DE112019001095T5 - Schaltnetzteil-schaltung - Google Patents

Schaltnetzteil-schaltung Download PDF

Info

Publication number
DE112019001095T5
DE112019001095T5 DE112019001095.6T DE112019001095T DE112019001095T5 DE 112019001095 T5 DE112019001095 T5 DE 112019001095T5 DE 112019001095 T DE112019001095 T DE 112019001095T DE 112019001095 T5 DE112019001095 T5 DE 112019001095T5
Authority
DE
Germany
Prior art keywords
component
capacitor
boost
circuit
switching
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
DE112019001095.6T
Other languages
English (en)
Inventor
Renhong Li
Zhuo SHEN
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Shanghai Tuituo Tech Co Ltd
Shanghai Tuituo Technology Co Ltd
Original Assignee
Shanghai Tuituo Tech Co Ltd
Shanghai Tuituo Technology Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Shanghai Tuituo Tech Co Ltd, Shanghai Tuituo Technology Co Ltd filed Critical Shanghai Tuituo Tech Co Ltd
Publication of DE112019001095T5 publication Critical patent/DE112019001095T5/de
Withdrawn legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H02M3/33523—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters with galvanic isolation between input and output of both the power stage and the feedback loop
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
    • H02M1/4258—Arrangements for improving power factor of AC input using a single converter stage both for correction of AC input power factor and generation of a regulated and galvanically isolated DC output voltage
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1582—Buck-boost converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/337—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration
    • H02M3/3376—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration with automatic control of output voltage or current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/1557—Single ended primary inductor converters [SEPIC]
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Rectifiers (AREA)

Abstract

Die vorliegende Erfindung stellt eine Schaltnetzteilschaltung zur Verfügung, die eine Boost-Induktivität, einen Boost-Kondensator, einen Energiespeicherkondensator, einen Transformator oder eine DC-DC-Wandlerinduktivität, eine erste Schaltvorrichtung, ein Ausgangsgleichrichterelement, einen Filterkondensator, eine Rückkopplungssteuerschaltung, eine erste Gleichrichterschaltung und eine zweite Gleichrichterschaltung umfasst. Wenn die erste Schaltvorrichtung eingeschaltet wird, bilden die Boost-Induktivität, der Boost-Kondensator und die erste Schaltvorrichtung eine erste Boost-Schleife, die Boost-Induktivität speichert Energie, und der Energiespeicherkondensator, die erste Schaltvorrichtung und der Transformator oder die DC-DC-Wandlerinduktivität bilden eine erste DC-DC-Schleife. Wenn die erste Schaltvorrichtung abgeschaltet wird, bilden die Boost-Induktivität, der Boost-Kondensator, der Energiespeicherkondensator und der Transformator oder die DC-DC-Wandlerinduktivität eine zweite Boost-Schleife, und der Transformator oder die DC-DC-Wanderinduktivität, das Ausgangsgleichrichterelement und der Filterkondensator bilden eine zweite DC-DC-Schleife. Ein Ausgang des Filterkondensators ist mit einer Last verbunden. Die Rückkopplungssteuerschaltung treibt die erste Schaltvorrichtung so an, dass sie sich entsprechend einer Zerhackungswelle mit einer bestimmten Frequenz und Leistung ein- oder ausschaltet, eine Spannung, einen Strom oder eine Ausgangsleistung für die Last zu steuern.

