WO2015063869A1 - 直流電源装置及び冷凍サイクル機器 - Google Patents

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庄太 神谷
和徳 畠山
典和 伊藤
健太 湯淺
昭二 磯田
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三菱電機株式会社
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    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present invention relates to a DC power supply device and a refrigeration cycle apparatus including the DC power supply device.
  • Patent Document 1 discloses a DC power supply device capable of converting single-phase AC to DC and boosting the output voltage with a simple configuration.
  • the present invention has been made in view of the above, and it is possible to suppress an excessive inrush current generated at the start of a switching operation and to obtain a DC power supply device capable of preventing element destruction and circuit burnout. Objective.
  • the present invention is a DC power supply device that converts alternating current from a three-phase alternating current power supply into direct current and supplies it to a load, and has a reactor on the input side or output side.
  • a rectifier circuit connected to rectify an alternating current from the three-phase alternating current power supply; a first capacitor and a second capacitor connected in series between output terminals to the load; the first capacitor and the second capacitor;
  • a charging unit that selectively charges one or both of the capacitors, and a control unit that controls the charging unit, wherein the control unit starts charging the first capacitor and the second capacitor.
  • the charging current is suppressed by reducing the on-duty so as to suppress the charging peak current to the first capacitor and the second capacitor to be less than the allowable value of the charging means or the rectifier circuit. , Then gradually on duty has elapsed a preset time to reach the on-duty at the time of steady state and controls to be larger.
  • the present invention it is possible to suppress an excessive inrush current generated at the start of the switching operation, and to obtain a direct current power supply device capable of preventing element destruction and circuit burnout.
  • FIG. 1 is a diagram of a configuration example of the DC power supply device according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a correspondence relationship between the switching control of the first switching element and the second switching element and the capacitor to be charged in the DC power supply device according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating an operation mode of the DC power supply device according to the first embodiment.
  • FIG. 4 is a diagram of an example showing a switching pattern, a converter output DC voltage, and an example of a simulation waveform of each phase current of three-phase AC in the DC power supply device according to the first embodiment.
  • FIG. 1 is a diagram of a configuration example of the DC power supply device according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a correspondence relationship between the switching control of the first switching element and the second switching element and the capacitor to be charged in the DC power supply device according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating an operation mode of the DC power supply device according to the first embodiment.
  • FIG. 5 is a comparative example showing a switching pattern, a converter output DC voltage, and an example of a simulation waveform of each phase current of three-phase AC in a conventional DC power supply device.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating a switching signal generated when the control unit of the DC power supply device according to the first embodiment starts and at the steady state.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating an example of a switching signal generation method performed by the control unit of the DC power supply device according to the first embodiment.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating an example of control performed by the control unit of the DC power supply device according to the second embodiment.
  • FIG. 9 is a diagram of a configuration example of the DC power supply device according to the third embodiment.
  • FIG. 10 is a diagram of a configuration example of the refrigeration cycle apparatus according to the fourth embodiment.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration example of a first embodiment of a DC power supply device according to the present invention.
  • a DC power supply device 10 shown in FIG. 1 converts a three-phase alternating current supplied from a three-phase alternating current power supply 1 into a direct current and supplies it to a load 11.
  • the load 11 the inverter load which drives the compressor motor used for refrigeration cycle equipment can be illustrated.
  • the DC power supply device 10 includes a rectifier circuit 2 that rectifies three-phase AC, a reactor 3 connected to the output side of the rectifier circuit 2, a first capacitor 6a and a first capacitor 6a connected in series between output terminals to a load 11. 2 capacitor 6b, charging unit 7 that selectively charges first capacitor 6a and second capacitor 6b, control unit 8 that controls charging unit 7, and power supply voltage detection that detects a three-phase AC voltage Part 9.
  • the power supply voltage detection unit 9 detects a line voltage of two phases (r phase and s phase) of the three phase AC supplied from the three phase AC power source 1.
  • terminals 12a to 12d are shown for convenience of explanation.
  • the rectifier circuit 2 is a three-phase full-wave rectifier circuit in which six rectifier diodes are connected by a full bridge.
  • the reactor 3 is a DC reactor, but the reactor 3 may be an AC reactor disposed on the input side of the rectifier circuit 2.
  • the charging unit 7 includes a first switching element 4a, a second switching element 4b, a first backflow prevention element 5a, and a second backflow prevention element 5b.
  • the first switching element 4a controls charging of the second capacitor 6b.
  • the second switching element 4b controls charging of the first capacitor 6a.
  • Examples of the first switching element 4a and the second switching element 4b include a power transistor, a power MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Emission Transistor), and an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor).
  • the first backflow prevention element 5a is connected in the forward direction from the collector of the first switching element 4a toward the connection point between the first capacitor 6a and the load 11, and the charge charged in the first capacitor 6a. Is prevented from flowing back to the first switching element 4a.
  • the second backflow prevention element 5b is connected in the forward direction from the connection point of the second capacitor 6b and the load 11 toward the emitter of the second switching element 4b, and the charge charged in the second capacitor 6b. Is prevented from flowing back to the second switching element 4b.
  • the first capacitor 6a and the second capacitor 6b have the same capacity, and the first switching element 4a and the second capacitor 6b connected in series are connected between the first capacitor 6a and the second capacitor 6b connected in series. It is connected between the switching elements 4b.
  • the control unit 8 controls the DC voltage supplied to the load 11 by controlling on / off of the first switching element 4a and the second switching element 4b. Switching control performed by the control unit 8 will be described below with reference to FIG.
  • FIG. 2 is a diagram showing a correspondence relationship between the switching control of the first switching element 4a and the second switching element 4b and the charged capacitor (state) in the DC power supply device of the present embodiment.
  • both the first switching element 4a and the second switching element 4b are turned off, both the first capacitor 6a and the second capacitor 6b are charged (FIG. 2A).
  • condenser charged can be selected by switching ON / OFF of the 1st switching element 4a and the 2nd switching element 4b. Further, as described below, the DC voltage supplied to the load 11 can be controlled.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating an operation mode of the DC power supply device 10 according to the present embodiment.
  • the operation mode of the DC power supply device 10 includes a full-wave rectification mode (FIG. 3A) in which the first switching element 4a and the second switching element 4b are always turned off, and the first switching element 4a and the second switching element 4b.
  • a boosting mode (FIGS. 3 (Ba) to (Bc)) in which the switching elements 4b are alternately turned on can be cited.
  • the boost mode includes a boost mode a (double voltage mode) in which the on-duty of the first switching element 4a and the second switching element 4b shown in FIG. 3 (Ba) is 50%, and FIG. -B), the step-up mode b in which the on-duty of the first switching element 4a and the second switching element 4b is less than 50%, and the first switching element 4a and the second switching element 4b shown in FIG.
  • a boost mode c in which the on-duty of the switching element 4b is larger than 50% can be mentioned.
  • both the first switching element 4a and the second switching element 4b are always turned off, and the voltage that is full-wave rectified by the rectifier circuit 2 is the output voltage.
  • This output voltage is set to V 0 .
  • the timing at which the first switching element 4a is turned on and the timing at which the second switching element 4b is turned off are ideally the same.
  • the timing at which the first switching element 4a is turned off and the timing at which the second switching element 4b is turned on are ideally the same, and the state of FIG. 2B and the state of FIG. 2C are repeated.
  • the output voltage at this time is twice the output voltage in the full-wave rectification mode shown in FIG. That is, the output voltage at this time is 2V 0.
  • a short-circuit prevention time (generally referred to as dead time) for preventing simultaneous short-circuit between the first switching element 4a and the second switching element 4b may be provided.
  • the timing is ideally ideal.
  • step-up mode b shown in FIG. 3 (Bb) there is a “simultaneous off period” in which both the first switching element 4a and the second switching element 4b are simultaneously turned off.
  • the operation in the boost mode b shown in FIG. 3 (Bb) is represented by the reference numerals in FIG. 2, from (B) to (A), from (A) to (C), from (C) to (A), The transition from (A) to (B) is repeated periodically.
  • the output voltage at this time is between the output voltage V 0 in the full-wave rectification mode shown in FIG. 3 (A) and the output voltage 2V 0 in the boost mode a (double voltage mode) shown in FIG. 3 (Ba). Voltage value.
  • step-up mode c shown in FIG. 3 (Bc) there is a “simultaneous on period” in which both the first switching element 4a and the second switching element 4b are simultaneously turned on.
  • the operation in the boost mode c shown in FIG. 3 (Bc) is represented by the reference numerals in FIG. 2, from (B) to (D), from (D) to (C), from (C) to (D), The transition from (D) to (B) is periodically repeated.
  • state (D) that is, the “simultaneous on period”
  • energy is accumulated in the reactor 3.
  • the output voltage at this time is higher than the output voltage 2V 0 in the boost mode a (double voltage mode) shown in FIG.
