CN109874379B - 电力转换装置和空调机 - Google Patents

Abstract

本发明提供廉价且能够防止元件的破坏的电力转换装置。因此，设置有：第1驱动电路(IC1)，其驱动第1开关元件(Q1)和第2开关元件(Q2)，并且具有检测在桥接电路流动的电流中有无过电流，并在检测到过电流的情况下输出预定的电压信号(0V)的输出端子(Fault端子)；第2驱动电路(IC2)，其驱动第3开关元件(Q3)和第4开关元件(Q4)；以及传递元件(D5、D6)，其连接于第1驱动电路(IC1)的输出端子(Fault端子)与第2驱动电路(IC2)的输入端子(LIN、HIN)之间，将电压信号(0V)传递至输入端子(LIN、HIN)。

Description

电力转换装置和空调机

技术领域

本发明涉及电力转换装置和空调机。

背景技术

在电车、汽车、空调机等搭载有将交流电压转换成直流电压的电力转换装置(直流电源装置、转换器)。而且，通过变频器将从电力转换装置输出的直流电压转换成预定频率的交流电压，将该交流电压施加于电动机等负载。在这样的电力转换装置中，要求依据高次谐波电流限制来抑制高次谐波，并且提高电力转换效率实现节能化。

例如，在下述专利文献1的摘要中，记载有“在转换器电路(2)的桥接电路(2a)的2个二极管(D1、D2)并联连接有使用了SiC元件的MOS－FET的开关元件(T1、T2)。而且，在对开关元件(T1、T2)作用有工业电源(5)的逆电压的时刻，闭合该开关元件(T1、T2)。由此，切实地进行同步整流”。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2008－61412号公报

发明内容

然而，在如专利文献1那样不是基于二极管的整流电路，而是在电路中包含开关元件的电路结构中，优选为了切实地防止过电流、短路电流导致的元件的破坏，而进行保护控制。但是，进行保护控制，导致成本上涨。

本发明是鉴于上述的情况而完成的，其目的在于，提供一种廉价且能够防止元件的破坏的电力转换装置和空调机。

为了解决上述课题，对于本发明的电力转换装置而言，其特征在于，该电力转换装置具有：桥接电路，其具有第1开关元件、与上述第1开关元件串联连接并与上述第1开关元件一同构成第1引线的第2开关元件、第3开关元件、以及与上述第3开关元件串联连接并与上述第3开关元件一同构成第2引线的第4开关元件，并将上述第1引线与上述第2引线并联连接；电抗器，其设置于交流电源与上述第1引线之间；平滑电容器，其连接于上述桥接电路，将从上述桥接电路施加的电压平滑化，并输出为直流电压；控制部，其控制上述第1开关元件～第4开关元件；电流传感器，其设置于上述平滑电容器的负极与上述第2开关元件之间；第1驱动电路，其驱动上述第1开关元件和第2开关元件，并且具有检测在上述桥接电路流动的电流中有无过电流，并具有在检测到上述过电流的情况下输出预定的电压信号的输出端子；第2驱动电路，其驱动上述第3开关元件和第4开关元件；以及传递元件，其连接于上述第1驱动电路的上述输出端子与上述第2驱动电路的输入端子之间，将上述电压信号传递至上述输入端子。

发明效果

根据本发明，能够廉价且防止元件的破坏。

附图说明

图1是本发明的第1实施方式的电力转换装置的整体框图。

图2是电力转换装置的控制系统的框图。

图3是二极管整流控制的各部的波形图。

图4是表示电路电流的路径的图。

图5是表示电路电流的其他路径的图。

图6是同步整流控制的各部的波形图。

图7是表示开关元件的漏极逆电流与寄生二极管的饱和电压的关系的图。

图8是部分开关控制的各部的波形图。

图9是表示功率因数改善动作的电路电流的路径的图。

图10是部分开关控制的各部的其他的波形图。

图11是高速开关控制的各部的其他的波形图。

图12是高速开关控制的导通占空比的说明图。

图13是表示高速开关控制的交流电源电压与电路电流的关系的图。

图14是高速开关控制的动作说明图。

图15是同步整流控制的各部的其他的波形图。

图16是表示同步整流控制的电路电流的路径的图。

图17是表示同步整流控制的电路电流的其他路径的图。

图18是功率因数改善动作的过电流检测时的各部的波形图。

图19是表示功率因数改善动作的过电流检测时的电路电流的路径的图。

图20是平滑电容器的短路时的各部的波形图。

图21是表示比较例的平滑电容器的短路时的电路电流的路径的图。

图22是表示第1实施方式的平滑电容器的短路时的电路电流的路径的图。

图23是平滑电容器的短路时的各部的其他的波形图。

图24是部分开关控制与高速开关控制的动作说明图。

图25是本发明的第2实施方式的空调机的简要结构图。

图26是空调机的冷却系统图。

图27是第2实施方式的控制模式的说明图。

图28是第2实施方式的控制程序的流程图。

图29是一变形例的电力转换装置的框图。

图30是其他变形例的电力转换装置的框图。

图31是其他变形例的电力转换装置的框图。

图32是其他变形例的各部的波形图。

图33是其他变形例的电力转换装置的框图。

图34是其他变形例的控制模式的说明图。

具体实施方式

[第1实施方式]

＜电力转换装置的结构＞

图1是第1实施方式的电力转换装置1的整体框图。

电力转换装置1是将从交流电源G施加的交流电源电压Vs转换成直流电压Vd，将该直流电压Vd输出至负载H(变频器、电动机等)的转换器。电力转换装置1的输入侧连接于交流电源G，输出侧连接于负载H。

如图1所示，电力转换装置1具备：桥接电路10、电抗器L1、平滑电容器C1、电流检测部11、交流电压检测部12、直流电压检测部13、负载检测部14、分流电阻器R1、和控制部15。

桥接电路10具备：开关元件Q1(第1开关元件)、开关元件Q2(第2开关元件)、开关元件Q3(第3开关元件)、和开关元件Q4(第4开关元件)。

桥接电路10的输入侧连接于交流电源G，输出侧连接于负载H。另外，如图1所示，桥接电路10的开关元件Q1～Q4连接为桥形。

开关元件Q1～Q4例如是MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-EffectTransistor)，通过控制部15控制闭合/断开。此外，作为开关元件Q1～Q4，使用MOSFET，由此存在能够减少开关损耗，并且高速地进行开关的优点。

