CN108494274B - 用于三相输入的开关电源电路 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种用于三相输入的开关电源电路，包含第一输入整流电路、第一电容、Boost反馈驱动控制电路，以及一个以上的Boost转换电路；第一输入整流电路对第一电容充电形成第一回路；一个Boost电路中，第二输入整流电路对第二电容充电形成第二回路，第一电感、第二电容、第一开关元件形成第二电容对第一电感充电的第三回路，第一电感、第二电容、第一电容、第一输出整流电路形成第一电感上的电压与第二电容上的电压叠加后，经过第一输出整流电路，对第一电容充电的第四回路。本发明具有高效率、高可靠、低EMI噪音、抗干扰抗浪涌能力强等优点。

Description

用于三相输入的开关电源电路
技术领域
本发明涉及一种具有高效率、简单、易控制等优点的用于三相输入的开关电源电路，可以实现对三线制三相输入功率因数校正，以及电压升压输出的功能。
背景技术
电器设备连接于交流电网的AC-DC电源，需满足IEC61000-3-2的对电流谐波的强制要求。针对不同的设备和应用，IEC61000-3-2提出了Class A,Class B，Class C，Class D的电流谐波的限制标准。(图1)
当前的开关式稳压电源技术对三相PFC的实现，主要使用三相三开关三电平PFC电路(3phase Vienna PFC电路)的方案来应对。此PFC电路功率回路经过多个整流元件和开关元件，损耗大，效率低，同时，控制复杂，又需要控制平衡输出两电容的电压。参见图2所示，由三相全波整流元件(D1，D2，D3，D4，D5，D6)中嵌入三个双向开关组合(Q1，Q2，Q3和其周围各4个整流元件)构成。L1，L2，L3为Boost电感，在双向开关组合的驱动下，在输入电压的正负半周，分别对储能电容C1，C2升压转换。
上述传统的电路方式中，能实现很高的功率因数，能够满足IEC61000-3-2的要求，但会产生以下的问题：
(1)双向开关组合中的两个整流元件，比传统的单相Boost电路，增加了损耗；
(2)需要考虑三相供电的相位，对三组双向开关控制，一般需使用MCU，DSP控制；
(3)需要控制两个输出储能电容(C1，C2)的电压平衡；
(4)在实际应用中，为抑制启动浪涌电流，需串联两个启动浪涌抑制电路在C1，C2的回路中，增加损耗和成本。
(5)Boost电感置于整流电路之前，使Boost电感的交变电流和电压始终浮动于电源内稳定的储能电压，造成严重的EMI噪音。
发明内容
针对现有技术的不足，本发明的发明目的在于提供一种用于三相输入的开关电源电路，该开关电源电路具有控制简单、高效率，低噪音、能实现功率因数校正PFC等优点。
本发明的发明目的通过以下技术方案实现：
一种用于三相输入的开关电源电路，包含第一输入整流电路、第一电容、Boost反馈驱动控制电路，以及三个以上的Boost转换电路；
第一输入整流电路对输入电压进行整流后与第一电容形成对第一电容充电的第一回路；
各Boost转换电路分别用于对一个单相输入作升压转换，一个Boost电路中包含第二输入整流电路、第二电容和Boost电路，Boost电路包含第一电感、第一开关元件和第一输出整流电路；
在一个Boost转换电路中，第二输入整流电路对输入电压进行整流后与第二电容形成对第二电容充电的第二回路；当第一开关元件导通时，第一电感、第二电容、第一开关元件形成第二电容对第一电感充电的第三回路；当第一开关元件截止时，第一电感、第二电容、第一输出整流电路和第一电容形成第一电感上的电压与第二电容上的电压叠加后，经过第一输出整流电路，对第一电容充电的第四回路；第一电容与各第二电容的一端与第一输入整流电路的整流输出同端相连接
第一电容提供能量给负载；
Boost反馈驱动控制电路用于根据一定频率和占空比的斩波驱动各Boost电路中的第一开关元件的导通和截止。
本发明的工作原理是：