Description

  • TECHNISCHES GEBIET
  • Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf das technische Gebiet der Leistungselektronik, insbesondere auf eine Schaltnetzteilschaltung.
  • HINTERGRUND
  • Eine Schaltnetzteilschaltung, die durch eine Kombination aus einer Aufladeschaltung mit einem einseitigen und einem zweiseitige DC-DC-Wandler (Flyback, Forward, Buck-Boost, Push-Pull, ZETA oder SEPIC) gebildet ist, ist in der Lage, eine Spannungsanhebung und Ausgangsumwandlung sowie die Funktion der AC-Leistungsfaktorkorrektur zu realisieren.
  • Eine AC/DC-Stromversorgung eines elektrischen Geräts, das an eine AC-Stromnetzleitung angeschlossen wird, muss gemäß der Norm IEC61000-3-2 verbindliche Anforderungen an Stromoberschwingungen erfüllen. In Bezug auf verschiedene Geräte oder Anwendungen hat IEC61000-3-2 entsprechend Klasse A, Klasse B, Klasse C und Klasse D Begrenzungsnormen für Stromoberschwingungen definiert.
  • In der spannungsgeregelten Schaltnetzteiltechnologie aus dem Stand der Technik werden hauptsächlich untenstehende Lösungen verwendet. Klasse A: Für eine Stromversorgung von weniger als 80W können die Anforderungen ohne Maßnahmen erfüllt werden; für eine Stromversorgung zwischen 80W und 120W wird eine passive PFC-Schaltung (Leistungsfaktorkorrektur) mit passiven Komponenten (Widerstand, Induktivität) verwendet; und für eine Stromversorgung von über 80W wird eine aktive PFC-Schaltung (und zwar eine konventionelle Boost-Schaltung) verwendet. Klasse B: Für eine Leistungsversorgung von weniger als 100W können die Anforderungen ohne Maßnahmen erfüllt werden; für eine Leistungsversorgung zwischen 100W und 150W wird eine passive PFC-Schaltung mit passiven Komponenten (Widerstand, Induktivität) verwendet; und für eine Leistungsversorgung von über 100W wird eine aktive PFC-Schaltung (und zwar eine konventionelle Boost-Schaltung) verwendet. Klasse C: Aktive PFC-Schaltung (konventionelle Boost-Schaltung). Klasse D: Aktive PFC-Schaltung (konventionelle Boost-Schaltung).
  • PFC-Schaltungen zur Realisierung der Leistungsfaktorkorrektur werden in passive und aktive PFC-Schaltungen eingeteilt. Vergleiche ihrer Leistungen sind nachstehend aufgeführt.
  • Resistive passive PFC lässt sich leicht und zu sehr geringen Kosten realisieren, weist jedoch einen hohen Verlust, eine hohe Temperatur und einen niedrigen Leistungsfaktor auf und ist daher weder für hohe Stromversorgungen noch für Geräte der Klassen C und D geeignet. Induktive passive PFC ist ebenfalls leicht und kostengünstig zu realisieren, hat aber einen relativ hohen Verlust und einen niedrigen Leistungsfaktor und ist daher auch nicht gut genug für hohe Stromversorgungen und Geräte der Klasse C, Klasse D. Eine Boost-Schaltung (aktive PFC-Schaltung) hat in der Regel einen hohen Leistungsfaktor und einen hohen Wirkungsgrad, kann so ausgelegt werden, dass sie die Anforderungen von Geräten der Klasse C und der Klasse D erfüllt, und ist für Anwendungen mit hoher, mittlerer und kleiner Leistung geeignet. Die Schaltung ist jedoch komplex mit mehr Komponenten, was zu hohen Kosten und einem großen Platzbedarf führt.
  • Die in 1 dargestellte aktive PFC (Boost-Schaltung) ist eine der leistungsstärksten Leistungsfaktorkorrekturschaltungen. Ein herkömmliches Schaltnetzteil zur Spannungsregelung mit einer aktiven PFC-Schaltung besteht aus einer Gleichrichterschaltung 500, einer Boost-PFC-Schaltung 400 und einem DC-DC-Wandler 300. Eine praktische Schaltungstopologie ist in 1 dargestellt, wobei der Gleichspannungs-Gleichspannungswandler 300 ein Sperr- oder Vorwärtswandler sein kann; die Aufwärts-Blindleistungskompensationsschaltung 400 und der Gleichspannungs-Gleichspannungswandler 300 arbeiten unabhängig voneinander und werden einzeln durch eine Blindleistungskompensationsrückkopplungs-PWM-Steuereinheit 100 und eine Gleichspannungs-Gleichspannungs-Rückkopplungs-PWM-Steuereinheit 200 gesteuert. Das Funktionsprinzip der Aufwärts-Blindleistungskompensationsschaltung ist wie folgt: 1) wenn Q200 leitend ist, wird die Induktivität L100 durch die an C100 angelegte Eingangswechselspannung aufgeladen; 2) wenn Q200 abschaltet, wird die induzierte Spannung an L100 mit der Eingangswechselspannung an C100 überlagert, um C200 aufzuladen. Daher ist die Spannung an C200 immer höher als die Eingangswechselspannung, so dass die Boost-Schaltung eine Topologie zur Spannungserhöhung darstellt. Die Leistung von Q200 wird durch die PFC-Rückkopplungs-PWM-Steuereinheit gesteuert, um die Ausgangsspannung an C200 zu stabilisieren, die normalerweise 380 V DC beträgt. Die oben beschriebene Boost-Schaltung aus dem Stand der Technik ist in der Lage, einen sehr hohen Leistungsfaktor zu erreichen, um die Anforderungen von IEC61000-3-2 zu erfüllen, hat aber unten stehende Nachteile: (1) Erfordernis eines komplexen PWM-Steuerschaltkreises zur Verbesserung des Leistungsfaktors; (2) Erfordernis eines zusätzlichen Stromversorgungsschaltkreise für den PWM-Steuerschaltkreis zur Realisierung der PFC; (3) Erfordernis eines unabhängigen Schaltbauteils und eines Treiberschaltkreises sowie eines Stromfühlwiderstands R100; (4) Erfordernis eines großen Substratraums und eines schwierigen Schaltungsdesigns; (5) viele Bauteile und hohe Kosten.
  • ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
  • Ziel der vorliegenden Erfindung ist es, eine Schaltnetzteilschaltung zur Verfügung zu stellen, um das Problem der hohen Komplexität zu lösen, das bei traditionellen Boost-Schaltungen besteht.
  • Um das technische Problem zu lösen, stellt die vorliegende Erfindung eine Schaltnetzteilschaltung zur Verfügung, die eine Boost-Induktivität, einen Boost-Kondensator, einen Speicherkondensator, einen Transformator oder eine DC-DC-Induktivität, eine erste Schaltkomponente, eine Ausgangsgleichrichterkomponente, einen Filterkondensator, eine Rückkopplungs- und Steuerschaltung, eine erste Gleichrichtungsschaltung und eine zweite Gleichrichtungsschaltung umfasst, wobei:
    • die erste Gleichrichtungsschaltung und der Speicherkondensator eine erste Gleichrichtungsschleife bilden; die zweite Gleichrichtungsschaltung und der Verstärkungskondensator eine zweite Gleichrichtungsschleife bilden; die erste Gleichrichtungsschaltung und der Speicherkondensator und der Boost-Kondensator an Anschlüssen gleicher Polarität angeschlossen sind;
    • die Boost-Induktivität, der Boost-Kondensator, der Speicherkondensator, der Transformator oder die DC-DC-Induktivität und das erste Schaltbauteil eine Boost-Wandlerschaltung bilden; der Speicherkondensator, der Transformator oder die DC-DC-Induktivität, das erste Schaltbauteil, das Ausgangsgleichrichterbauteil und der Filterkondensator einen DC-DC-Wandler bilden;
    • wenn das erste Schaltbauteil leitend ist, bilden die Boost-Induktivität, der Boost-Kondensator und das erste Schaltbauteil eine erste Boost-Schleife, in der die Boost-Induktivität Energie speichert; und der Speicherkondensator, das erste Schaltbauteil und der Transformator oder die Gleichstrom-Gleichstrom-Induktivität bilden eine erste Gleichstrom-Gleichstrom-Schleife;
    • wenn die erste Schaltkomponente abschaltet, bilden die Boost-Induktivität, der Boost-Kondensator, der Speicherkondensator und der Transformator oder die DC-DC-Induktivität eine zweite Boost-Schleife; und der Transformator oder die DC-DC-Induktivität, die Ausgangsgleichrichterkomponente und der Filterkondensator bilden eine zweite DC-DC-Schleife;
    • der Filterkondensator einen mit einer Last gekoppelten Ausgang hat; die Rückkopplungs- und Steuerschaltung so konfiguriert ist, dass sie eine Zerhackungswelle mit einer bestimmten Frequenz und Leistung ausgibt, um die erste Schaltkomponente zum Leiten oder Abschalten anzutreiben, um so eine Ausgabe von Spannung oder Strom oder Leistung für die Last zu steuern.
  • Optional umfasst die Schaltnetzteilschaltung ferner eine zweite Schaltkomponente, wobei die Boost-Induktivität, der Boost-Kondensator, der Speicherkondensator, der Transformator, die erste Schaltkomponente und die zweite Schaltkomponente die Verstärkungsumwandlungsschaltung bilden; der Speicherkondensator, der Transformator, die erste Schaltkomponente, die zweite Schaltkomponente, die Ausgangsgleichrichterkomponente und der Filterkondensator bilden den DC-DC-Wandler;
    • wenn sowohl das erste Schaltbauteil als auch das zweite Schaltbauteil leitend sind, bilden die Boost-Induktivität, der Boost-Kondensator und das erste Schaltbauteil die erste Boost-Schleife, in der die Boost-Induktivität die Energie speichert; und der Speicherkondensator, das erste Schaltbauteil, das zweite Schaltbauteil und der Transformator bilden die erste DC-DC-Schleife;
    • wenn das erste Schaltbauteil abschaltet und das zweite Schaltbauteil leitet oder abschaltet, bilden die Boost-Induktivität, der Boost-Kondensator, der Speicherkondensator, der Transformator und das zweite Schaltbauteil die zweite Boost-Schleife; und der Transformator, das Ausgangsgleichrichterbauteil und der Filterkondensator bilden die zweite DC-DC-Schleife.
  • Optional umfasst die Schaltnetzteilschaltung ferner eine Einschaltstrombegrenzungsschaltung, die mit der ersten Gleichrichtungsschleife und nicht mit der zweiten Gleichrichtungsschleife, der ersten Aufwärtsregelschleife, der zweiten Aufwärtsregelschleife und der ersten Gleichstromschleife gekoppelt ist.
  • Optional umfasst die Schaltnetzteilschaltung ferner eine Resonanzverhinderungs-Gleichrichtungskomponente, wobei, wenn die erste Schaltkomponente abschaltet und nach Nullrückkehr eines Stroms der Boost-Induktivität, die Resonanzverhinderungs-Gleichrichtungskomponente verhindert, dass der Speicherkondensator die Boost-Induktivität und den Boost-Kondensator auflädt.
  • Optional ist der DC-DC-Wandler eine Sperrstromversorgung und der Transformator oder die Gleichspannungsdrossel ein Sperrwandler, wobei der Sperrwandler eine Sekundärwicklung aufweist, die über die Ausgangsgleichrichterkomponente und den Filterkondensator zur Last ausgibt.
  • Optional ist der Gleichspannungswandler eine Vorwärtsstromversorgung, die Schaltnetzteilschaltung umfasst ferner eine Drosselspule, und die Ausgangsgleichrichtungskomponente umfasst eine erste Ausgangsgleichrichtungskomponente und eine zweite Ausgangsgleichrichtungskomponente, wobei der Transformator eine Sekundärwicklung aufweist, die die Drosselspule über die erste Ausgangsgleichrichtungskomponente und die zweite Gleichrichtungskomponente lädt, und die Drosselspule über den Filterkondensator an die Last ausgibt.
  • Optional ist der DC-DC-Wandler eine Abwärts/Aufwärts-Schaltung und der Transformator oder die DC-DC-Induktivität eine Abwärts/Aufwärts-Induktivität, wobei die Abwärts/Aufwärts-Induktivität über die Ausgangsgleichrichterkomponente und den Filterkondensator an die Last ausgibt.
  • Optional ist der DC-DC-Wandler eine ZETA-Schaltung, die Schaltnetzteilschaltung umfasst ferner einen Koppelkondensator und eine Drosselspule, und der Transformator oder die Gleichspannungsdrossel ist eine ZETA-Drosselspule, wobei die ZETA-Drosselspule die Drosselspule über den Koppelkondensator und die Ausgangsgleichrichterkomponente auflädt und die Drosselspule über den Filterkondensator an die Last ausgibt.
  • Optional ist der Gleichspannungswandler eine zweiseitige Gegentaktschaltung, die Schaltnetzteilschaltung umfasst ferner eine Drosselspule, und die Ausgangsgleichrichterkomponente umfasst eine erste Ausgangsgleichrichterkomponente und eine zweite Ausgangsgleichrichterkomponente, wobei der Transformator eine Sekundärwicklung aufweist, die die Drosselspule über die erste Ausgangsgleichrichterkomponente und die zweite Ausgangsgleichrichterkomponente auflädt, und die Drosselspule über den Filterkondensator an die Last ausgibt.
  • Optional ist der DC-DC-Wandler eine SEPIC-Schaltung, die Schaltnetzteilschaltung umfasst ferner einen Koppelkondensator und eine Drosselspule, und der Transformator oder die Gleichspannungsspule umfasst die SEPIC-Spule und die Drosselspule; wobei, wenn die erste Schaltkomponente leitet, der Speicherkondensator die SEPIC-Spule auflädt, der Koppelkondensator die Drosselspule auflädt und eine akkumulierte Energie auf den Filterkondensatoren der Last zugeführt wird; wenn die erste Schaltkomponente abschaltet, führt der Transformator oder die DC-DC-Spule der Last über den Koppelkondensator, den Filterkondensator und die Ausgangsgleichrichterkomponente Energie zu, und auch die Drosselspule führt der Last über die Ausgangsgleichrichterkomponente und den Filterkondensator ebenfalls Energie zu.
