücken in der Praxis als Hoch- bzw. Tiefsetzer keine bzw. kaum Verwendung finden. Bei bidirektionalen Systemen, bei denen der Mittelanschluss der Halbbrücke auch als (Spannungs- und Strom) Eingang Verwendung finden kann, sind aktive Schalter sowohl auf der Low- als auch auf der Highside erforderlich, wobei in diesem Zusammenhang für höhere Spannungen die Multi- level-Halbbrücken-Topologie die einzig sinnvolle Alternative darstellt. Im Rahmen der vorliegenden Erfindung getätigte Versuche haben gezeigt, dass bei Flying- Capacitor-Multilevel-Halbbrücken nur ca. 30% der insgesamt gegebenen Verluste auf ohmsche Verluste zurückzuführen sind, so dass ca. 70% der Verlustleistung solcher Schalttopologien auf die beim Betrieb der
Schaltung durchgeführten Schaltvorgänge zurückzuführen sind.
Aus der DE 199 45 864 AI ist ein Dreipunkt- oder Mehrpunktstromrichter bekannt, bei dem eine Halbbrücke mit zugeordneter Hilfsschaltung zum Zero-Voltage- bzw. Ze- ro-Current-Switching vorgesehen ist, wobei die dortige Schalttopologie nicht zur Verwendung mit einer Multilevel-Halbbrücke geeignet ist. Ferner werden bei besagtem Stromrichter insgesamt wenigstens vier Hauptschalter, wenigstens vier Entlastungskondensatoren, wenigstens zwei Ladungssteuerungsschalter sowie wenigstens eine Resonanzinduktivität mit je einem dieser in Reihe nachgeschalteten Hilfsschalter benötigt, um die gewünschte Funktionalität bereit zu stellen. Ein besonders einfach zu realisierender Weg zur Kommutierung einer Halbbrücke oder Multilevel-Halbbrücke ist darin nicht gezeigt.
Die US 2012/0014150 AI zeigt einen Power-Faktor- Korrektur-Schaltkreis ("power factor correction circu- it"), bei dem zum Zero-Voltage-Switching neben verschiedenen sonstigen Komponenten eine Induktivität (LZ) sowie ein Haupt- und ein Hilfsschalter vorgesehen sind. Dort wird sich jedoch die zur gezielten Erzeugung einer Resonanz genutzte Induktivität stets nur vergleichsweise langsam entladen.
Und schließlich zeigt noch die US 2001/0033507 AI einen Dreiphasen "Zero Current Transition" Inverter, der eine ebenfalls nicht zum Anschluss an eine Multilevel- Halbbrücke geeignete Hilfsschaltung aufweist, die vergleichsweise hohe Resonanzströme erzeugt, was vorliegend vermieden werden soll.
Vor diesem Hintergrund ist es die Aufgabe der vorliegenden Erfindung eine elektrische Schaltung der eingangs genannten Art in möglichst einfacher Weise so weiterzubilden, dass diese eine insgesamt reduzierte Verlustleistung aufweist. Diese Aufgabe wird mit einer erfindungsgemäßen elektrischen Schaltung nach Anspruch 1 gelöst. Weitere bevorzugte Ausgestaltungen und/oder Konkretisierungen der vorliegenden Erfindung ergeben sich aus den abhängigen Ansprüchen und der nachfolgenden Beschreibung und den Zeichnungen.
Die erfindungsgemäße elektrische Schaltung weist dabei neben einer Halbbrücke im eingangs genannten Sinne eine am ittelanschluss der Halbbrücke angeschlossene Hilfs- schaltung auf, wobei die Hilfsschaltung ihrerseits wenigstens zwei (typischerweise relativ kleine)
Induktivitäten, wenigstens zwei Transistoren, wenigstens zwei Dioden und wenigstens zwei Kapazitäten aufweist. Dabei ist die Hilfsschaltung zum Zwecke der Reduzierung von Verlustleistung in der Halbbrücke derart gestaltet, dass unter koordiniertem Schalten wenigstens eines Transistors der Hilfsschaltung mit
Schaltvorgängen der Transistoren der Halbbrücke ein Stromfluss erzeugt wird (bzw. erzeugbar ist) , der ein nahezu stromloses Ausschalten der Transistoren der Halbbrücke und/oder ein nahezu spannungsfreies Einschalten der Transistoren der Halbbrücke ermöglicht.
Die Schaltung ist im erfindungsgemäßen Sinne ferner dazu eingerichtet, dass während ihres Betriebs eine Schnell-Entmagnetisierung einer der wenigstens zwei Induktivitäten herbeigeführt wird, indem durch Öffnen eines der Transistoren der Hilfsschaltung die in der Induktivität gespeicherte Energie in die Spannungsversorgung übertragen wird.