针对第一回路，只在电源启动时才工作，用于对第一电容储能。在EMC抗干扰实验中，其可以吸收雷击浪涌、脉冲噪音。当Boost转换电路正常工作时，第一电容的电压大于输入交流的电压峰值，故第一输入整流电路不再有电流通过。
针对第二回路，由于第二电容容值比较小，故第二电容反映的是交流输入的实时电压。
一路Boost转换电路对一路输入线电压进行升压，升压过程由第一开关元件、第二电容、第一电感、第一电容和第一输出整流电路完成。当第一开关元件导通，第一电感被AC输入整流到第二电容的电压励磁储能。当第一开关元件截止，第一电感L1上的感生电压和AC输入整流到第二电容上的电压叠加，对第一电容充电。如此，第一电容上的电压大于AC输入电压，形成Boost升压转换。
各第一开关元件的占空比由Boost反馈驱动控制电路控制，以达到第一电容上稳定的电压或功率输出。
本发明的有益效果在于：
本发明提供的用于三相输入的开关电源电路效率高，成本低，噪音低，EMC表现好，能达到升压再转换输出，能够实现有源功率因数校正。
本发明的第一输出整流电路不处于输入对第一电容充电的回路中，没有输入浪涌的电流冲击，不会造成抗启动浪涌和雷击浪涌能力差的缺陷；第一电感，也不处于输入对第一电容充电的回路中，不需要旁路整流元件来防止输入浪涌电流造成的第一电感的饱和。
当电源在正常工作时，第一回路处于截止状态，隔断了输入线与第一电容负端的连接，使Boost转换电路之后所应用的DC-DC电源电路的EMI共模噪音对输入电网呈现高阻抗，DC-DC电路的共模EMI噪音，只能通过第一回路与各第二回路公共路径传输到输入线。再由于第一回路处于截止状态，Boost转换电路之后所应用的DC-DC的EMI差模噪音只有一极(第一电容的电压正端)通过第一输入整流电路连接到输入线，无法形成回路，故实际上差模噪音对输入电网亦呈现高阻抗。采用本发明的开关电源电路，可以极大地降低EMI的噪音，降低材料和解决时间的成本。采用本发明软开关技术设计的Boost转换电路，又可以减低EMI的高频辐射噪音。
三路Boost转换电路呈并联模式，其转换的效率和技术可靠性与单相Boost转换电路一样，没有如三相三开关三电平PFC电路的过多的串联的整流元件的损耗；并且，三个Boost转换电路的EMI噪音，和单相Boost转换电路一样，比较容易解决。
附图说明
图1是表示IEC61000-3-2的交流输入谐波要求。
图2是传统的三相三开关三电平PFC电路的开关电源电路。
图3是实施例一中所述用于三相输入的开关电源电路的结构示意图。
图4A是实施例一中所述的第一回路、第二回路示意图。
图4B是实施例一中所述的第三回路示意图。
图4C是实施例一中所述的第四回路示意图。
图5是实施例二所述的用于三相输入的开关电源电路的电路示意图。
图6是实施例三所述的用于三相输入的开关电源电路的电路示意图。
图7A是实施例三所述的开关电源电路处于工作状态1的电流回路图。
图7B是实施例三所述的开关电源电路处于工作状态2的电流回路图。
图7C是实施例三所述的开关电源电路处于工作状态3-1的电流回路图。
图7D是实施例三所述的开关电源电路处于工作状态3-2的电流回路图。
图7E是实施例三所述的开关电源电路处于工作状态4的电流回路图。
图8A是实施例三所述的开关电源电路的工作波形图一。
图8B是实施例三所述的开关电源电路的工作波形图二。
图8C是实施例三所述的开关电源电路的工作波形图三。
图9是实施例四所述的开关电源电路的电路示意图。
图10是实施例四所述的开关电源电路的控制波形图。
具体实施方式
下面结合附图和实施例对本发明作进一步的详细说明。
<实施例一>
本实施例所示的用于三相输入的开关电源电路，参见图3所示，包含第一输入整流电路、第一电容、Boost反馈驱动控制电路，以及一个以上的Boost转换电路。各Boost转换电路分别用于对一个单相输入作升压转换，在本实施例中作为例举采用了三路相同的Boost转换电路，各Boost转换电路依次不重复地连接到三相交流输入电压其中的两极(R,T,S中两极)，但不排除可以采用不同结构的Boost转换电路以可以达到同样效果。