  • Optional umfassen die erste Gleichrichtungsschaltung und die zweite Gleichrichtungsschaltung jeweils eine Diode oder eine Schaltkomponente, die als Gleichrichtungskomponente dient, wenn die Gleichrichtungskomponente als Schaltkomponente implementiert ist, wobei die Schaltnetzteilschaltung ferner eine Wechselstrom-Phasendetektions- und Gleichrichtungssteuereinheit umfasst, die eine Phase eines Wechselstrom-Eingangsstroms in die erste Gleichrichtungsschaltung und die zweite Gleichrichtungsschaltung überwacht und die Schaltkomponente zum Anschalten oder Abschalten steuert.
  • Die durch die vorliegende Erfindung zur Verfügung gestellte SMPS-Schaltung umfasst zwei Eingangsgleichrichtungsschleifen zur Ausgabe von Spannungen an einen Speicherkondensator bzw. einen Boost-Kondensator. Der Speicherkondensator und der Boost-Kondensator sind an Klemmen mit der gleichen Spannungspolarität angeschlossen. Der Speicherkondensator dient auch als Ausgangskondensator der Boost-Schaltung. Die SMPS-Schaltung umfasst ferner einen Gleichspannungswandler und ein erstes Schaltelement, das zwischen den Speicherkondensator (positiver Anschluss) und den positiven Eingangsanschluss des Gleichspannungswandlers geschaltet ist (Primärwicklung des Transformators, Abwärts/Aufwärtsinduktivität oder Zeta-Induktivität usw.). Boost-Induktivität und Boost-Kondensator sind in Reihe geschaltet und dann parallel zum ersten Schaltbauteil geschaltet. Eine Klemme des Boost-Kondensators ist mit einer positiven Klemme des Speicherkondensators verbunden, und die andere Klemme ist über die zweite Gleichrichterschaltung mit zwei Polen (L und N) des Wechselstromeingangs verbunden oder mit dem negativen Pol des Gleichstromeingangs verbunden. Die Rückkopplungsregelschaltung steuert das Einschalten (Leiten) und Ausschalten (Abschalten) der ersten Schaltkomponente, um den Wandlerausgang der SMPS-Schaltung zu realisieren und den gleichzeitigen Betrieb der Aufladeschaltung und der DC/DC-Wandlertopologie (Flyback, Buck-Boost, Forward, Push-Pull, Zeta usw.) zu realisieren, um die Eingangsspannung anzuheben und umzuwandeln und eine Leistungsfaktorkorrektur für die AC-Stromversorgung zu erreichen. Die SMPS-Schaltung der vorliegenden Erfindung verwendet eine aktive PFC-Schaltung (Boost-Schaltung), die eine gute aktive PFC-Leistung aufweist. Da die PWM-Steuereinheit (oder PFM-Steuereinheit) und die Leistungsschaltkomponente (erste Schaltkomponente) im DC-DC-Wandler (Rücklauf, Vorwärts) hinter der PFC-Schaltung gemeinsam genutzt werden, können die PWM-Steuereinheit und die Leistungsschaltkomponente, die in einer herkömmlichen Aufwärts-PFC-Schaltung erforderlich sind, eliminiert werden, wodurch Kosten und Volumen reduziert, das Design des Stromversorgungsprodukts vereinfacht und die Vorteile einer hohen Leistung, niedriger Kosten und Miniaturisierung erreicht werden.
  • Nach der vorliegenden Erfindung kann eine kostengünstige, kompakte SMPS-Schaltung mit aktiver PFC-Funktion erreicht werden, die weniger Bauteile benötigt. Erstens kann das Ergebnis der PFC mit einem AC-Eingangsstrom eine im Wesentlichen sinusförmige Wellenform formen, die die Anforderungen der IEC61000-3-2 an Eingangsoberschwingungen erfüllt. Zweitens teilen sich die Boost-Schaltung und der Flyback- (oder Vorwärts-) DC-DC-Wandler der vorliegenden Erfindung eine Schaltkomponente, wodurch die für herkömmliche PFC-Schaltungen erforderliche Schaltkomponente und die entsprechende Ansteuerschaltung entfallen, die Kosten und die Anzahl der Bauteile reduziert werden, die Schaltung vereinfacht wird, um die Zuverlässigkeit zu verbessern, und mit einer kleineren Leiterplattenfläche installiert werden kann. Darüber hinaus hat der Stromfluss in den DC-DC-Transformator während des Abschaltens der Schaltkomponente im Vergleich zum Einschalten der Schaltkomponente eine umgekehrte Richtung, was teilweise dazu beiträgt, den Transformator zurückzusetzen und die magnetische Flussdichte Bmax zu reduzieren, den Kernverlust zu verringern, eine Sättigung zu verhindern, um so eine Kostenreduzierung der Komponenten zu ermöglichen. Da sich die aktive PFC-Schaltung die PWM-Regelung des DC-DC-Wandlers teilt, kann die Regelung außerdem als Steuerung mit offenem Regelkreis ausgelegt werden, so dass es keine Probleme mit der Stabilität des Regelkreises gibt, und es gibt auch kein hörbares Geräuschproblem aufgrund der geschlossenen Regelung, das bei herkömmlichen aktiven PFC-Schaltungen während des Einschaltens oder des Betriebs der Schaltung auftritt.
  • Figurenliste
    • 1 ist ein schematisches Diagramm einer Boost-PFC-Flyback-SMPS-Schaltung aus dem Stand der Technik mit einer PFC-Schaltung.
    • 2 ist eine schematische Darstellung der SMPS-Schaltung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
    • 3 zeigt die Stromschleife beim Einschalten des ersten Schaltbauteils gemäß einer anderen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
    • 4 zeigt die Boost-Stromschleife beim Abschalten des ersten Schaltbauteils gemäß einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
    • 5 zeigt eine Resonanzstromschleife während der Abschaltung des ersten Schaltbauteils gemäß einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
    • 6 zeigt die Betriebswellenform der SMPS-Schaltung nach einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
    • 7 ist eine schematische Darstellung der SMPS-Schaltung gemäß einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
    • 8 zeigt die Steuerwellenform der SMPS-Schaltung gemäß einer weiteren
  • Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
    • 9 zeigt eine schematische Darstellung der SMPS-Schaltung gemäß einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
    • 10 zeigt eine schematische Darstellung der SMPS-Schaltung gemäß einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
    • 11 ist eine schematische Darstellung der SMPS-Schaltung gemäß einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
    • 12 ist eine schematische Darstellung der SMPS-Schaltung gemäß einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
    • 13 ist eine schematische Darstellung der SMPS-Schaltung gemäß einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
    • 14 ist eine schematische Darstellung der SMPS-Schaltung gemäß einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
    • 15 ist eine schematische Darstellung der SMPS-Schaltung gemäß einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
    • 16 ist eine schematische Darstellung der SMPS-Schaltung gemäß einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
    • 17 ist eine schematische Darstellung der SMPS-Schaltung gemäß einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
    • 18 ist eine schematische Darstellung der SMPS-Schaltung gemäß einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
    • 19 zeigt einen Vergleich der Eingangsstromwellenform zwischen dem Stand der Technik und der PFC der vorliegenden Erfindung.
    • 20 zeigt den Vergleich hinsichtlich IEC61000-3-2 Klasse A zwischen den Ergebnissen des Standes der Technik und der SMPS-Schaltung der vorliegenden Erfindung.
    • 21 ist eine schematische Darstellung der SMPS-Schaltung gemäß einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
  • DETAILLIERTE BESCHREIBUNG VON BEISPIELHAFTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
  • Die folgenden Ausführungsformen zusammen mit Figuren beschreiben die SMPS-Schaltung gemäß vorliegender Erfindung näher. Anhand der Beschreibung und der Ansprüche werden die Vorteile und Merkmale der vorliegenden Erfindung deutlicher. Es ist zu beachten, dass die beigefügten Figuren nicht genau proportional zur tatsächlichen Ausführung sind. Sie dienen lediglich dem Zweck, die Beschreibung der Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung auf einfache und klare Weise zu verdeutlichen.
  • Das Kernkonzept der vorliegenden Erfindung ist die Bereitstellung einer Schaltnetzteilschaltung zur Lösung des Problems der hohen Komplexität, das bei Boost-Schaltungen aus dem Stand der Technik bestand.
  • Um dies zu erreichen, stellt die vorliegende Erfindung eine Schaltnetzteilschaltung zur Verfügung, die eine Boost-Induktivität, einen Boost-Kondensator, einen Speicherkondensator, einen Transformator oder eine DC-DC-Wandlerinduktivität, eine erste Schaltkomponente, eine Ausgangsgleichrichtungskomponente, einen Filterkondensator, eine Rückkopplungs- und Steuerschaltung, eine erste Gleichrichtungsschaltung und eine zweite Gleichrichtungsschaltung umfasst, wobei:
    • die erste Gleichrichtungsschaltung und der Speicherkondensator eine erste Gleichrichtungsschleife bilden; die zweite Gleichrichtungsschaltung und der Verstärkungskondensator eine zweite Gleichrichtungsschleife bilden; die erste Gleichrichtungsschaltung und der Speicherkondensator und der Verstärkungskondensator sind an Anschlüssen gleicher Polarität angeschlossen;
    • die Boost-Induktivität, der Boost-Kondensator, der Speicherkondensator, der Transformator oder die DC-DC-Wandlerinduktivität und das erste Schaltbauteil bilden eine Boost-Wandlerschaltung; der Speicherkondensator, der Transformator oder die DC-DC-Wandlerinduktivität, das erste Schaltbauteil, das Ausgangsgleichrichterbauteil und der Filterkondensator bilden einen DC-DC-Wandler;
    • wenn das erste Schaltbauteil leitend ist, bilden die Boost-Induktivität, der Boost-Kondensator und das erste Schaltbauteil eine erste Boost-Schleife, in der die Boost-Induktivität Energie speichert; und der Speicherkondensator, das erste Schaltbauteil und der Transformator oder die DC-DC-Wandlerinduktivität bilden eine erste DC-DC-Schleife;
    • wenn die erste Schaltkomponente abschaltet, bilden die Boost-Induktivität, der Boost-Kondensator, der Speicherkondensator und der Transformator oder die DC-DC-Wandlerinduktivität eine zweite Boost-Schleife; und der Transformator oder die DC-DC-Wandlerinduktivität, die Ausgangsgleichrichterkomponente und der Filterkondensator bilden eine zweite DC-DC-Schleife;
    • der Filterkondensator hat einen mit einer Last gekoppelten Ausgang; die Rückkopplungs- und Steuerschaltung ist so konfiguriert, dass sie eine Zerhackungswelle mit einer bestimmten Frequenz und Leistung ausgibt, um die erste Schaltkomponente zum Leiten oder Abschalten anzutreiben, um so eine Ausgabe von Spannung oder Strom oder Leistung für die Last zu steuern.
  • Eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung schafft eine SMPS-Schaltung.
  • Wie in den 2-5, 7, 9-18, 21 dargestellt, besteht die SMPS-Schaltung aus: Verstärkungsinduktivität L1, Verstärkungskondensator C1, Speicherkondensator C2, Transformator oder DC-DC-Wandlerinduktivität T1, erste Schaltkomponente Q1, Ausgangsgleichrichterkomponente Ds1, Filterkondensator Cs1, Rückkopplungs- und Steuereinheit 40, erste Gleichrichtungsschaltung 11 und zweite Gleichrichtungsschaltung 12, wobei: die erste Schaltkomponente kann ein MOSFET, bipolarer Transistor, SiC- oder GaN-FET usw. sein; die erste Gleichrichtungsschaltung 11 und der Speicherkondensator C2 bilden eine erste Gleichrichtungsschleife; die zweite Gleichrichtungsschaltung 12 und der Verstärkungskondensator C1 bilden eine zweite Gleichrichtungsschleife; ein Ausgang der ersten Gleichrichtungsschaltung 11 ist mit Anschlüssen der gleichen Spannungspolarität des Verstärkungskondensators C1 und des Speicherkondensators C2 verbunden; Verstärkungsdrossel L1, Verstärkungskondensator C1, Speicherkondensator C2, Transformator oder Gleichspannungsdrossel T1 und erste Schaltkomponente Q1 bilden eine Verstärkungswandlerschaltung 20; Speicherkondensator C2, Transformator oder Gleichspannungsdrossel T1, erste Schaltkomponente Q1, Ausgangsgleichrichterkomponente Ds1 und Filterkondensator Cs1 bilden einen Gleichspannungswandler 30. Wenn das erste Schaltbauteil Q1 leitet, bilden die Boost-Induktivität L1, der Boost-Kondensator C1 und das erste Schaltbauteil Q1 eine erste Boost-Schleife, so dass die Boost-Induktivität L1 die Energie speichert; gleichzeitig bilden der Speicherkondensator C2, das erste Schaltbauteil Q1 und der Transformator oder die DC-DC-Wandlerinduktivität T1 eine erste DC-DC-Schleife. Wenn die erste Schaltkomponente Q1 abschaltet, bilden die Boost-Induktivität L1, der Boost-Kondensator C1, der Speicherkondensator C2 und der Transformator oder die DC-DC-Wandlerinduktivität T1 eine zweite Boost-Schleife; gleichzeitig bilden der Transformator oder die DC-DC-Wandlerinduktivität T1, die Ausgangsgleichrichterkomponente Ds1 und der Filterkondensator Cs1 eine zweite DC-DC-Schleife. Die Ausgänge (d.h. beide Anschlüsse) des Filterkondensators Cs1 sind mit der Last verbunden. Die Rückkopplungs- und Steuereinheit 40 gibt eine Zerhackungswelle mit einer bestimmten Frequenz und Leistung aus, um die erste Schaltkomponente Q1 zum Leiten oder Abschalten zu treiben, um die Ausgabe von Spannung oder Strom oder Leistung an die Last zu steuern.
