WO2013167337A2 - Schaltnetzteil und arbeitsverfahren für ein schaltnetzteil - Google Patents

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Definitions

  • the invention relates to a switched-mode power supply comprising a first switching stage for generating a rectified intermediate voltage from a primary alternating voltage, a memory element for buffering the intermediate voltage generated by the first switching stage and a second switching stage for generating a secondary
  • the invention further relates to a working method for operating such a switching power supply.
  • switching power supplies have a relatively high efficiency and allow the design of lightweight and cost-effective power supplies for a variety of applications.
  • An object of the present invention is to describe a switching power supply and a method of its operation, which improves the power loss of the switching power supply in the so-called low load range.
  • solutions are to be shown that reduce the switching losses during operation of a switching power supply with 10 percent or less of its maximum output power.
  • a switching power supply having a first switching stage for generating a rectified
  • the switching power supply has a control circuit for activating and deactivating the first switching stage, wherein the control circuit is adapted to monitor a dependent on the primary AC voltage first size and the first switching stage in at least one mode of the switching power supply in dependence of the first size for one of the Control circuit to activate certain portion of a first half-wave of the primary AC voltage and for at least a subsequent half-wave of the primary
  • the invention is based inter alia on the finding that by tuning the activation of a first switching stage for charging a memory element with an intermediate voltage with the half-waves of a primary AC voltage used to power the switching power supply and the deactivation of the first switching stage for one or more subsequent half-waves Improvement of the energy efficiency of the switching power supply can be achieved in total.
  • the control circuit is adapted to activate the first switching stage at the beginning of the first half-wave and to deactivate it at the end of the first half-wave. Such a procedure allows the use of the entire energy of a half wave and thus the reduction of the required switching cycles. At the same time, such utilization of an entire half-wave leads to a significant improvement with respect to the harmonic caused by the switched-mode power supply
  • control circuit is further configured to monitor a dependent of the state of charge of the memory element second size, in particular a level of the intermediate voltage, and in the at least one mode, the first portion of the first half-wave of the primary
  • Memory element can be a reliable operation of the switching power supply under
  • the first switching stage at least one controllable by the control circuit semiconductor switching element for disconnecting an electrical connection between an input of the first switching stage for connecting the primary AC voltage and the memory element.
  • the first switching stage comprises at least one
  • Rectifier circuit for converting a primary AC voltage into a primary DC voltage and at least a first switching converter for generating the
  • the at least one semiconductor switching element is arranged between the rectifier circuit and the switching converter.
  • the control circuit is set up to monitor the level of the primary DC voltage.
  • control circuit comprises a microcontroller, wherein the microcontroller is adapted to a switching threshold for reloading the memory element as a function of a mode and / or
  • Adjusting at least one switching threshold to an actual output power of the switching power supply may include the use of predetermined parts
  • the microcontroller is used inter alia for driving a circuit for pulse width modulation, which is adapted to generate a puls shimmerenmoduhertes signal for driving at least one semiconductor switching element of the switching power supply, wherein the microcontroller is adapted to at least one operating parameter of the circuit for pulse width modulation in
  • a method of operating a switched-mode power supply to generate a secondary DC voltage from a primary AC voltage comprises the following steps:
  • the above-mentioned method steps synchronize the activation and deactivation of the first switching stage with the half-waves of a primary AC voltage used to supply the switching power supply.
  • a predetermined part of the first half-wave, in particular the entire first half-wave, and the deactivation of the first switching stage for at least one subsequent half-wave the switching losses of the switching power supply are reduced and simultaneously causes a reduction of harmonic distortion.
  • the method comprises the step of
  • Figure 1 is a schematic representation of a switching power supply according to
  • Figure 2A shows an exemplary power consumption of a switching power supply together with a
  • FIG. 2B shows the time profile of charge states of a memory element
  • FIG. 3 shows a circuit diagram of a first circuit according to a first embodiment of the invention
  • FIG. 4 shows a circuit diagram of a second circuit according to a second
  • Embodiment of the invention and Figure 5 is a circuit diagram of a third circuit according to a third embodiment of the invention.
  • Figure 6 is a circuit diagram of a fourth circuit according to a fourth embodiment of the invention.
  • FIG. 1 shows a schematic representation of a switching power supply 1 for supplying an electronic device 2 from an AC voltage of an AC power supply network 3.
  • an external switching power supply 1 According to the exemplary embodiment of Figure 1 is an external switching power supply 1.
  • the inventive solution can also be integrated into a device Switching power supplies are used.
  • a primary power input 4 of the switched mode power supply 1 is connected to a primary phase line L and a neutral conductor N of the AC power supply network 3.
  • the Switching power supply 1 comprises a rectifier 5 for converting the primary
  • the switching power supply 1 further comprises a control circuit 9 which controls the operation of the switching power supply 1.
  • the control circuit 9 preferably monitors the primary AC voltage present at the primary mains input 4 or the one through the
  • Rectifier 5 generated pulsating primary DC voltage and the state of charge of the memory element 7.
  • the control circuit 9 regulates in particular the to
  • the control circuit 9 can either be a discrete control circuit or a control program executed by a microcontroller of the switched-mode power supply 1 or of the electronic device 2. In one embodiment, it is a combination comprising a microcontroller and a circuit for
  • Pulse width control wherein the microcontroller parameter values such as a
  • Pulse width control pretends and the pulse width control drives the first switching stage 6.
  • control circuit 9 also controls the second switching stage 8, it receives from an associated control circuit information, such as a switching frequency of the second switching stage 8, which allow a conclusion on the current output power of the switched mode power supply 1.
  • control circuit information such as a switching frequency of the second switching stage 8, which allow a conclusion on the current output power of the switched mode power supply 1.
  • the current output power or operating mode can also be explicitly specified by the electronic device 2 or via a measuring circuit in the
  • Switching power supply 1 can be determined. It should be noted that the switched-mode power supply 1 is shown only schematically in FIG. 1 and may contain further components, such as a manual on / off switch, connections for further secondary output voltages, as well as active and passive line filters, which are shown in FIG the clarity are not shown.
  • FIG. 2A The new sequence for power transmission is shown by way of example in FIG. 2A.
  • the solid line in FIG. 2A represents a sinusoidal voltage curve of the primary alternating voltage V p of the AC supply network 3.
  • FIG. 2 also shows the profile of the primary operating current I p picked up by the switched-mode power supply 1. As is apparent from the figure 2A, the recorded are
  • the absorbed current for a first half-wave 11 is proportional to the input voltage V p .
  • Activation frequency of the first switching stage 6 typically independent of the Switching frequency of a switching transistor contained therein, in particular a MOSFETs of a switching converter for generating the intermediate voltage.
  • a duty cycle for activating the first switching stage 6 is also in a fixed relationship to the mains frequency of the supply voltage V p or the activation frequency of the first switching stage 6.
  • the duty cycle corresponds to 1/3, or generally 1 / n.
  • a switch-on period is synchronized with the phase curve of the supply voltage V p .
  • the result is an offset, complete half-wave utilization.
  • FIG. 2B shows the time profile of a state of charge of a storage element 7, for example as the voltage V c of a storage capacitor.
  • the control circuit 9 changes a variable lower turn-on threshold 23 and / or a variable upper turn-off threshold 24 such that a switching cycle duration with an integer multiple of a half cycle of the primary supply voltage V s results.
  • the second switch-on threshold 23 is compared with the first switching threshold 21 in one
  • the charging phase corresponds exactly to the first half-wave 11 and a subsequent discharge phase to the three half-waves 12 to 14.
  • the turn-on times are preferably synchronized with zero crossings of the primary supply voltage V s .
  • a complete half-wave 11 is used for energy transmission from the primary AC power supply network 3 to the memory element 7 in each case.
  • control element 9 can also be set up to regulate the power transmitted with the first half-wave 11 into the memory element 7 in order to minimize the power loss of the switched-mode power supply 1.
  • a charging current for the memory element 7 can be reduced in a low-load range in order to enable the utilization of a full half-wave 11.