第一输入整流电路对输入电压进行整流后，与第一电容C1形成对第一电容C1充电的第一回路。
任意Boost转换电路包含第二输入整流电路、第二电容、第一电感、第一开关元件和第一输出整流电路。
在一个Boost转换电路中，及由整流元件D1、D2、D3(或D1，D4，D5；或D1.D6，D7)构成的第二输入整流电路形成对第二电容充电的第二回路，第一电容与各第二电容的一端与第一输入整流电路的整流输出同端相连接；参见图4A所示为正端相连接例子；
在一个Boost转换电路中，当第一开关元件导通时，第一电感、第二电容、第一开关元件形成第二电容对第一电感充电的第三回路，参见图4B所示；当第一开关元件截止时，第一电感、第二电容、第一输出整流电路和第一电容形成第一电感上的电压与第二电容上的电压叠加后，经过第一输出整流电路，对第一电容充电的第四回路，参见图4C所示；
第一电容提供能量给负载；
Boost反馈驱动控制电路用于根据一定频率和占空比的斩波驱动各第一开关元件的导通和截止。
为便于说明，本实施例中第一输入整流电路、第二输入整流电路、第一输出整流电路作为举例选用最常见的桥式整流器和二极管组成，其它能达到与桥式整流器和二极管同等效果的电子元件均可代替桥式整流器和二极管。第一输入整流电路由桥式整流器D1组成。第一路Boost转换电路中，由桥式整流器D1、二极管D2、二级管D3组成第二输入整流电路，电容C2作为第二电容，电感L1作为第一电感，开关元件Q1作为第一开关元件，二极管D8作为第一输出整流电路。第二路Boost转换电路中，由桥式整流器D1、二极管D4、二级管D5组成第二输入整流电路，电容C3作为第二电容，电感L2作为第一电感，开关元件Q2作为第一开关元件，二极管D9作为第一输出整流电路。第三路Boost转换电路中，由桥式整流器D1、二极管D6、二级管D7组成第二输入整流电路，电容C4作为第二电容，电感L3作为第一电感，开关元件Q3作为第一开关元件，二极管D10作为第一输出整流电路。本实施例以第一路Boost转换电路进行举例说明，第二路Boost转换电路、第三路Boost转换电路与第一路Boost转换电路原理相同。
根据上述开关电源电路，开关电源电路包含二部分内容。
第一部分，双整流部分：参见图4A中①部分所示，由桥式整流器D1构成的第一输入整流电路对三相AC输入电压进行全波整流，其能量储存在第一电容C1中，当Boost转换电路工作后，Boost转换电路输出的能量使第一电容C1上的电压大于AC输入电压，AC输入电压不再对第一电容C1充电；当Boost转换电路的能量输出不足于使第一电容C1上电压大于AC输入电压，AC输入可以继续对第一电容C1充电。参见图4A中②部分所示，桥式整流器D1，和二极管D2、二极管D3构成第二输入整流电路对作为第二电容的电容C2的进行全波整流，对电容C2进行充电，由于电容C2的容量小，电容C2上的电压，基本接近AC输入电压的全波整流后的波形。在有源PFC Boost转换电路中，第二电容的主要作用是滤除高频开关噪音，以减小EMI干扰。
第二部分，Boost转换部分：
在本实施例中，第一电感即可以工作在不连续电流模式(discontinuous currentmode：DCM)，也可以工作在连续电流模式(continuous current mode：CCM),第一开关元件工作在硬开关模式下。
工作原理：(以第一路Boost转换电路为例进行说明)
1)工作状态1：作为第一开关元件的开关元件Q1导通，如图4B所示。
第一电容C1上是储能的电压，也是供给负载的输出电压。作为第二电容的电容C2上反映的是整流后AC的瞬间电压。
当反映AC输入电压变化的电容C2上的能量，经过开关元件Q1，流进电感L1，回路及方向如虚线箭头所示，Boost型升压转换的能量储存在电感L1内。
工作状态2：作为第一开关元件的开关元件Q1截止，如图4C所示。.