Mit anderen Worten kann unter erfindungsgemäßer Verwendung und Verschaltung einer im oben genannten Sinne ausgestalteten Hilfsschaltung mit einer Halbbrücke, bei der es sich gemäß einer besonders bevorzugten Ausgestaltung der Erfindung auch um eine Multilevel- Halbbrücke, insbesondere eine Flying-Capacitor- Multilevel-Halbbrücke, handeln kann, mit einfachen Mitteln ein nahezu stromloses Ausschalten der Transistoren der Halbbrücke und/oder ein nahezu spannungsfreies Einschalten der Transistoren der Halbbrücke und somit ein deutlich verlustärmerer Betrieb der mit der Hilfsschaltung verschalteten (Multilevel- ) Halbbrücke garantiert werden .
Dabei werden durch geeignete Anordnung bzw. Verschaltung der Komponenten der erfindungsgemäß zur Verwendung kommenden Hilfsschaltung und durch in geeignet koordinierter Weise mit den Schaltvorgängen in der Halbbrücke erfolgendes Schalten der Transistoren der Hilfsschaltung ein in verschiedenen Phasen des Betriebs der erfindungsgemäßen Schaltung längs verschiedener
Strompfade fließender Strom unter sukzessiver Auf- und Entmagnetisierung wenigstens einer in der Hilfsschaltung vorhandenen Spule und sukzessiver Auf- und Entladung wenigstens einer in der Hilfsschaltung vorhandenen Kapazität erzeugt. Im Rahmen der Erfindung ist ferner vorteilhaft vorgesehen, dass die Schaltung dazu eingerichtet ist, dass während eines halbbrückenseitigen Schaltvorgangs, der ein sukzessives und mit Zeitverzug erfolgendes Ausschalten und Einschalten verschiedener Transistoren auf Seiten der Halbbrücke umfasst, ein Transistor der
Hilfsschaltung eingeschaltet wird.
Ferner kann im Rahmen der Erfindung in vorteilhafter Weise vorgesehen sein, die Halbbrücke bzw. Multilevel- Halbbrücke in Verbindung mit einer Induktivität am Mit- telanschluss als Abwärtswandler ("step down Converter"), Aufwärtswandler ("step up Converter") oder
Invers-Wandler ("buck Converter") betrieben wird oder in Verbindung mit einem am Mittelanschluss angeschlossenen Übertrager (Transformator) als Sperrwandler
("flyback Converter") oder Durchflusswandler betrieben wird oder einen am Mittelanschluss angeschlossenen Verbraucher mit induktiver Komponente, wie z.B. einen Elektromotor, ansteuert.
Die Funktions- und vorteilhafte Betriebsweise einer erfindungsgemäßen Schaltung sowie deren vorteilhafte Aspekte und Ausgestaltungen werden nachfolgend an verschiedenen in der Zeichnung dargestellten Ausführungs- beispielen der Erfindung näher erläutert. Dabei zeigt
Fig. 1 ein erstes Ausführungsbeispiel einer
erfindungsgemäßen Schaltung, Fig. 2 ein zweites Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schaltung,
Fig. 3 ein drittes Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schaltung,
Fig. 4 - 9 eine Veranschaulichung des konkreten
Verlaufs des Stromflusses in dem in Fig, 1 dargestellten ersten Ausführungsbei- spiel einer erfindungsgemäßen Schaltung in verschiedenen Phasen von erfindungs- gemäß realisierten SchaltVorgängen,
Fig. 10 eine Darstellung des qualitativen Strom- und Spannungsverlaufs sowie der zugehörigen Schaltzuständige über den zeitlichen Verlauf der erfindungsgemäß
realisierten Schaltvorgänge,
Fig. IIa, IIb eine Darstellung der Spannungs- und
Stromverläufe an zwei Feldeffekttransistoren einer Halbbrücke, einmal bei erfindungsgemäßer Verwendung einer
Hilfsschaltung (Fig. IIb) und einmal ohne eine solche Hilfsschaltung (Fig.
IIa) ,
Fig. 12 ein viertes Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schaltung und
Fig. 13 ein fünftes Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schaltung.
In Fig. 1 ist ein erstes Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen elektrischen Schaltung gezeigt, welche eine Halbbrücke HB und eine Hilfsschaltung HS umfasst. Die Halbbrücke HB ist vorliegend unter Verwendung zweier symmetrisch zu einem Mittelanschluss M angeordneter Feldeffekttransistoren Tl und T2 (jeweils mit Reversediode) und einer Spannungsversorgung U als Zweipunktwandler ausgestaltet, der prinzipiell in üblicher Weise in einem Auf- und Abwärtswandelbetrieb schaltbar ist, wobei aus Gründen der Vereinfachung im Folgenden ausschließlich der Abwärtswandelbetrieb dargestellt wird.