另外，开关元件Q1在其内部具有寄生二极管D1。寄生二极管D1是存在于开关元件Q1的源极与漏极之间的pn结的部分。

此外，开关元件Q1的饱和电压(闭合状态下的漏极·源极间电压)优选低于寄生二极管D1的顺方向的电压下降。由此，原因是与向寄生二极管D1流动电流相比，向开关元件Q1的源极·漏极流动电流的电压下降减小，进而能够减少导通损耗。换言之，在断开状态的开关元件Q1中，与向寄生二极管D1流动电流相比，向闭合状态的开关元件Q1流动电流的导通损耗变小。此外，其他的开关元件Q2～Q4也相同。

在本实施方式中使用的开关元件Q1与开关元件Q2的寄生二极管的逆恢复时间(trr)相对地小于开关元件Q3与开关元件Q4的寄生二极管的逆恢复时间。这是因为，开关元件Q1与开关元件Q2在后述的功率因数改善动作时在寄生二极管产生逆恢复电流，因此开关元件Q1与Q2使用相对于开关元件Q3与Q4寄生二极管的逆恢复时间相对较小的元件，由此减少开关损耗。

如图1所示，桥接电路10构成为将由开关元件Q1、Q2串联连接而成的第1引线J1与由开关元件Q3、Q4串联连接而成的第2引线J2并联连接。

在第1引线J1中，开关元件Q1的源极与开关元件Q2的漏极连接，其连接点N1经由布线ha连接于交流电源G。此外，布线ha的一端连接于交流电源G，另一端连接于上述的连接点N1。

在第2引线J2中，开关元件Q3的源极与开关元件Q4的漏极连接，其连接点N2经由布线hb连接于交流电源G。此外，布线hb的一端连接于交流电源G，另一端连接于上述的连接点N2。

开关元件Q1的漏极与开关元件Q3的漏极相互连接，其连接点N3经由布线hc连接于负载H。此外，布线hc的一端连接于负载H，另一端连接于上述的连接点N3。

开关元件Q2的源极与开关元件Q4的源极相互连接，其连接点N4经由布线hd连接于负载H。此外，布线hd的一端连接于开关元件Q2、Q4的源极，另一端连接于负载H。

电抗器L1将从交流电源G供给的电力储存为能量，通过释放该能量由此进行升压、功率因数的改善。电抗器L1设置于对交流电源G与桥接电路10进行连接的布线ha。

平滑电容器C1使从桥接电路10施加的电压平滑化而并设为直流电压，经由布线hc、hd连接于桥接电路10的输出侧。另外，平滑电容器C1的正极经由布线hc连接于开关元件Q1、Q3的漏极，负极经由布线hd连接于开关元件Q2、Q4的源极。

电流检测部11将在桥接电路10流动的电流检测为有效值(平均电流)，设置于布线hb。作为电流检测部11，例如，能够使用电流变换器。交流电压检测部12检测从交流电源G施加的交流电源电压vs(瞬时值)，连接于布线ha、hb。

直流电压检测部13检测平滑电容器C1的直流电压Vd，其正侧连接于布线hc，负侧连接于布线hd。此外，直流电压检测部13的检测值用于施加于负载H的电压值是否到达预定的目标值的判定。

负载检测部14检测供给至负载H的电流即负载电流，设置于该负载H。作为负载检测部14，例如能够使用分流电阻器。此外，在负载H为电动机的情况下，也可以通过负载检测部14检测电动机电流，而推断旋转速度。

分流电阻器R1检测经由布线hd在电路流动的电流的瞬时值(瞬时电流)，并设置于该布线hd。

控制部15例如是微机(Microcomputer：未图示)，读出存储于ROM(Read OnlyMemory)的程序并将其在RAM(Random Access Memory)上展开，从而CPU(CentralProcessing Unit)执行各种处理。在图1中，控制部15的内部示出了通过该程序等实现的功能。

即，如图1所示，控制部15具备：过零判定部15a、升压比控制部15b、增益控制部15c、和转换器控制部15d(电流传感器)。控制部15通过这些实现控制开关元件Q1～Q4的闭合/断开的功能。

过零判定部15a基于交流电压检测部12的检测值，判定交流电源电压vs的正负是否已切换，即是否到达了过零时刻。例如，过零判定部15a在交流电源电压vs为正的期间，向转换器控制部15d输出‘1’的信号，在交流电源电压vs为负的期间，向转换器控制部15d输出‘0’的信号。

升压比控制部15b具有基于电流检测部11的检测值，设定直流电压Vd的升压比，并将该升压比输出至增益控制部15c和转换器控制部15d的功能。

增益控制部15c具有基于由电流检测部11检测的电路电流is的有效值和直流电压Vd的升压比来设定电流控制增益的功能。

转换器控制部15d基于从电流检测部11、直流电压检测部13、分流电阻器R1、过零判定部15a、升压比控制部15b、和增益控制部15c输入的信息，控制开关元件Q1～Q4的闭合/断开。此外，针对转换器控制部15d执行的处理予以后述。

图2是第1实施方式的电力转换装置1的控制系统等的框图。此外，图1所示的要素在图2中适当地省略。

Rg1～Rg4是连接于开关元件Q1～Q4的栅极的栅极电路。具体而言，栅极电路Rg1～Rg4由电阻、电容器、电感器等无源元件、二极管等半导体构成。

IC1、IC2是用于驱动开关元件Q1～Q4的驱动电路，在内部具有集成电路。驱动电路IC1、IC2为了驱动高压侧的元件而在内部具有电平移动电路。驱动电路IC1(第1驱动电路)在内部具有过电流保护电路，但在驱动电路IC2(第2驱动电路)中省略过电流保护电路，由此能够相应廉价地构成驱动电路IC2。

Vcc是IC1与IC2的驱动电源电压的连接端子。HIN连接于转换器控制部15d的输出口P1、P5，若从转换器控制部15d输入信号，则从HO端子输出用于驱动高压侧的开关元件Q1、Q3的驱动信号。相同地，LIN连接于转换器控制部15d的输出口P2、P6，若从转换器控制部15d输入信号，则从LO端子输出用于驱动低压侧的开关元件Q2、Q4的驱动信号。