  • the output voltage (DC voltage) to the load 11 can be controlled.
  • the “charging frequency” is a “switching frequency” that is the reciprocal of the charging cycle
  • the “charging cycle” is a combination of a charging period and a non-charging period of the first capacitor 6a and the second capacitor 6b.
  • a period, that is, a period obtained by combining one set of the ON period and the OFF period of the first switching element 4a and the second switching element 4b is defined as one cycle.
  • the “charging frequency” is used, and the first switching element 4a and the second switching element 4b are mainly used.
  • the “switching frequency” is used for.
  • FIG. 5 shows a switching pattern and a converter output DC voltage in a conventional DC power supply device (a DC power supply device that starts driving the DC power supply device 10 at a duty ratio of 50% as in a steady state at the start of charging operation).
  • a DC power supply device that starts driving the DC power supply device 10 at a duty ratio of 50% as in a steady state at the start of charging operation.
  • FIG. 5A shows a simulation waveform of the output voltage of the converter circuit
  • FIG. 5B shows a simulation waveform of the r-phase, s-phase, and t-phase current waveforms of the three-phase alternating current.
  • FIG. 5C shows a switching pattern of the first switching element 4a
  • FIG. 5D shows a switching pattern of the second switching element 4b.
  • the r-phase current waveform is indicated by a thick line
  • the s-phase current waveform is indicated by a dotted line
  • the t-phase current waveform is indicated by a thin solid line.
  • the excessive inrush current is, for example, more than twice the phase current in a steady state.
  • FIG. 4 shows an embodiment of the present invention in comparison with the comparative example.
  • FIG. 4 is a diagram of an embodiment showing a switching pattern in the DC power supply device 10 by applying the present invention, an example of a simulation waveform of a converter output DC voltage, and an example of a simulation waveform of each phase current of three-phase AC.
  • It is. 4A shows an example of the simulation waveform of the bus voltage
  • FIG. 4B shows an example of the simulation waveform of the current of each phase (r phase, s phase, t phase) of the three-phase alternating current.
  • (C) shows the switching pattern of the first switching element 4a
  • FIG. 4 (d) shows the switching pattern of the second switching element 4b. Note that the scale of the vertical axis is different between FIGS. 4 (a) and 5 (a), and FIGS. 4 (b) and 5 (b).
  • the on-duty is set to a sufficiently small value so that the change of the initial transient charging current (inrush current) becomes small at the start of the charging operation. That is, the on-duty is set to a sufficiently small value so as to be a change amount that can be calculated from the capacitor capacity and can suppress the inrush current.
  • the on-duty is set to a sufficiently small value so as to be a change amount that can be calculated from the capacitor capacity and can suppress the inrush current.
  • the rectifier circuit is a single-phase or three-phase full-wave rectifier circuit in which four rectifier diodes are connected in a full bridge
  • Switching control is performed at a duty ratio of 50% during steady state due to imbalance of the first capacitor 6a and the second capacitor 6b, power factor improvement, and boosting effect of the bus voltage, and no special control is performed at the start of charging. It was.
  • the control unit 8 performs a switching operation by controlling the on-duty to be small.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating switching signals generated by the control unit 8 at the start of the charging operation and during the steady state.
  • the on-duty is controlled to be small at the start of the charging operation and the subsequent change in on-duty gradually increases, and then the desired bus voltage can be output until the on-duty reaches 50% in the steady state. Raised until In this way, by controlling the on-duty change to gradually increase, the inrush current that occurs after the start of the charging operation can be suppressed.
  • the on-duty may be changed so that the on-duty becomes 0% by gradually decreasing the on-duty before the switching operation of the first switching element 4a and the second switching element 4b is stopped. .
  • the on-duty is reduced at the start of the charging operation, and the subsequent change of the on-duty is controlled so as to increase gradually. Inrush current can be suppressed.
  • the charging time of the first capacitor 6a and the second capacitor 6b that is, the on-duty of the first switching element 4a and the second switching element 4b is set to a small value.
  • the on-duty change thereafter is controlled to gradually increase.
  • the DC power supply device 10 shown in FIG. 1 includes a power supply voltage detection unit 9 that detects a three-phase AC voltage. Therefore, the control unit 8 refers to the detection voltage value of the three-phase alternating current obtained from the detection result of the power supply voltage detection unit 9, and according to this, the first switching element 4a and the second switching element 4b in the boost mode. It is possible to control so as to change the on-duty.
  • the line voltage between the rs phases of the three-phase alternating current is detected.
  • the present invention is not limited to this, and the line voltage between the s t phases or the tr phases is calculated. It may be configured to detect, may be configured to detect all three phase voltages, and may be configured to detect the phase voltage instead of the line voltage.
  • the on-time is gradually increased from the start of the charging operation to the steady state so as to reach the steady-state on-duty.
  • the on-duty is reduced, and thereafter, the on-time is gradually changed to control to shift to the boost mode.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating an example of a switching signal generation method performed by the control unit 8.
  • the horizontal axis indicates time
  • the vertical axis indicates voltage.
  • the switching signal generation method shown in FIG. 7 is a PWM (Pulse Width Modulation) method. Specifically, the signal waves Vup * and Vun * of the voltage command signal are compared with a carrier signal (carrier wave) having a predetermined frequency which is a half value of the bus voltage (Vdc / 2), and the switching signal is determined by the magnitude relationship between them. Up and Un are generated.
  • PWM Pulse Width Modulation
  • the voltage values of the carrier signal and the voltage command signal Vup * are compared.
  • the first switching element 4a is Turn on.
  • the voltage values of the carrier signal and the voltage command signal Vun * are compared.
  • the second switching element 4b is turned on by the switching signal Un. .
  • the signal waves Vup * and Vun of the voltage command signal are used.
  • the degree of decrease in the voltage value of * that is, the absolute value of the slope of the signal waves Vup * and Vun * of the voltage command signal shown in FIG. 7 should be reduced.
  • FIG. 7 shows an example in which the change in on-duty is reduced. According to the triangle formed by the carrier wave and the signal wave of the voltage command signal, if the first on-time of the switching element 4a is t, 2 The third on-time is 3t, the third on-time is 5t, and the fourth on-time is 7t. Similarly, when the first on-time of the switching element 4b is T, the second on-time is 2T, the third on-time is 3T, and the fourth on-time is 4T.
  • the distortion rate of each phase current can be minimized, and the power factor can be improved and the harmonic current can be suppressed.
  • the DC power supply device 10 is a DC power supply device 10 that converts alternating current from the three-phase alternating current power supply 1 into direct current and supplies the direct current to the load 11.
  • a reactor 3 is connected, a rectifier circuit 2 for rectifying the alternating current from the three-phase alternating current power supply 1, a first capacitor 6a and a second capacitor 6b connected in series between output terminals to the load 11,
  • a charging unit (charging unit 7) that selectively charges one or both of the first capacitor 6a and the second capacitor 6b, and a control unit 8 that controls the charging unit (charging unit 7).
  • the control unit 8 controls the charging unit 7 so as to suppress the charging current at the start of charging the first capacitor 6a and the second capacitor 6b.
  • the control unit 8 determines the charge peak current to the first capacitor 6a and the second capacitor 6b at the start of charging to the first capacitor 6a and the second capacitor 6b.
  • the on-time within one cycle consisting of one charge period and one non-charge period of the first capacitor 6a and the second capacitor 6b is shortened (the on-duty is reduced) so as to suppress the rectifier circuit below the allowable value.
  • To suppress the charging current and then control so that the on-time is gradually increased (the on-duty is increased) after a preset time elapses until the steady-state on-duty is reached. Therefore, an excessive inrush current does not occur in each phase current of the three-phase AC. In this way, element damage and circuit burnout can be prevented, each phase current is not unbalanced, the distortion rate of each phase current is minimized, the power factor is improved, and the harmonic current is reduced. Can be suppressed.
  • the charging unit 7 includes a second switching element 4b that controls charging of the first capacitor 6a, a second switching element 4b that controls charging of the first capacitor 6a, and a first capacitor.
  • the first switching element 4a and the second switching element 4b are alternately turned on.
  • control unit 8 controls the operation mode of the DC power supply device 10, and this operation mode includes a full-wave rectification mode in which the first switching element 4a and the second switching element 4b are always off, and a first switching mode.
  • a step-up mode in which the element 4a and the second switching element 4b are alternately turned on at the charging frequency.
  • the three-phase AC detection voltage value obtained from the detection result of the power supply voltage detection unit 9 Control is performed so that a desired output voltage can be output by changing the on-duty of the first switching element 4a and the second switching element 4b.
  • an excessive current generated at the start of a switching operation can be detected to suppress an excessive inrush current, and a direct current capable of preventing element destruction and circuit burnout.
  • a power supply device can be obtained.