开关元件Q1截止，储存在电感L1中的能量，在开关元件Q1截止后瞬间，产生感生电压，其与电容C2上的电压叠加后，经过二极管D4，对第一电容C1充电，完成Boost转换电路的升压转换(虚线)。
当电感L1的能量在进入下一次循环回到工作状态1时，电感L1的能量没有放完，为连续模式。当电感L1的能量在进入下一次循环回到工作状态1前，电感L1的能量已经放完，则为不连续模式。
如此从工作状态1到工作状态2，循环反复。
第一路Boost转换电路，通过电感L1、电容C2分别在开关元件Q1的导通和截止时间段，根据AC的电压和相位变化，从AC输入中吸取能量，使AC输入电流同步与AC输入电压，以实现功率因数校正的功能。三路独立的Boost转换电路工作原理一致，它们可以同步开关驱动，控制简单，也可以三者移相开关驱动，以减少输出纹波，均衡元件散热。
Boost反馈驱动控制电路可以由硬件实现：由取样电路、运算放大器构成的自动控制电路、比较器、和三角波发生器组成，得到PWM斩波驱动输出。Boost反馈驱动控制电路也可以使用MCU，DSP等用软件进行自动控制PWM；PWM的占空比是控制输出功率的控制要素，输出功率指输出的电压、电流以及它们的乘积，即提供多少瓦的电源功率，实际应用还分恒流输出、恒压输出、恒功率输出，对关注的电流、电压和功率进行控制。
值得注意的是，电感L1、L2、L3的磁复位的关系是Vin*Duty＝(Vdc-Vin)*(1-Duty)，可以得出：
Duty(max)＝(Vdc-Vin)/Vdc
当Vin在正弦波峰附近时，Vin接近Vdc，如此Duty(max)必须很小，才能达到电压时间的平衡，实现磁复位。如果DC-DC的工作Duty大于Duty(max)，则电感L1、L2、L3饱和，造成Q2损坏。
可以采用以下方式解决电感L1、L2、L3磁复位的问题：
Boost反馈驱动控制电路对Boost转换电路的参数状态如输入瞬时电压和Boost输出电压的监视，通过逻辑或数学运算得出防止Boost电感不能磁复位而饱和的最大占空比Duty(max)，限制PWM的占空比。实际工作占空比为设定占空比和最大占空比Duty(max)的两者最小值。
Boost转换电路，通过电感L1、L2、L3、电容C2、C3、C4分别在开关元件Q1、Q2、Q3的导通和截止时间段，根据AC的电压和相位变化，从AC输入中汲取能量，使AC输入电流同步与AC输入电压，以实现功率因数校正的功能。
<实施例二>