Die Spannungsversorgung U gibt dabei die Potentialdifferenz zwischen den ober- und unterhalb des Mittelanschlusses M und der in den verschiedenen Zweigen der Halbbrücke HB angeordneten Transistoren Tl, T2 liegenden Seiten (High- bzw. Lowside) der Halbbrücke HB vor, wobei vorliegend die Lowside als Referenzpotential U0 für die am Mittelanschluss M anliegende Spannung UA dient, mit welcher ein Verbraucher Rl über eine zwischengeschaltete Induktivität LI beaufschlagt wird.
Die Hilfsschaltung HS gemäß dem in Fig. 1 dargestellten Ausführungsbeispiel weist zwei Induktivitäten bzw. Spulen L2, L3, zwei (Feldeffekt-) Transistoren T3 , T4 (mit Reversediode) , insgesamt vier die mögliche Richtung des Stromflusses längs verschiedener Strompfade vorgebende Dioden Dl - D4 und drei Kapazitäten bzw. Kondensatoren Cl, C2, C3 auf, wobei der die Hilfsschaltung HS mit der Highside der Halbbrücke HB verbindende Kondensator C3 , wie dies durch die gestrichelte Linie angedeutet ist, nicht zwingend vorgesehen sein muss. Der in Fig. 1 rechts dargestellten Kondensator Cl, dessen Elektroden über je einen durch verschieden orientierte Dioden D2 , D4 und je eine der beiden
Induktivitäten L2 , L3 gebildeten Strompfad mit dem Mittelanschluss M der Halbbrücke verbunden ist, dient zur Zwischenspeicherung elektrischer Energie, da für die Entstromung der in den Transistoren Tl, T2 der Halbbrücke HB vorhandenen Reversedioden nicht unerhebliche Kommutierungsströme erforderlich sind. Der in Fig. 1 unten dargestellte Kondensator C2 verbindet eine der Elektroden des Kondensators Cl mit der Lowside der Halbbrücke HB. Der in Fig. 1 oben dargestellte Kondensator C3 verbindet die andere Elektrode des Kondensators Cl mit der Highside der Halbbrücke HB. Wie bereits erwähnt, ist der Kondensator C3 prinzipiell nicht erforderlich, führt aber zu einer Symmetrisierung der Verschiebungsströme und reduziert den Strom-Ripple in der Spannungsquelle, so dass er in einer erfindungsgemäßen Schaltung vorteilhaft vorgesehen sein kann.
Die dem Mittelanschluss M der Halbbrücke HB abgewandten Enden der beiden Spulen L2 , L3 der Hilfsschaltung HS sind über je einen der beiden Transistoren T3 , T4 und je eine Diode Dl, D3 wiederum mit je einer Elektrode des in Fig. 1 rechts dargestellten Kondensators Cl verschalten.
Fig. 2 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen elektrischen Schaltung, bei welcher die beiden vorgenannten Dioden Dl , D3 nicht vorgesehen sind. Auch wenn diese Schaltung trotz der aus Kostengründen ggfs. sinnvollen Weglassung der Dioden Dl und D3 prinzipiell funktionstüchtig ist, so kann es hier leicht zu Resonanzen kommen, während T3 oder T4 noch geschlossen sind und der - nachfolgend noch näher erläuterte - Stromfluss durch L2 bzw. L3 bereits zum Erliegen gekommen ist. In diesem Fall wird eine gewisse Energiemenge in einer Resonanz von L2 bzw. L3 in Verbindung mit den umliegenden Kondensatoren in EMI und in Wärme verwandelt, was grundsätzlich von Nachteil ist. Dieser Problematik kann entweder durch sehr exaktes Steuern der Schaltelemente T3 und T4 oder aber alternativ durch Verwendung der beim Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 1 vorhandenen Dioden Dl und/oder D3 , welche die Resonanz in einer Richtung sperren, abgeholfen werden. In allen weiteren Ausführungsbeispielen werden daher die Dioden Dl und D3 mit aufgeführt .