  • FIG. FIG. 8 is a diagram illustrating a control example of the second embodiment performed by the control unit of the DC power supply device according to the present invention.
  • symbol is attached
  • the precharge operation is performed as shown in FIG. 2A and FIG. Energy is stored in the reactor 3 by alternately repeating the state. This is called a precharge operation.
  • the preliminary charging operation is repeated in this manner, the output voltage rises due to the energy stored in the reactor 3, as shown in FIG. Then, after the output voltage becomes equal to or higher than the threshold value, the mode shifts to the boost mode.
  • Voltage across the first capacitor 6a and a second capacitor 6b (total potential) is V 0 is the full wave rectification mode, in other words, the voltage across the first capacitor 6a is V 0/2, the the voltage across the second capacitor 6b is V 0/2.
  • boost mode When switching from the full-wave rectification mode to the voltage doubler mode (boost mode), the voltage across the first capacitor 6a and the second capacitor 6b rises above V 0/2 . Therefore, the inrush current generated when switching from the full-wave rectification mode to the voltage doubler mode (boost mode) is the target output voltage in the voltage doubler mode (boost mode) and the first capacitor 6a and the second capacitor 6b. This occurs because of a potential difference between the voltage at both ends.
  • the first capacitor 6a and the second capacitor 6b are utilized by using the power supply short-circuit state of FIG.
  • the inrush current after the transition to the steady state is suppressed by eliminating the potential difference by performing a precharging operation for charging the battery.
  • FIG. 9 is a diagram showing a configuration example of the third embodiment of the DC power supply device according to the present invention.
  • symbol is attached
  • a DC power supply device 10a shown in FIG. 9 includes, in the DC power supply device 10 of FIG. 1, a load state detection unit 20 that detects the state of the load 11, a current sensor 14 that detects a current flowing into the reactor 3, and a first A connection point between the current sensor 15a for detecting the current flowing through the switching element 4a, the current sensor 15b for detecting the current flowing through the second switching element 4b, and the first switching element 4a and the second switching element 4b.
  • a protection relay 18 opening / closing means
  • the load state detection unit 20 includes an output current detection unit 21 that detects an output current to the load 11, an output voltage detection unit 22 that detects an output voltage to the load 11, and a capacitor that detects the voltage of the second capacitor 6b. Voltage detector 23.
  • control unit 8a of the DC power supply device 10a includes an output voltage value detected by the output voltage detection unit 22 and output to the load 11 and a voltage of the second capacitor 6b detected and output by the capacitor voltage detection unit 23.
  • a value is entered.
  • the voltage value of the first capacitor 6 a can be calculated by obtaining the difference between the detection values of the capacitor voltage detection unit 23 from the detection values of the output voltage detection unit 22. Therefore, with such a configuration, it is not necessary to provide a voltage value detection unit for the first capacitor 6a, and the area of the load state detection unit 20 can be reduced. It goes without saying that this effect can be achieved even if the voltage detection of the first capacitor 6a is performed by another method.
  • the control unit 8a stops the output signals to the first switching element 4a and the second switching element 4b according to the output value of the output voltage detection unit 22 or the output value of the capacitor voltage detection unit 23, and the protection relay 18 Is opened.
  • the control unit 8a holds, for example, the reference voltage value of the output voltage from the output voltage detection unit 22 and the capacitor voltage detection unit 23 as a threshold value, and when it exceeds or falls below this threshold value, the first switching element 4a. And the output signal to the 2nd switching element 4b is stopped, and it controls so that the protection relay 18 may be open
  • the threshold value that is the reference voltage value of the output voltage is determined by, for example, the breakdown strength of the switching element or the withstand voltage of the capacitor.
  • the full-wave rectification mode can operate as a DC power supply device.
  • the load 11 drives a compressor motor used in an air conditioner, a heat pump water heater, a refrigerator, or a refrigerator. If it is an inverter load, a compressor motor can be driven and a temporary emergency operation becomes possible.
  • the current values detected and output by the current sensors 14, 15a, and 15b are input to the control unit 8a of the DC power supply device 10a shown in FIG. 9, and the first switching element 4a and the second switching element 4b are controlled.
  • the output signal is stopped and the protective relay 18 is opened.
  • the reference current value of the detection current of the current sensors 14, 15a, 15b is held as a threshold value, and when the threshold value is exceeded, the output signals of the first switching element 4a and the second switching element 4b are output. Control is performed to stop and open the protection relay 18.
  • the threshold value that is the reference current value of the output current is determined by, for example, the breakdown strength of the switching element.
  • the load 11 is an inverter load that drives a compressor motor used in an air conditioner, a heat pump water heater, a refrigerator, or a refrigerator, it is compressed.
  • the machine motor can be driven, and temporary emergency operation is possible.
  • the load state detection unit 20 that detects the state of the load 11 includes the output voltage detection unit 22 that detects the output voltage to the load 11, and outputs
  • it is a full wave rectification mode, it can operate
  • a unit for detecting a current flowing into each switching element or a current sensor 14 for detecting a current flowing into the reactor 3 is provided, and a current value flowing into each switching element exceeds a threshold value.
  • output signals to the first switching element 4a and the second switching element 4b are stopped, and the protection relay 18 is opened. Thereby, if it is a full wave rectification mode, it can operate
  • Embodiment 4 FIG.
  • the DC power supply apparatus described in Embodiments 1 to 3 can be applied to, for example, refrigeration cycle equipment.
  • a specific configuration of the refrigeration cycle apparatus to which the DC power supply devices of Embodiments 1 to 3 are applied will be described with reference to FIG.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating a configuration example of the refrigeration cycle apparatus according to the fourth embodiment of the present invention.
  • the DC power supply device 10 a of FIG. 9 is applied as the DC power supply device, and the inverter unit 30 is connected as a load 11 to the DC power supply device 10 a.
  • a refrigeration cycle unit 31 is connected to the inverter unit 30.
  • an air conditioner, a heat pump water heater, a refrigerator, and a refrigerator can be exemplified.
  • the refrigeration cycle unit 31 is formed by connecting a four-way valve 32, an internal heat exchanger 33, an expansion mechanism 34, and a heat exchanger 35 through a refrigerant pipe 37. Inside the compressor 36, a compression mechanism 38 for compressing the refrigerant and a compressor motor 39 for operating the compression mechanism 38 are provided.
  • the compressor motor 39 is a three-phase motor having three-phase windings of U-phase, V-phase, and W-phase, and is driven and controlled by an inverter unit 30 connected as a load of the DC power supply device 10a.
  • the refrigeration cycle apparatus 40 shown in FIG. 10 enjoys the effects obtained by the DC power supply device described in the first to third embodiments.
  • the DC power supply device is set to the full-wave rectification mode, and stable operation is possible. However, the output voltage is halved.
  • the DC power supply device is set to the full-wave rectification mode, and stable operation is possible. However, the output voltage is halved.
  • an excessive current is generated by changing the on-duty from 0% to 50% at the start of the charging operation of the first capacitor 6a and the second capacitor 6b. Inflow to the inverter unit 30 can be prevented.
  • the DC power supply device of the present embodiment can provide a voltage 2V 0 or more in the double voltage from the voltage V 0 in full-wave rectification, and can be used for various refrigeration cycle equipments. High refrigeration cycle equipment can be obtained.
  • the DC power supply apparatus described in Embodiments 1 to 3 can be applied to the refrigeration cycle apparatus of the present embodiment, and the DC power supply apparatus described in Embodiments 1 to 3 can be used.
  • the DC power supply apparatus described in Embodiments 1 to 3 can be used.
  • first switching element 4a and the second switching element 4b in the first to third embodiments may be provided with a freewheeling diode in antiparallel in order to secure a path for the return current caused by the line impedance. .
  • a path for consuming the generated reflux current can be secured.
  • a Si-based semiconductor made of silicon may be used as the switching element and the backflow prevention element constituting the charging unit 7 in the first to third embodiments.
  • GaN gallium nitride
  • a wide band gap semiconductor represented by a system material or diamond may be used.
  • the switching element and the backflow prevention element are formed of a wide band gap semiconductor, the voltage resistance and the allowable current density can be increased. Therefore, the switching element and the backflow prevention element can be miniaturized, and the DC power supply itself can be miniaturized by using these elements.
  • the switching element and the backflow prevention element are formed of a wide band gap semiconductor, heat resistance can be improved. Therefore, it is possible to reduce the size of the heat dissipating fins of the heat sink and the air cooling of the water cooling portion, thereby further reducing the size of the DC power supply device itself. Furthermore, when the switching element and the backflow prevention element are formed of a wide band gap semiconductor, power loss can be reduced. Therefore, it is possible to increase the efficiency of the switching element and the backflow prevention element, and thereby it is possible to increase the efficiency of the DC power supply device itself.
  • the switching element and the backflow prevention element may be formed of a wide band gap semiconductor, and has the above-described effect.