  • the adaptation of the sequence of the power transmission to the actual output power of the switched-mode power supply 1 essentially by the determination of the number of half-waves in which no power from the
  • AC power supply network 3 is detected, determined by the control circuit 9. Assuming, for example, that the power consumption of the electronic device 2 in a further mode compared to the power consumption according to the situation of Figure 2A would be halved again, would be omitted provided in the fourth half-wave power 14 completely, so effectively a further halving the activation frequency for the first switching stage 6 would result.
  • FIG. 3 shows an exemplary circuit 30 which combines the function of the rectifier 5 and the first switching stage 6 and which is suitable for the realization of a switched-mode power supply 1 according to an embodiment of the invention.
  • the circuit 30 comprises a rectifier circuit 35 comprising the diodes D 1 to D 4, which essentially form a so-called Graetz bridge.
  • a rectifier circuit 35 comprising the diodes D 1 to D 4, which essentially form a so-called Graetz bridge.
  • the height of the rectified, pulsating voltage Vi is determined with respect to an electrical reference potential GND.
  • the magnitude of the voltage Vi is a logic circuit 32 for controlling the first
  • the logic circuit 32 controls both a first switching transistor Q l for activating the first switching stage 6 and a second switching transistor Q2, which is the actual
  • Switching element of the switching converter 33 forms.
  • the switch Ql is closed by the logic circuit 32 during a first half-wave 1 1 to activate the first switching stage 6.
  • the logic circuit 32 opens the switch Q1 to disconnect the switching converter 33 from the rectifier circuit 35.
  • the switching converter 33 is, in particular, a circuit for power factor correction according to the principle of an inverse converter (English: Buck Boost Converter).
  • a current flows from the primary power input 4 through the switch Ql, a coil LI and the switch Q2.
  • the core of the coil LI is magnetized to latch energy from the primary AC power supply network 3.
  • the switch Q2 is interrupted, the inductance of the coil LI will cause the current flow through the coil LI to be maintained.
  • the current flows in this case over the diode D5 to a storage capacitor 7 used as storage capacitor Cl and back via the diode D6 to the coil LI.
  • the capacitor Cl is thus charged in this circuit architecture in the periods in which no energy transfer from the primary
  • the switching frequency of the second switch Q2 is significantly greater than the activation frequency of the first switch Ql in the exemplary embodiment and is typically in the range of several kHz.
  • the intermediate voltage of the capacitor Cl can be lowered to a voltage below the maximum voltage of the primary AC voltage, without resulting in unwanted recharging of the capacitor Cl.
  • a nominal AC voltage of 240 volts has a maximum peak voltage of about 340 volts, which would result in the recharging of an intermediate voltage of 300 volts across capacitor C 1.
  • the logic circuit 32 monitors according to the
  • Embodiment in addition to the height of the voltage Vi at the first node 31 and the state of charge of the capacitor Cl via the charging voltage V c at a second node 34.
  • the activation of the switches Ql and Q2 in this embodiment is not solely on the height of the capacitor voltage made dependent on the capacitor Cl, but additionally depending on the primary
  • the logic circuit 32 turns on the transistor Ql only when a predetermined lower state of charge of the capacitor Cl has been reached and the primary-side supply voltage passes through a zero point.
  • the logic circuit 32 turns off the transistor Ql when a subsequent zero crossing has been detected.
  • the logic circuit 32 turns on or off the transistor Q1 at a timing that is in a fixed relationship with the half-waves and the frequency of the AC power supply network 3. It is ensured by monitoring the capacitor voltage Vc that the storage capacitor Cl is always sufficiently charged to supply a not shown in the figure 3 secondary switching stage 8 with a sufficient input voltage V c .
  • FIG. 4 shows a second embodiment of a circuit 40 according to a second embodiment
  • Embodiment of the invention The mode of operation of a switching converter 41 for power factor correction contained in the circuit 40 largely corresponds to that of the switching converter 31 according to the embodiment according to FIG. 3.
  • a power factor correction circuit 41 and a circuit 43 for rectifying the primary supply voltage V p in the circuit 40 have been combined with each other.
  • a logic circuit 42 can separate the primary AC voltage provided via the mains input 4 from the coil LI of the switching converter 41.
  • phase-controlled driving of the transistors Q3 to Q6 by the logic circuit 42 these in combination with the diodes Dl and D2 simultaneously assume the function of a rectifier circuit 43.
  • the logic circuit 42 is connected directly to the primary power input 4 in the embodiment shown in FIG. Incidentally, the function of the circuit 40 corresponds to that of the circuit 30 according to FIG. 3.
  • FIG. 5 shows a circuit 50 for realizing a first switching stage 6 without a separate rectifier 5 according to a third exemplary embodiment of the invention.
  • This is a so-called nested switching converter with two parallel switching stages 51 and 52 for power factor correction.
  • the first switching stage 51 processes by means of a first switching transistor Ql a positive half-wave of a sinusoidal primary supply voltage V s and the second switching stage 52 by means of a second switching transistor Q2 a negative half wave of the sinusoidal
  • the circuit 50 comprises a third transistor Q3 and a fourth transistor Q4 for disconnecting the first switching stage 51 and second switching stage 52 from a primary mains voltage Vp.
  • the logic circuit 53 monitors both the state of charge of the capacitor Cl as well as the height of the primary supply voltage V p or their
  • Each of the circuits 30, 40 and 50 according to FIGS. 3 to 5 permits electrical isolation between the primary supply input and a storage element 7, in particular a capacitor C 1 of a DC link. This allows, as described above, a lowering of a voltage Vc of the intermediate circuit and thus serves to improve the energy balance. However, to simplify the circuit, it is also possible to complete
  • Disconnect network isolation and instead increase the voltage Vc of the memory element 7 to a value above the maximum peak voltage of the primary supply voltage Vp.
  • the increase takes place for example by appropriate design or control of the first switching stage. 6
  • a circuit 60 is shown according to a fourth embodiment of the invention.
  • the circuit 60 largely corresponds to the circuit 50 according to FIG. 50. Deviating from this, the transistors Q3 and Q4 used in the network separation circuit 50 have been dispensed with.
  • a logic circuit 61 for driving the first switching converter 51 and the second switching converter 52 is provided, which already takes into account the phase position of the primary supply voltage Vp in the control of the switching transistors Q l and Q2. For example, with reference to the example of FIG. 2A, the logic circuit 61 outputs 1 1 only in the period of the first half-wave Drive pulses to the first transistor and only in the period of the fourth half-wave 14 drive pulses to the second transistor Q2 from.
  • the activation sequence and the duty cycle for driving the transistors Ql and Q2 is selected so that the charging voltage Vc of the capacitor Cl is always above a threshold corresponding to a maximum peak voltage of the primary supply voltage Vp, so that when deactivated transistors Ql and Q2 no electrical Electricity is taken from the primary supply network.
  • circuits 30, 40, 50 and 60 have been shown in detail with reference to Figures 3 to 6 with reference to different types of switching converter, the relevant circuitry is the first
  • Switching stage 6 for achieving the advantages of the invention largely irrelevant. It is advantageous for the reduction of the harmonic distortion of the switched-mode power supply 1 to select an activation period of a switching element used for connecting a primary power input 4 to the parts of the first switching stage 6, in particular with a storage coil and / or a storage capacitor, such that the
  • Activation period corresponds to an integer multiple of a duration of a half-wave of the primary supply voltage V s .
  • the threshold values for activating or deactivating the first switching stage 6 can also be adapted as a function of a charge of a capacitor of the intermediate circuit in order to achieve a tuning of the first switching stage 6

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Abstract

Die Erfindung betrifft ein Schaltnetzteil (1) aufweisend eine erste Schaltstufe (6) zur Erzeugung einer gleichgerichteten Zwischenspannung (Vc) aus einer primären Wechselspannung (Vp), ein Speicherelement (7) zur Zwischenspeicherung der von der ersten Schaltstufe (6) erzeugten Zwischenspannung (Vc) und eine zweite Schaltstufe (8) zur Erzeugung einer sekundären Ausgangsspannung (Vs) aus der zwischengespeicherten Zwischenspannung (Vc). Das Schaltnetzteil (1) weist eine Steuerschaltung (9) zum Aktivieren und Deaktivieren der ersten Schaltstufe (6) auf, wobei die Steuerschaltung (9) dazu eingerichtet ist, die erste Schaltstufe (6) für einen durch die Steuerschaltung (9) bestimmten Teilbereich einer ersten Halbwelle (11) der primären Wechselspannung (Vp) zu aktivieren und für wenigstens eine nachfolgende Halbwelle (12, 13) der primären Wechselspannung (Vp) zu deaktivieren. Die Erfindung betrifft des Weiteren ein Arbeitsverfahren zum Betrieb eines derartigen Schaltnetzteils (1).