Fig. 3 zeigt schließlich noch ein drittes Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen elektrischen Schaltung, welches hinsichtlich der konkreten Ausgestaltung der Hilfsschaltung HS dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 1 entspricht, wobei nun die beim Ausfuhrungsbeispiel gemäß Fig. 1 als Zweipunktwandler ausgestaltete Halbbrücke durch eine (Flying-Capacitor- ) Multilevel- Halbbrücke MLHB ersetzt ist. Bei einer Multilevel- Halbbrücke MLHB sind in den beiden zum Mittelanschluss M symmetrisch ausgebildeten Zweigen jeweils eine (vorgebbare) Anzahl n von in Serie geschalteten Transisto- ren Τχ, ... , Tn; Tn+i, ... , Τ2η vorgesehen, wobei die Verbindungsstellen zwischen je zwei benachbarten Schalt- elementen Ti, Ti+i des ersten Zweigs jeweils über einen Kondensator Ci mit den symmetrisch zum Mittelanschluss gelegenen Verbindungsstellen zwischen je zwei Schalt- elementen Tn+i, Tn+i+i des zweiten Zweigs verbunden sind. Mit einer solchen Multilevel-Topologie, die sich für verschiedenste Anwendungen eignet, lassen sich bei geeigneter Schaltung der in den verschiedenen Zweigen vorhandenen Transistoren eine Mehrzahl von diskreten Ausgangsspannungsniveaus am Mittelanschluss M einstellen, die von der Anzahl n der pro Zweig verwendeten Transistoren abhängig sind. Da bei Schaltung zwischen zwei solchen Schaltzuständen, vergleichbar den nachfolgend erläuterten Schaltvorgängen in einer als Zwei- punktwandler ausgestalteten Halbbrücke, jeweils ein Paar von auf der Lowside und Highside angeordneten Transistoren geschaltet werden muss, ergibt sich dabei ein zu den nachfolgenden Ausführungen vollkommen analoges Funktionsprinzip der erfindungsgemäßen Schaltung. Der besseren Übersichtlichkeit halber ist in Fig. 3 der am Mittelanschluss M angeschlossene Verbraucher Rl mit vorgeschalteter Induktivität LI nicht dargestellt.
In der nachfolgend anhand der Fig. 4 - 9 erläuterten Funktionsweise der erfindungsgemäßen Schaltung wird zur Vereinfachung die Anbindung der erfindungsgemäß vorgesehenen Hilfsschaltung HS an eine als Zweipunktwandler ausgestaltete Halbbrücke HB gemäß dem Ausführungsbei- spiel aus Fig. 1 gezeigt, wobei nochmals betont sei, dass die vorliegend zur Anwendung kommende Hilfsschaltung HS in bevorzugter Weise zur erfindungsgemäßen Verwendung an einer ultilevel-Halbbrücke geeignet ist, da hier die Spannungsauslegung der Hilfsschaltung nur in der Größenordnung von einer Multilevel-Stufe zu erfolgen braucht und somit das Preis / Leistungsverhältnis für die Verwendung einer Hilfsschaltung im erfindungsgemäßen Sinn beim Einsatz in Multilevel-Topologien sogar besser ist.
Das nachfolgend erläuterte Schaltschema ist prinzipiell sehr einfach gestaltet, indem bei einem Pegelwechsel der Halbbrücke, bei dem ein erster Transistor geschlossen und ein zweiter (im anderen Zweig der Brückenschaltung gelegener) Transistor geöffnet werden muss, die betreffenden Schaltvorgänge mit zeitlichem Versatz (De- lay) durchgeführt werden, wobei während der Schaltvorgänge (wenigstens) einer der Transistoren der
Hilfsschaltung (geeignet koordiniert mit den Schaltvorgängen auf Seiten der Halbbrücke) für eine bestimmte Zeit geschlossen wird. Dabei ergeben sich dann in verschiedenen Phasen ablaufende Stromflüsse längs verschiedener Strompfade durch die erfindungsgemäße
Schaltung, die nachfolgend näher erläutert werden.
Bei Inbetriebnahme der Schaltung wird zunächst die dem Verbraucher vorgeschaltete Induktivität LI, die prinzipiell auch in den Verbraucher integriert sein könnte, aus der Spannungsversorgung U heraus über Tl magneti- siert (vgl. Fig. 4). Dies ist die zentrale Ladephase, die je nach Schaltfrequenz und Tastverhältnis eine Zeitspanne in der Größenordnung von etwa ΙΟμε benötigt.
Die Kommutierung von der Highside auf die Lowside, d.h. das Umschalten des Stromflusses aus dem in Fig. 4 gezeigten Strompfad in den in Fig. 5 gezeigten Strompfad bei entsprechender Umschaltung der Transistoren Tl, T2 der Halbbrücke HB, geschieht beim Abwärtswandeln eigenständig, weil der Stromfluss dabei entgegen der Flussrichtung der parasitären Diode in Tl und in
Flussrichtung der parasitären Diode in T2 fließt (vgl . den durch die Pfeile dargestellten Stromfluss in den Fig. 4 und 5) .