  • the above-described effect is remarkably achieved.
  • any of a power transistor, a power MOSFET, an IGBT, a MOSFET having a super junction structure, which is known as a highly efficient switching element, an insulated gate semiconductor element, and a bipolar transistor may be used. Can be obtained.
  • the control unit 8a can be constituted by a discrete system of a CPU (Central Processing Unit), a DSP (Digital Signal Processor), or a microcomputer (microcomputer), but is not limited thereto, and is not limited to an analog circuit or a digital circuit. You may comprise by (electric circuit element).
  • CPU Central Processing Unit
  • DSP Digital Signal Processor
  • microcomputer microcomputer

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Abstract

　過大な突入電流を抑制し、素子の破壊及び回路の焼損を防止可能な、三相交流電源１からの交流を直流に変換して負荷１１に供給する直流電源装置１０であって、入力側または出力側にリアクトル３が接続され、三相交流電源１からの交流を整流する整流回路２と、負荷１１への出力端子間に直列接続された第１のコンデンサ６ａ及び第２のコンデンサ６ｂと、第１のコンデンサ６ａ及び第２のコンデンサ６ｂの一方または双方を選択的に充電する充電手段（充電部７）と、充電部７を制御する制御部８と、を備え、制御部８が、第１のコンデンサ６ａ及び第２のコンデンサ６ｂへの充電開始時に、第１のコンデンサ６ａ及び前記第２のコンデンサ６ｂへの充電ピーク電流を充電部７または整流回路２の許容値以下に抑制するようにオンデューティを小さくして、その後定常時のオンデューティに達するまでに予め設定された時間を経過して徐々にオンデューティを大きくする。

Description

直流電源装置及び冷凍サイクル機器
　本発明は、直流電源装置及び該直流電源装置を備える冷凍サイクル機器に関する。
　従来、空気調和機、ヒートポンプ給湯機、冷蔵庫及び冷凍機に用いられる圧縮機モータを駆動するインバータを負荷とし、該負荷に接続され、交流を直流に変換する直流電源装置が知られている。例えば、特許文献１には、単相交流を直流に変換し、簡易な構成で出力電圧を昇圧することが可能な直流電源装置が開示されている。
特開２０００－２７８９５５号公報
　しかしながら、上記従来の技術によれば、スイッチング動作開始時にコンデンサへの過大な突入電流が発生してもこれを防止することができない。そのため、電源装置内の素子が破壊され、回路が焼損することがある、という問題があった。
　本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、スイッチング動作開始時に発生する過大な突入電流を抑制することができ、素子の破壊及び回路の焼損を防止可能な直流電源装置を得ることを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、三相交流電源からの交流を直流に変換して負荷に供給する直流電源装置であって、入力側または出力側にリアクトルが接続され、前記三相交流電源からの交流を整流する整流回路と、前記負荷への出力端子間に直列接続された第１のコンデンサ及び第２のコンデンサと、前記第１のコンデンサ及び前記第２のコンデンサの一方または双方を選択的に充電する充電手段と、前記充電手段を制御する制御部と、を備え、前記制御部が、前記第１のコンデンサ及び前記第２のコンデンサへの充電開始時に、前記第１のコンデンサ及び前記第２のコンデンサへの充電ピーク電流を前記充電手段または前記整流回路の許容値以下に抑制するようにオンデューティを小さくして充電電流を抑制し、その後定常時のオンデューティに達するまでに予め設定された時間を経過して徐々にオンデューティが大きくなるように制御することを特徴とする。
　本発明によれば、スイッチング動作開始時に発生する過大な突入電流を抑制することができ、素子の破壊及び回路の焼損を防止可能な直流電源装置を得ることができる、という効果を奏する。
図１は、実施の形態１にかかる直流電源装置の一構成例を示す図である。 図２は、実施の形態１にかかる直流電源装置において、第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子のスイッチング制御と充電されるコンデンサの対応関係を示す図である。 図３は、実施の形態１にかかる直流電源装置の動作モードを示す図である。 図４は、実施の形態１にかかる直流電源装置におけるスイッチングパターンと、コンバータ出力直流電圧と、三相交流の各相電流のシミュレーション波形の一例と、を示す実施例の図である。 図５は、従来の直流電源装置におけるスイッチングパターンと、コンバータ出力直流電圧と、三相交流の各相電流のシミュレーション波形の一例と、を示す比較例の図である。 図６は、実施の形態１にかかる直流電源装置の制御部が生成する充電動作開始時と定常時のスイッチング信号を示す図である。 図７は、実施の形態１にかかる直流電源装置の制御部が行うスイッチング信号生成方法の一例を示す図である。 図８は、実施の形態２にかかる直流電源装置の制御部が行う一制御例を示す図である。 図９は、実施の形態３にかかる直流電源装置の一構成例を示す図である。 図１０は、実施の形態４にかかる冷凍サイクル機器の一構成例を示す図である。
　以下に、本発明にかかる直流電源装置及び該直流電源装置を備える冷凍サイクル機器の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
実施の形態１．
　図１は、本発明にかかる直流電源装置の実施の形態１の一構成例を示す図である。図１に示す直流電源装置１０は、三相交流電源１から供給される三相交流を直流に変換して負荷１１に供給する。なお、負荷１１としては、冷凍サイクル機器に用いられる圧縮機モータを駆動するインバータ負荷を例示することができる。
　直流電源装置１０は、三相交流を整流する整流回路２と、整流回路２の出力側に接続されたリアクトル３と、負荷１１への出力端子間に直列接続された第１のコンデンサ６ａ及び第２のコンデンサ６ｂと、第１のコンデンサ６ａ及び第２のコンデンサ６ｂを選択的に充電する充電部７と、充電部７を制御する制御部８と、三相交流の電圧を検出する電源電圧検出部９と、を備える。なお、電源電圧検出部９は、三相交流電源１から供給される三相交流のうちの二相（ｒ相、ｓ相）の線間電圧を検出している。なお、図１には、説明の便宜上、端子１２ａ～１２ｄを示す。
　整流回路２は、６つの整流ダイオードがフルブリッジ接続された三相全波整流回路である。
　図１では、リアクトル３は直流リアクトルであるが、リアクトル３が整流回路２の入力側に配置された交流リアクトルであってもよい。
　充電部７は、第１のスイッチング素子４ａと、第２のスイッチング素子４ｂと、第１の逆流防止素子５ａと、第２の逆流防止素子５ｂと、を備える。
　第１のスイッチング素子４ａは、第２のコンデンサ６ｂの充電を制御する。第２のスイッチング素子４ｂは、第１のコンデンサ６ａの充電を制御する。第１のスイッチング素子４ａと第２のスイッチング素子４ｂとしては、パワートランジスタ、パワーＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ　Ｏｘｉｄｅ　Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｆｉｅｌｄ　Ｅｍｉｓｓｉｏｎ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）及びＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を例示することができる。
　第１の逆流防止素子５ａは、第１のスイッチング素子４ａのコレクタから第１のコンデンサ６ａと負荷１１の接続点に向かって順方向に接続されており、第１のコンデンサ６ａに充電された電荷の第１のスイッチング素子４ａへの逆流を防止する。第２の逆流防止素子５ｂは、第２のコンデンサ６ｂと負荷１１の接続点から第２のスイッチング素子４ｂのエミッタに向かって順方向に接続されており、第２のコンデンサ６ｂに充電された電荷の第２のスイッチング素子４ｂへの逆流を防止する。
　第１のコンデンサ６ａと第２のコンデンサ６ｂは容量を等しくし、直列接続された第１のコンデンサ６ａと第２のコンデンサ６ｂの間は、直列接続された第１のスイッチング素子４ａと第２のスイッチング素子４ｂの間に接続されている。