Description

Beschreibung
Schaltnetzteil und Arbeitsverfahren für ein Schaltnetzteil Die Erfindung betrifft ein Schaltnetzteil aufweisend eine erste Schaltstufe zur Erzeugung einer gleichgerichteten Zwischenspannung aus einer primären Wechselspannung, ein Speicherelement zur Zwischenspeicherung der von der ersten Schaltstufe erzeugten Zwischenspannung und eine zweite Schaltstufe zur Erzeugung einer sekundären
Ausgangsspannung aus der zwischengespeicherten Zwischenspannung. Die Erfindung betrifft des Weiteren ein Arbeitsverfahren zum Betrieb eines derartigen Schaltnetzteils.
Unterschiedliche Typen von Schaltnetzteilen zur Versorgung von tragbaren Computern und anderen elektronischen Geräten mit einer aus einer primären Netzwechselspannung erzeugten sekundären Gleichspannung sind aus dem Stand der Technik bekannt.
Grundsätzlich weisen derartige Schaltnetzteile einen verhältnismäßig hohen Wirkungsgrad auf und erlauben die Gestaltung von leichten und kostengünstigen Netzteilen für eine Vielzahl von Anwendungsbereiche.
Ein Nachteil bekannter Schaltnetzteile liegt jedoch darin, dass sie im so genannten
Schwachlastbereich, also in einem Arbeitsbereich, in dem die sekundärseitig abgegebene Leistung nur einen geringen Bruchteil einer möglichen Ausgangsleistung darstellt, einen verhältnismäßig schlechten Wirkungsgrad aufweisen.
Dieses Problem wird unter anderem durch die verhältnismäßig hohen Verluste der in einem Schaltnetzteil verwendeten Schaltstufen im nahezu leistungslosen Bereich verursacht. Um einen elektronischen Halbleiterschalter, wie insbesondere einen MOSFET- Transistor, zu schalten, benötigt man Energie, welche unabhängig von der zu schaltenden Leistung ist. Bei höheren geschalteten Leistungen fällt diese Energie kaum ins Gewicht, wohingegen diese Energie im Schwachlastbereich einen sehr hohen Anteil der
Verlustleistung ausmacht.
Insbesondere bei Geräten der elektronischen Datenverarbeitung (EDV) und
Unterhaltungselektronik werden oftmals Geräte eingesetzt, die im Betrieb eine relativ hohe Auf ahmeleistung im Bereich zwischen 50 und 250 Watt besitzen, in einer so genannten Standby- oder Bereitschaftsbetriebsart jedoch nur eine Aufnahmeleistung von weniger als 5 Watt und oftmals von weniger als 1 Watt aufweisen. Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, ein Schaltnetzteil und ein Verfahren zu seinem Betrieb zu beschreiben, das die Verlustleistung des Schaltnetzteils in dem sogenannten Schwachlastbereich verbessert. Insbesondere sollen Lösungen aufgezeigt werden, die die Schaltverluste beim Betrieb eines Schaltnetzteils mit 10 Prozent oder weniger seiner maximalen Ausgangsleistung reduzieren.
Unterschiedliche Ausgestaltungen besonders energieeffizienter Schaltnetzteile und Arbeitsverfahren zu deren Betrieb sind in den angehängten Patentansprüchen offenbart.
Gemäß einem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Schaltnetzteil aufweisend eine erste Schaltstufe zur Erzeugung einer gleichgerichteten
Zwischenspannung aus einer primären Wechselspannung, ein Speicherelement zur Zwischenspeicherung der von der ersten Schaltstufe erzeugten Zwischenspannung und eine zweite Schaltstufe zur Erzeugung einer sekundären Ausgangsspannung aus der zwischengespeicherten Zwischenspannung offenbart. Das Schaltnetzteil weist eine Steuerschaltung zum Aktivieren und Deaktivieren der ersten Schaltstufe auf, wobei die Steuerschaltung dazu eingerichtet ist, eine von der primären Wechselspannung abhängige erste Größe zu überwachen und die erste Schaltstufe in wenigstens einer Betriebsart des Schaltnetzteils in Abhängigkeit der ersten Größe für einen durch die Steuerschaltung bestimmten Teilbereich einer ersten Halbwelle der primären Wechselspannung zu aktivieren und für wenigstens eine nachfolgende Halbwelle der primären
Wechselspannung zu deaktivieren.
Der Erfindung liegt unter anderem die Erkenntnis zugrunde, dass durch die Abstimmung der Aktivierung einer ersten Schaltstufe zum Laden eines Speicherelements mit einer Zwischenspannung mit den Halbwellen einer zur Versorgung des Schaltnetzteils verwendeten primären Wechselspannung sowie der Deaktivierung der ersten Schaltstufe für ein oder mehrere darauf folgende Halbwellen eine Verbesserung der Energieeffizienz des Schaltnetzteils insgesamt erreicht werden kann. Gemäß einer vorteilhaften Ausgestaltung ist die Steuerschaltung dazu eingerichtet, die erste Schaltstufe am Beginn der ersten Halbwelle zu aktivieren und am Ende der ersten Halbwelle zu deaktivieren. Ein derartiges Vorgehen erlaubt die Nutzung der gesamten Energie einer Halbwelle und somit die Verringerung der erforderlichen Schaltzyklen. Zugleich führt eine derartige Ausnutzung einer gesamten Halbwelle zu einer deutlichen Verbesserung bezüglich der von dem Schaltnetzteil verursachten harmonischen
Verzerrung. Gemäß einer vorteilhaften Ausgestaltung ist die Steuerschaltung des Weiteren dazu eingerichtet, eine vom Ladezustand des Speicherelements abhängige zweite Größe, insbesondere eine Höhe der Zwischenspannung, zu überwachen und in der wenigstens einen Betriebsart den ersten Teilbereich der ersten Halbwelle der primären
Wechselspannung zum Aktivieren der ersten Schaltstufe und die Anzahl von Halbwellen der primären Wechselspannung zum Deaktivieren der ersten Schaltstufe in Abhängigkeit der zweiten Größe zu bestimmen. Durch Berücksichtigung des Ladezustands des
Speicherelementes kann ein zuverlässiger Betrieb des Schaltnetzteils unter
Berücksichtigung einer größtmöglichen Energieeffizienz sichergestellt werden. Gemäß einer vorteilhaften Ausgestaltung weist die erste Schaltstufe wenigstens ein von der Steuerschaltung ansteuerbares Halbleiterschaltelement zum Trennen einer elektrischen Verbindung zwischen einem Eingang der ersten Schaltstufe zum Anschluss der primären Wechselspannung und dem Speicherelement auf. Durch die Verwendung eines ersten Halbleiterschaltelements zum Trennen der ersten Schaltstufe kann die Energieaufnahme des Schaltnetzteils aus einem primären Wechselspannungsversorgungsnetzwerk gesteuert werden.
Gemäß einer Ausgestaltung umfasst die erste Schaltstufe wenigstens eine
Gleichrichterschaltung zum Umwandeln einer primären Wechselspannung in eine primäre Gleichspannung und wenigstens einen ersten Schaltwandler zur Erzeugung der
Zwischenspannung aus der primären Gleichspannung. Dabei ist das wenigstens eine Halbleiterschaltelement zwischen der Gleichrichterschaltung und dem Schaltwandler angeordnet. In einer vorteilhaften Ausgestaltung ist die Steuerschaltung dazu eingerichtet, die Höhe der primären Gleichspannung zu überwachen. Eine derartige Anordnung gestattet eine besonders einfache Überwachung eines Zustands der extern angelegten primären
Wechselspannung.
Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung umfasst die Steuerschaltung einen Mikro Controller, wobei der Mikrocontroller dazu eingerichtet ist, eine Schaltschwelle für ein Nachladen des Speicherelements in Abhängigkeit einer Betriebsart und/oder
Ausgangsleistung der zweiten Schaltstufe des Schaltnetzteils vorzugeben. Durch das
Anpassen von wenigstens einer Schaltschwelle an eine tatsächliche Ausgangsleistung des Schaltnetzteils kann die Nutzung von vorbestimmten Teilen beziehungsweise
vollständigen Halbwellen einer primären Wechselspannung sichergestellt werden. Gemäß einer vorteilhaften Ausgestaltung dient der Mikrocontroller unter anderem zur Ansteuerung einer Schaltung zur Pulsweitenmodulation, die dazu eingerichtet ist, ein pulsweitenmoduhertes Signal zur Ansteuerung wenigstens eines Halbleiterschaltelements des Schaltnetzteils zu erzeugen, wobei der Mikrocontroller dazu eingerichtet ist, wenigstens einen Betriebsparameter der Schaltung zur Pulsweitenmodulation in
Abhängigkeit von der Betriebsart und/oder der Ausgangsleistung der zweiten Schaltstufe des Schaltnetzteils vorzugeben.
Gemäß einem weiteren Aspekt wird ein Arbeitsverfahren für ein Schaltnetzteil zum Erzeugen einer sekundären Gleichspannung aus einer primären Wechselspannung beschrieben. Das Verfahren umfasst die folgenden Schritte:
- Überwachen wenigstens einer von der primären Wechselspannung abhängigen ersten Größe,
- Aktivieren wenigstens einer ersten Schaltstufe des Schaltnetzteils zur Erzeugung einer gleichgerichteten Zwischenspannung aus der primären Wechselspannung für einen vorbestimmten Teilbereich einer ersten Halbwelle der primären
Wechselspannung in Abhängigkeit der ersten Größe, - Zwischenspeichern der gleichgerichteten Zwischenspannung in einem
Speicherelement,
- Deaktivieren der wenigstens einen ersten Schaltstufe des Schaltnetzteils für
wenigstens eine nachfolgende Halbwelle der primären Wechselspannung und - Erzeugen der sekundären Gleichspannung aus der zwischengespeicherten
Zwischenspannung des Schaltnetzteils.
Durch die oben genannten Verfahrensschritte wird die Aktivierung und Deaktivierung der ersten Schaltstufe mit den Halbwellen einer zur Versorgung des Schaltnetzteils verwendeten primären Wechselspannung synchronisiert. Durch die Verwendung eines vorbestimmten Teils der ersten Halbwelle, insbesondere der gesamten ersten Halbwelle, und die Deaktivierung der ersten Schaltstufe für wenigstens eine nachfolgende Halbwelle werden die Schaltverluste des Schaltnetzteils reduziert und es wird gleichzeitig eine Verringerung einer harmonischen Verzerrung bewirkt.
Gemäß einer vorteilhaften Ausgestaltung umfasst das Verfahren den Schritt des
Bestimmens einer Aktivierungsfrequenz zum Aktivieren der wenigstens einen ersten Schaltstufe in Abhängigkeit einer Betriebsart und/oder einer Ausgangsleistung der wenigstens einen zweiten Schaltstufe derart, dass die doppelte Frequenz der primären Wechselspannung einem ganzzahligem Vielfachen der bestimmten Aktivierungsfrequenz entspricht.
Durch die Bestimmung einer Aktivierungsfrequenz, die in einem harmonischen Verhältnis der Frequenz der zur Versorgung verwendeten Wechselspannung steht, kann die durch das Schaltnetzteil erzeugte harmonische Verzerrung beziehungsweise der zu ihrer
Kompensation erforderliche Schaltungsaufwand reduziert werden.
Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen sind in den abhängigen Patentansprüchen sowie der nachfolgenden ausführlichen Beschreibung von Ausführungsbeispielen offenbart.
Die Erfindung wird nachfolgend anhand von unterschiedlichen Ausführungsbeispielen unter Bezugnahme auf die angehängten Figuren näher erläutert. In den unterschiedlichen Ausfuhrungsbeispielen werden gleiche Bezugsarten für gleiche oder gleichartige
Komponenten verwendet.
In den Figuren zeigen:
Figur 1 eine schematische Darstellung eines Schaltnetzteils gemäß
unterschiedlichen Ausgestaltungen der Erfindung,
Figur 2A eine beispielhafte Stromaufhahme eines Schaltnetzteils zusammen mit einer
Höhe einer Wechselspannung,
Figur 2B den zeitlichen Verlauf von Ladezuständen eines Speicherelements,
Figur 3 einen Schaltplan einer ersten Schaltung gemäß einer ersten Ausgestaltung der Erfindung,
Figur 4 einen Schaltplan einer zweiten Schaltung gemäß einer zweiten
Ausgestaltung der Erfindung und Figur 5 einen Schaltplan einer dritten Schaltung gemäß einer dritten Ausgestaltung der Erfindung.
Figur 6 einen Schaltplan einer vierten Schaltung gemäß einer vierten Ausgestaltung der Erfindung.
Figur 1 zeigt eine schematische Darstellung eines Schaltnetzteils 1 zur Versorgung eines elektronischen Geräts 2 aus einer Wechselspannung eines Wechselspannungs- versorgungsnetzwerks 3. Gemäß dem Ausfuhrungsbeispiel der Figur 1 handelt es sich um ein externes Schaltnetzteil 1. Selbstverständlich kann die erfindungsgemäße Lösung auch bei in ein Gerät integrierten Schaltnetzteilen Verwendung finden.
Ein primärer Netzeingang 4 des Schaltnetzteils 1 ist mit einer primären Phasenleitung L und einem Neutralleiter N des Wechselspannungsversorgungsnetzwerks 3 verbunden. Das Schaltnetzteil 1 umfasst einen Gleichrichter 5 zur Umwandlung der primären
Wechselspannung in eine primäre Gleichspannung, eine erste Schaltstufe 6 zur
Umwandlung der pulsierenden, primären Gleichspannung in eine Zwischenspannung sowie zur Leistungsfaktorkorrektur, ein Speicherelement 7 zum Zwischenspeichern der primären Gleichspannung und eine zweite Schaltstufe 8 zum Erzeugen einer stabilisierten sekundären Gleichspannung Vs aus der zwischengespeicherten Gleichspannung des Speicherelements 7. In einigen Ausführungen ist der Gleichrichter 5 in die erste
Schaltstufe 6 integriert oder überhaupt nicht erforderlich. Das Schaltnetzteil 1 umfasst des Weiteren eine Steuerschaltung 9 die den Betrieb des Schaltnetzteils 1 steuert. Bevorzugt überwacht die Steuerschaltung 9 hierzu die am primären Netzeingang 4 anliegende primäre Wechselspannung oder die durch den
Gleichrichter 5 erzeugte pulsierende, primäre Gleichspannung und den Ladezustand des Speicherelements 7. Die Steuerschaltung 9 regelt insbesondere die zur
Leistungsfaktorkorrektur eingesetzte erste Schaltstufe 6 und, optional, die zur Erzeugung der stabilisierten Gleichspannung Vs verwendete zweite Schaltstufe 8.
Bei der Steuerschaltung 9 kann es sich entweder um eine diskrete Steuerschaltung oder um ein durch einen MikroController des Schaltnetzteils 1 oder des elektronischen Geräts 2 ausgeführtes Steuerprogramm handeln. In einer Ausgestaltung handelt es sich um eine Kombination umfassend einen Mikro Controller und eine Schaltung zur
Pulsweitensteuerung, wobei der Mikro Controller Parameterwerte wie einen
Einschaltzeitpunkt, eine Schaltfrequenz und/oder ein Tastverhältnis für die
Pulsweitensteuerung vorgibt und die Pulsweitensteuerung die erste Schaltstufe 6 ansteuert.