Bei diesem Schaltvorgang muss die Hilfsschaltung HS prinzipiell nicht durch Schalten wenigstens eines der Transistoren T3 und/oder T4 aktiviert werden. Es ist jedoch durchaus zulässig, den auf der Lowside der
Hilfsschaltung HS angeordneten Halbleiterschalter T4 während der Kommutierung zu aktivieren, falls die aktuelle Stromflussrichtung nicht genau bekannt ist. Die durch diese Aktivierung zusätzlich entstehenden Verluste in der Hilfsschaltung HS halten sich dabei in vertretbarem Rahmen, da sich aufgrund des schnell
erfolgenden SchaltVorgangs die dann als Kommutierungsdrossel fungierende Induktivität L3 kaum aufmagne- tisieren kann. Bei dem Schaltzustand und Stromfluss gemäß Fig. 5 handelt es sich um die Entladephase, welche sich ebenfalls typischerweise in der Größenordnung von ΙΟμε abspielt.
Wichtig wird die im Rahmen der Erfindung zu realisierende koordinierte Schaltung wenigstens eines Transistors T3, T4 der Hilfsschaltung jedoch bei der
nachfolgend erläuterten und erfindungsgemäß in verschiedenen Phasen ablaufenden Kommutierung von der Low- side auf die Highside.
In einer ersten Phase (Phase 1) , die in Fig. 6 dargestellt ist, wird die Kommutierung von der Lowside auf die Highside durch Einschalten von T3 und nahezu zeit- gleiches Abschalten von T2 eingeleitet. Fig. 6 veranschaulicht die dabei längs zweier Strompfade
entstehenden Ströme .
Prinzipiell kann T3 auch eingeschaltet werden, noch bevor T2 abschaltet. Dies hat den Vorteil, dass die Hilfsschaltung HS den Strom von T2 direkt übernimmt und die Freilaufdiode von T2 erst gar nicht zum Leiten kommt und dass hierdurch ein nahezu stromloses Ausschalten von T2 ermöglicht wird. Schaltet man dabei jedoch T3 zu früh ein, dann kommt es zu einem unnötig hohen Strom in der Hilfsschaltung HS, welcher diese im Extremfall sogar zerstören kann. Ist der Stromwert in T2 bekannt, so kann der günstigste Schaltmoment in Abhängigkeit vom Strom in T2 gewählt werden. Zunächst fließt in Phase 1, wie dies in Fig. 6 veranschaulicht ist, der Strom durch die Freilaufdiode von T2 weiter. Der Strom durch L2 steigt zügig (mit ca.
400 A/με) an, bis dieser den Laststrom in LI (deutlich) übersteigt, woraufhin T2 hochohmig wird und ein weicher Schaltvorgang stattfinden kann. Dieser Vorgang benötigt bei 30 A ca. 150 ns .
Nun fängt in einer zweiten Phase (Phase 2) die Freilaufdiode von Tl das Leiten an, wie dies durch die in Fig. 7 dargestellten Stromflüsse veranschaulicht ist. Wenn dabei die Spannung am Mittelanschluss M der Halbbrücke HB auf das positive Potential der Highside der Halbbrücke HB angestiegen ist, dann bleibt der Strom- fluss durch L2 auf hohem Niveau erhalten, da die Ladung von Cl in etwa der durch die Spannungsversorgung U der Halbbrücke HB bereitgestellten Versorgungsspannung entspricht. Nur der Stromabzweig über LI führt zu einer leichten Entmagnetisierung von L2.
Die Dauer von Phase 2 ist stromabhängig und sollte mit einer bevorzugten Dauer von ca. 100 ns nicht zu lange gewählt werden, da in dieser Phase unnötig Strom von der Hilfsschaltung HS an den Verbraucher abgegeben wird. Die Entmagnetisierung von L2 in Phase 2 erfolgt letztlich jedoch zu träge, um ein schnelles, spannungsfreies Einschalten des Transistors Tl im Bereich von 0 - 100% vom Tastverhältnis zu realisieren. Um dies zu erreichen wird sodann eine Schnell- Entmagnetisierung von L2 herbeigeführt, welche in Phase 3 realisiert ist.
Dabei wird, wie dies in Fig. 8 dargestellt ist, in etwa zeitgleich mit dem Schließen des Transistors Tl der Transistor T3 wieder geöffnet. Jetzt findet der Strom seinen Weg über D2 , wodurch die in L2 gespeicherte Energie zügig in die VersorgungsSpannung übertragen wird. Die Dauer von Phase 3 entspricht vorteilhaft der Dauer von Phase 1 und ist wiederum stark stromabhängig.
Phase 4 des in einer erfindungsgemäßen Schaltung realisierbaren Schaltvorgangs ist in Fig. 9 veranschaulicht.