　制御部８は、第１のスイッチング素子４ａ及び第２のスイッチング素子４ｂのオンオフを制御することで、負荷１１に供給する直流電圧を制御する。制御部８が行うスイッチング制御について、図２を参照して以下に説明する。
　図２は、本実施の形態の直流電源装置において、第１のスイッチング素子４ａ及び第２のスイッチング素子４ｂのスイッチング制御と充電されるコンデンサ（状態）の対応関係を示す図である。
　第１のスイッチング素子４ａ及び第２のスイッチング素子４ｂの双方がオフすると、第１のコンデンサ６ａ及び第２のコンデンサ６ｂの双方が充電される（図２（Ａ））。
　第１のスイッチング素子４ａをオンし、第２のスイッチング素子４ｂをオフすると、第２のコンデンサ６ｂのみが充電される（図２（Ｂ））。
　第１のスイッチング素子４ａをオフし、第２のスイッチング素子４ｂをオンすると、第１のコンデンサ６ａのみが充電される（図２（Ｃ））。
　第１のスイッチング素子４ａ及び第２のスイッチング素子４ｂの双方がオンすると、第１のスイッチング素子４ａ及び第２のスイッチング素子４ｂが短絡するため、第１のコンデンサ６ａ及び第２のコンデンサ６ｂのいずれも充電されない（図２（Ｄ））。
　すなわち、第１のスイッチング素子４ａがオンしていると、第２のコンデンサ６ｂが充電され、第２のスイッチング素子４ｂがオンしていると、第１のコンデンサ６ａが充電される。このように、第１のスイッチング素子４ａ及び第２のスイッチング素子４ｂのオンオフを切り替えることにより、充電されるコンデンサを選択することができる。また、以下に説明するように、負荷１１に供給する直流電圧を制御することができる。
　図３は、本実施の形態にかかる直流電源装置１０の動作モードを示す図である。直流電源装置１０の動作モードとしては、第１のスイッチング素子４ａ及び第２のスイッチング素子４ｂを常時オフする全波整流モード（図３（Ａ））と、第１のスイッチング素子４ａ及び第２のスイッチング素子４ｂを交互にオンする昇圧モード（図３（Ｂ－ａ）～（Ｂ－ｃ））と、を挙げることができる。
　そして、昇圧モードとしては、図３（Ｂ－ａ）に示す第１のスイッチング素子４ａ及び第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティが５０％の昇圧モードａ（倍電圧モード）と、図３（Ｂ－ｂ）に示す第１のスイッチング素子４ａ及び第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティが５０％未満の昇圧モードｂと、図３（Ｂ－ｃ）に示す第１のスイッチング素子４ａ及び第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティが５０％よりも大きい昇圧モードｃと、を挙げることができる。
　図３（Ａ）に示す全波整流モードでは、第１のスイッチング素子４ａ及び第２のスイッチング素子４ｂの双方を常時オフし、整流回路２により全波整流された電圧が出力電圧となる。この出力電圧をＶ０とする。
　図３（Ｂ－ａ）に示す昇圧モードａ（倍電圧モード）では、第１のスイッチング素子４ａがオンするタイミングと第２のスイッチング素子４ｂがオフするタイミングは理想的には同時であり、第１のスイッチング素子４ａがオフするタイミングと第２のスイッチング素子４ｂがオンするタイミングは理想的には同時であり、図２（Ｂ）の状態と図２（Ｃ）の状態が繰り返されることになる。このときの出力電圧は、図３（Ａ）に示す全波整流モードにおける出力電圧の２倍となる。すなわち、このときの出力電圧は２Ｖ０である。なお、第１のスイッチング素子４ａと第２のスイッチング素子４ｂの同時短絡を防止する短絡防止時間（一般的にはデッドタイムと称す）を設けても良く、前記の通り、デッドタイムの有無に関わらず本実施の形態では理想的には同時のタイミングとする。
　図３（Ｂ－ｂ）に示す昇圧モードｂでは、第１のスイッチング素子４ａ及び第２のスイッチング素子４ｂの双方が同時にオフする「同時オフ期間」が存在する。図３（Ｂ－ｂ）に示す昇圧モードｂにおける動作を図２の符号で表すと、（Ｂ）から（Ａ）へ、（Ａ）から（Ｃ）へ、（Ｃ）から（Ａ）へ、（Ａ）から（Ｂ）への遷移を周期的に繰り返すことになる。このときの出力電圧は、図３（Ａ）に示す全波整流モードにおける出力電圧Ｖ０と、図３（Ｂ－ａ）に示す昇圧モードａ（倍電圧モード）における出力電圧２Ｖ０との間の電圧値となる。
　図３（Ｂ－ｃ）に示す昇圧モードｃでは、第１のスイッチング素子４ａ及び第２のスイッチング素子４ｂの双方が同時にオンする「同時オン期間」が存在する。図３（Ｂ－ｃ）に示す昇圧モードｃにおける動作を図２の符号で表すと、（Ｂ）から（Ｄ）へ、（Ｄ）から（Ｃ）へ、（Ｃ）から（Ｄ）へ、（Ｄ）から（Ｂ）への遷移を周期的に繰り返すことになる。（Ｄ）の状態、すなわち、「同時オン期間」には、リアクトル３にエネルギーが蓄積される。このときの出力電圧は、図３（Ｂ－ａ）に示す昇圧モードａ（倍電圧モード）における出力電圧２Ｖ０より大きい。
　このように第１のスイッチング素子４ａ及び第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティを変化させることで、負荷１１への出力電圧（直流電圧）を制御することができる。
　次に、直流電源装置１０の初期充電モードにおける第１のコンデンサ６ａ及び第２のコンデンサ６ｂの充電周波数について、図４～７を参照して説明する。なお、「充電周波数」は、充電周期の逆数の「スイッチング周波数」であり、「充電周期」は、第１のコンデンサ６ａ及び第２のコンデンサ６ｂの１組の充電期間と非充電期間を組み合わせた期間、すなわち、第１のスイッチング素子４ａと第２のスイッチング素子４ｂの１組のオン期間とオフ期間を組み合わせた期間を１周期とする。
　なお、以下の説明において、第１のコンデンサ６ａまたは第２のコンデンサ６ｂを主体とする場合には「充電周波数」を用い、第１のスイッチング素子４ａと第２のスイッチング素子４ｂを主体とする場合には「スイッチング周波数」を用いる。
　まず、図５は、従来の直流電源装置（充電動作開始時において、定常時と同様のデューティ比５０％で直流電源装置１０の駆動を開始する直流電源装置）におけるスイッチングパターンと、コンバータ出力直流電圧（以下、母線電圧と呼ぶ。）のシミュレーション波形の一例と、三相交流の各相電流のシミュレーション波形の一例と、を示す比較例の図である。図５（ａ）はコンバータ回路の出力電圧のシミュレーション波形を示し、図５（ｂ）は三相交流のｒ相、ｓ相、ｔ相の電流波形のシミュレーション波形を示す。図５（ｃ）は第１のスイッチング素子４ａのスイッチングパターンを示し、図５（ｄ）は第２のスイッチング素子４ｂのスイッチングパターンを示す。
　なお、図５（ｂ）において、ｒ相の電流波形は太線で示し、ｓ相の電流波形は点線で示し、ｔ相の電流波形は細い実線で示す。
　このようにデューティ比５０％で第１のスイッチング素子４ａ及び第２のスイッチング素子４ｂをスイッチングすると、スイッチング動作開始時（Ｔｉｍｅ＝２．０秒）に、過大な突入電流が各相の電流波形に現れる。この現象は、デューティ比５０％の場合にのみ生じるものではなく、オン時間が長い場合には生じるものである。なお、過大な突入電流とは、例えば定常時の相電流の２倍を超えるものである。
　上記比較例と対比する本発明の実施例を図４に示す。図４は、本発明を適用して直流電源装置１０におけるスイッチングパターンと、コンバータ出力直流電圧のシミュレーション波形の一例と、三相交流の各相電流のシミュレーション波形の一例と、を示す実施例の図である。図４（ａ）は母線電圧のシミュレーション波形の一例を示し、図４（ｂ）は三相交流の各相（ｒ相、s相、t相）の電流のシミュレーション波形の一例を示し、図４（ｃ）は第１のスイッチング素子４ａのスイッチングパターンを示し、図４（ｄ）は第２のスイッチング素子４ｂのスイッチングパターンを示す。なお、図４（ａ）と図５（ａ）、図４（ｂ）と図５（ｂ）では縦軸のスケールが異なることを注記する。
　ここで、図４においては、充電動作開始時に、初期過渡充電電流（突入電流）の変化が小さくなるように、オンデューティを十分小さい値に設定する。すなわち、オンデューティは、コンデンサ容量から計算して突入電流を抑制可能な変化量となるように十分小さい値とする。オンデューティを十分小さい値に設定し、オンデューティの変化を小さくすることで、図４（ｂ）に示すように、各相電流の電流波形が歪まず、且つ過大な電流が発生しないよう制御することができる。
　図５に示すように、従来は、単相交流または三相交流を入力とし、整流回路を４つの整流ダイオードがフルブリッジ接続された単相または三相全波整流回路とする場合には、第１のコンデンサ６ａと第２のコンデンサ６ｂの不平衡や力率改善、及び母線電圧の昇圧効果から、定常時にはデューティ比５０％でスイッチング制御を行っており、充電開始時に特段の制御を行っていなかった。
　これに対し、本実施の形態では、第１のコンデンサ６ａ及び第２のコンデンサ６ｂの充電開始時に、制御部８がオンデューティを小さくするように制御してスイッチング動作を行っている。
　ここで、本実施の形態における充電動作開始時と定常時のスイッチング信号を示し、両者のオンデューティの違いについて説明する。