驱动电路IC1、IC2的Vs端子分别连接于连接点N1、N2。GND端子连接于平滑电容器C1的负极侧的布线hd上的连接点N5。ITrip端子连接于作为与开关元件Q2、Q4的漏极同电位的连接点N6。Fault端子经由连接点N7连接于转换器控制部15d的输入端口P4。分流电阻器R1连接于转换器控制部15d的输入端口P3。

这里，对驱动电路IC1的保护电路的动作进行说明。当在分流电阻器R1中电流从连接点N4向N5的方向流动的情况下，以IC1的GND端子为基准在ITrip端子产生电压。此时，当在分流电阻器R1导通过电流，且在ITrip端子产生的电压超过预定值的情况下，IC1内的驱动电路遮断来自HIN、LIN侧的输入信号，由此使开关元件Q1与Q2强制地断开。与此同时，从Fault端子向转换器控制部15d的端口P4输出0V。通常，在不进行该保护动作时，持续从Fault端子输出电压电平Vcc的信号。

D5是二极管，阳极连接于IC2的HIN端子，阴极经由连接点N7连接于IC1的Fault端子和转换器控制部15d的端口P4。D6也是二极管，阳极连接于IC2的LIN端子，阴极与二极管D5的阴极连接，经由连接点N7连接于IC1的Fault端子和转换器控制部15d的端口P4。

＜电力转换装置的控制模式＞

接下来，对基于负载的大小(例如，电流检测部11的检测值)来进行切换的控制模式进行说明。在上述的控制模式包含有“二极管整流控制”、“同步整流控制”、“部分开关控制”和“高速开关控制”。

(1.二极管整流控制)

二极管整流控制是使用4个寄生二极管D1～D4进行全波整流的控制模式。二极管整流控制例如在负载的大小比较小时被执行，但不限定于此。

图3是表示二极管整流控制的交流电源电压vs、电路电流is、和开关元件Q1～Q4的驱动脉冲的时间的变化的波形图。

此外，波形W3A是交流电源电压vs(瞬时值)的波形，波形W3B是电路电流is(瞬时值)的波形。波形W3C、W3D、W3E、W3F是开关元件Q1～Q4的驱动脉冲的波形。

如图3的波形W3C、W3D、W3E、W3F所示，转换器控制部15d将开关元件Q1～Q4全部维持成断开状态，由此如接下来说明的那样，使电路电流is经由寄生二极管D1～D4流动。

图4是表示在二极管整流控制中，交流电源电压vs包含于正的半循环时的电路电流is的流动的说明图。在交流电源电压vs为正的半循环的期间，如由图4的虚线箭头表示的那样，电路电流is按交流电源G→电抗器L1→寄生二极管D1→平滑电容器C1→分流电阻器R1→寄生二极管D4→交流电源G的顺序流动。

另外，在交流电源电压vs为负的半循环的期间，虽未图示，但电路电流is按交流电源G→寄生二极管D3→平滑电容器C1→分流电阻器R1→寄生二极管D2→电抗器L1→交流电源G的顺序流动。此外，电路电流is的波形如图3的波形W3B所示。

在低负载时进行这样的二极管整流控制，由此能够减少开关元件Q1～Q4的开关损耗。

(2.同步整流控制)

同步整流控制是使经由平滑电容器C1的电流路径所含的开关元件中的、连接于平滑电容器C1的正极的开关元件在电流流动于桥接电路10的期间的至少一部分形成闭合状态，使上述的电流路径所不含的开关元件维持为断开状态的控制模式。

图5是表示在同步整流控制中，交流电源电压vs包含于正的半循环时的电流的流动的说明图。在交流电源电压vs为正的半循环的期间，如由图5的虚线箭头表示的那样，电路电流is在交流电源G→电抗器L1→开关元件Q1→平滑电容器C1→分流电阻器R1→开关元件Q4→交流电源G的电流路径中流动。

另外，在交流电源电压vs为负的半循环的期间，虽未图示，但电路电流is在交流电源G→开关元件Q3→平滑电容器C1→分流电阻器R1→开关元件Q2→电抗器L1→交流电源G的电流路径中流动。

这样在同步整流控制中，使电源电压的极性同步，对开关元件Q1～Q4进行开关控制，由此向损耗较小的导通电阻的部分积极地流动电流，在寄生二极管D1～D4中几乎不流动电流。由此，能够减少开关元件中的导通损耗，因此能够高效率地进行电力转换。另外，与后述的部分开关控制、高速开关控制相比，在同步整流控制中不进行功率因数改善动作。因此，能够一边保持适当的功率因数，一边减少开关损耗，因此能够高效率地进行电力转换。

图6是表示同步整流控制中的交流电源电压vs、电路电流is、在分流电阻器R1流动的电流ish和开关元件Q1～Q4的驱动脉冲的时间的变化的说明图。

在同步整流控制中，转换器控制部15d使电路电流is同步，切换开关元件Q1～Q4的闭合/断开。以交流电源电压vs为正的半循环的区间为例进行说明。交流电源电压的过零通过交流电压检测部12和过零判定部15a来进行检测。如图6的波形W6A、W6B所示，在从交流电源电压的过零经过恒定时间后，电路电流Is开始流动。

若进一步详细地研究波形，则电路电流is开始流动是在交流电源电压vs逐渐增大，变得与直流电压Vd相等后，进一步经过了时间dt1的时刻。然后，在直流电压Vd与交流电压再次变得相等后，在进一步经过时间dt2后，电路电流为零。即，在直流电压Vd相对于交流电源电压vs较大时电流流动，相反地，在直流电压Vd相对于交流电源电压vs较大的情况下电路电流is不流动。不过，实际上，如上所述产生时间延迟dt1、dt2。这些现象是因为因电抗器L1产生时间的延迟而产生的。此外，时间dt2由以下的(数式1)表示。

[数式1]

在交流电源电压vs为正的极性的情况下，转换器控制部15d在过零的时刻，首先向开关元件Q1的栅极输入驱动脉冲，使开关元件Q1形成为闭合状态。之后，电路电流is＞0，在预定的时刻向开关元件Q4的栅极输入驱动脉冲，使开关元件Q4形成闭合状态。接下来，对该开关元件Q4的驱动方法进行说明。