Bereits zeitgleich mit dem Entmagnetisieren von L2 beginnt langsam der Strompfad durch L3 und D4 zu leiten, weil der vorherige Schaltvorgang das Potential von Cl abgesenkt hat. Da diese Spannungsdifferenz vergleichsweise klein ist, steigt der Strom nur langsam an und lädt allmählich Cl auf und entlädt C2 wieder. Wenn Cl wieder das Potential der Spannungsversorgung U erreicht hat, dann ist der Strom in L3 maximal hoch. Die in L3 gespeicherte Energie wird nun zusätzlich an Cl abgegeben, weshalb die Spannung an Cl sogar etwas höher ist als die VersorgungsSpannung .
Als Nebenbemerkung sei erwähnt, dass in einer erfindungsgemäßen Schaltung noch weitere Effekte existieren, welche die Spannung an Cl überhöhen. Dazu gehört u.a. die DS ( "drain-source" ) -Kapazität von T4, deren tatsächlicher Einfluss im Rahmen der vorliegenden Erfindung durch Verwendung von Dioden mit vergleichsweise kurzer Freiwerd-Zeit minimiert werden kann.
Und abschließend sei in Zusammenhang mit der vorstehenden Funktionsbeschreibung gemäß Fig. 4 - 9 angemerkt, dass das Schaltverhalten für einen Aufwärtswandler, bei dem der Strom von der Spule in die (Multilevel- ) Halbbrücke fließt, durch zeitweises Schließen des auf der Lowside der Hilfsschaltung angeordneten Transistors T4 im Prinzip vollkommen analog verläuft und somit nicht weiter erörtert wird.
Ferner sei nochmals darauf hingewiesen, dass die Hilfsschaltung sich in vollkommen analoger Weise auch bei anderen Wandlertypen bzw. anderen Einsatzfällen einer Halbbrücke einsetzen lässt, insbesondere bei Aufwärts- wandlern ("step up Converter"), Invers-Wandlern ("buck Converter") Sperrwandlern ("flyback Converter"), Durchflusswandlern oder in Zusammenhang mit anderen am Mit- telanschluss angeschlossenen Verbrauchern mit
induktiver Komponente, wie z.B. Elektromotoren. Besonders vorteilhaft ist auch der Einsatz bei bidirektional arbeitenden Wandlertypen und Vierquadrantenstellern in Verbindung mit Multilevel-Architekturen.
Die mittels einer geeigneten Steuerelektronik zu realisierende Gate-Ansteuerung der in der Hilfsschaltung einer erfindungsgemäßen elektrischen Schaltung vorgese- henen (Feldeffekt- ) Transistoren ist im Ergebnis vergleichsweise einfach. Ein hilfsschaltungsseitiger Tran sistor ist immer in der Delay-Phase des
halbbrückenseitigen Schaltvorgangs zwischen verschiede nen Spannungsniveaus am Mittelanschluss , d.h. der Phas zwischen dem Aus- und Einschalten der zwei halbbrücken seitig zu schaltenden Transistoren, einzuschalten, wobei in der Delay-Phase der fallenden Flanke
(Schaltvorgang von hohem auf niedriges Spannungsniveau der auf der Lowside der Hilfsschaltung angeordnete
(d.h. der untere) Transistor T4 und in der Delay-Phase der steigenden Flanke (Schaltvorgang von niedrigem auf hohes Spannungsniveau) der auf der Highside der Hilfsschaltung angeorndete (d.h. der obere) Transistor T3 einzuschalten ist. Das exakte Timing ist vergleichswei se unkritisch; Timing-Versätze von ca. 20 ns wären durchaus tolerabel .
Wie bereits weiter oben erläutert, kann auf eine Schal tung der Transistoren der Hilfsschaltung beim Abwärts- wandeln ggfs. ganz verzichtet werden.
Fig. 10 stellt schließlich zur Veranschaulichung des zeitlichen Ablaufs der erfindungsgemäß realisierbaren Kommutierung verschiedene qualitative Strom- und Spannungsverläufe sowie die erfindungsgemäß bevorzugt zu realisierenden Schaltzustände der verschiedenen Transistoren Tl, T2, T3 im zeitlichen Verlauf dar, wobei die in Fig. 10 in die Darstellung der Stromverläufe durch L2 bzw. durch L3 und L4 eingefügten Zahlen die vorstehend erläuterten Phasen 1 - 4 repräsentieren.
Bei der in Fig. 10 oben dargestellten SchaltSpannung handelt es sich um die Spannung UA am Mittelanschluss der Halbbrücke HB.