　図６は、制御部８が生成する充電動作開始時と定常時のスイッチング信号を示す図である。図６において、充電動作開始時にはオンデューティが小さく、且つその後のオンデューティの変化を徐々に大きくなるように制御し、その後定常時にはオンデューティ５０％となるまで、または所望の母線電圧を出力可能になるまで上昇させている。このように、オンデューティの変化を徐々に大きくなるように制御することで、充電動作開始後に生じる突入電流を抑制することができる。なお、第１のスイッチング素子４ａと第２のスイッチング素子４ｂのスイッチング動作停止前にオンデューティを徐々に小さくしてオンデューティを０％となるようにオンデューティを変化させるように構成しても良い。
　なお、図３の昇圧モードａ～ｃのいずれの昇圧モードであっても、充電動作開始時に、オンデューティを小さくし、その後のオンデューティの変化を徐々に大きくなるように制御することで過大な突入電流を抑制可能となる。
　上記説明したように、充電動作開始時においては、第１のコンデンサ６ａと第２のコンデンサ６ｂの充電時間、つまり、第１のスイッチング素子４ａと第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティは小さい値に設定され、その後のオンデューティの変化を徐々に大きくなるように制御される。
　また、上記の説明は昇圧モードａ（Ｂ－ａ）に関するものであるが、昇圧モードｂ（図３（Ｂ－ｂ））及び昇圧モードｃ（図３（Ｂ－ｃ））においても同様に、充電動作開始時にオンデューティを小さく設定し、且つその後のオンデューティの変化が小さくなるように制御することで、過大な突入電流を抑制することができる。過大な突入電流を抑制すると、力率の改善及び高調波電流の抑制が可能となる。
　なお、図１に示す直流電源装置１０は、三相交流の電圧を検出する電源電圧検出部９を備える。そのため、制御部８は、電源電圧検出部９の検出結果から得た三相交流の検出電圧値を参照してこれに応じて、昇圧モードにおける第１のスイッチング素子４ａ及び第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティを変化させるように制御することが可能である。
　なお、図１においては、三相交流のｒ－ｓ相間の線間電圧を検出する構成としているが、本発明はこれに限定されず、ｓ－ｔ相間またはｔ－ｒ相間の線間電圧を検出する構成としてもよいし、三相全ての電圧を検出する構成であってもよいし、線間電圧ではなく相電圧を検出するように構成してもよいことはいうまでもない。
　ところで、図６に示すように充電動作開始時から定常時まで、オン時間を徐々に大きくし、定常時のオンデューティに達するように制御されている。このように、例えば、全波整流モードと昇圧モードの切り替え時にはオンデューティを小さくし、その後オン時間を徐々に変化させて、前記昇圧モードに移行するように制御する。このような信号を生成する方法の一例について以下に説明する。
　図７は、制御部８が行うスイッチング信号生成方法の一例を示す図である。図７において、横軸は時間を示し、縦軸は電圧を示す。
　図７に示されるスイッチング信号生成手法は、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）方式である。具体的には、電圧指令信号の信号波Ｖｕｐ＊，Ｖｕｎ＊と、母線電圧の半値（Ｖｄｃ／２）とする所定周波数のキャリア信号（搬送波）と、を比較し、これらの大小関係によりスイッチング信号Ｕｐ，Ｕｎを生成する。
　図７では、キャリア信号と電圧指令信号Ｖｕｐ＊の電圧値を比較して、キャリア信号の電圧値が電圧指令信号Ｖｕｐ＊の電圧値よりも大きいときにはスイッチング信号Ｕｐにより、第１のスイッチング素子４ａはオンする。また、キャリア信号と電圧指令信号Ｖｕｎ＊の電圧値を比較して、キャリア信号の電圧値が電圧指令信号Ｖｕｎ＊の電圧値よりも小さいときにはスイッチング信号Ｕｎにより、第２のスイッチング素子４ｂはオンする。
　そして、図７に示すように、キャリア信号の周波数が一定であり、且つ電圧指令信号Ｖｕｐ＊，Ｖｕｎ＊の電圧値が時間に比例して減少していくと、オンデューティは一定の割合で増加していく。このようにして、デューティ比５０％になるまでこの電圧指令信号の信号波Ｖｕｐ＊，Ｖｕｎ＊を徐々に変化させてオンデューティの変化を小さくすることで、過大な突入電流を抑制することができる。
　なお、電圧指令信号Ｖｕｐ＊，Ｖｕｎ＊の電圧値を徐々に変化させて充電開始後のオンデューティの変化を徐々に大きくなるように制御するためには、電圧指令信号の信号波Ｖｕｐ＊，Ｖｕｎ＊の電圧値の減少の度合い、すなわち、図７に示す電圧指令信号の信号波Ｖｕｐ＊，Ｖｕｎ＊の傾きの絶対値を小さくすべきである。例えば、図７は、オンデューティの変化を小さくした形態の一例であり、搬送波と電圧指令信号の信号波により形成される三角形によれば、スイッチング素子４ａの最初のオン時間をｔとすると、２回目のオン時間は３ｔであり、３回目のオン時間は５ｔであり、４回目のオン時間は７ｔである。同様に、スイッチング素子４ｂの最初のオン時間をＴとすると、２回目のオン時間は２Ｔであり、３回目のオン時間は３Ｔであり、４回目のオン時間は４Ｔである。
　このようにして各相電流の不平衡を生じさせないことで、各相電流の歪み率を極小値とし、力率の改善や高調波電流の抑制が可能となる。
　以上説明したように、本実施の形態の直流電源装置１０は、三相交流電源１からの交流を直流に変換して負荷１１に供給する直流電源装置１０であって、入力側または出力側にリアクトル３が接続され、前記三相交流電源１からの交流を整流する整流回路２と、前記負荷１１への出力端子間に直列接続された第１のコンデンサ６ａ及び第２のコンデンサ６ｂと、前記第１のコンデンサ６ａ及び前記第２のコンデンサ６ｂの一方または双方を選択的に充電する充電手段（充電部７）と、前記充電手段（充電部７）を制御する制御部８と、を備え、制御部８は、第１のコンデンサ６ａ及び第２のコンデンサ６ｂへの充電開始時に充電電流を抑制するように充電部７を制御する。具体的には、制御部８は、第１のコンデンサ６ａ及び第２のコンデンサ６ｂへの充電開始時に、第１のコンデンサ６ａ及び前記第２のコンデンサ６ｂへの充電ピーク電流を前記充電手段または前記整流回路の許容値以下に抑制するように第１のコンデンサ６ａ及び第２のコンデンサ６ｂの１回の充電期間と１回の非充電期間からなる一周期内のオン時間を短く（オンデューティを小さく）して充電電流を抑制し、その後定常時のオンデューティに達するまでに予め設定された時間を経過して徐々にオン時間が長く（オンデューティを大きく）なるように制御する。そのため、三相交流の各相電流に過大な突入電流が発生しない。このようにして、素子の破損及び回路の焼損を防止することができ、各相電流に不平衡を生じず、各相電流の歪み率を極小値とし、力率を改善し、高調波電流を抑制することができる。
　充電部７は、具体的には、第１のコンデンサ６ａの充電を制御する第２のスイッチング素子４ｂと、第１のコンデンサ６ａの充電を制御する第２のスイッチング素子４ｂと、第１のコンデンサ６ａの充電電荷の第１のスイッチング素子４ａへの逆流を防止する第１の逆流防止素子５ａと、第２のコンデンサ６ｂの充電電荷の第２のスイッチング素子４ｂへの逆流を防止する第２の逆流防止素子５ｂと、を備える。第１のスイッチング素子４ａと第２のスイッチング素子４ｂは交互にオンされる。
　また、制御部８は直流電源装置１０の動作モードを制御し、この動作モードは、第１のスイッチング素子４ａ及び第２のスイッチング素子４ｂを常時オフとする全波整流モードと、第１のスイッチング素子４ａ及び第２のスイッチング素子４ｂを充電周波数で交互にオンする昇圧モードと、を有し、昇圧モードでは、電源電圧検出部９の検出結果から得た三相交流の検出電圧値に応じて第１のスイッチング素子４ａ及び第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティを変化させることで所望の出力電圧を出力することが可能となるように制御する。
　以上説明したように、本実施の形態によれば、スイッチング動作開始時に発生する過大な電流を検知して過大な突入電流を抑制することができ、素子の破壊及び回路の焼損を防止可能な直流電源装置を得ることができる。
実施の形態２．
　図８は、本発明にかかる直流電源装置の制御部が行う実施の形態２の一制御例を示す図である。なお、実施の形態１と同一または同等の構成部には同一の符号を付し、その詳細な説明は省略する。
　本実施の形態では、第１のコンデンサ６ａと第２のコンデンサ６ｂへ流入する過大な突入電流を抑制することを目的に、予備充電動作として図２（Ａ）の状態と図２（Ｄ）の状態を交互に繰り返すことでリアクトル３にエネルギーを蓄積する。これを予備充電動作と呼ぶ。このように予備充電動作を繰り返すと、図８に示すように、リアクトル３に蓄えられたエネルギーにより出力電圧が上昇する。そして、出力電圧がしきい値以上となった後に昇圧モードに移行する。