  • Ein Beispiel für eine detaillierte Schaltung ist in 2 dargestellt: die erste Gleichrichterschaltung 11 ist mit zwei Anschlüssen des Speicherkondensators C2 verbunden; die zweite Gleichrichterschaltung 12 ist mit zwei Anschlüssen des Boost-Kondensators C1 verbunden; der erste Anschluss des Boost-Kondensators C1 ist mit dem ersten Anschluss des Speicherkondensators C2 und dem Drain des ersten Schaltbauteils Q1 verbunden; der zweite Anschluss des Verstärkungskondensators C1 ist mit dem ersten Anschluss der Verstärkungsdrossel L1 verbunden; der zweite Anschluss der Verstärkungsdrossel L1 ist mit der Quelle des ersten Schaltbauteils Q1 und auch mit dem positiven Eingangsanschluss des Gleichspannungswandlers 30 (Eingangsanschluss der Primärwicklung des Transformators T1 oder Eingangsanschluss der Abwärts/Aufwärtsspule oder Eingangsanschluss der ZETA-Drossel usw.) verbunden; die zweite Klemme des Speicherkondensators C2 ist mit der negativen Eingangsklemme oder der Mittelanzapfungsklemme des Gleichspannungswandlers 30 verbunden (Ausgangsklemme der Primärwicklung des Transformators T1 oder Ausgangsklemme der Abwärts/Aufwärtsspule oder Ausgangsklemme der ZETA-Drossel usw.); eine Steuerelektrode der ersten Schaltkomponente Q1 ist mit dem Ausgang der Rückkopplungs- und Steuereinheit 40 verbunden; der Eingangsanschluss der Rückkopplungs- und Steuereinheit 40 ist mit dem Ausgang des Gleichspannungswandlers verbunden, so dass die Rückkopplungs- und Steuereinheit 40 die Ausgangsspannung des Gleichspannungswandlers abtastet und das Ein- und Ausschalten der ersten Schaltkomponente Q1 entsprechend der Ausgangsspannung steuert, um ideale Ausgangsspannungswerte zu realisieren.
  • Die SMPS-Schaltung der vorliegenden Erfindung ist mit zwei Eingangsgleichrichtungsschaltkreisen, einem PFC-Schaltkreis (Boost) und einem einseitigen oder zweiseitigen DC-DC-Wandler ausgestattet. Die erste Gleichrichterschaltung 11 für den Boost-Kondensator C1 der Boost-Wandlerschaltung 20 ist in der Schleife teilweise überlappt, unterscheidet sich jedoch von der zweiten Gleichrichterschaltung 12 für den Speicherkondensator C2, wobei der überlappende Teil ein positiver Knotenpunkt der gleichgerichteten Spannung für den Boost-Kondensator C1 und ein positiver Knotenpunkt der gleichgerichteten Spannung für den Speicherkondensator C2 (und zwar, D5 und D6) ist. Die erste Schaltkomponente Q1 ist mit dem (positiven) Hochspannungsknoten der gleichgerichteten Gleichspannung verbunden und ist auch mit der Primärwicklung des DC-DC-Transformators T1 verbunden. Die Verstärkungsdrossel L1 ist in Reihe mit dem Verstärkungskondensator C1 geschaltet und dann parallel an zwei Anschlüsse der ersten Schaltkomponente Q1 angeschlossen. Eine Klemme des Boost-Kondensators C1 ist mit dem Hochspannungsknoten (positiv) der gleichgerichteten Gleichspannung (Hochspannungsknoten des Speicherkondensators C2) verbunden, und die andere Klemme ist über die Eingangsgleichrichterkomponenten D3 bzw. D4 mit zwei Polen des Wechselstromeingangs verbunden.
  • Das Funktionsprinzip der vorliegenden Erfindung zur Realisierung von PFC ist: Q1 ist sowohl das Schaltelement für den Sperr- oder Vorwärts-Gleichspannungswandler als auch das Hauptschaltelement für die PFC. Unter der Steuerung der PWM wirkt Q1 nicht nur als Treiber für die DC/DC-Leistungsübertragung, sondern auch als Treiber für die Eingangsleistungsfaktorkorrektur. Die Schritte sind wie folgt: Siehe Zustand 1 wie in 3 gezeigt, wenn Q1 leitend ist, wird die Verstärkungsdrossel L1 durch die Eingangswechselspannung an C1 bis D3, D4 geladen und speichert Energie. Gleichzeitig treibt Q1 den Transformator T1 des DC-DC-Wandlers an. Wenn Q1 leitend ist, fließt die Energie im Speicherkondensator C2 durch Q1 in die Primärwicklung Np des Transformators T1, dessen Stromschleife durch den Pfeil der durchgezogenen Linie angezeigt wird, und die Energie der DC-DC-Wandlung wird in T1 gespeichert. Gleichzeitig fließt die Energie im Verstärkungskondensator C1, die Änderungen der momentanen Eingangswechselspannung widerspiegelt, durch Q1 in die Verstärkungsinduktivität L1, deren Stromschleife durch den Pfeil der gestrichelten Linie angezeigt ist, und die Energie der Boost-Wandlung wird in L1 gespeichert.
  • Siehe Zustand 2 wie in 4 dargestellt: Q1 schaltet ab und der Transformator T1 überträgt Energie durch Wechselstrom. Die induzierte Spannung an L1 wird mit der Eingangswechselspannung an C1 überlagert, um C2 durch die Primärwicklung des Transformators T1 zu laden. Die in T1 gespeicherte Energie wird über die Sekundärwicklung Ns, die Ausgangsgleichrichterschaltung Ds1 und den Filterkondensator Cs1 an die Last abgegeben, da es auf der Primärseite keine Freigabeschleife gibt. Damit ist die isolierte Energieübertragung und -umwandlung des Sperr-DC-DC-Wandlers abgeschlossen. Die Menge der übertragenen Energie ist durch die Rückkopplungs- und Regeleinheit 40 geregelt. Gleichzeitig erzeugt die in der Verstärkungsinduktivität L1 gespeicherte Energie beim Abschalten von Q1 eine induzierte Spannung, und die induzierte Spannung überlagert sich mit der Spannung am Verstärkungskondensator C1, um den Speicherkondensator C2 über die Primärwicklung des Transformators T1 aufzuladen und dadurch die Verstärkungswandlung zu erreichen. Ein kleiner Teil der Energie wird ohne Verlust über den Transformator T1 an den sekundärseitigen Stromkreis übertragen. Die Boost-PFC-Schaltung absorbiert Energie vom Wechselstromeingang über die Boost-Induktivität L1 und den Boost-Kondensator C1 während der Ein- und Ausschaltintervalle der Schaltkomponente Q1 entsprechend der Änderungen der Eingangswechselspannung und -phase, um den Eingangswechselstrom in Phase mit der Eingangswechselspannung zu formen und so die PFC-Funktion zu erreichen. Die Anforderungen der Norm IEC6100-3-2 können im Vergleich zu aktiven PFC-Schaltungen aus dem Stand der Technik mit einer stark reduzierten Komponentenanzahl und Kosten erfüllt werden.
  • Siehe Zustand 3, wie in 5 dargestellt: Wenn die Energie in der Aufwärtsinduktivität L1 vollständig freigesetzt wird und Q1 im abgeschalteten Zustand verbleibt, wird ein Resonanzstrom erzeugt; L1 und T1 speichern Energie, genau wie wenn Q1 leitet. Wenn die Betriebsfrequenz hoch ist, wird die Gesamtresonanzinduktivität (L1+T1) sehr groß sein, der entsprechende Resonanzstrom wird sehr klein sein und kann daher weggelassen werden, da die Zeit viel größer ist als die Zeit der Abschaltung von Q1. Auf diese Weise ist die Spannung an C2 größer als die AC-Eingangsspannung, wodurch eine Anhebung erreicht wird. Die Leistung von Q1 wird von der PWM-Steuerschaltung gesteuert. Die Regelung und Steuerung der Leistung kann den DC-DC-Spannungsausgang stabilisieren. Und diese PWM steuert auch den Betrieb der Boost-Schaltung, so dass sie synchron mit dem DC/DC-Wandler ist. Darüber hinaus ist die Spannung an C2 aufgrund der gleichen Leistung, die von der PWM bereitgestellt wird, proportional zur Leistung für die DC/DC-Einstellung. Wenn der DC-DC-Ausgang durch die Anpassung der Leistung mittels PWM-Rückkopplungssteuerung gesteuert wird, wird daher die Spannung an C2 gleichzeitig in derselben Richtung angepasst, wodurch die Verstärkung der Rückkopplung erhöht und die Dämpfung der DC-DC-Ausgangswelligkeit erleichtert wird. Die Betriebswellenform der Zustände 1 bis 3 ist in 6 dargestellt. Wenn die Boost-Induktivität L1 in einem kontinuierlichen Strommodus (CCM) arbeitet, würde eine Resonanz von Boost-Induktivität und Boost-Kondensator im Zustand 3 nicht auftreten. 21 ist ein Beispiel für diese Ausführungsform (2), bei der die negative Spannung aufweisenden Klemmen von D1, C1 und C2 verbunden sind, und das Funktionsprinzip ist das gleiche wie bei dieser Ausführungsform.
  • Integration von aktiver PFC und Sperr-Gleichspannungswandler: Primärseitige Komponenten, d.h. Speicherkondensator C2, Schaltkomponente Q1 und Haupttransformator T1, sekundärseitige Komponenten, d.h. Ausgangsgleichrichterkomponente Ds1 und Filterkondensator Cs1, und Rückkopplungs- und Steuereinheit 40 bilden einen einseitigen Sperr-Gleichspannungswandler; Schaltkomponente Q1, Aufwärtsinduktivität L1, Aufwärtskondensator C1 und Speicherkondensator C2 bilden eine Boost-Aktiv-P FC-Schaltung.
  • Insbesondere in der SMPS-Schaltung umfasst die erste Gleichrichtungsschaltung eine erste Gleichrichtungskomponente D1 und eine zweite Gleichrichtungskomponente D2, und die zweite Gleichrichtungsschaltung umfasst eine dritte Gleichrichtungskomponente D3 und eine vierte Gleichrichtungskomponente D4. Die erste Gleichrichtungskomponente D1, die zweite Gleichrichtungskomponente D2, eine fünfte Gleichrichtungskomponente D5 und eine sechste Gleichrichtungskomponente D6 bilden eine Vollwellen-Gleichrichtungsschaltung. Die dritte Gleichrichtungskomponente D3 und die vierte Gleichrichtungskomponente D4, die fünfte Gleichrichtungskomponente D5 und die sechste Gleichrichtungskomponente D6 bilden eine weitere Vollwellen-Gleichrichtungsschaltung. Oder alternativ, wie in 9 dargestellt, umfasst in der SMPS-Schaltung die erste Gleichrichtungsschaltung eine dritte Gleichrichtungskomponente D3 und die zweite Gleichrichtungsschaltung umfasst eine vierte Gleichrichtungskomponente D4. Die erste Gleichrichtungskomponente D1 und die dritte Gleichrichtungskomponente D3 bilden eine Halbwellen-Gleichrichtungsschaltung, und die erste Gleichrichtungskomponente D1 und die vierte Gleichrichtungskomponente D4 bilden eine weitere Halbwellen-Gleichrichtungsschaltung. Die Halbwellen-Gleichrichterschaltung ist für DC, Vollwellen- oder Halbwellen-Wechselstrom-Eingangsanwendungen geeignet und arbeitet ähnlich wie eine Vollwellen-Gleichrichterschaltung, d.h. sie erhöht die Eingangsspannung und wandelt sie dann um, um den Eingangs-Betriebsspannungsbereich zu erweitern. D1, D3, D4 können durch Schaltkomponenten mit niedriger Impedanz ersetzt werden und können auch die Gleichrichtungsfunktion erreichen, wobei der Wirkungsgrad der Stromversorgung verbessert wird.
  • Darüber hinaus sind in der SMPS-Schaltung die Gleichrichterkomponenten Dioden oder Schaltbauelemente. Wie in 7 dargestellt, sind das dritte Gleichrichterbauelement D3 und das vierte Gleichrichterbauelement D4 als MOSFETs ausgeführt. Wenn einige der Gleichrichterkomponenten als Schaltelemente implementiert sind, soll die SMPS-Schaltung außerdem eine AC-Phasenüberwachungs- und Gleichrichtungssteuereinheit 50 umfassen. Die Wechselstrom-Phasenüberwachungs- und Gleichrichtungssteuereinheit 50 überwacht die Phase des jeweiligen Wechselstroms, der in die erste Gleichrichtungsschaltung (die erste Gleichrichterkomponente D1 und/oder die zweite Gleichrichterkomponente D2) und die zweite Gleichrichtungsschaltung (die dritte Gleichrichterkomponente D3 und/oder die vierte Gleichrichterkomponente D4) eingegeben wird, und steuert das Ein- und Ausschalten der MOSFETs (z.B. die dritte und vierte Gleichrichterkomponente D3, D4). 8 zeigt eine beispielhafte Betriebswellenform nach Eingangsphasenüberwachung und Gleichrichtungssteuerung. Die Eingangsgleichrichtungsdioden D3 und D4 der Boost-Schaltung können durch Schaltkomponenten niedriger Impedanz wie MOSFETs ersetzt werden, um das Ziel eines hohen Wirkungsgrades und einer Energieeinsparung zu erreichen. Das Funktionsprinzip der Boost-Schaltung ist das gleiche wie oben. Der Gleichrichterteil lädt den Speicherkondensator C2 und richtet gleich und lädt den Boost-Kondensator C1. Die Steuerschaltung überwacht die Spannung und Phase des Wechselstromeingangs und steuert das Ein- und Ausschalten der Schaltkomponenten D3 und D4, um eine Vollwellen-Gleichrichtung zum Laden von C1 zu realisieren. Da die Schaltkomponente D3 oder D4 während jedes Halbwellen-Gleichrichtungsprozesses als durchgehend leitend ausgelegt werden kann, gäbe es keine Schaltverluste, und der Wirkungsgrad könnte besser sein als bei brückenlosen PFC-Schaltungen. Die Kontrolle der Totzeit zwischen der Leitung von D3 und D4 könnte die Stoßfestigkeit verbessern.