使开关元件Q4闭合/断开的时刻通过由分流电阻器R1检测到的电流ish(以下，称为分流电流)的检测值进行判定。

在转换器控制部15d中预先存储有两个电流判定值即判定值a(第1判定阈值)与判定值b(第2判定阈值)。如图6所示，在分流电流ish成为判定值a以上的时刻，转换器控制部15d向开关元件Q4输入驱动脉冲，使开关元件Q4形成闭合状态。之后，在电路电流成为判定值b以下的时刻，转换器控制部15d使开关元件Q4断开。

这样，本实施方式的电力转换装置1在进行同步整流的基础上错开使开关元件Q1和Q4闭合的时刻。即，在交流电源电压vs为正的极性的情况下，在使开关元件Q1闭合之后，在经过预定时间后使开关元件Q4闭合。这是为了防止从平滑电容器C1、即从直流电压侧向交流电源的电流的逆流。

例如，若在交流电源电压vs＜直流电压Vd的区域开关元件Q1与Q4均为闭合状态，则产生平滑电容器C1→开关元件Q1→电抗器L1→交流电源G→开关元件Q4→平滑电容器C1这样的电流逆流的回路。另外，在交流电源电压vs＞直流电压Vd且电路电流is＝0的区域(图6的波形W6A的时间dt1的区域)开关元件Q1与开关元件Q4成为了闭合状态的情况下，电路电流is也不导通，因此在上述的逆流回路中，从平滑电容器C1向交流电源G产生逆流电流。因此，在本实施方式中，开关元件Q1与开关元件Q4均形成闭合状态，形成交流电源电压vs＞直流电压Vd且电路电流is＞0的区域。

若进一步详细地进行说明，则在本实施方式的电力转换装置1中，在交流电源电压的过零检测后，首先使Q1闭合，成为交流电压vs＞直流电压Vd且is＞0，在特定的时刻(分流电流ish或者电路电流is成为上述的判定值a以上时)使Q4闭合。即，在交流电源电压vs为正的极性的区域，按开关元件Q4→Q1的顺序闭合，进行同步整流。

若如上所述弄错开关元件Q1与Q4的开关的时刻，则在电路产生逆流电流。为了防止该情况，而错开使开关元件Q1与Q4闭合的时刻，但这里，使开关元件Q1与Q4中的任一个哪个先闭合成为问题。

参照图7，对该问题进行说明。此外，图7是表示开关元件Q1、Q4的漏极逆电流与寄生二极管的饱和电压的关系的特性图。

这里，漏极逆电流意味着从开关元件的源极向漏极的方向流动的电流。寄生二极管饱和电压意味着在漏极逆电流向寄生二极管导通的情况下在寄生二极管产生的电压下降。

如上所述，开关元件Q1的寄生二极管D1的逆恢复时间相对于开关元件Q4的寄生二极管D4的逆恢复时间相对较小。而且，各个寄生二极管的饱和电压成为图7那样的关系。

在漏极逆电流为“小”的区域，寄生二极管的饱和电压几乎不变化，但在漏极逆电流为“中”或者“大”的区域，开关元件Q1的寄生二极管的饱和电压相对于开关元件Q4的寄生二极管的饱和电压增大。这意味着，电流越大，相对于开关元件Q4(寄生二极管D4)，开关元件Q1(寄生二极管D1)在寄生二极管产生的导通损耗越大。此外，在图7的图表中，漏极逆电流为“小”的区域是通常不使用具备了电力转换装置1的机器的轻负载的区域，漏极逆电流为“中”的区域是在通常运转动作中使用具备了电力转换装置1的机器的区域，漏极逆电流为“大”的区域意味着在过负载动作中使用具备了电力转换装置1的机器的区域。

返回图6，在电路电流is开始流动至开关元件Q4闭合的时间dt3的区间，开关元件Q1成为闭合状态。由此，在开关元件Q1中，电路电流is在损耗较小的导通电阻的部分流动。另一方面，开关元件Q4成为断开状态，因此电路电流is在寄生二极管D4流动。即，在时间dt3产生的损耗(面积S的部分)为在开关元件Q1的导通电阻产生的导通损耗与在开关元件Q4的寄生二极管产生的导通损耗的合计值。

对按以下顺序来进行驱动时的动作进行研究，即，假设在交流电源电压vs的过零检测后，使开关元件Q4先形成闭合状态，在电路电流is、分流电流ish到达了判定值a后使开关元件Q1形成闭合状态的顺序。

在该情况下，面积S的区域处的损耗是开关元件Q4的导通电阻的部分与开关元件Q1的寄生二极管处的导通损耗的合计。如上所述，开关元件Q1的寄生二极管的导通损耗大于开关元件Q4的寄生二极管的导通损耗。因此，与按开关元件Q1→Q4的顺序进行了开关的情况相比较，在面积S的部分处的损耗增大。

通过这样的理由，在本实施方式中，为了尽可能抑制在同步整流控制时产生的导通损耗，在交流电源电压vs为正的极性时，按开关元件Q1→Q4的顺序使其闭合。在交流电源电压为负的极性的情况下，也相同地按开关元件Q2→Q3的顺序进行开关，由此能够尽可能抑制同步整流控制时的导通损耗，能够进行高效率驱动。

若在交流电源电压vs为正的半循环的期间且开关元件Q1、Q4均为闭合状态，则如由图5的虚线箭头表示的那样，电路电流is在交流电源G→电抗器L1→开关元件Q1→平滑电容器C1→分流电阻器R1→开关元件Q4→交流电源G的电流路径中流动。此时，开关元件Q2、Q3维持为断开状态(参照图6的波形W6E、W6F)。另外，如上所述，在图6的面积S的区域中，关于开关元件Q4，电路电流is在寄生二极管D4流动。

另外，如上所述在交流电源电压vs为负的半循环的期间，若开关元件Q2、Q3均为闭合状态，则图示省略，但电路电流is在交流电源G→开关元件Q3→平滑电容器C1→分流电阻器R1→开关元件Q2→电抗器L1→交流电源G的电流路径中流动。此时，开关元件Q1、Q4维持为断开状态(参照图6的波形W6D、W6G)。另外，如上所述，在图6的面积S的区域中，关于开关元件Q3，电路电流is在寄生二极管D3流动。