本实施例与实施例一的区别是：是在第一回路上串联防止输入浪涌电流的输入浪涌限制电路Rth1，以抑制电源启动时输入的瞬间浪涌电流，参见图5所示。输入浪涌限制电路Rth1不在各第二回路、第三回路、第四回路中，所以仅在电源启动时有电流流过时使用，启动后正常工作时是零损耗的。同时输入浪涌限制电路Rth1可以只使用一般能抗击浪涌的电阻，成本低，选用大阻值的电阻可以减小启动浪涌电流，而不增加损耗，不再有启动浪涌电流与效率以及电源启动能力的设计妥协，提升了电源的特性。将电阻和容性、感性阻抗的配合使用，还能提高对EMC雷击、噪音的吸收能力。这种双整流输入结构，与传统的Boost型AC-DC中高损耗的热敏电阻或昂贵的继电器回路相比，提高了效率，降低了温度，又减少了成本。
本实施例的工作原理和实施例一一致。
<实施例三>
本实施例是对实施例一、二中所述的第一输出整流电路进行等同替代，由第二开关元件作为第一输出整流电路。在本实施例中，开关元件Q4作为第一路Boost转换电路中的第二开关元件，开关元件Q5作为第二路Boost转换电路中的第二开关元件，开关元件Q6作为第三路Boost转换电路中的第二开关元件，由Boost反馈驱动控制电路控制作为第一开关元件的开关元件Q1、Q2、Q3与作为第二开关元件的开关元件Q4、Q5、Q6的工作状态，第一开关元件与第二开关元件可设计工作在软开关模式下，见图6所示。
在本实施例中，如果第一电感工作在连续电流模式(CCM)下，第一开关元件工作在硬开关模式下，硬开关模式的工作原理与实施例一一致。
第一电感也可以工作在不连续电流模式(DCM)下，当第一电感上的电流归零以及第一输出整流电路的截止后，利用第一电容C1的电压对第二电容与第一电感充电的谐振电流，迫使谐振电流流过第一开关元件的体二极管，对第一开关元件的寄生电容放电，使之后的第一开关元件开通，形成零电压软开关模式。
软开关模式的工作原理：(图7A，图7B，图7C，图7D，图7E)(以第一路Boost转换电路为例进行说明)
1)工作状态1：作为第一开关元件的开关元件Q1导通，作为第二开关元件的开关元件Q4截止，如图7A所示。
第一电容C1上是储能的电压，也是Boost转换电路的输出电压。作为第二电容的电容C2上反映的是整流后AC的瞬间电压。
当反映AC输入电压变化的电容C2上的能量，经过开关元件Q1流进电感L1，回路及方向如虚线箭头所示，Boost型升压转换的能量储存在电感L1内。
2)工作状态2：开关元件Q1截止，开关元件Q4维持截止，如图7B。
开关元件Q1截止，储存在电感L1中的能量在开关元件Q1截止后瞬间产生感生电压，感生电压与电容C2上的电压叠加后，经过开关元件Q4的体二极管，对第一电容C1充电，完成Boost转换电路升压转换(虚线)。此Boost转换电路上的电流同时对开关元件Q4的寄生电容放电，为下一状态中开关元件Q4的零电压开通做准备。
3)工作状态3-1：开关元件Q1维持截止，开关元件Q4导通，如图7C。.