  • Dualer Gleichrichterteil: D1, D2, D5 und D6 richten die Eingangswechselspannung im Vollwellenbetrieb gleich, um Energie im Speicherkondensator C2 zu speichern. Wenn die Boost-Schaltung arbeitet, macht die Energieausgabe mittels der Boost-Schaltung die Spannung an C2 im Allgemeinen höher als die Eingangswechselspannung, so dass die Eingangswechselspannung C2 nicht mehr auflädt. Wenn die von der Boost-Schaltung abgegebene Energie nicht ausreicht, um die Spannung an C2 höher als die Eingangswechselspannung zu halten, könnte der Wechselstromeingang C2 wieder aufladen. D3 bis D6 bilden eine weitere Vollwellen-Gleichrichtungsschleife zum Laden des Aufladekondensators C1. Aufgrund der niedrigen Kapazität von C1 ist die Spannung an C1 nach der Vollwellen-Gleichrichtung der Eingangswechselspannung im Wesentlichen nahe an der Wellenform. In einer aktiven Boost-PFC-Schaltung besteht die Hauptfunktion des Aufwärtskondensators C1 darin, hochfrequente Schaltgeräusche zu filtern, um die EMI-Emission zu dämpfen.
  • Wie in 10 dargestellt, umfasst die SMPS-Schaltung außerdem ein zweites Schaltbauteil Q2. Die Boost-Induktivität L1, der Boost-Kondensator C1, der Speicherkondensator C2, der Transformator T1, das erste Schaltbauteil Q1 und das zweite Schaltbauteil Q2 bilden eine Boost-Wandlerschaltung 20. Der Speicherkondensator C2, der Transformator T1, das erste Schaltbauteil Q1, das zweite Schaltbauteil Q2, das Ausgangsgleichrichterbauteil Ds1 und der Filterkondensator Cs1 bilden einen Gleichspannungswandler 30. Wenn sowohl das erste Schaltbauteil Q1 als auch das zweite Schaltbauteil Q2 leitend sind, bilden die Boost-Induktivität L1, der Boost-Kondensator C1 und das erste Schaltbauteil Q1 eine erste Boost-Schleife, und die Boost-Induktivität L1 speichert Energie; gleichzeitig bilden der Speicherkondensator C2, das erste Schaltbauteil Q1, das zweite Schaltbauteil Q2 und der Transformator T1 eine erste DC-DC-Schleife. Wenn das erste Schaltelement Q1 abschaltet und das zweite Schaltelement Q2 leitet oder abschaltet, bilden die Verstärkungsdrossel L1, der Verstärkungskondensator C1, der Speicherkondensator C2, der Transformator T1 und das zweite Schaltelement Q2 eine zweite Verstärkungsschleife; gleichzeitig bilden der Transformator T1, das Ausgangsgleichrichterelement Ds1 und der Filterkondensator Cs1 eine zweite Gleichstromschleife. Die zweite Schaltkomponente Q2 könnte ein MOSFET, Bipolartransistor, IGBT, SiC- oder GaN-FET usw. sein. Ein detailliertes Beispiel ist in 10 dargestellt: Der Drain des zweiten Schaltbauteils Q2 ist mit dem negativen Eingang des Gleichspannungswandlers verbunden; die Quelle des zweiten Schaltbauteils Q2 ist mit dem zweiten Anschluss des Speicherkondensators C2 verbunden; die Steuerelektrode des zweiten Schaltbauteils Q2 ist mit dem Ausgang der Rückkopplungs- und Regeleinheit 40 verbunden. In dieser Ausführungsform wird der Eintakt-Sperrwandler von Einzeltransistor Q1 auf Doppeltransistoren (d.h. Doppelend-Sperrwandler-Topologie) Q1 und Q2 (Kaskaden-Sperrwandler) modifiziert, so dass ein Schaltbauteil mit reduzierter Leistung gewählt werden kann und die Arbeitsspannung zwischen Primär- und Sekundärseite des Haupttransformators T1 reduziert werden kann, um so den Sicherheits-Kriech- und Luftabstand zwischen Primär- und Sekundärseite zu verringern. Darüber hinaus werden D1, D2, D5 und D6 zur Gleichrichtung des Eingangs- und Ladungsspeicherkondensators C1 und D3 bis D6 zur Gleichrichtung des Eingangs- und Ladungsspeicherkondensators C2 verwendet. Da die Gleichrichtung und Ladung des Speicherkondensators C2 nur beim Einschalten der SMPS-Schaltung erfolgt, gibt es keine spezifischen Anforderungen an Temperatur, Verlust oder kontinuierlichen Normalstrom. Daher können kostengünstige, leistungsschwache und kleiner dimensionierte Gleichrichterkomponenten gewählt werden. Eine vernünftige Auswahl der Gleichrichterkomponenten der beiden Gleichrichterschaltungen hilft Kosten zu sparen, die Struktur zu verbessern und die Wärmeableitung zu verbessern.
  • Wie in 11 dargestellt, enthält die SMPS-Schaltung außerdem eine Einschaltstrombegrenzungsschaltung, die mit der ersten Gleichrichterschleife gekoppelt ist und nicht mit der zweiten Gleichrichterschleife, der ersten Boost-Schleife, der zweiten Boost-Schleife oder der ersten DC-DC-Schleife gekoppelt ist. Zum Beispiel umfasst die SMPS-Schaltung eine erste Impedanzkomponente Rth1. Ein erster Anschluss der ersten Impedanzkomponente Rth1 ist zwischen dem Ausgang der ersten Gleichrichterschaltung und dem zweiten Anschluss des Speicherkondensators C2 angeschlossen. In dieser Ausführungsform ist die strombegrenzende Impedanzkomponente zur Verhinderung eines Eingangsstoßes zwischen den negativen Anschluss des Speicherkondensators C2 und D5 geschaltet, der den Speicherkondensator C2 auflädt, um einen Eingangsstoßstrom beim Einschalten der Stromversorgung zu verhindern. Da diese Komponente nicht zur Boost-Schleife gehört, hat sie während des normalen Betriebs der Stromversorgung keine Verluste. Im Vergleich zu einem verlustreichen Thermistor oder einem teuren Relais oder einer siliziumgesteuerten Gleichrichterschaltung (SCR), die in einer herkömmlichen Boost-Schleife verwendet werden, verbessert die vorliegende Erfindung den Wirkungsgrad, senkt die Temperatur und spart Kosten.
  • Wie in den 12 und 13 dargestellt, umfasst die SMPS-Schaltung ferner ein Resonanzverhinderungs-Gleichrichterbauteil, wobei beim ersten Schalten des Bauteils Q1 und nach Nullrückkehr des Stroms in der Boost-Induktivität L1 das Resonanzverhinderungs-Gleichrichterbauteil die Ladung vom Speicherkondensator C2 zur Boost-Induktivität L1 und zum Boost-Kondensator C1 blockiert. Das Resonanzverhinderungs-Gleichrichterbauteil könnte beispielsweise eine Diode (siehe D7 in 12) oder ein FET (siehe Q3 in 13) sein. Das Resonanzverhinderungs-Gleichrichterbauteil wird zwischen den zweiten Anschluss der Boost-Induktivität L1 und die Quelle des ersten Schaltbauteils Q1 geschaltet und zwingt den Strom zwischen dem zweiten Anschluss der Boost-Induktivität L1 und der Quelle des ersten Schaltbauteils Q1 dazu, unidirektional in Richtung der Boost-Induktivität L1 zu fließen.
  • Diese Ausführungsform zeigt die technische Lösung des Hinzufügens von D7 oder Q3, um den Resonanzstrom von C1, C2, L1, T1 zu eliminieren, wenn die vorliegende Erfindung für den Betrieb bei niedriger Schaltfrequenz, niedriger Last oder mit niedriger Induktivität L1, T1 ausgelegt ist. Dieser Ansatz ist geeignet, in Kombination mit jeder der oben genannten Ausführungsformen verwendet zu werden. Wenn D7 durch die Schaltkomponente Q3 ersetzt wird, bleibt das Funktionsprinzip gleich. Obwohl ein unabhängiges Schaltbauteil Q3 in die Boost-Schaltung eingefügt wird, kann im Vergleich zu konventionellen Boost-Wandlern ein teures Boost-Gleichrichtungs-Leistungsbauteil eliminiert werden, wodurch Verluste auf dem Boost-Gleichrichtungs-Leistungsbauteil vollständig vermieden, der Wirkungsgrad der Stromversorgung erhöht und Platz gespart werden. Die Schaltkomponente Q3 kann durch das Treibersignal der Schaltkomponente Q1 gesteuert werden und kann die Abschaltzeit von Q3 nach der Abschaltung von Q1 weiter verlängern, um die Impedanz von Q3 während des Boost-Prozesses zu senken, den Verlust zu reduzieren und den Wirkungsgrad der Stromversorgung zu verbessern. Dieser Ansatz eignet sich zur Verwendung in Kombination mit jeder der oben genannten Ausführungsformen.
  • In der in 1 bis 13 gezeigten SMPS-Schaltung ist der Gleichspannungswandler eine einseitige Sperrstromversorgungsschaltung und der Transformator oder die Gleichspannungsdrossel T1 ein Sperrwandler. Der Transformator T1 hat eine Sekundärwicklung Ns, die die Last über die Ausgangsgleichrichterkomponente Ds1 und den Filterkondensator Cs1 mit Energie versorgt. Das heißt, die einseitige Rücklauf-Stromversorgungsschaltung umfasst den Transformator T1, den Filterkondensator Cs1 und die Ausgangsgleichrichterkomponente Ds1, wobei die Eingangsanschlüsse (d.h. beide Anschlüsse der Primärwicklung Np) des Transformators T1 jeweils mit dem Speicherkondensator C2 und der ersten Schaltkomponente Q1 verbunden sind, und die Ausgangsanschlüsse (d.h. beide Anschlüsse der Sekundärwicklung Ns) des Transformators T1 jeweils mit der Anode der Ausgangsgleichrichterkomponente Ds1 und dem zweiten Anschluss des Filterkondensators Cs1 verbunden sind. Die Kathode der Ausgangsgleichrichtungskomponente Ds1 ist mit dem ersten Anschluss des Filterkondensators Cs1 verbunden.
  • Die für die SMPS-Schaltung der vorliegenden Erfindung geeignete Steuerungsmethode könnte PWM oder PFM sein. Der Gleichspannungswandler kann ein Sperr-Gleichspannungswandler oder ein Vorwärts-Gleichspannungswandler sein. Die Methode der Energieübertragung des Vorwärts-Gleichstromwandlers ist die gleiche wie oben beschrieben. Nehmen wir als Beispiel die Pulsweitenmodulation (PWM), die normalerweise bei extern gesteuerten Sperrwandlern verwendet wird. Die PWM dient dazu, die Betriebsfrequenz in einem engen Bereich festzulegen oder zu steuern und die Ausgangsspannung, den Ausgangsstrom oder die Ausgangsleistung durch Anpassung der Leistung der Impulse einzustellen. Die Impulsfrequenzmodulation (PFM) wird normalerweise bei Sperrwandlern mit Ringdrosselwandler (RCC) verwendet. Energie, die beim Schließen des Schalters im Magnetkern des Transformators gespeichert wird, wird beim Öffnen des Schalters vollständig an die Sekundärseite abgegeben, und die Ausgangsspannung, der Ausgangsstrom oder die Ausgangsleistung wird durch Einstellen der Öffnungs-/Schließfrequenz eingestellt.
  • Insbesondere in der SMPS-Schaltung, wie in 14 dargestellt, ist der Gleichspannungswandler eine Vorwärts-Stromversorgungsschaltung, und der Transformator hat eine Sekundärwicklung Ns, die die Drosselspule Ls1 über die erste Ausgangsgleichrichterkomponente Ds1 und die zweite Ausgangsgleichrichterkomponente Ds2 auflädt. Die Drosselspule Ls1 liefert Energie über den Filterkondensator Cs1 zur Last. Zum Beispiel umfasst die einseitige Vorwärts-Stromversorgungsschaltung einen Transformator T1, einen Filterkondensator Cs1, eine Drosselspule Ls1, eine erste Ausgangsgleichrichterkomponente Ds1 und eine zweite Ausgangsgleichrichterkomponente Ds2, wobei die Eingangsanschlüsse des Transformators T1 mit dem Speicherkondensator C2 und der ersten Schaltkomponente Q1 verbunden sind; zwei Ausgangsanschlüsse des Transformators T1 sind jeweils mit den Anoden der ersten und zweiten Ausgangsgleichrichterkomponente Ds1, Ds2 und dem zweiten Anschluss des Filterkondensators Cs1 verbunden. Die Kathoden der ersten und zweiten Ausgangsgleichrichterkomponenten Ds1, Ds2 sind mit dem ersten Anschluss der Drosselspule Ls1 verbunden, und der zweite Anschluss der Drosselspule Ls1 ist mit dem ersten Anschluss des Filterkondensators Cs1 verbunden.
  • In der in 15 dargestellten SMPS-Schaltung ist der Gleichspannungswandler eine Abwärts/Aufwärts-Schaltung, der Transformator oder die Gleichspannungsdrossel T1 ist eine Abwärts/Aufwärts-Drossel, und die Gleichspannungsdrossel T1 gibt über die Ausgangsgleichrichtungskomponente Ds1 und den Filterkondensator Cs1 Energie an die Last ab. Zum Beispiel umfasst die einseitige Abwärts/Aufwärtswandler-Schaltung eine Abwärts/Aufwärtswandler-Induktivität T1, einen Filterkondensator Cs1 und eine Ausgangsgleichrichtungskomponente Ds1, wobei der erste Anschluss der Abwärts/Aufwärtswandler-Induktivität T1 mit der ersten Schaltkomponente Q1 und dem ersten Anschluss des Filterkondensators Cs1 verbunden ist; der zweite Anschluss der Abwärts/Aufwärtsregler-Induktivität T1 mit dem Speicherkondensator C2 und der Anode der Ausgangsgleichrichterkomponente Ds1 verbunden ist; und die Kathode der Ausgangsgleichrichterkomponente Ds1 mit dem zweiten Anschluss des Filterkondensators Cs1 verbunden ist. In dieser Ausführungsform wird die einseitige Rücklaufschaltung durch eine einseitige Abwärts/Aufwärts-Boost-Schaltung ersetzt. Die Topologie der Abwärts/Aufwärts-Boost-Schaltung ist eigentlich eine nicht isolierte Rücklauf-Topologie, und die Speicherung und nicht isolierte Abgabe der Energie wird durch die Abwärts/Aufwärtswiderstands-Induktivität L1 erreicht. Die Funktionsprinzipien der Zweifach-Gleichrichtungs- und Aufwärtsregelungsschaltungen sind die gleichen wie die oben beschriebenen.