这样，在本实施方式中，开关元件Q3、Q4使用特性与开关元件Q1、Q2不同的元件。由此，开关元件Q1、Q2的寄生二极管的逆恢复时间与开关元件Q3、Q4的寄生二极管的逆恢复时间相比相对较短。

而且，开关元件Q1、Q2的寄生二极管的饱和电压Vf与开关元件Q3、Q4的寄生二极管的饱和电压Vf相比相对较高。而且，作为同步整流控制时的开关元件的闭合的顺序，将在过零检测后连接于电抗器L1的一侧的开关元件、即寄生二极管的饱和电压Vf较高的开关元件Q1、Q2先形成闭合状态，之后若分流电流ish(或者电路电流is)到达判定值a，则将未连接于电抗器的一侧的开关元件、即寄生二极管的饱和电压较低的一侧的开关元件Q3、Q4形成闭合状态。

另外，在本实施方式中，为了进行同步整流控制，在交流电源电压vs从正切换为负的过零时刻，切换开关元件Q1、Q2的闭合/断开状态，但此时为了防止开关元件Q1、Q2的上下短路，设置开关元件Q1、Q2双方成为断开状态的死区电流td。

如以上那样进行同步整流控制，由此能够高效率地驱动电力转换装置1。

(3.部分开关控制)

部分开关控制是使开关元件Q1～Q4中的连接于电抗器L1的2个开关元件Q1、Q2交替进行闭合/断开，并对使电抗器L1短路的动作进行预定次数的控制模式。通过这样的控制，能够进行基于电源功率因数改善的高次谐波电流的减少与直流电压的升压。

图8是表示部分开关控制中的交流电源电压vs、电路电流is、在分流电阻器R1流动的电流ish、和开关元件Q1～Q4的驱动脉冲的时间的变化的说明图。

此外，图8是以2次触发即每半循环2次使电抗器L1短路的情况下的例子。

若着眼于图8的波形W8A所示的交流电源电压vs为正的半循环的期间，则转换器控制部15d使开关元件Q1、Q2以预定次数·预定脉冲宽度交替地闭合/断开。即，转换器控制部15d从已切换交流电源电压vs的正·负的过零时刻之后，如图8的波形W8D、W8E所示，进行预定次数使开关元件Q1、Q2交替地闭合/断开的动作。另外，如波形W8F、W8G所示，转换器控制部15d与交流电源电压vs的极性同步地，设定开关元件Q3、Q4的闭合/断开状态。

以下，为了易于理解地对部分开关控制进行说明，将部分开关控制分成“功率因数改善动作”与“同步整流动作”进行说明。

首先，“功率因数改善动作”是将开关元件Q1、Q2双方暂时形成闭合状态，由此使功率因数改善电流isp(参照图8的波形W8B)经由电抗器L1流动的动作。

另外，“同步整流动作”是基于交流电源电压vs的极性来控制开关元件Q1～Q4，使电路电流is经由平滑电容器C1流动的动作。此外，上述的同步整流控制(参照图5、图6)是使该“同步整流动作”继续进行的控制模式。

详细后述，但在部分开关控制中，交替地进行预定次数上述的“同步整流动作”与“功率因数改善动作”。

首先，对“功率因数改善动作”进行说明。

例如，在交流电源电压vs为正的半循环的期间，转换器控制部15d将开关元件Q3维持为断开状态，并且(参照图8的波形W8F)将开关元件Q4维持为闭合状态(参照图8的波形W8G)。

另外，转换器控制部15d在从交流电源电压vs的过零后经过恒定时间tdel后，将开关元件Q2形成闭合，并且(参照图8的波形W8E)将开关元件Q1形成断开(参照图8的波形W8D)。参照图9，对此时流动的功率因数改善电流isp的路径进行说明。

图9是表示在交流电源电压vs为正的极性的半循环，进行了功率因数改善动作时的电流的流动的说明图。

若在交流电源电压vs为正的极性时进行功率因数改善动作，则如由图9的虚线箭头表示的那样，功率因数改善电流isp在交流电源G→电抗器L1→开关元件Q2→开关元件Q4→交流电源G的短路路径中流动。此外，开关元件Q4是假定了后述的同步整流动作时的情况，因此短路电流isp不向寄生二极管D4导通，而向导通电阻的部分导通。此时，在电抗器L1积蓄有以下的(数式2)表示的能量。此外，(数式2)所示的Isp是短路电流isp的有效值。

[数式2]

这样短路电流isp流动，由此能够减小电流波形的形变，使电流波形接近正弦波(参照图8的波形W8B)。

因此，能够改善电力转换装置1的功率因数，并且能够抑制高次谐波电流。另外，在如后所述将已闭合的开关元件Q2形成断开的时刻，积蓄于由数式2表示的电抗器L1的能量被充入平滑电容器C1，由此直流电压Vd被升压。

此外，在交流电源电压vs为负的极性的期间，虽省略图示，但短路电流isp(功率因数改善电流)在交流电源G→开关元件Q3→开关元件Q1→电抗器L1→交流电源G的短路路径流动。

接下来，对“同步整流动作”进行说明。

如图8的波形W8E所示，在通过开关元件Q2进行“功率因数改善动作”后，转换器控制部15d进行“同步整流动作”。即，转换器控制部15d将开关元件Q1从断开切换成闭合，并且(参照图8的波形W8D)将开关元件Q2从闭合切换成断开(参照图8的波形W8E)。此外，在该区间，开关元件Q3维持为断开状态(参照图8的波形W8F)。

这样，将开关元件Q1与Q2的闭合/断开状态相互切换的理由是因为切换功率因数改善动作与动机整流动作。例如，在交流电源电压vs为正的极性的情况下，若开关元件Q1也与开关元件Q3相同地，在始终断开状态下仅对开关元件Q2进行闭合/断开，则在开关元件断开时，电路电流is在开关元件Q1的寄生二极管D1流动，因此无法进行高效率动作。因此，在开关元件Q2断开时，将开关元件Q1形成闭合状态，由此进行同步整流动作，进行高效率动作。