电感L1能量继续释放，与电容C2上的电压叠加后，经过导通的开关元件Q4对第一电容C1继续充电。开关元件Q4为接近零电压导通，减少了开关损耗和导通损耗。
4)工作状态3-2：开关元件Q1维持截止，开关元件Q4维持导通，如图7D。
电感L1的能量释放完，Boost转换电路的电流归零后，第一电容C1上的电压经过导通的开关元件Q4对电感L1、电容C2的谐振电路充电。
5)工作状态4：开关元件Q1维持截止，开关元件Q4截止，如图7E。
开关元件Q4的截止使谐振电流流过开关元件Q1的体二极管，并对开关元件Q1的寄生电容放电，形成零电压，为之后的开关元件Q1接近零电压导通做准备。
设计Boost电感工作于DCM模式，Boost反馈驱动控制电路对电感L1的电流进行归零检测，通过控制开关元件Q4的截止时间，以调节电感L1的电流归零后的谐振电流的大小，从而控制对开关元件Q1的寄生电容的放电快慢，在开关元件Q1与开关元件Q4都处于截止时的死区时间内，对开关元件Q1的寄生电容有效放电，使开关元件Q1随后接近零电压导通。
以上工作状态1到工作状态4，循环反复，形成谐振式Boost转换。
三路独立的Boost转换电路工作原理一致，它们可以同步开关驱动，控制简单，也可以三者移相开关驱动，以减少输出纹波，均衡元件散热。
图8A是本实施例的工作波形图一。开关元件Q1和开关元件Q4的寄生电容如前所述，分别被谐振电流和Boost电流放电，工作在软开关ZVS模式下。
为了防止电感L1、L2、L3与电容C2、C3、C4的谐振电流进入容性区，在低输入电压瞬间的区间，需要强制最大占空比工作。图8B是本实施例中，在强制最大占空比的工作条件下的工作波形图。
和第1实施方式一样，在高输入电压瞬间的区间时，需要有Duty(max)的限制，图8C是本实施例中，在Duty(max)的限制模式下的工作波形图。
在本实施例中，使用低阻抗的开关元件作为第一输出整流电路，不仅可以降低导通损耗，还可以利用Boost转换电路的不连续Boost电流的谐振，实现Boost开关元件的ZVS，使Boost转换电路工作在软开关模式，降低损耗，进一步提高了电源的效率，并且减少高频噪音辐射。如果用开关元件代替输入整流元件，还可以实现无桥PFC的效果，并同以上所述效果结合，使整体的此双整流BoostPFC电路效率优于无桥PFC。
根据实例一和实例三中对第一输出整流电路的描述，本领域的技术人员能想到的第一输出整流电路的替代方案均应落入权利要求书的保护范围。
<实施例四>
本实施例是对实施例一、实施例二、实施例三中第二输入整流电路进行替代说明，在本实施例中，各第二输入整流电路由第三开关元件、第四开关元件与全桥整流器D1构成。在第一路Boost转换电路，由开关元件Q7作为第三开关元件，由开关元件Q8作为第四开关元件。在第二路Boost转换电路，由开关元件Q9作为第三开关元件，由开关元件Q10作为第四开关元件。在第三路Boost转换电路，由开关元件Q11作为第三开关元件，由开关元件Q12作为第四开关元件。第三开关元件、第四开关元件为低阻抗开关元件如场效应管等，如图9所示，以实现高效，节能的目的。
Boost转换电路工作原理和实施例一一致。
整流部分，对第一电容C1的充电方式和实施例一相同。
对第二电容的整流充电，以第一路Boost转换电路为例进行举例说明，由输入AC相位监控整流控制电路对输入AC电压和相位监控，以控制开关元件Q7、开关元件Q8的同步导通和截止，实现全波整流对作为第二电容的电容C2充电。由于在AC正向半波过程中，开关元件Q7或开关元件Q8可设计成持续导通，没有开关损耗，故其效率优于无桥(Bridgeless)PFC电路。控制开关元件Q7、开关元件Q8的驱动死区时间，可以提高抗浪涌能力。图10为输入相位监控整流控制后的波形例图。
以上，使用附图和实施方式对本发明进行了说明。但是，本发明并不限定于上述说明的实施方式。本领域技术人员在本发明的实质的宗旨和范围内，对应于需要，可以作各种各样的组合以及变形。这些变形或应用也属于本发明的技术范围。例如，本发明中所提第一电容、第二电容、第一电感可以是一个，也可以是多个串并联的组合，所提电路可以是单个元件组成，也可以是多个元件组成。