  • In der SMPS-Schaltung, wie in 16 dargestellt, ist der Gleichspannungswandler ein ZETA-Schaltkreis, der Transformator oder die Gleichspannungsdrossel T1 ist eine ZETA-Drossel, die ZETA-Drossel T1 lädt die Drosselspule Ls1 über den Koppelkondensator Cs2 und den Ausgangsgleichrichterbaustein Ds1, und die Drosselspule Ls1 gibt über den Filterkondensator Cs1 Energie an die Last ab. Beispielsweise umfasst die ZETA-Schaltung eine ZETA-Induktivität T1, einen ersten Filterkondensator Cs1, einen zweiten Filterkondensator Cs2, eine Drosselspule Ls1 und eine Ausgangsgleichrichterkomponente Ds1, wobei der erste Anschluss der ZETA-Induktivität T1 mit der ersten Schaltkomponente Q1 und dem ersten Anschluss des ersten Filterkondensators Cs1 verbunden ist; der zweite Anschluss der ZETA-Induktivität T1 ist mit dem Speicherkondensator C2, der Anode der Ausgangsgleichrichterkomponente Ds1 und dem zweiten Anschluss des zweiten Filterkondensators Cs2 verbunden; die Kathode der Ausgangsgleichrichterkomponente Ds1 ist mit dem zweiten Anschluss des ersten Filterkondensators Cs1 und dem ersten Anschluss der Drosselspule Ls1 verbunden; der zweite Anschluss der Drosselspule Ls1 mit dem ersten Anschluss des zweiten Filterkondensators Cs2 verbunden. In dieser Ausführungsform wird die einseitige Rücklaufschaltung durch eine ZETA-Schaltung ersetzt. Q1 treibt sowohl die Boost-Induktivität L1 als auch die ZETA-Induktivität T1 an. Wie bei der einseitigen Sperrschaltung bilden D1 bis D6 und C1, C2 eine Eingangsschaltung mit zweifacher Gleichrichtung; Q1, L1, C1, C2 und T1 bilden eine Boost-Schaltung; Q1, T1, Ds1, Cs1, Cs2 und Ls1 bilden einen Gleichspannungswandler vom Typ ZETA.
  • In der SMPS-Schaltung, wie in 17 dargestellt, ist der Gleichspannungswandler eine zweiseitige Gegentaktschaltung, der Transformator T1 lädt die Drosselspule Ls1 über seine Sekundärwicklung Ns1 und weiter über die erste Ausgangsgleichrichterkomponente Ds1 und die zweite Ausgangsgleichrichterkomponente Ds2, und die Drosselspule Ls1 gibt über den Filterkondensator Cs1 Energie an die Last ab. Zum Beispiel umfasst die SMPS-Schaltung weiterhin ein Gegentaktschaltbauteil Q4 und eine Gegentaktinduktivität L2. Das Gegentaktschaltbauteil Q4 könnte ein MOSFET, ein Bipolartransistor, ein IGBT-, SiC- oder ein GaN-FET usw. sein. Der erste Anschluss der Gegentaktdrossel L2 ist mit dem ersten Anschluss der Verstärkungsdrossel L1 verbunden. Der zweite Anschluss der Gegentaktdrossel L2 ist mit der Quelle des Gegentaktschaltbauteils Q4 und dem negativen Eingangsanschluss des Gleichspannungswandlers verbunden. Der Drain des Gegentaktschaltbauteils Q4 ist mit dem Drain des ersten Schaltbauteils Q1 verbunden. Die Steuerelektrode des Gegentaktschaltbauteils Q4 ist mit dem Ausgangsanschluss der Rückkopplungs- und Steuereinheit 40 verbunden. Die zweiseitige Gegentaktschaltung umfasst einen Transformator T1, eine Drosselspule Ls1, einen Filterkondensator Cs1, eine erste Ausgangsgleichrichterkomponente Ds1 und eine zweite Ausgangsgleichrichterkomponente Ds2. Zwei Eingangsanschlüsse des Transformators T1 sind jeweils mit der Gegentaktschaltkomponente Q4 und der ersten Schaltkomponente Q1 verbunden. Die eingangsseitige Mittelanzapfung des Transformators T1 ist mit der Verstärkungsdrossel L1 verbunden, und zwei Ausgangsanschlüsse des Transformators T1 sind jeweils mit den Anoden der ersten Ausgangsgleichrichtungskomponente Ds1 und der zweiten Ausgangsgleichrichtungskomponente Ds2 verbunden. Die ausgangsseitige Mittelanzapfung des Transformators T1 ist mit dem zweiten Anschluss des Filterkondensators Cs1 verbunden. Die Kathoden der ersten und zweiten Ausgangsgleichrichterkomponente Ds1 und Ds2 sind mit dem ersten Anschluss der Drosselspule Ls1 verbunden, und der zweite Anschluss der Drosselspule Ls1 ist mit dem ersten Anschluss des Filterkondensators Cs1 verbunden. In dieser Ausführungsform wird die einseitige Rücklaufschaltung durch eine einseitige Gegentaktschaltung ersetzt. Q1 treibt sowohl die Verstärkungsdrossel L1 als auch die Primärwicklung Np des Transformators T1 an. Q4 treibt sowohl die Gegentaktdrossel L2 als auch die Primärwicklung Np2 des Transformators T1 an. Durch den Gegentaktbetrieb von Q1 und Q4 arbeiten die Verstärkungsdrossel L1 und die Gegentaktdrossel L2 abwechselnd, so dass sie in einem verschachtelten Verstärkungsmodus arbeiten.
  • Wie in 18 dargestellt, ist der Gleichspannungswandler eine SEPIC-Schaltung, und die Gleichspannungsdrossel oder der Transformator umfasst eine SEPIC-Drosselspule T1 und eine Drosselspule T2. Die SEPIC-Drosselspule T1 und die Drosselspule T2 sind zu einem isolierten Transformator gekoppelt, um einen isolierten Ausgang zu erreichen. Wenn die erste Schaltkomponente Q1 leitend ist, lädt der Speicherkondensator C2 die SEPIC-Drosselspule T1, der Koppelkondensator C3 lädt die Drosselspule T2, und die im Filterkondensator Cs1 angesammelte Energie wird an die Last abgegeben. Wenn die erste Schaltkomponente Q1 abschaltet, liefert die DC-DC-Wandlerinduktivität oder der Transformator T1 über den Koppelkondensator C3, den Filterkondensator Cs1 und die Ausgangsgleichrichterkomponente Ds1 Energie an die Last; und die Drosselspule T2 liefert ebenfalls über die Ausgangsgleichrichterkomponente Ds1 und den Filterkondensator Cs1 Energie an die Last.
  • In den SMPS-Schaltungen der vorliegenden Erfindung sind jeweils zwei Eingangsgleichrichterschaltungen für den Speicherkondensator C2 und den Boost-Kondensator C1 zur Ausgabe der entsprechenden Spannungen vorgesehen. Der Speicherkondensator C2 und der Boost-Kondensator C1 sind an Klemmen gleicher Polarität (positive Spannungsklemmen) angeschlossen. Der Speicherkondensator C1 ist ebenfalls ein Ausgangskondensator der Boost-Schaltung. Weiterhin sind ein Gleichspannungswandler und ein erstes Schaltelement Q1 vorgesehen, das zwischen die positiven Eingangsklemmen des Speicherkondensators C2 (positive Spannungsklemme) und den Gleichspannungswandler geschaltet ist (Primärwicklung des Transformators T1 oder Abwärts/Aufwärtsinduktivität L1 oder ZETA-Induktivität usw.). Die Boost-Induktivität L1 und der Boost-Kondensator C1 sind in Reihe geschaltet und dann parallel zum ersten Schaltbauteil Q1 geschaltet. Eine Klemme des Aufladekondensators C1 ist mit der positiven Klemme des Speicherkondensators C2 verbunden, und die andere Klemme ist mit zwei Polen (L und N) des Wechselstromeingangs über die zweite Eingangsgleichrichterschaltung verbunden oder mit dem negativen Pol des Gleichstromeingangs verbunden. Die Rückkopplungs- und Steuereinheit 40 steuert das Einschalten (Leiten) und Ausschalten (Abschalten) der ersten Schaltkomponente Q1, um die Umwandlung und den Ausgang der SMPS-Schaltung zu implementieren, wodurch der kooperative Betrieb der Boost-Schaltung und der konventionellen DC-DC-Stromversorgungstopologie (Flyback, Buck-Boost, Forward, Push-Pull, Zeta usw.) ermöglicht wird, wodurch die Anhebung und Umwandlung der Eingangsspannung und auch die PFC der AC-Stromversorgung erreicht wird. Die SMPS-Schaltung der vorliegenden Erfindung verwendet einen aktiven PFC-Schaltkreis (Boost-Schaltkreis), der eine gute aktive PFC-Leistung aufweist. Da die PWM-Steuereinheit (oder PFM) und das Leistungsschaltbauteil (erstes Schaltbauteil) im DC-DC-Wandler (Flyback, Vorwärts), zur PFC-Schaltung nachgeschaltet, gemeinsam genutzt werden, können die PWM-Steuereinheit und das Leistungsschaltbauteil, die in einer konventionellen Aufwärts-PFC-Schaltung benötigt werden, eliminiert werden, wodurch die Kosten und das Volumen reduziert, das Design des Stromversorgungsprodukts vereinfacht und die Vorteile einer hohen Leistung, niedriger Kosten und Miniaturisierung erreicht werden.
  • 19 zeigt die Wellenform, die der sinusförmigen Wechselstrom-Eingangswellenform ähnlich ist, welche durch die vorliegende Erfindung erzielt wird, sowie eine sinusförmige Stromwellenform einer SMPS-Schaltung ohne die PFC-Schaltung.
  • 20 zeigt einen Vergleich zwischen den Ergebnissen der IEC61000-3-2 Klasse A der SMPS-Schaltung der vorliegenden Erfindung mit dem einseitigen Gegentakt-Gleichspannungswandler und der SMPS-Schaltung ohne PFC-Schaltung.
  • Gemäß vorliegenden Erfindung kann ein kostengünstiger, kompakter SMPS-Schaltkreis mit aktiver PFC-Funktion erreicht werden. Erstens kann das Ergebnis der PFC einen AC-Eingangsstrom in eine im Wesentlichen sinusförmige Wellenform formen (19), die die Anforderungen der IEC61000-3-2 an Eingangsoberschwingungen erfüllt (20). Zweitens teilen sich die Boost-Schaltung und der Gegentakt- (oder Vorwärts-) DC-DC-Wandler der vorliegenden Erfindung ein gemeinsames Schaltelement, wodurch das für herkömmliche PFC-Schaltungen erforderliche Schaltelement und die entsprechende Ansteuerschaltung entfallen, die Kosten und die Anzahl der Bauteile reduziert werden, die Schaltung vereinfacht wird, um die Zuverlässigkeit zu verbessern, und die Schaltung mit einer kleineren Leiterplattenfläche installiert werden kann. Darüber hinaus hat der Stromfluss in den DC-DC-Transformator während des Abschaltens der Schaltkomponente im Vergleich zum Einschalten der Schaltkomponente eine umgekehrte Richtung, was teilweise dazu beiträgt, den Transformator zurückzusetzen und die magnetische Flussdichte Bmax zu reduzieren, den Kernverlust zu verringern, eine Sättigung zu verhindern, um so eine Kostenreduzierung der Komponenten zu ermöglichen. Da sich die aktive PFC-Schaltung die PWM-Regelung des DC-DC-Wandlers teilt, kann die Regelung außerdem als Steuerung mit offenem Regelkreis ausgelegt werden, so dass es keine Probleme mit der Stabilität des Regelkreises gibt, und es gibt auch kein hörbares Geräuschproblem aufgrund der geschlossenen Regelung, das bei herkömmlichen aktiven PFC-Schaltungen während des Einschaltens oder des Betriebs der Schaltung auftritt.
  • 21 ist eine Rücklaufschaltung der vorliegenden Erfindung, bei der die erste Gleichrichterschaltung, der Aufladekondensator C1 und der Speicherkondensator C2 an ihren negativen Spannungsanschlüssen angeschlossen sind. Da die Minuspole verbunden sind, kann die erste Schaltkomponente Q1 auf der Minusseite des Speicherkondensators angeordnet werden, was den Entwurf der Steuer- und Treiberschaltung erleichtert.
  • Zusammenfassend lässt sich sagen, dass, obwohl verschiedene Konfigurationen der Schaltnetzteilschaltung durch die obigen Ausführungsformen detailliert beschrieben wurden, die vorliegende Erfindung die in den obigen Ausführungsformen beschriebenen Konfigurationen umfasst, aber nicht darauf beschränkt ist. Alle Alternativen, die auf den obigen Ausführungsformen basieren, fallen ebenfalls in den Schutzbereich der vorliegenden Erfindung. Ein Fachmann kann auf der Grundlage der oben genannten Ausführungsformen Schlussfolgerungen ziehen.
  • Die obigen Ausführungsformen werden in progressiver Weise beschrieben. Jede Ausführungsform konzentriert sich auf die Unterschiede zu anderen Ausführungsformen, und gleiche oder ähnliche Teile zwischen den Ausführungsformen können sich aufeinander beziehen. Das in den Ausführungsformen offenbarte System kann der in den Ausführungsformen offenbarten Methode entsprechen und relativ einfach beschrieben werden. Aus der Beschreibung der Methoden kann auf die relevanten Inhalte verwiesen werden.
  • Die obigen Beschreibungen sind lediglich Beschreibungen der bevorzugten Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung und schränken den Anwendungsbereich der vorliegenden Erfindung nicht ein. Jegliche Änderungen oder Modifikationen, die durch diejenigen von gewöhnlichem Fachwissen auf der Grundlage der obigen Offenbarung vorgenommen werden, fallen in den Schutzbereich der Ansprüche.