Wenn die Steuerschaltung 9 auch die zweite Schaltstufe 8 ansteuert, erhält sie aus einem zugehörigen Regelkreis Informationen, wie beispielsweise eine Schaltfrequenz der zweiten Schaltstufe 8, die einen Rückschluss auf die aktuelle Ausgangsleistung des Schaltnetzteils 1 erlauben. Alternativ kann die aktuelle Ausgangsleistung oder Betriebsart auch explizit von dem elektronischen Gerät 2 vorgegeben oder über eine Messschaltung in dem
Schaltnetzteil 1 ermittelt werden. Es wird darauf hingewiesen, dass das Schaltnetzteil 1 in der Figur 1 lediglich schematisch dargestellt ist und weitere Komponenten, wie beispielsweise einen manuellen Ein- /Ausschalter, Anschlüsse für weitere sekundäre Ausgangsspannungen sowie aktive und passive Netzfilter enthalten kann, die in der Figur 1 aus Gründen der Übersichtlichkeit nicht dargestellt sind.
Um die Leistungsaufnahme des Netzteils gemäß Figur 1 gegenüber bekannten
Schaltnetzteilen zu verbessern, wird eine neue Sequenz zur Leistungsübertragung durch die erste Schaltstufe 6 des Schaltnetzteils 1 vorgeschlagen, die zugleich zu einer
Verbesserung einer durch das Schaltnetzteil 1 verursachten harmonischen Verzerrung führt.
Die neue Sequenz zur Leistungsübertragung ist in der Figur 2A beispielhaft dargestellt. Die in der Figur 2A durchgezogene Linie stellt einen sinusförmigen Spannungsverlauf der primären Wechselspannung Vp des Wechselspannungsversorgungsnetzwerks 3 dar. Neben dem Verlauf der primären Versorgungsspannung Vp ist in der Figur 2 des Weiteren der Verlauf des von dem Schaltnetzteil 1 aufgenommenen primären Betriebsstrom Ip dargestellt. Wie sich aus der Figur 2A ergibt, befinden sich der aufgenommene
Betriebsstrom Ip und die Versorgungsspannung Vp wegen der phasenkorrigierenden Eingangstufe in Form der ersten Schaltstufe 6 in einer festen Phasenbeziehung.
Insbesondere ist der aufgenommene Strom für eine erste Halbwelle 11 proportional zur Eingangsspannung Vp. Für zwei nachfolgende Halbwellen 12 und 13 nimmt das
Schaltnetzteil 1 jeweils überhaupt keinen Strom Ip aus dem primären
Wechselspannungsversorgungsnetzwerk 3 auf. Ab der vierten Halbwelle 14 wiederholt sich der Zyklus der ersten drei Halbwellen 11 bis 13.
Aus der Figur 2A ist ersichtlich, dass die Aktivierungsfrequenz der ersten Schaltstufe 6 und die Frequenz der primären Versorgungsspannung in einem harmonischen Verhältnis zueinander stehen. Genauer gesagt entspricht Dauer Ts eines kompletten Schaltzyklus der ersten Schaltstufe 6 einem ganzzahligen Vielfachen der Dauer Tp einer Halbwelle der Versorgungsspannung Vp, nämlich dem 3-fachen, oder allgemein Ts = n * TP für eine beliebige natürliche Zahl n. An dieser Stelle wird daraufhingewiesen, dass die
Aktivierungsfrequenz der ersten Schaltstufe 6 typischerweise unabhängig von der Schaltfrequenz eines darin enthaltenen Schalttransistors ist, insbesondere eines MOSFETs eines Schaltwandlers zur Erzeugung der Zwischenspannung.
Des Weiteren ist ersichtlich, dass auch ein Tastverhältnis zur Aktivierung der ersten Schaltstufe 6 in einem festen Verhältnis zu der Netzfrequenz der Versorgungsspannung Vp bzw. der Aktivierungsfrequenz der ersten Schaltstufe 6 steht. Im Beispiel entspricht das Tastverhältnis 1/3, oder allgemein 1/n. Hierdurch wird ein Einschaltzeitraum mit dem Phasenverlauf der Versorgungsspannung Vp synchronisiert. Im Ergebnis ergibt sich eine versetzte, komplette Halbwellennutzung.
In der Figur 2B ist der zeitliche Verlauf eines Ladezustands eines Speicherelements 7, beispielhaft als die Spannung Vc eines Speicherkondensators, dargestellt.
Bei konventioneller Ansteuerung einer ersten Schaltstufe 6 bleibt eine Zwischenspannung weitgehend konstant (nicht dargestellt). Alternativ ist es auch möglich, die erste
Schaltstufe in einem sogenannten Burst Mode zu betreiben, in dem die Zwischenspannung geringfügig zwischen einer fest vorgegebenen ersten Einschaltschwelle 21 und einer fest vorgegebenen ersten Ausschaltschwelle 22 schwankt. Im dargestellten Verlauf wird jeweils ein unbestimmter Bruchteil einer oder zwei benachbarter Halbwellen 12 bis 14 zum Laden des Speicherelements 7 verwendet.
Gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung werden zumindest in einem
Schwachlastbereich, beispielsweise bei einer Auslastung von weniger als 10 Prozent der maximalen Ausgangsleistung, andere Schaltschwellen verwendet. Hierzu verändert die Steuerschaltung 9 eine variable untere Einschaltschwelle 23 und/oder eine variable obere Ausschaltschwelle 24 derart, dass sich eine Schaltzyklusdauer mit einem ganzzahligen Vielfachen einer Halbwelle der primären Versorgungsspannung Vs ergibt. Bevorzugt wird die zweite Einschaltschwelle 23 gegenüber der ersten Schaltschwelle 21 in einer
Normalbetriebsart abgesenkt und/oder die zweite Ausschaltschwelle 24 gegenüber der ersten Ausschaltschwelle 22 angehoben. Im dargestellten Verlauf entspricht die Ladephase genau der ersten Halbwelle 11 und eine nachfolgende Entladephase den drei Halbwellen 12 bis 14. Bevorzugt sind die Einschaltzeitpunkte mit Nulldurchgängen der primären Versorgungsspannung Vs synchronisiert. Im dargestellten Ausführungsbeispiel wird jeweils eine komplette Halbwelle 11 zur Energieübertragung von dem primären Wechselspannungsversorgungsnetzwerk 3 zu dem Speicherelement 7 verwendet. Durch die geeignete Ansteuerung von Schaltelementen der ersten Schaltstufe 6 kann somit insbesondere auf einen Phasenan- und -abschnitt zu einem beliebigen Zeitpunkt des Phasenverlaufs der primären Versorgungsspannung Vp wie im oben beschriebenen Burst Mode verzichtet werden. Dies führt neben einer
Energieeinsparung durch eine effektiv verringerte Schaltfrequenz auch dazu, dass das Schaltnetzteil 1 nur eine sehr geringe harmonische Verzerrung erzeugt und somit einen sehr guten so genannten THD-Wert (Total Harmonie Distortion) aufweist.
Anstelle der in den Figuren 2A und 2B dargestellten versetzten Nutzung von kompletten Sinushalbwellen können auch Teilbereiche von versetzten Halbwellen genutzt werden. Alternativ oder zusätzlich kann das Steuerelement 9 auch dazu eingerichtet sein, die mit der ersten Halbwelle 11 übertragene Leistung in das Speicherelement 7 zu regeln, um die Verlustleistung des Schaltnetzteils 1 zu minimieren. Beispielsweise kann ein Ladestrom für das Speicherelement 7 in einem Schwachlastbereich reduziert werden, um die Ausnutzung einer vollen Halbwelle 11 zu ermöglichen. Beispielsweise ist es möglich, das Tastverhältnis eines Schaltwandlers der ersten Schaltstufe 6 derart auszuwählen, das bezogen auf den kompletten Ladezyklus innerhalb einer Halbwelle ein bestmöglicher Wirkungsgrad erzielt wird.