　第１のコンデンサ６ａ及び第２のコンデンサ６ｂの両端電圧（電位の総和）は全波整流モード時にはＶ０であり、換言すると、第１のコンデンサ６ａの両端電圧がＶ０／２であり、第２のコンデンサ６ｂの両端電圧がＶ０／２である。ここで、全波整流モードから倍電圧モード（昇圧モード）への切り替え時に、第１のコンデンサ６ａと第２のコンデンサ６ｂの両端電圧は互いにＶ０／２より上昇することになる。従って、全波整流モードから倍電圧モード（昇圧モード）への切り替え時に発生する突入電流は、倍電圧モード（昇圧モード）時に目標とする出力電圧と第１のコンデンサ６ａ及び第２のコンデンサ６ｂの両端電圧と、の間に電位差が生じていることが原因で発生する。そのため、図８に示すように、図２（Ｄ）の電源短絡状態を利用し、電源から短絡電流を引き出して充電電流より小さいピーク電流に抑制して第１のコンデンサ６ａと第２のコンデンサ６ｂを充電する予備充電動作を行い、電位差を解消することで定常状態に移行した後の突入電流を抑制する。
実施の形態３．
　図９は、本発明にかかる直流電源装置の実施の形態３の一構成例を示す図である。なお、実施の形態１，２と同一または同等の構成には同一の符号を付して、その詳細な説明は省略する。
　図９に示す直流電源装置１０ａは、図１の直流電源装置１０に、負荷１１の状態を検出する負荷状態検出部２０と、リアクトル３に流入する電流を検出する電流センサ１４と、第１のスイッチング素子４ａに流れる電流を検出する電流センサ１５ａと、第２のスイッチング素子４ｂに流れる電流を検出する電流センサ１５ｂと、第１のスイッチング素子４ａと第２のスイッチング素子４ｂとの接続点から第１のコンデンサ６ａと第２のコンデンサ６ｂとの接続点の間に挿入された保護リレー１８（開閉手段）と、負荷状態検出部２０と、を加えた構成である。
　負荷状態検出部２０は、負荷１１への出力電流を検出する出力電流検出部２１と、負荷１１への出力電圧を検出する出力電圧検出部２２と、第２のコンデンサ６ｂの電圧を検出するコンデンサ電圧検出部２３と、を備える。
　また、直流電源装置１０ａの制御部８ａには、出力電圧検出部２２が検出して出力する負荷１１への出力電圧値及びコンデンサ電圧検出部２３が検出して出力する第２のコンデンサ６ｂの電圧値が入力される。第１のコンデンサ６ａの電圧値は、出力電圧検出部２２の検出値からコンデンサ電圧検出部２３の検出値の差分を取得することで算出することが可能である。そのため、このような構成により第１のコンデンサ６ａに対する電圧値検出部を設けなくてよく、負荷状態検出部２０の面積を小さくすることができる。また、第１のコンデンサ６ａの電圧検出を他の方法としても、本効果を奏することはいうまでもない。
　制御部８ａは、出力電圧検出部２２の出力値またはコンデンサ電圧検出部２３の出力値に応じて、第１のスイッチング素子４ａと第２のスイッチング素子４ｂへの出力信号を停止し、保護リレー１８を開放状態とする。
　制御部８ａは、例えば、出力電圧検出部２２及びコンデンサ電圧検出部２３からの出力電圧の基準電圧値をしきい値として保持し、このしきい値を超え、または下回るときには第１のスイッチング素子４ａ及び第２のスイッチング素子４ｂへの出力信号を停止し、保護リレー１８を開放するよう制御する。なお、出力電圧の基準電圧値であるしきい値は、例えばスイッチング素子の破壊耐力またはコンデンサの耐電圧により決定される。
　このような構成とし、保護リレーを開放するようにすると、直流電源装置１０ａの動作不具合または不安定動作、または第１のスイッチング素子または第２のスイッチング素子の少なくとも一方の誤動作により過大な電圧が発生した場合においても、全波整流モードであれば直流電源装置としては動作することができ、例えば、負荷１１が、空気調和機、ヒートポンプ給湯機、冷蔵庫または冷凍機に用いられる圧縮機モータを駆動するインバータ負荷であれば圧縮機モータを駆動することができ、一時的な応急運転が可能となる。
　さらに、図９に示す直流電源装置１０ａの制御部８ａには、電流センサ１４，１５ａ，１５ｂが検出して出力する電流値が入力され、第１のスイッチング素子４ａ及び第２のスイッチング素子４ｂの出力信号を停止し、保護リレー１８を開放する。例えば、電流センサ１４，１５ａ，１５ｂの検出電流の基準電流値をしきい値として保持しておき、このしきい値を超えるときには第１のスイッチング素子４ａ及び第２のスイッチング素子４ｂの出力信号を停止し、保護リレー１８を開放するよう制御する。なお、出力電流の基準電流値であるしきい値は、例えばスイッチング素子の破壊耐力により決定される。
　このような構成とすることで、直流電源装置１０ａの動作不具合または不安定動作、または第１のスイッチング素子または第２のスイッチング素子の少なくとも一方の誤動作により過大な電流が発生した場合においても、全波整流モードであれば直流電源装置としては動作することができ、例えば、負荷１１が、空気調和機、ヒートポンプ給湯機、冷蔵庫または冷凍機に用いられる圧縮機モータを駆動するインバータ負荷であれば圧縮機モータを駆動することができ、一時的な応急運転が可能となる。
　以上説明したように、本実施の形態の直流電源装置によれば、負荷１１の状態を検出する負荷状態検出部２０として、負荷１１への出力電圧を検出する出力電圧検出部２２を備え、出力電圧検出部２２の検出結果である負荷１１への出力電圧値がしきい値を超え、または下回るときに第１のスイッチング素子４ａ及び第２のスイッチング素子４ｂへの出力信号を停止し、保護リレー１８を開放状態とする。これにより、全波整流モードであれば直流電源装置としては動作することができ、例えば、負荷１１が圧縮機モータを駆動するインバータ負荷である場合に圧縮機モータの応急運転が可能となる。
　さらに、各スイッチング素子へ流入する電流を検出する部（電流センサ１５ａ，１５ｂ）またはリアクトル３に流入する電流を検出する電流センサ１４を備え、各スイッチング素子へ流入する電流値がしきい値を超えるときに第１のスイッチング素子４ａ及び第２のスイッチング素子４ｂへの出力信号を停止し、保護リレー１８を開放状態とする。これにより、全波整流モードであれば直流電源装置としては動作することができ、例えば、負荷１１が圧縮機モータを駆動するインバータ負荷である場合に圧縮機モータの応急運転が可能となる。
実施の形態４．
　実施の形態１～３にて説明した直流電源装置は、例えば冷凍サイクル機器に適用することができる。本実施の形態では、実施の形態１～３の直流電源装置を適用した冷凍サイクル機器の具体的な構成について、図１０を参照して説明する。
　図１０は、本発明にかかる冷凍サイクル機器の実施の形態４の一構成例を示す図である。なお、図１０では、直流電源装置として図９の直流電源装置１０ａを適用し、直流電源装置１０ａには負荷１１としてインバータ部３０が接続されている。インバータ部３０には冷凍サイクル部３１が接続されている。
　図１０に示す冷凍サイクル機器４０としては、空気調和機、ヒートポンプ給湯機、冷蔵庫及び冷凍機を例示することができる。
　冷凍サイクル部３１は、四方弁３２と、内部熱交換器３３と、膨張機構３４と、熱交換器３５と、を冷媒配管３７により接続することで形成されている。圧縮機３６の内部には、冷媒を圧縮する圧縮機構３８と、この圧縮機構３８を動作させる圧縮機モータ３９とが設けられている。
　圧縮機モータ３９は、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の三相の巻線を有する三相モータであり、直流電源装置１０ａの負荷として接続されたインバータ部３０により駆動制御される。
　図１０に示す冷凍サイクル機器４０では、実施の形態１～３にて説明した直流電源装置により得られる効果を享受する。
　つまり、各スイッチング素子へ流入する電流を検出する部（電流センサ１５ａ，１５ｂ）またはリアクトル３に流入する電流を検出する電流センサ１４の検出結果から得た電流情報により、過大な電流を検知した場合に、第１のスイッチング素子４ａ及び第２のスイッチング素子４ｂをオフ制御し、保護リレー１８を開放することで、直流電源装置を全波整流モードとし、安定的な動作が可能となる。ただし、出力電圧は半減する。
　また、負荷状態検出部２０の検出結果から得た電圧情報により、第１のコンデンサ６ａ及び第２のコンデンサ６ｂの両端の電位にアンバランスが発生しても、第１のスイッチング素子４ａ及び第２のスイッチング素子４ｂをオフ制御し、保護リレー１８を開放することで、直流電源装置を全波整流モードとし、安定的な動作が可能となる。ただし、出力電圧は半減する。
　また、全波整流モードから倍電圧モードへの移行に関しても、第１のコンデンサ６ａ及び第２のコンデンサ６ｂの充電動作開始時にオンデューティを０％～５０％で変化させることで、過大な電流がインバータ部３０に流入することを防止できる。
　また、本実施の形態の直流電源装置は全波整流での電圧Ｖ０から倍電圧での電圧２Ｖ０またはそれ以上の電圧を提供でき、様々な冷凍サイクル機器に用いることができるため、汎用性の高い冷凍サイクル機器を得ることができる。
　以上説明したように、本実施の形態の冷凍サイクル機器には、実施の形態１～３にて説明した直流電源装置を適用することができ、実施の形態１～３において説明した直流電源装置により得られる効果を享受する。
　なお、実施の形態１～３における第１のスイッチング素子４ａ及び第２のスイッチング素子４ｂには、線路インピーダンスに起因する還流電流の経路を確保するため、逆並列に環流ダイオードを備えていてもよい。還流ダイオードを備えることにより、発生した還流電流を消費する経路を確保することができる。