Claims (11)

  1. Schaltnetzteilschaltung mit einer Verstärkungsdrossel, einem Verstärkungskondensator, einem Speicherkondensator, einem Transformator oder einer DC-DC-Induktivität, einer ersten Schaltkomponente, einer Ausgangsgleichrichtungskomponente, einem Filterkondensator, einer Rückkopplungs- und Steuerschaltung, einer ersten Gleichrichtungsschaltung und einer zweiten Gleichrichtungsschaltung, wobei: die erste Gleichrichtungsschaltung und der Speicherkondensator eine erste Gleichrichtungsschleife bilden; die zweite Gleichrichtungsschaltung und der Verstärkungskondensator eine zweite Gleichrichtungsschleife bilden; die erste Gleichrichtungsschaltung und der Speicherkondensator und der Verstärkungskondensator an Anschlüsse gleicher Polarität angeschlossen sind; die Verstärkungsdrossel, der Verstärkungskondensator, der Speicherkondensator, der Transformator oder die DC-DC-Induktivität und das erste Schaltbauteil bilden eine Boost-Wandlerschaltung; der Speicherkondensator, der Transformator oder die DC-DC-Induktivität, das erste Schaltbauteil, das Ausgangsgleichrichterbauteil und der Filterkondensator bilden einen DC-DC-Wandler; wenn das erste Schaltbauteil leitend ist, bilden die Verstärkungsdrossel, der Verstärkungskondensator und das erste Schaltbauteil eine erste Boost-Schleife, in der die Verstärkungsdrossel Energie speichert; und der Speicherkondensator, das erste Schaltbauteil und der Transformator oder die DC-DC-Induktivität eine erste DC-DC-Schleife bilden; wenn die erste Schaltkomponente abschaltet, bilden die Verstärkungsdrossel, der Verstärkungskondensator, der Speicherkondensator und der Transformator oder die DC-DC-Induktivität eine zweite Boost-Schleife; und der Transformator oder die DC-DC-Induktivität, die Ausgangsgleichrichterkomponente und der Filterkondensator bilden eine zweite DC-DC-Schleife; der Filterkondensator einen mit einer Last gekoppelten Ausgang hat; die Rückkopplungs- und Steuerschaltung so konfiguriert ist, dass sie eine Zerhackungswelle mit einer bestimmten Frequenz und Leistung ausgibt, um die erste Schaltkomponente zum Leiten oder Abschalten anzutreiben, um so eine Ausgabe von Spannung oder Strom oder Leistung für die Last zu steuern.
  2. Schaltnetzteilschaltung nach Anspruch 1, ferner mit einer zweiten Schaltkomponente, wobei die Verstärkungsdrossel, der Verstärkungskondensator, der Speicherkondensator, der Transformator, die erste Schaltkomponente und die zweite Schaltkomponente die Verstärkungswandlerschaltung bilden; der Speicherkondensator, der Transformator, die erste Schaltkomponente, die zweite Schaltkomponente, die Ausgangsgleichrichterkomponente und der Filterkondensator bilden den Gleichspannungswandler; wenn sowohl das erste Schaltbauteil als auch das zweite Schaltbauteil leitend sind, bilden die Verstärkungsdrossel, der Verstärkungskondensator und das erste Schaltbauteil die erste Boost-Schleife, in der die Verstärkungsdrossel die Energie speichert; und der Speicherkondensator, das erste Schaltbauteil, das zweite Schaltbauteil und der Transformator bilden die erste DC-DC-Schleife; wenn das erste Schaltbauteil abschaltet und das zweite Schaltbauteil leitet oder abschaltet, bilden die Verstärkungsdrossel, der Verstärkungskondensator, der Speicherkondensator, der Transformator und das zweite Schaltbauteil die zweite Boost-Schleife; und der Transformator, das Ausgangsgleichrichterbauteil und der Filterkondensator bilden die zweite DC-DC-Schleife.
  3. Schaltnetzteilschaltung nach Anspruch 1, ferner mit einer Einschaltstrombegrenzungsschaltung, die mit der ersten Gleichrichtungsschleife gekoppelt ist und nicht mit der zweiten Gleichrichtungsschleife, der ersten Boost-Schleife, der zweiten Boost-Schleife und der ersten DC-DC-Schleife gekoppelt ist.
  4. Schaltnetzteilschaltung nach Anspruch 1, ferner mit einer Resonanzverhinderungs-Gleichrichterkomponente, wobei, wenn die erste Schaltkomponente abschaltet und nach Nullrückkehr eines Stroms der Boost-Induktivität, die Resonanzverhinderungs-Gleichrichterkomponente verhindert, dass der Speicherkondensator die Verstärkungsdrossel und den Verstärkungskondensator auflädt.
  5. Schaltnetzteilschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei der DC-DC-Wandler eine Sperrstromversorgung ist und der Transformator oder die DC-DC-Drossel ein Sperrwandler ist, wobei der Sperrwandler eine Sekundärwicklung hat, die über die Ausgangsgleichrichterkomponente und den Filterkondensator an die Last ausgibt.
  6. Schaltnetzteilschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei der DC-DC-Wandler ein Vorwärtsnetzteil ist, die Schaltnetzteilschaltung ferner eine Drosselspule aufweist und die Ausgangsgleichrichtungskomponente eine erste Ausgangsgleichrichtungskomponente und eine zweite Ausgangsgleichrichtungskomponente aufweist, wobei der Transformator eine Sekundärwicklung aufweist, die die Drosselspule über die erste Ausgangsgleichrichtungskomponente und die zweite Gleichrichtungskomponente auflädt, und die Drosselspule über den Filterkondensator an die Last ausgibt.
  7. Schaltnetzteilschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei der DC-DC-Wandler eine Abwärts/Aufwärts-Schaltung ist und der Transformator oder die DC-DC-Drossel eine Abwärts/Aufwärts-Drosselspule ist, wobei die Abwärts/Aufwärts-Drosselspule über die Ausgangsgleichrichterkomponente und den Filterkondensator an die Last ausgibt.
  8. Schaltnetzteilschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei der DC-DC-Wandler eine ZETA-Schaltung ist, die Schaltnetzteilschaltung ferner einen Koppelkondensator und eine Drosselspule aufweist und der Transformator oder die Gleichspannungsspule eine ZETA-Spule ist, wobei die ZETA-Spule die Drosselspule über den Koppelkondensator und die Ausgangsgleichrichterkomponente lädt und die Drosselspule über den Filterkondensator an die Last ausgibt.
  9. Schaltnetzteilschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei der DC-DC-Wandler eine zweiseitige Gegentaktschaltung ist, die Schaltnetzteilschaltung ferner eine Drosselspule aufweist und die Ausgangsgleichrichterkomponente eine erste Ausgangsgleichrichterkomponente und eine zweite Ausgangsgleichrichterkomponente aufweist, wobei der Transformator eine Sekundärwicklung aufweist, die die Drosselspule über die erste Ausgangsgleichrichterkomponente und die zweite Ausgangsgleichrichterkomponente lädt und die Drosselspule über den Filterkondensator an die Last ausgibt.
  10. Schaltnetzteilschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei der DC-DC-Wandler ein SEPIC-Schaltkreis ist, die Schaltnetzteilschaltung ferner einen Koppelkondensator und eine Drosselspule aufweist und der Transformator oder die DC-DC-Wandlerspule die SEPIC-Spule und die Drosselspule umfasst; wobei, wenn die erste Schaltkomponente leitet, der Speicherkondensator die SEPIC-Spule auflädt, der Koppelkondensator die Drosselspule auflädt und eine akkumulierte Energie auf den Filterkondensatoren der Last zugeführt wird; wenn die erste Schaltkomponente abschaltet, führt der Transformator oder die DC-DC-Wandlerspule der Last über den Koppelkondensator, den Filterkondensator und die Ausgangsgleichrichterkomponente Energie zu, und die Drosselspule führt der Last über die Ausgangsgleichrichterkomponente und den Filterkondensator ebenfalls Energie zu.
  11. Schaltnetzteilschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei die erste Gleichrichtungsschaltung und die zweite Gleichrichtungsschaltung jeweils eine Diode oder eine Schaltkomponente aufweisen, die als Gleichrichtungskomponente dient, wenn die Gleichrichtungskomponente als Schaltkomponente implementiert ist, wobei die Schaltnetzteilschaltung ferner eine Wechselstrom-Phasendetektions- und Gleichrichtungssteuereinheit aufweist, die eine Phase eines Wechselstrom-Eingangsstroms in die erste Gleichrichtungsschaltung und die zweite Gleichrichtungsschaltung überwacht und die Schaltkomponente zum Leiten oder Abschalten steuert.
DE112019001095.6T 2018-04-24 2019-04-22 Schaltnetzteil-schaltung Withdrawn DE112019001095T5 (de)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201810371989.5 2018-04-24
CN201810371989.5A CN108521223B (zh) 2018-04-24 2018-04-24 开关电源电路
PCT/CN2019/083637 WO2019206067A1 (zh) 2018-04-24 2019-04-22 开关电源电路