Claims (10)

1.一种用于三相输入的开关电源电路，包含第一输入整流电路、第一电容、Boost反馈驱动控制电路，以及一个以上的Boost转换电路，其特征在于：
所述第一输入整流电路对输入电压进行整流后与第一电容形成对第一电容充电的第一回路；
各Boost转换电路分别用于对一个单相输入作升压转换，一个Boost转换电路中包含第二输入整流电路、第二电容和Boost电路，Boost电路包含第一电感、第一开关元件和第一输出整流电路；
在一个Boost转换电路中，第二输入整流电路对输入电压进行整流后与第二电容形成对第二电容充电的第二回路；当第一开关元件导通时，第一电感、第二电容、第一开关元件形成第二电容对第一电感充电的第三回路；当第一开关元件截止时，第一电感、第二电容、第一输出整流电路和第一电容形成第一电感上的电压与第二电容上的电压叠加后，经过第一输出整流电路，对第一电容充电的第四回路；第一电容与各第二电容的一端与第一输入整流电路的整流输出同电压极性端相连接；
所述第一电容提供能量给负载；
所述Boost反馈驱动控制电路用于根据一定频率和占空比的斩波驱动各Boost电路中的第一开关元件的导通和截止。
2.根据权利要求1所述的一种用于三相输入的开关电源电路，其特征在于还包含输入浪涌限制电路，位于第一回路内，且与各第二回路、第三回路、第四回路不重叠处。
3.根据权利要求2所述的一种用于三相输入的开关电源电路，其特征在于输入浪涌限制电路为阻抗、感抗、容抗的任意组合。
4.根据权利要求1或2或3的一种开关电源电路，其特征在于还包含输入交流相位监控整流控制电路，所述各第二输入整流电路包含第三开关元件、第四开关元件，在一个Boost转换电路中，第三开关元件、第四开关元件的一端连接在第二电容和第一电感之间，第 三开关元件、第四开关元件的另一端连接到电源输入端，输入交流相位监控整流控制电路根据输入AC的电压和相位变化控制各第 三开关元件、第四开关元件同步导通或截止。
5.根据权利要求1所述的一种用于三相输入的开关电源电路，其特征在于各所述第一输出整流电路为第二开关元件，在一个Boost转换电路中，当第四回路对第二开关元件的寄生电容放电之后，第二开关元件零电压导通，Boost反馈驱动控制电路控制各第二开关元件的导通和截止。
6.根据权利要求5所述的一种用于三相输入的开关电源电路，其特征在于各所述第一电感工作在不连续电流模式下，在一个Boost转换电路中，当第一电感的电流归零后，利用第一电容的电压经过第二开关元件对第二电容与第一电感充电的谐振电流，并控制第二开关元件的截止，对第一开关元件的寄生电容放电之后，使第一开关元件形成零电压软开关模式。
7.根据权利要求6所述的一种用于三相输入的开关电源电路，其特征在于：
所述Boost反馈驱动控制电路对各第一电感的电流进行归零检测，在一个Boost转换电路中，当第一电感的电流归零后，通过控制第二开关元件的截止时间以调节第一电感的电流归零后的谐振电流的大小，从而控制对第一开关元件的寄生电容的放电快慢，在第一开关元件与第二开关元件都处于截止时的死区时间内，对第一开关元件的寄生电容有效放电，使第一开关元件随后形成零电压软开关模式。
8.根据权利要求5或6或7所述的一种用于三相输入的开关电源电路，其特征在于：
所述Boost反馈驱动控制电路根据输入电压、输出电压或负载的变化，动态调整各第一开关元件和第二开关元件的互补驱动信号的死区时间。
9.根据权利要求1或2或3所述的一种用于三相输入的开关电源电路，其特征在于所述Boost反馈驱动控制电路对各Boost转换电路的输入瞬时电压和输出电压进行监视，通过逻辑或数学运算得出防止各第一电感不能磁复位而饱和的最大占空比，限制各第一开关元件导通时间。
10.根据权利要求1或2或3所述的一种用于三相输入的开关电源电路，其特征在于
三个以上的Boost转换电路之间通过Boost反馈驱动控制电路实现或同步、或交错、或移相运行。
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