In einer Ausgestaltung wird die Anpassung der Sequenz der Leistungsübertragung an die aktuelle Ausgangsleistung des Schaltnetzteils 1 im Wesentlichen durch die Bestimmung der Anzahl von Halbwellen, in denen keine Leistung aus dem
Wechselspannungsversorgungsnetzwerk 3 aufgenommen wird, durch die Steuerschaltung 9 bestimmt. Geht man beispielsweise davon aus, dass die Leistungsaufnahme des elektronischen Gerätes 2 in einer weiteren Betriebsart gegenüber der Leistungsaufnahme entsprechend der Situation nach Figur 2A nochmals halbiert würde, entfiele die in der vierten Halbwelle 14 vorgesehene Leistungsaufnahme komplett, so dass sich effektiv eine weitere Halbierung der Aktivierungsfrequenz für die erste Schaltstufe 6 ergäbe. Zur weiteren Verbesserung der Effizienz bei sehr kleinen sekundären Ausgangsleistungen ist es auch möglich, die zweite Schaltstufe 8 für vorbestimmte Zeiträume zu deaktivieren. Beispielsweise kann ein pulsweitenmoduliertes Steuersignal der Steuerschaltung 9 zur Ansteuerung der zweiten Schaltstufe 8 im Zeitraum der nicht genutzten Halbwellen 12 und 13 unterbunden werden, sofern sekundärseitig eine entsprechende Pufferkapazität oder Toleranz bzgl. der Eingangsspannung besteht.
Figur 3 zeigt eine beispielhafte Schaltung 30, die die Funktion des Gleichrichters 5 und der ersten Schaltstufe 6 kombiniert und die zur Realisierung eines Schaltnetzteils 1 gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung geeignet ist.
Die Schaltung 30 gemäß Figur 3 umfasst eine Gleichrichterschaltung 35 umfassend die Dioden D l bis D4, die im Wesentlichen eine so genannte Graetzbrücke bilden. An einem ersten Knoten 31 hinter der Gleichrichterschaltung 35 wird die Höhe der gleichgerichteten, pulsierenden Spannung Vi gegenüber einem elektrischen Bezugspotenzial GND bestimmt. Die Höhe der Spannung Vi wird einer Logikschaltung 32 zur Steuerung der ersten
Schaltstufe 6 zugeleitet.
Die Logikschaltung 32 steuert sowohl einen ersten Schalttransistor Q l zum Aktivieren der ersten Schaltstufe 6 als auch einen zweiten Schalttransistor Q2 an, der das eigentliche
Schaltelement des Schaltwandlers 33 bildet. Der Schalter Ql wird von der Logikschaltung 32 während einer ersten Halbwelle 1 1 geschlossen, um die erste Schaltstufe 6 zu aktivieren. Während nachfolgender Halbwellen 12 und 13 öffnet die Logikschaltung 32 den Schalter Ql um den Schaltwandler 33 von der Gleichrichterschaltung 35 zu trennen.
Bei dem Schaltwandler 33 handelt es sich im dargestellten Ausführungsbeispiel insbesondere um eine Schaltung zur Leistungsfaktorkorrektur nach dem Prinzip eines Inverswandlers (englisch: Buck Boost Converter). Ist der Schalter Q2 geschlossen, fließt ein Strom von dem primären Netzeingang 4 durch den Schalter Ql , eine Spule LI und den Schalter Q2. Auf diese Weise wird der Kern der Spule LI magnetisiert, um Energie aus dem primären Wechselspannungsversorgungsnetzwerk 3 zwischenzuspeichern. Wird der Schalter Q2 unterbrochen führt die Induktivität der Spule LI dazu, dass der Stromfluss durch die Spule LI aufrecht erhalten bleibt. Der Strom fließt in diesem Fall über die Diode D5 zu einem als Speicherelement 7 eingesetzten Speicherkondensator Cl und zurück über die Diode D6 zur Spule LI . Der Kondensator Cl wird in dieser Schaltungsarchitektur also in den Zeiträumen geladen, in denen keine Energieübertragung von dem primären
Netzeingang 4 zu dem Schaltwandler 33 stattfindet. Die Schaltfrequenz des zweiten Schalters Q2 ist im Ausführungsbeispiel deutlich größer als die Aktivierungsfrequenz des ersten Schalters Ql und liegt typischerweise im Bereich etlicher kHz.
Wegen der Trennung des Schaltwandlers 33 von dem primären Netzeingang 4 durch den Schalter Ql kann die Zwischenspannung des Kondensator Cl auf eine Spannung unterhalb der maximalen Spannung der primären Wechselspannung abgesenkt werden, ohne dass es zu einem ungewünschten Nachladen des Kondensators Cl kommt. Beispielsweise weist eine Nennwechselspannung von 240 Volt eine maximale Scheitelspannung von etwa 340 Volt auf, die zum Nachladen einer Zwischenspannung von 300 Volt am Kondensator C 1 führen würde.
In einer vorteilhaften Ausgestaltung überwacht die Logikschaltung 32 gemäß dem
Ausführungsbeispiel neben der Höhe der Spannung Vi am ersten Knoten 31 auch den Ladezustand des Kondensators Cl über dessen Ladespannung Vc an einem zweiten Knoten 34. In Abkehr bekannter Regelkreise wird die Aktivierung der Schalter Ql und Q2 in dieser Ausgestaltung nicht allein von der Höhe der Kondensatorspannung am Kondensator Cl abhängig gemacht, sondern zusätzlich in Abhängigkeit der primären
Versorgungsspannung Vp gewählt.
Im Ausführungsbeispiel schaltet die Logikschaltung 32 den Transistor Ql erst ein, wenn ein vorgegebener unterer Ladezustand des Kondensators Cl unterschritten wurde und die primärseitige Versorgungsspannung einen Nullpunkt durchläuft. Die Logikschaltung 32 schaltet den Transistor Ql aus, wenn ein nachfolgender Nulldurchgang erkannt wurde. Im Ergebnis schaltet die Logikschaltung 32 den Transistor Ql zu einem Zeitpunkt ein beziehungsweise aus, der in einer festen Beziehung zu den Halbwellen und der Frequenz des Wechselspannungsversorgungsnetzwerks 3 steht. Dabei wird durch Überwachung der Kondensatorspannung Vc sichergestellt, dass der Speicherkondensator Cl ständig ausreichend geladen ist, um eine in der Figur 3 nicht dargestellte sekundäre Schaltstufe 8 mit einer ausreichenden Eingangsspannung Vc zu versorgen. Figur 4 zeigt eine zweite Ausgestaltung einer Schaltung 40 gemäß einem zweiten
Ausführungsbeispiel der Erfindung. Die Funktionsweise eines in der Schaltung 40 enthaltenen Schaltwandlers 41 zur Leistungsfaktorkorrektur entspricht weitgehend dem des Schaltwandlers 31 gemäß der Ausgestaltung nach Figur 3.
Abweichend von der Figur 3 wurden eine Schaltung 41 zur Leistungsfaktorkorrektur und eine Schaltung 43 zur Gleichrichtung der primären Versorgungsspannung Vp in der Schaltung 40 miteinander kombiniert. Insbesondere wurden die Dioden D3 und D4 sowie das erste Schaltelement Ql der Schaltung 30 gemäß Figur 3 in den
Halbleiterschaltelementen Q3 bis Q6 der Schaltung 40 gemäß Figur 4 vereinigt. Durch die Verwendung von zwei jeweils antiparallel angeordneter MOSFET-Transistoren Q3 und Q4 beziehungsweise Q5 und Q6 kann eine Logikschaltung 42 die über den Netzeingang 4 bereitgestellte primäre Wechselspannung von der Spule LI des Schaltwandlers 41 trennen. Durch phasengerechte Ansteuerung der Transistoren Q3 bis Q6 durch die Logikschaltung 42 übernehmen diese in Verbindung mit den Dioden Dl und D2 gleichzeitig die Funktion einer Gleichrichterschaltung 43.
Zur korrekten Ansteuerung der Transistoren Q3 bis Q6 sowie zum Überwachen des Phasenverlaufs der primären Wechselspannung ist die Logikschaltung 42 im in der Figur 4 dargestellten Ausführungsbeispiel direkt mit dem primären Netzeingang 4 verbunden. Im Übrigen entspricht die Funktion der Schaltung 40 dem der Schaltung 30 gemäß Figur 3.