　また、実施の形態１～３における充電部７を構成するスイッチング素子及び逆流防止素子としては、シリコンを材料とするＳｉ系半導体を用いてもよいが、例えば炭化珪素（ＳｉＣ）、窒化ガリウム（ＧａＮ）系材料またはダイヤモンドに代表されるワイドバンドギャップ半導体を用いてもよい。ワイドバンドギャップ半導体によってスイッチング素子及び逆流防止素子を形成すると、耐電圧性及び許容電流密度を高めることができる。そのため、スイッチング素子及び逆流防止素子の小型化が可能であり、これらの素子を用いることで直流電源装置自体の小型化も可能である。
　また、ワイドバンドギャップ半導体によってスイッチング素子及び逆流防止素子を形成すると、耐熱性も高めることができる。そのため、ヒートシンクの放熱フィンの小型化及び水冷部の空冷化が可能であり、これにより直流電源装置自体の更なる小型化が可能である。さらに、ワイドバンドギャップ半導体によってスイッチング素子及び逆流防止素子を形成すると、電力損失を低減することができる。そのため、スイッチング素子及び逆流防止素子の高効率化が可能であり、これにより直流電源装置自体の高効率化も可能となる。
　なお、スイッチング素子及び逆流防止素子は、これらのうちの１つのみがワイドバンドギャップ半導体によって形成されていてもよく、上記の効果を有する。特に、スイッチング素子及び逆流防止素子のすべてをワイドバンドギャップ半導体によって形成すると、上記の効果を顕著に有することになる。
　なお、スイッチング素子としては、パワートランジスタ、パワーＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ、高効率なスイッチング素子として知られているスーパージャンクション構造のＭＯＳＦＥＴ、絶縁ゲート型半導体素子、バイポーラトランジスタのいずれを用いてもよく、同様の効果を得ることができる。
　また、制御部８ａは、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ）やＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）、マイクロコンピュータ（マイコン）の離散システムで構成することが可能であるが、これらに限定されず、アナログ回路やデジタル回路（電気回路素子）によって構成してもよい。
　１　三相交流電源、２　整流回路、３　リアクトル、４ａ　第１のスイッチング素子、４ｂ　第２のスイッチング素子、５ａ　第１の逆流防止素子、５ｂ　第２の逆流防止素子、６ａ　第１のコンデンサ、６ｂ　第２のコンデンサ、７　充電部、８，８ａ　制御部、９　電源電圧検出部、１０，１０ａ　直流電源装置、１１　負荷、１２ａ～１２ｄ　端子、１４，１５ａ，１５ｂ　電流センサ、２１　出力電流検出部、１８　保護リレー、２０　負荷状態検出部、２２　出力電圧検出部、２３　コンデンサ電圧検出部、３０　インバータ部、３１　冷凍サイクル部、３２　四方弁、３３　内部熱交換器、３４　膨張機構、３５　熱交換器、３６　圧縮機、３７　冷媒配管、３８　圧縮機構、３９　圧縮機モータ、４０　冷凍サイクル機器。

Claims (14)

  1. 　三相交流電源からの交流を直流に変換して負荷に供給する直流電源装置であって、
    　入力側または出力側にリアクトルが接続され、前記三相交流電源からの交流を整流する整流回路と、
    　前記負荷への出力端子間に直列接続された第１のコンデンサ及び第２のコンデンサと、
    　前記第１のコンデンサ及び前記第２のコンデンサの一方または双方を選択的に充電する充電手段と、
    　前記充電手段を制御する制御部と、を備え、
    　前記制御部が、前記第１のコンデンサ及び前記第２のコンデンサへの充電開始時に、前記第１のコンデンサ及び前記第２のコンデンサへの充電ピーク電流を前記充電手段または前記整流回路の許容値以下に抑制するようにオンデューティを小さくして充電電流を抑制し、その後定常時のオンデューティに達するまでに予め設定された時間を経過して徐々にオンデューティが大きくなるように制御することを特徴とする直流電源装置。
  2. 　前記充電手段は、
    　直列接続された第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子と、
    　前記第１のコンデンサの充電電荷の前記第１のスイッチング素子への逆流を防止する第１の逆流防止素子と、
    　前記第２のコンデンサの充電電荷の前記第２のスイッチング素子への逆流を防止する第２の逆流防止素子と、を備え、前記直列接続されたスイッチング素子とコンデンサとの中点間とを接続したことを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。
  3. 　前記第１のスイッチング素子、前記第２のスイッチング素子、前記第１の逆流防止素子及び前記第２の逆流防止素子の少なくとも１つがワイドバンドギャップ半導体により形成されていることを特徴とする請求項２に記載の直流電源装置。
  4. 　前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム系材料またはダイヤモンドであることを特徴とする請求項３に記載の直流電源装置。
  5. 　前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子の中点間と、前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサの中点間とに挿入された開閉手段と、
    　を備えることを特徴とする請求項２から請求項４のいずれか一項に記載の直流電源装置。
  6. 　電源電圧検出手段をさらに備え、
    　前記制御部は動作モードを制御し、
    　前記動作モードは、
    　前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子を常時オフとする全波整流モードと、
    　前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子を充電周波数で交互にオンする昇圧モードと、を有し、
    　前記昇圧モードでは、前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子のオンデューティを変化させることで出力電圧を制御することを特徴とする請求項５に記載の直流電源装置。
  7. 　前記制御部は、
    　前記全波整流モードと前記昇圧モードの切り替え時にはオンデューティを小さくし、
    　その後前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子のオン時間を徐々に変化させて、前記昇圧モードに移行するように制御することを特徴とする請求項６に記載の直流電源装置。
  8. 　前記全波整流モードと、前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子の双方が同時にオンしている期間を有する動作モードと、を繰り返すことで前記リアクトルにエネルギーを蓄積して出力電圧を上昇させ、
    　前記出力電圧がしきい値以上となった後に前記昇圧モードに移行することを特徴とする請求項６に記載の直流電源装置。
  9. 　前記第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子が逆並列の還流ダイオードを備えることを特徴とする請求項６に記載の直流電源装置。
  10. 　前記制御部は、前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子に流入する電流または前記リアクトルに流入する電流が設定しきい値を超えると、前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子へのスイッチング信号の出力を停止し、前記保護リレーを開放する信号を出力することを特徴とする請求項６に記載の直流電源装置。
  11. 　前記負荷の状態を検出する負荷状態検出手段を備え、
    　前記制御部は、前記負荷状態検出手段にて検出して出力した信号の検出値が設定しきい値を超えると、前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子へのスイッチング信号出力を停止し、前記保護リレーを開放する信号を出力することを特徴とする請求項６に記載の直流電源装置。
  12. 　直列接続された前記第１のコンデンサ及び前記第２のコンデンサの電圧と等しい前記負荷への出力電圧を検出する出力電圧検出手段と、
    　前記第１のコンデンサ及び前記第２のコンデンサの一方の電圧を検出するコンデンサ電圧検出手段と、を備え、
    　前記制御部は、前記出力電圧検出手段の検出値と前記コンデンサ電圧検出手段の検出値の差分から前記第１のコンデンサ及び前記第２のコンデンサの他方の電圧を算出することを特徴とする請求項６に記載の直流電源装置。
  13. 　請求項１から請求項１２のいずれか一項に記載の直流電源装置を備えることを特徴とする冷凍サイクル機器。
  14. 　前記負荷が圧縮機モータを駆動するインバータ部を備えることを特徴とする請求項１３に記載の冷凍サイクル機器。
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