Publications (1)

Publication Number Publication Date
DE112019001095T5 true DE112019001095T5 (de) 2021-01-14

Family

ID=63429090

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
DE112019001095.6T Withdrawn DE112019001095T5 (de) 2018-04-24 2019-04-22 Schaltnetzteil-schaltung

Country Status (5)

Country Link
US (1) US11114935B2 (de)
JP (1) JP6984852B2 (de)
CN (1) CN108521223B (de)
DE (1) DE112019001095T5 (de)
WO (1) WO2019206067A1 (de)

Families Citing this family (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN108521223B (zh) * 2018-04-24 2019-09-13 上海推拓科技有限公司 开关电源电路
CN109166519A (zh) * 2018-09-07 2019-01-08 深圳创维－Rgb电子有限公司 一种oled驱动电源和oled电视
CN109119021A (zh) * 2018-09-07 2019-01-01 深圳创维－Rgb电子有限公司 一种oled驱动电源及oled电视
CN109256966B (zh) * 2018-10-18 2021-02-02 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 交流-直流功率变换器
CN109286237B (zh) * 2018-11-12 2024-03-22 艾体威尔电子技术(北京)有限公司 一种用于控制低功耗后备电池接入或脱离的电路
TWI696336B (zh) * 2019-04-12 2020-06-11 周重甫 無橋式整流器之返馳式電源開關架構
JP7247842B2 (ja) * 2019-09-30 2023-03-29 沖電気工業株式会社 電源装置及び画像形成装置
US11418125B2 (en) 2019-10-25 2022-08-16 The Research Foundation For The State University Of New York Three phase bidirectional AC-DC converter with bipolar voltage fed resonant stages
CN113394994A (zh) * 2020-03-12 2021-09-14 Oppo广东移动通信有限公司 一种电源变换电路及充电设备
CN111342672B (zh) * 2020-04-09 2024-07-23 深圳市华瑞新能源技术有限公司 混合开关移相控制防反灌的充电装置及其控制方法
CN113938019A (zh) * 2021-09-18 2022-01-14 华源智信半导体(深圳)有限公司 电源电路与电子设备

Family Cites Families (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2999077B2 (ja) * 1992-09-14 2000-01-17 オリジン電気株式会社 高力率電源装置
JPH0723560A (ja) * 1993-06-30 1995-01-24 Shindengen Electric Mfg Co Ltd スイッチング電源
US6101108A (en) * 1997-06-06 2000-08-08 Technical Witts, Inc. Regulated input current, regulated output voltage power converter
JP3486603B2 (ja) * 2000-07-06 2004-01-13 Ｔｄｋ株式会社 電源装置
CN101394091B (zh) 2008-08-07 2011-07-27 英飞特电子（杭州）有限公司 电压反馈单级功率因数校正电路
EP2375553A1 (de) * 2009-12-31 2011-10-12 Nxp B.V. Leistungsfaktorkorrekturschaltung
US8723428B2 (en) * 2011-11-17 2014-05-13 General Electric Company LED power source with over-voltage protection
KR20130134786A (ko) 2012-05-31 2013-12-10 주식회사 실리콘웍스 Led 램프 구동을 위한 전원 회로 및 전원 공급 방법 그리고 플라이백 트랜스포머의 일차측 제어 회로
TWI491155B (zh) * 2013-04-02 2015-07-01 Phihong Technology Co Ltd 具功因修正與低輸出漣波之單端控制整合性轉換器
CN203896538U (zh) * 2014-03-20 2014-10-22 浙江駻捷新能源科技有限公司 一种单开关管双Buck-Boost电路级联的LED驱动电源
US20150303813A1 (en) * 2014-04-22 2015-10-22 I Shou University Ac-to-dc power converting device
CN203859682U (zh) * 2014-04-24 2014-10-01 安徽工业大学 低输入电流纹波单开关高增益变换器
US20150311805A1 (en) 2014-04-24 2015-10-29 Ricoh Company, Ltd. Power supply device, image forming apparatus, laser device, laser ignition device, and electronic device
US9780674B2 (en) * 2014-10-28 2017-10-03 Advanced Charging Technologies, LLC Electrical circuit for delivering power to consumer electronic devices
CN107204717B (zh) * 2017-06-07 2020-01-14 福州大学 一种无桥升压型cuk pfc电路
CN108448888B (zh) * 2018-04-10 2019-07-16 上海推拓科技有限公司 开关电源电路
CN108494274B (zh) * 2018-04-10 2019-07-16 上海推拓科技有限公司 用于三相输入的开关电源电路
CN108471232B (zh) * 2018-04-24 2019-10-08 上海推拓科技有限公司 双整流桥式单级功率因素校正电源电路
CN108521223B (zh) * 2018-04-24 2019-09-13 上海推拓科技有限公司 开关电源电路

Also Published As

Publication number Publication date
JP6984852B2 (ja) 2021-12-22
CN108521223A (zh) 2018-09-11
WO2019206067A1 (zh) 2019-10-31
US20200328671A1 (en) 2020-10-15
US11114935B2 (en) 2021-09-07
JP2021517449A (ja) 2021-07-15
CN108521223B (zh) 2019-09-13

Similar Documents

Publication Publication Date Title
DE112019001095T5 (de) Schaltnetzteil-schaltung
DE102004022136B4 (de) Softgeschaltete Leistungswandler
DE102018112088A1 (de) Pwm-gesteuerter resonanzwandler
DE69719945T2 (de) Pulsbreitenmodulierter nullspannungsschaltender Halbbrücken-Gleichspannungssperrwandler
DE68916995T2 (de) Schaltleistungsversorgung.
DE102007015302B4 (de) Konverter, insbesondere für ein Ionentriebwerk
DE60109504T2 (de) Resonanter Leistungsumwandler
DE69632439T2 (de) Unterbrechungsfreies Schaltreglersystem
DE112012001699T5 (de) Resonanter Mehrphasenwandler
DE112012001746T5 (de) Energie-Umwandlungsvorrichtung und mit einer solchen ausgestattete Stromversorgungsvorrichtung in einem Fahrzeug
WO2012113442A1 (de) Gleichspannungswandler und verfahren zum betreiben eines gleichspannungswandlers
DE102015116995A1 (de) Schaltung zur Leistungsfaktorkorrektur und Verfahren zum Betrieb
DE112009004383T5 (de) Isolierte Schaltnetzteilvorrichtung
DE112019001096T5 (de) Schaltnetzteilschaltung
EP1867035B1 (de) Verfahren zum betreiben eines schaltnetzteils mit rückspeisung primärseitiger streuenergie
EP2761735A1 (de) Ansteuervorrichtung und verfahren zum ansteuern eines gleichspannungswandlers
EP2507903B1 (de) Flusswandler mit leistungsfaktorkorrektur
DE10303421A1 (de) Strom-/Spannungswandleranordnung
EP2507902B1 (de) Sperrwandler mit leistungsfaktorkorrektur
DE20107327U1 (de) Durchflußwandler mit verbesserter Rückstellschaltung
DE112010003765T5 (de) Modifizierter NuII-Spannung-Übergang-Vollbrückenwandler und selbigen nutzendeFotovoltaikanordnung
EP1248356A2 (de) Stromversorgungsschaltungsanordnung mit einem DC/DC-Konverter
DE112011103261T5 (de) Spannungsumformervorrichtung
DE10334338A1 (de) Gesteuerter Synchrongleichrichter zum Regeln einer Ausgangsspannung eines Schaltnetzteils
DE4342327C2 (de) Durch eine Batterie unterbruchfrei gestütztes Schaltnetzteil

Legal Events

Date Code Title Description
R012 Request for examination validly filed
R016 Response to examination communication
R119 Application deemed withdrawn, or ip right lapsed, due to non-payment of renewal fee