Anstelle der in der Figur 4 dargestellten vier Transistoren Q3 bis Q6 können auch zwei Thyristoren verwendet werden. Aus Gründen der Energieeffizienz wird gegenwärtig jedoch der Einsatz von zwei MOSFET-Transistoren je Zweig der Gleichrichterschaltung 40 bevorzugt, da diese eine geringere Verlustleistung als bekannte Thyristoren aufweisen.
Figur 5 zeigt eine Schaltung 50 zur Verwirklichung einer ersten Schaltstufe 6 ohne gesonderten Gleichrichter 5 gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel der Erfindung. Dabei handelt es sich um einen so genannten verschachtelten Schaltwandler mit zwei parallelen Schaltstufen 51 und 52 zur Leistungsfaktorkorrektur. Darin verarbeitet die erste Schaltstufe 51 mittels eines ersten Schalttransistors Ql eine positive Halbwelle einer sinusförmigen primären Versorgungsspannung Vs und die zweite Schaltstufe 52 mittels eines zweiten Schalttransistors Q2 eine negative Halbwelle der sinusförmigen
Versorgungsspannung Vs. Die Ansteuerung der Transistoren Q 1 und Q2 erfolgt wie zuvor unter Bezugnahme auf die Figuren 3 und 4 beschrieben durch eine Logikschaltung 53.
Des Weiteren umfasst die Schaltung 50 einen dritten Transistor Q3 und eine vierten Transistor Q4 zum Trennen der ersten Schaltstufe 51 bzw. zweiten Schaltstufe 52 von einer primären Netzspannung Vp. Zur korrekten Ansteuerung der Transistoren Q3 und Q4 überwacht die Logikschaltung 53 sowohl den Ladezustand des Kondensators Cl als auch die Höhe der primären Versorgungsspannung Vp beziehungsweise deren
Phasendurchgänge wie dies bereits bezüglich des Kondensators Ql der Schaltung 30 gemäß Figur 3 beschrieben wurde.
Jede der Schaltungen 30, 40 und 50 gemäß den Figuren 3 bis 5 erlaubt eine elektrische Trennung zwischen dem primären Versorgungseingang und einem Speicherelement 7, wie insbesondere einem Kondensator C 1 eines Zwischenkreises. Dies gestattet, wie oben beschreiben, eine Absenkung einer Spannung Vc des Zwischenkreises und dient somit zur Verbesserung der Energiebilanz. Zur Vereinfachung der Schaltung ist es jedoch auch möglich, auf eine vollständige
Netztrennung zu verzichten und stattdessen die Spannung Vc des Speicherelements 7 auf einen Wert oberhalb der maximalen Scheitelspannung der primären Versorgungsspannung Vp anzuheben. Die Anhebung erfolgt beispielsweise durch entsprechende Ausgestaltung oder Ansteuerung der ersten Schaltstufe 6.
In der Figur ist eine Schaltung 60 gemäß einer vierten Ausgestaltung der Erfindung dargestellt. Die Schaltung 60 entspricht weitgehend der Schaltung 50 gemäß Figur 50. Abweichend davon wurde auf die in der Schaltung 50 zur Netztrennung verwendeten Transistoren Q3 und Q4 verzichtet. Darüber hinaus ist eine Logikschaltung 61 zur Ansteuerung des ersten Schaltwandlers 51 und des zweiten Schaltwandler 52 vorgesehen, der bei der Ansteuerung der Schalttransistoren Q l bzw. Q2 bereits die Phasenlage der primären Versorgungsspannung Vp berücksichtigt. Beispielsweise gibt die Logikschaltung 61 bezogen auf das Beispiel nach Figur 2A nur im Zeitraum der ersten Halbwelle 1 1 Ansteuerimpulse an den ersten Transistor und nur im Zeitraum der vierten Halbwelle 14 Ansteuerimpulse an den zweiten Transistor Q2 ab. Dabei wird die Aktivierungssequenz und das Tastverhältnis zur Ansteuerung der Transistoren Ql und Q2 so gewählt, dass die Ladespannung Vc des Kondensators Cl stets oberhalb einer Schwelle liegt, die einer maximalen Scheitelspannung der primären Versorgungsspannung Vp entspricht, so dass bei deaktivierten Transistoren Ql und Q2 kein elektrischer Strom aus dem primären Versorgungsnetzwerk aufgenommen wird.
Die bezüglich der einzelnen Ausführungsbeispiele beschriebenen Merkmale können in vielfältiger Weise miteinander kombiniert werden. Obwohl die Schaltungen 30, 40, 50 und 60 gemäß den Figuren 3 bis 6 anhand unterschiedlicher Schaltwandlertypen im Detail dargestellt wurden, ist der diesbezügliche schaltungstechnische Aufbau der ersten
Schaltstufe 6 für die Erzielung der erfindungsgemäßen Vorteile weitgehend unerheblich. Vorteilhaft für die Verringerung der harmonischen Verzerrung des Schaltnetzteils 1 ist es, eine Aktivierungsperiode eines zum Verbinden eines primären Netzeingang 4 mit der Teilen der ersten Schaltstufe 6, insbesondere mit einer Speicherspule und/oder einem Speicherkondensator, verwendeten Schaltelementes so zu wählen, dass die
Aktivierungsperiode einem ganzzahligen Vielfachen einer Dauer einer Halbwelle der primären Versorgungsspannung Vs entspricht. Darüber hinaus ist es vorteilhaft, den Aktivierungszeitpunkt eines derartigen Schaltelementes mit den Nulldurchgängen der primären Versorgungsspannung Vp zu synchronisieren. Schließlich ist es vorteilhaft für die Verringerung der Energieaufnahme und somit für die Erhöhung des Wirkungsgrades des Schaltnetzteils 1 insgesamt, eine Anpassung der ersten Schaltstufe 6 an die von dem Netzteil 1 aufgenommene beziehungsweise abgegebene Leistung durch Verlängerung des Versatzes zwischen jeweils aktiven Halbwellen einer primären Versorgungsspannung zu regeln. Alternativ oder zusätzlich können auch die Schwellwerte zum Aktivieren beziehungsweise Deaktivieren der ersten Schaltstufe 6 in Abhängigkeit einer Ladung eines Kondensators des Zwischenkreises angepasst werden, um eine Abstimmung der
Aktivierungsperioden mit den Halbwellen einer primären Versorgungsspannung zu ermöglichen. Bezugszeichenliste
1 Schaltnetzteil
2 elektronisches Gerät
3 Wechselspannungsversorgungsnetzwerk
4 primärer Netzeingang
5 Gleichrichter
6 erste Schaltstufe
7 Speicherelement
8 zweite Schaltstufe
9 Steuerschaltung
11 erste Halbwelle
12 zweite Halbwelle
13 dritte Halbwelle
14 vierte Halbwelle
21 erste Einschaltschwelle
22 erste Ausschaltschwelle
23 zweite Einschaltschwelle
24 zweite Ausschaltschwelle
30 erste Schaltung
31 erster Knoten
32 Logikschaltung
33 Schaltwandler
34 zweiter Knoten
35 Gleichrichterschaltung 40 zweite Schaltung
41 Schaltwandler
42 Logikschaltung
43 Gleichrichterschaltung dritte Schaltung erste Schaltstufe zweite Schaltstufe Logikschaltung vierte Schaltung Logikschaltung

Claims

Patentansprüche
1. Schaltnetzteil ( 1 ), aufweisend:
eine erste Schaltstufe (6) zur Erzeugung einer gleichgerichteten Zwischenspannung (Vc) aus einer primären Wechselspannung (Vp);
ein Speicherelement (7) zur Zwischenspeicherung der von der ersten Schaltstufe (6) erzeugten Zwischenspannung (Vc);
eine zweite Schaltstufe (8) zur Erzeugung einer sekundären Ausgangsspannung (Vs) aus der zwischengespeicherten Zwischenspannung (Vc); und
eine Steuerschaltung (9) zum Aktivieren und Deaktivieren der ersten Schaltstufe (6); wobei
die Steuerschaltung (9) dazu eingerichtet ist, eine von der primären
Wechselspannung (Vp) abhängige erste Größe zu überwachen und die erste
Schaltstufe (6) in wenigstens einer Betriebsart des Schaltnetzteils (1) in
Abhängigkeit der ersten Größe für einen durch die Steuerschaltung (9) bestimmten Teilbereich einer ersten Halbwelle (11) der primären Wechselspannung zu aktivieren und für wenigstens eine nachfolgende Halbwelle (12, 13) der primären
Wechselspannung (Vp) zu deaktivieren.