而且，在本实施方式中，为了提高同步整流动作带来的效果，在部分开关控制中，也对未连接于电抗器L1的一侧的开关元件Q3或者Q4进行开关控制。

例如，以交流电源电压vs为正的极性的情况为例进行说明。在该情况下，如上所述，开关元件Q3始终是断开状态。在交流电源电压的过零后，在经过预定时间tdel后，开关元件Q2成为闭合，进行功率因数改善动作，功率因数改善电流向电路导通。之后，开关元件Q4与上述的同步整流控制的情况相同地，在分流电流ish的检测超过了判定值a的时刻成为闭合状态，之后在小于了判定值b的时刻，开关元件Q4成为断开状态。

这样控制开关元件Q4，由此与上述的同步整流动作的情况相同地，在部分开关控制中，也使用开关元件Q1与开关元件Q4进行同步整流动作，因此能够进行高效率动作。

而且，图8是对2次触发的情况(进行2次功率因数改善动作的情况)进行了说明的图，但也可以增加3次触发(进行3次功率因数改善动作)、4次触发(进行4次功率因数改善动作)等、功率因数改善动作的次数。在该情况下，如图8的波形W8G所示，在第2次触发以下，开关元件Q4维持闭合状态，因此在基于开关元件Q2的功率因数改善动作过程中，短路电流isp也如图9所示不向开关元件Q4的寄生二极管D4流动，而向导通电阻的部分流动，因此能够进行高效率动作。然后，在交替进行预定次数“功率因数改善动作”与“同步整流动作”后，转换器控制部15d在电路电流is流动的区间，将开关元件Q1与Q4形成闭合状态，因此能够减少开关元件Q1与Q4的导通损耗，因此能够进行高效率动作。

在本实施方式中，与检测为分流电流ish(或者电路电流is)的电流值对应地使用开关元件Q4，进行功率因数改善动作与同步整流动作，由此高效率驱动电力转换装置。换言之，上述的同步整流控制也相同，但在不进行功率因数改善动作时(在转换器动作断开时)，电路电流is向分流电阻器R1流动。即，能够通过分流电阻器进行电流检测(分流电流ish的检测)。这样在转换器断开时进行电流检测，进行同步整流控制、同步整流动作，由此能够进行高效率驱动。

此外，在为了进行功率因数改善动作而切换开关元件Q1、Q2的闭合/断开时，设置预定的死区电流。由此，能够防止开关元件Q1与Q2的上下短路。

这样，控制开关元件Q1～Q4，由此积蓄于电抗器L1的能量被释放至平滑电容器C1，从而平滑电容器C1的直流电压升压。此外，同步整流动作的电流路径与上述的同步整流模式的电流路径(参照图5的虚线箭头)相同。

例如，在负载H为电动机的情况下，存在电动机的感应电压伴随着旋转速度的上升而增高，从而难以驱动电动机的情况。与此相对，交替地进行上述的“功率因数改善动作”和“同步整流动作”来进行升压，由此能够提高电动机的旋转速度的允许限度。

此外，如图8的波形W8G所示，在预定的时刻控制开关元件Q4的理由也是因为除了进行基于同步整流的高效率动作之外，也防止逆流电流从上述的平滑电容器C1向交流电源流动。此外，将开关元件Q1、Q2交替地闭合/断开时的时刻、次数能够适当设定。

以上，列举交流电源电压vs为正的极性的情况为例进行了说明，但交流电源电压vs为负的极性的情况也相同地进行动作。即，如图7所示，对开关元件Q1～Q4进行开关控制，由此进行部分开关控制。

接下来，对部分开关控制中的开关元件Q1～Q4的驱动脉冲的设定进一步详细地进行说明。

图10是交流电源电压vs为正的半循环的部分开关控制的说明图。

此外，图10的横轴是时间。图10的波形W10A表示正的半循环的交流电源电压vs。图10的波形W10B是电路电流is、短路电流isp、和正弦波状的理想电流。图10的波形W10C、W10D、W10E是开关元件Q2、Q4、Q1的驱动脉冲。如图10的波形W10B的“理想电流”所示，正弦波状的电路电流is相对于交流电源电压vs以同相流动是理想的。

例如，关于理想电流上的点P1(参照图10的波形W10B)，预先将该点P1处的斜率设为di(P1)/dt。预先从电路电流is为零的状态起，将进行了使开关元件Q2在时间ton1_Q2内闭合的功率因数改善动作时的短路电流isp的斜率设为di(ton1_Q2)/dt。另外，之后，预先将在时间toff1_Q2内断开并进行了同步整流动作时的电路电流is的斜率设为di(toff1_Q2)/dt。这里，以斜率di(ton1_Q2)/dt与斜率di(toff1_Q2)/dt的平均值和点P1的斜率di(P1)/dt相等的方式控制开关元件Q1、Q2的闭合/断开。

另外，与点P1相同地，预先将点P2处的电流的斜率设为di(P2)/dt。然后，预先将进行了使开关元件Q2在时间ton2_Q2内闭合的功率因数改善动作时的功率因数改善电流isp的斜率设为di(ton2_Q2)/dt。另外，之后预先将在时间toff2_Q2内断开开关元件Q2并将开关元件Q1形成闭合状态且进行了同步整流动作时的电路电流is的斜率设为di(toff2_Q2)/dt。与点P1的情况相同地，以斜率di(ton2_Q2)/dt与斜率di(toff2_Q2)/dt的平均值和点P2的斜率di(P2)/dt相等的方式控制开关元件Q1、Q2的闭合/断开。在交流电源电压vs为正的半循环，重复预定次数这样的处理。此外，开关元件Q2的开关次数越多，越能够使电路电流is接近理想的正弦波状的波形，但优选考虑开关损耗与功率因数两者来设定开关次数。

如上所述，在开关元件Q2断开时，将开关元件Q1形成闭合状态并进行同步整流动作，因此能够进行高效率动作。关于开关元件Q4，也如上所述，在不进行功率因数改善动作时，在分流电流ish的检测值超过了判定值a的时刻将开关元件Q4形成闭合状态，由此进行同步整流，由此能够进行高效率动作。另外，虽未图示，但在切换开关元件Q1、Q2的闭合/断开时，为了防止平滑电容器C1的上下短路，而设置预定时间死区电流。