In den drei in Fig. 10 unten dargestellten Diagrammen zum Schaltzustand der Feldeffekttransistoren Tl, T2 , T3 , bei denen das hohe Level den geschlossenen und das niedrige Level den offenen Schaltzustand zeigt, ist ersichtlich, dass die erfindungsgemäß unter Verminderung von Schaltverlusten realisierte Kommutierung, wie dies weiter oben bereits beschrieben wurde, in bevorzugter Weise dadurch erfolgen kann, dass (in etwa) gleichzeitig mit dem Schließen des auf der Highside der Hilfsschaltung angeordneten Transistors T3 der auf der Lowside der Halbbrücke HB angeordnete Transistor T2 geöffnet wird und mit zeitlichem Versatz hierzu, wiederum etwa gleichzeitig, T3 wieder geöffnet und der auf der Highside der Halbbrücke angeordnete Transistor Tl geschlossen wird.
Es ist gut zu erkennen in Fig. 10, dass das Wiederaufladen von Cl in Phase 4 über den Stromfluss durch L3 und D4 eigentlich bereits in Phase 2 einsetzt. Ferner ist gut zu erkennen, dass die sich ergebende Stromkommutierung dazu führt, dass die in Fig. 10 als Schalt- Spannung bezeichnete Spannung UA am Mittelanschluss M der Halbbrücke HB noch vor Schließen des Transistors Tl das hohe Spannungsniveau erreicht, wie dies in Zusammenhang mit Phase 2 bereits erläutert wurde.
Die Fig. IIa und IIb zeigen mit höchster Genauigkeit (unter Einbeziehung parasitärer Induktivitäten der Kondensatoren) berechnete und zeitlich hochaufgelöste Computersimulationen zur Spannung am Feldeffekttransistor (jeweils oben) und zum Strom durch den Feldeffekttransistor (jeweils unten) , wobei Fig. IIa einen Schaltvorgang in einer Halbbrücke ohne erfindungsgemäße
Zuschaltung einer Hilfsschaltung und Fig. IIb die sich bei einem Schaltvorgang ergebenden Spannungs- und
Stromkurven mit erfindungsgemäßer Zuschaltung und Betrieb der Hilfsschaltung zeigt.
Dabei ist in Fig. IIa - durch die deutlich ausgeprägte Stromspitze - gut zu erkennen, dass es ohne Zuschaltung der Hilfsschaltung zu Querströmen mit einer Amplitude von bis zu 280 A und den eingangs erläuterten Avalan- che-strömen mit DS ( "drain-source" ) -Durchbrüchen mit Amplituden von 80A kommt, während bei wie vorstehend erläuterter Zuschaltung und Betrieb der Hilfsschaltung und ansonsten identischen Bedingungen gemäß Fig. IIb keine solchermaßen verlustbehafteten Querströme und Avalanche-Durchbrüche auftreten.
Auch der Spannungsverlauf am FET zeigt bei erfindungs- gemäßer Verwendung der Hilfsschaltung einen deutlich glatteren Verlauf mit schnellerer Einschwingung des vorgegebenen Spannungsniveaus . Fig. 12 und 13 zeigen schließlich noch zwei weitere Ausführungsvarianten einer erfindungsgetnäßen elektrischen Schaltung aus Halbbrücke HB und Hilfsschaltung HS, wobei selbstredend auch hier - wie in dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 3 - eine Multilevel-Halbbrücke MLHB verwendet werden kann.
Darin ist gezeigt, dass in Abwandlung zu den bisher vorgestellten Ausführungsbeispielen einer erfindungsgemäßen Schaltung auch weitere bzw. alternative Kondensatoren vorgesehen sein können, um die Hilfsschaltung an die (Multilevel- ) Halbbrücke anzubinden.
Insbesondere kann der gemäß dem Ausführungsbeispiel aus Figur 1 zur Anbindung der Lowsxde der Hilfsschaltung HS an die Lowside der Halbbrücke HB vorgesehene Kondensator C2 durch eine leitenden Verbindung ersetzt werden, wenn z.B. alternativ ein Kondensator in der Brückenmitte eingebracht wird (Kondensator C5, vgl. Fig. 12) . Der Kondensator C3 bleibt als zusätzliche Option erhalten.
Insbesondere durch das ebenfalls mögliche Vertauschen von D3 und T4 (oder ein Entfernen von D3) ergibt sich eine Schaltungsanordnung, bei welcher T4 das gleiche Bezugspotential hat wie T2 , wodurch ein Verzicht auf eine galvanische Trennung der Gate-Ansteuerung für T4 im Prinzip vorstellbar wäre. Es gibt darüber hinaus noch weitere alternative Möglichkeiten, die erforderlichen Kondensatoren im System anzuordnen, wie z.B. in dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 13, sofern folgende Regeln eingehalten werden:
1. Von den in Fig. 13 dargestellten Kondensatoren Cl - C6 müssen mindestens zwei an der betreffenden Position vorhanden sein und eine dritter entweder ebenfalls vorhanden oder durch eine leitende Verbindung ersetzt sein.