2. Schaltnetzteil (1) nach Anspruch 1, bei dem die Steuerschaltung (9) dazu eingerichtet ist, die erste Schaltstufe (6) am Beginn der ersten Halbwelle (11) zu aktivieren und am Ende der ersten Halbwelle (11) zu deaktivieren.
3. Schaltnetzteil (1) nach Anspruch 1 oder 2, aufweisend Mittel zum Bestimmen einer Ausgangsleistung des Schaltnetzteils (1), wobei die Steuerschaltung (9) dazu eingerichtet ist, in Abhängigkeit der bestimmten Ausgangsleistung eine Anzahl von Halbwellen (12, 13) der primären Wechselspannung zu bestimmen, für die die erste Schaltstufe (6) deaktiviert wird.
4. Schaltnetzteil (1) nach einem der Ansprüche 1 bis 3, aufweisend Mittel zum Regeln der Eingangsleistung der ersten Schaltstufe (6), wobei die Steuerschaltung (9) dazu eingerichtet ist, die Eingangsleistung in Abhängigkeit der Ausgangsleistung und/oder der bestimmten Anzahl von Halbwellen (12, 13) zu regeln.
5. Schaltnetzteil (1) nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerschaltung (9) des Weiteren dazu eingerichtet ist, die zweite Schaltstufe (6) für die wenigstens eine nachfolgende Halbwelle (12, 13) der primären
Wechselspannung (Vp) zu deaktivieren.
6. Schaltnetzteil (1) nach einem der Ansprüche 1 bis 5, bei dem die Steuerschaltung (9) des Weiteren dazu eingerichtet ist, eine von einem Ladezustand des
Speicherelements (7) abhängige zweite Größe, insbesondere eine Höhe der
Zwischenspannung (Vc), zu überwachen und in der wenigstens einen Betriebsart den Teilbereich der ersten Halbwelle (1 1) der primären Wechselspannung (Vp) zum Aktivieren der ersten Schaltstufe (6) und die Anzahl von Halbwellen (12, 13) der primären Wechselspannung (Vp) zum Deaktivieren der ersten Schaltstufe (6) in Abhängigkeit der zweiten Größe zu bestimmen.
7. Schaltnetzteil (1) nach einem der Ansprüche 1 bis 6, bei dem die Steuerschaltung (9) und/oder die erste Schaltstufe (6) des Weiteren dazu eingerichtet sind, eine
Leistungsfaktorkorrektur des Schaltnetzteils (1) durchzuführen.
8. Schaltnetzteil (1) nach einem der Ansprüche 1 bis 7, bei dem die erste Schaltstufe (6) wenigstens ein von der Steuerschaltung ansteuerbares Schaltelement, insbesondere ein Halbleiterschaltelement, zum Trennen einer elektrischen Verbindung zwischen einem Eingang (4) der ersten Schaltstufe (6) zum Anschluss der primären
Wechselspannung (Vp) und dem Speicherelement (7) aufweist.
9. Schaltnetzteil (1) nach Anspruch 8, bei dem die erste Schaltstufe (6) wenigstens eine Gleichrichterschaltung (35) zum Umwandeln der primären Wechselspannung (Vp) in eine primäre Gleichspannung (Vi) und wenigstens einen ersten Schaltwandler (33) zur Erzeugung der Zwischenspannung (Vc) aus der primären Gleichspannung aufweist, wobei das wenigstens eine Schaltelement zwischen der
Gleichrichterschaltung (35) und dem Schaltwandler (33) angeordnet ist.
10. Schaltnetzteil (1) nach Anspruch 9, bei dem die Steuerschaltung (9) dazu eingerichtet ist, die Höhe der primären Gleichspannung (Vi) zu überwachen.
11. Schaltnetzteil (1) nach einem der Ansprüche 1 bis 10, bei dem die Steuerschaltung einen MikrocontroUer umfasst, wobei der MikrocontroUer dazu eingerichtet ist, eine Schaltschwelle für ein Nachladen des Speicherelements (7) in Abhängigkeit einer Betriebsart und/oder Ausgangsleistung der zweiten Schaltstufe (8) vorzugeben.
12. Schaltnetzteil (1) nach Anspruch 11, bei dem die Steuerschaltung (9) des Weiteren eine mit wenigstens einem Halbleiterschaltelement des Schaltnetzteils (1)
verbundene Schaltung zur Pulsweitenmodulation aufweist, die dazu eingerichtet ist, ein pulsweitenmoduliertes Signal zur Ansteuerung des wenigstens einen
Halbleiterschaltelements zu erzeugen, und wobei der MikrocontroUer dazu eingerichtet ist, wenigstens einen Betriebsparameter der Schaltung zur
Pulsweitenmodulation in Abhängigkeit der Betriebsart und/oder der
Ausgangsleistung der zweiten Schaltstufe (8) des Schaltnetzteils (1) vorzugeben.
13. Arbeitsverfahren für ein Schaltnetzteil (1) zum Erzeugen einer sekundären
Gleichspannung (Vs) aus einer primären Wechselspannung (Vp) mit den Schritten: Überwachen wenigstens einer von der primären Wechselspannung (Vp) abhängigen ersten Größe;
Aktivieren wenigstens einer ersten Schaltstufe (6) des Schaltnetzteils (1) zur
Erzeugung einer gleichgerichteten Zwischenspannung (Vc) aus der primären
Wechselspannung (Vp) für eine vorbestimmten Teilbereich einer ersten Halbwelle (11) der primären Wechselspannung (Vp) in Abhängigkeit der ersten Größe;
Zwischenspeichern der gleichgerichteten Zwischenspannung (Vc) in einem
Speicherelement (7);
Deaktivieren der wenigstens einen ersten Schaltstufe (6) des Schaltnetzteils (1) für wenigstens eine nachfolgende Halbwelle (12, 13) der primären Wechselspannung (Vp); und
Erzeugen der sekundären Gleichspannung (Vs) aus der zwischengespeicherten Zwischenspannung (Vc) des Schaltnetzteils (1).
14. Arbeitsverfahren nach Anspruch 13, bei dem die erste Schaltstufe (6) am Beginn der ersten Halbwelle (11) aktiviert wird und bei dem die erste Schaltstufe (6) am Ende der ersten Halbwelle (11) deaktiviert wird.
15. Arbeitsverfahren nach Anspruch 13 oder 14, mit dem zusätzlichen Schritt:
Bestimmen einer Aktivierungsfrequenz zum Aktivieren der wenigstens einen ersten Schaltstufe (6) in Abhängigkeit einer Betriebsart und/oder Ausgangsleistung der wenigstens einen zweiten Schaltstufe (8) so, dass die doppelte Frequenz der primären Wechselspannung einem ganzzahligen Vielfachen der bestimmten
Aktivierungsfrequenz entspricht.
16. Arbeitsverfahren nach einem der Ansprüche 13 bis 15, mit den zusätzlichen
Schritten:
Bestimmen einer unteren und einer oberen Schaltschwelle (23, 24) zum Nachladen des Speicherelements (7) in Abhängigkeit einer Betriebsart und/oder
Ausgangsleistung des Schaltnetzteils (1);
Fortwährendes Überwachen eines Ladezustands des Speicherelements (7);
Aktivieren der ersten Schaltstufe (6), wenn der überwachte Ladezustand die untere Schaltschwelle erreicht oder unterschreitet (23); und
Deaktivieren der ersten Schaltstufe (6), wenn der überwachte Ladezustand die obere Schaltschwelle (24) erreicht oder überschreitet.
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