此外，针对交流电源电压vs为负的极性的半循环，也与交流电源电压vs为正的极性的情况相同，设定开关元件Q1～Q4的驱动脉冲。由此，进行功率因数改善动作与同步整流动作。

(4.高速开关控制)

高速开关控制是在预定周期内重复使开关元件Q1～Q4中的连接于电抗器L1的2个开关元件Q1、Q2交替闭合/断开的动作的控制模式。

图11是表示高速开关控制中的交流电源电压vs、电路电流is、功率因数改善电流isp、分流电流ish、和开关元件Q1～Q4的驱动脉冲的时间的变化的说明图。

在高速开关控制中，在预定周期内交替重复在部分开关控制中说明的“功率因数改善动作”与“同步整流动作”。

以图11的波形W11A所示的交流电源电压vs为正的半循环的情况为例，对功率因数改善动作进行说明。如波形W11D、W11E所示，转换器控制部15d在预定的周期T使开关元件Q1、Q2相互闭合/断开。另外，如波形W11F所示，转换器控制部15d在交流电源电压vs为正的半循环，将开关元件Q3维持为断开状态。由此，功率因数改善电流isp(参照图9)经由电抗器L1流动，因此能够改善功率因数，并且能够抑制高次谐波电流。

接下来，以波形W11A所示的交流电源电压vs的正的半循环为例，对同步整流动作进行说明。转换器控制部15d例如如上所述将开关元件Q1形成闭合状态，将开关元件Q2形成断开状态。由此，积蓄于电抗器L1的能量被释放至平滑电容器C1，因此平滑电容器C1的直流电压Vd被升压。另外，与使电路电流is经由寄生二极管D1流动的情况相比，导通损耗减少，因此能够高效率地进行电力转换。此外，同步整流动作时的电流路径与图5相同。

另外，在交流电源电压vs为负的半循环，也相同地，使开关元件Q1、Q2交替地闭合/断开(参照波形W11D、W11E)。另外，与交流电源电压vs的极性同步地，开关元件Q3形成闭合状态(参照波形W11F)，开关元件Q4形成断开状态(参照波形W11G)。此外，开关元件Q1、Q2的导通占空比以使电路电流is接近正弦波的方式被适当地设定。

这里，对未连接于电抗器L1的开关元件Q4的动作进行说明。与上述的同步整流控制、部分开关控制的情况相同地，为了防止电流从直流电压侧向交流电源的逆流，在交流电源电压的过零检测后，在预定时间内将开关元件Q4形成断开状态。然后，通过分流电阻器R1检测电路电流is，在其检测值超过了判定值a的情况下，将开关元件Q3或者Q4形成闭合状态，进行同步整流动作。即，例如在交流电源电压vs的正的半循环的初期的、交流电源电压vs＜直流电压Vd、电路电流Is＝0的区间，为了防止逆流电流，将开关元件Q4维持为断开状态。然后，开关元件Q2成为闭合状态，功率因数改善电流isp导通。

之后，开关元件Q2成为断开状态，若分流电流ish的检测值超过判定值a，则将开关元件Q4形成闭合状态，进行同步整流动作。而且，若分流电流ish的检测值小于判定值b，则将开关元件Q4形成断开状态。由此，能够防止从直流电压侧向交流电源的逆流电流，并且能够高效率地进行电力转换。

此外，在高负载时，比较大的电路电流is流动，因此与此相伴地，容易产生高次谐波。在本实施方式中，在高负载时进行高速开关控制，由此使电路电流is接近正弦波。由此，可以通过改善功率因数来抑制高次谐波。

接下来，对高速开关控制中的占空比的设定进行说明。

电力转换装置1的电路电流is(瞬时值)由以下的(数式3)表示。这里，Vs是交流电源电压vs的有效值，Kp是电流控制增益，Vd是直流电压，ω是角频率。

[数式3]

若整理上述的(数式3)，则成为以下的(数式4)。

[数式4]

另外，电路电流is(瞬时值)与电路电流Is(有效值)的关系由以下的(数式5)表示。如上所述，电路电流is(瞬时值)由分流电阻器R1检测，电路电流Is(有效值)由电流检测部11检测。

[数式5]

若将(数式4)变形并代入(数式5)，则电流控制增益Kp由以下的(数式6)表示。此外，m为升压比。

[数式6]

这里，若根据(数式6)，使升压比m的倒数向右边移项，则以下的(数式7)的关系成立。

[数式7]

另外，在交流电源电压vs为正的半循环，开关元件Q2的导通占空比d(导通率)由以下的(数式8)表示。此外，交流电源电压vs为负的半循环的开关元件Q1的导通占空比d也相同。

[数式8]

据此，通过控制(数式7)所示的Kp·Is，由此能够使直流电压Vd升压至交流电源电压Vs(有效值)的a倍。此时的开关元件Q2(或者，开关元件Q1)的导通占空比d由上述的(数式8)给出。

此外，通过升压比控制部15b(参照图9)基于由负载检测部14检测的负载来设定升压比m。例如，负载越大，升压比m也越被设定为较大的值。

图12是在交流电源电压vs为正的半循环中，表示高速开关控制下的开关元件Q1、Q2的导通占空比的说明图。

此外，图12的横轴是交流电源电压vs为正的半循环的时间(从正的半循环的开始时经过的时间)，纵轴是开关元件Q1、Q2的导通占空比d_Q1、d_Q2。

另外，图12的虚线是未考虑死区电流dtx的情况下的开关元件Q1的导通占空比d_Q1。实线是考虑了死区电流dtx的情况下的开关元件Q1的导通占空比d_Q1。双点划线是开关元件Q2的导通占空比d_Q2。

由虚线表示的开关元件Q1的导通占空比d_Q1例如设定为与交流电源电压Vs(有效值)成比例。由双点划线表示的开关元件Q2的导通占空比d_Q2设定为从1.0减去了开关元件Q1的导通占空比d_Q1的值。