2. Die übrigen Positionen können frei bleiben, können aber auch als Kapazität bestückt werden.
3. Die Kondensatoren gemäß Positionierung von C5, an der Anodenseite von Dl (Cl / C3 / C6) sowie an der Kathodenseite von D3 (Cl / C2 / C4) müssen in jeden Fall gemäß Regel 1 vorhanden oder durch eine leitende Verbindung ersetzt sein. Die betreffende Verschaltung darf also nicht gänzlich frei bleiben.
4. Der als Speicherkondensator dienende Kondensator Cl darf nicht als leitende Verbindung ausgelegt werden, kann aber entfallen, wenn mindestens zwei der anderen Kondensatoren C2 - C6 zum Einsatz kommen.
Es versteht sich von selbst, dass sämtliche Strom-, Spannungs- und Zeitangaben in dieser Beschreibung exemplarisch zu verstehen sind und in der Praxis bei anderen Leistungsklassen, insbesondere im Megawattbereich, erheblich von den angegebenen Werten abweichen können.

Claims

Patentansprüche
1. Elektrische Schaltung umfassend eine Halbbrücke .
(HB; MLHB) mit wenigstens zwei Transistoren (Tl, T2 ; Ti, T2n) , einem Mittelanschluss (M) und einer Spannungsversorgung,
an welcher durch geeignete Schaltung der
wenigstens zwei Transistoren (Tl, T2 ; Ti, T2n) eine zwischen wenigstens zwei Spannungsniveaus schaltbare AusgangsSpannung (UA) gegen ein
Referenzpotential (U0) einstellbar ist,
wobei die elektrische Schaltung ferner eine am Mittelanschluss (M) der Halbbrücke (HB; MLHB) angeschlossene Hilfsschaltung (HS) aufweist, wobei die Hilfsschaltung (HS) wenigstens zwei Induktivitäten (L2, L3 ) , wenigstens zwei
Transistoren (T3, T4) , wenigstens zwei Dioden (Dl - D4) und wenigstens zwei Kapazitäten (Cl - C6) aufweist und wobei die Hilfsschaltung (HS) zum Zwecke der Reduzierung von Verlustleistung in der Halbbrücke (HB; MLHB) derart gestaltet ist, dass unter koordiniertem Schalten wenigstens eines Transistors (T3, T4) der Hilfsschaltung (HS) mit Schaltvorgängen der Transistoren (Tl, T2 ; Tlr T2n) der Halbbrücke (HB; MLHB) ein Stromfluss erzeugt wird, der ein nahezu stromloses
Ausschalten der Transistoren (Tl, T2 ; Tx, T2n) der Halbbrücke (HB; MLHB) und/oder ein nahezu spannungsfreies Einschalten der Transistoren (Tl, T2; Ti, ... , T2n) der Halbbrücke (HB; MLHB)
ermöglicht , dadurch gekennzeichnet,
dass die Schaltung dazu eingerichtet ist, während ihres Betriebs eine Schnell-Entmagnetisierung einer der wenigstens zwei Induktivitäten (L2, L3 ) herbeizuführen, indem durch Öffnen eines der
Transistoren (T3, T4) der Hilfsschaltung (HS) die in der Induktivität (L2, L3) gespeicherte Energie in die Spannungsversorgung übertragen wird.
2. Elektrische Schaltung nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet,
dass es sich bei der Halbbrücke (HB) um eine
Multilevel -Halbbrücke ( LHB) handelt.
3. Elektrische Schaltung nach Anspruch 1 oder 2,
dadurch gekennzeichnet,
dass die Schaltung dazu eingerichtet ist, dass während eines halbbrückenseitigen Schaltvorgangs, der ein sukzessives und mit Zeitverzug erfolgendes Ausschalten und Einschalten verschiedener
Transistoren (Tl, T2 ; Ti, T2n) auf Seiten der
Halbbrücke (HB; MLHB) umfasst, ein Transistor (T3, T4) der Hilfsschaltung (HS) eingeschaltet wird.
4. Elektrische Schaltung nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet,
dass die Halbbrücke (HB; MLHB) in Verbindung mit einer Induktivität am Mittelanschluss (M) als Abwärtswandler, Aufwärtswandler oder Invers- Wandler betrieben wird oder in Verbindung mit einem am Mittelanschluss (M) angeschlossenen Übertrager als Sperrwandler oder Durchflusswandler betrieben wird oder einen am Mittelanschluss (M) angeschlossenen Verbraucher mit induktiver
Komponente, insbesondere einen Elektromotor, ansteuert .
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