如对(数式8)进行了说明的那样，电路电流is越大，开关元件Q2的导通占空比d_Q2越设定成较小的值，开关元件Q1的导通占空比d_Q1越设定成较大的值。换言之，在同步整流动作中被闭合的开关元件Q1的导通占空比d_Q1相对于在功率因数改善动作中被闭合的开关元件Q2的导通占空比d_Q2成为逆特性。

此外，为了避免桥接电路10的上下短路，如由图12的实线表示的那样，优选进行考虑了死区电流dtx的控制。若施加预定的死区电流dtx(未图示)，则开关元件Q1的导通占空比d_Q1小于与该死区电流dts相应的量。

图13是表示高速开关控制中的交流电源电压vs与电路电流is的关系的说明图。

图13的横轴是从开始交流电源电压vs的正的半循环的时刻起的经过时间(时间)，纵轴是交流电源电压vs(瞬时值)和电路电流is(瞬时值)。

如图13所示，通过进行高速开关控制，由此交流电源电压vs和电路电流is成为正弦波状的波形，另外，交流电源电压vs与电路电流is成为大致同相。即，明确进行高速开关控制，由此功率因数被改善。为了使这样的正弦波状的电路电流is流动，开关元件Q2的导通占空比d_Q2在以下的(数式9)中被设定。

[数式9]

d_Q2＝1-K_p·|i_s|…(数式9)

另外，开关元件Q1的导通占空比d_Q1通过以下的(数式10)来设定。

[数式10]

d_Q1＝1-d_Q2…(数式10)

图14是表示在高速开关控制中，在未考虑电抗器L1的电流相位的延迟部分的情况、考虑了电流相位的延迟部分的情况下的开关元件Q2的导通占空比d_Q2的说明图。

图14的横轴是从开始交流电源电压vs的正的半循环的时刻起的经过时间(时间)，纵轴是高速开关控制中的开关元件Q2的导通占空比。

另外，实线是未考虑电抗器L1的电流相位的延迟的情况下的开关元件Q2的导通占空比。虚线是考虑了电抗器L1的电流相位的延迟的情况下的开关元件Q2的导通占空比。如由图14的虚线表示的那样，通过设定开关元件Q2的导通占空比，由此即便在电抗器L1的电感较大的情况下，也能够使正弦波状的电路电流is流动。

＜过电流保护＞

接下来，对本实施方式的电力转换装置的过电流保护进行说明。

图15是执行同步整流控制时过电流导通而进行保护控制的情况的说明图。图中的波形HIN＿1是从转换器控制部15d输出至驱动电路IC1的HIN端子(参照图2)的开关元件Q1的驱动脉冲。另外，LIN＿1是从转换器控制部15d输出至驱动电路IC1的LIN端子的开关元件Q2的驱动脉冲。另外，HIN＿2是从转换器控制部15d输出至驱动电路IC2的HIN端子的开关元件Q3的驱动脉冲。另外，LIN＿2是从转换器控制部15d输出至驱动电路IC2的LIN端子的开关元件Q4的驱动脉冲。

此外，若从转换器控制部15d向驱动电路IC1、IC2的HIN端子或者LIN端子输入Hi电平的信号，则从作为对应的驱动电路IC1、IC2的输出部的Ho端子或者Lo端子(参照图2)输出Hi电平的信号。由此，对应的开关元件Q1～Q4成为闭合状态。相反，若从转换器控制部15d向驱动电路IC1、IC2的HIN端子或者LIN端子输入Lo电平的信号，则从对应的Ho端子或者Lo端子输出Lo电平的信号。由此，对应的开关元件Q1～Q4成为断开状态。

在图15中，vs是交流电源电压(瞬时值)，is是电路电流(瞬时值)的波形。另外，ish是向分流电阻器R1导通的电流波形。另外，vsh是在分流电阻器R1产生的电压波形。ish与vsh存在电流与电压的不同，但波形大致相同，为了简化，集中图示成一个波形。

vtr是以驱动电路IC1的GND端子为基准的ITrip端子的电压波形。实际上，虽然产生虚线那样的负电压，但驱动电路IC1不在负电压的范围内进行驱动(在0V～Vcc的范围内进行驱动)，因此在ITrip端子中，虚线那样的负电压未被检测出。Fault是驱动电路IC1的Fault端子的输出电压波形。

(模式[1]同步整流&稳定电流)

另外，图15是表示在执行同步整流控制时，进行过电流保护的情况下的各部的波形的图。

在图15的输出电压波形Fault中，区间T1是交流电源电压vs为正的半循环的区域。另外，在图15的输出电压波形Fault中，区间T2是交流电源电压vs为负的半循环的区域。图16是表示正的半循环的电路电流is的流动的图。另外，图17是表示负的半循环的电路电流is的流动的图。

为了进行同步整流控制，在图16所示的正的半循环中，将开关元件Q1、Q4形成闭合状态。另外，在图17所示的负的半循环中，将开关元件Q2与Q3形成闭合状态。

之后，成为图15所示的区间T3的区域，再次成为交流电源电压vs为正的半循环。

不过，在图15的例子中，在区间T3，因负载变动等，电路电流is超过电流阈值tha。若分流电阻器R1、转换器控制部15d检测到该情况，则转换器控制部15d向开关元件Q1～Q4输出断开信号(0V)，由此将开关元件Q1～Q4形成断开状态。实际上，在检测到超过电流阈值tha的过电流后，在开关元件Q1～Q4断开前，经过图15所示的时间dt11。这是在检测到过电流后，为了进行控制部15内的运算等而经过的时间。

通过进行以上那样的控制，由此能够在同步整流控制中产生的过电流中保护电力转换装置。另外，除了使开关元件Q1～Q4断开，而且也可以使连接于电力转换装置1的变频器、电动机等的负载H停止。

(模式[2]功率因数改善&稳定电流)

图18是表示在执行部分开关控制时，进行过电流保护的情况下的各部的波形的图。

与上述的图15相同地，区间T1、T3是交流电源电压vs的正的半循环，区间T2是交流电源电压vs的负的半循环的区间。另外，作为部分开关控制，示出了2次触发的情况下的例子。

在区间T1、T2，部分开关控制不特别存在问题地动作。不过，在图示的例子中，在区间T3，因某些理由，第1次触发的导通时间延长，电路电流is超过电流阈值tha。

另外，在电路电流is超过电流阈值tha后，直至在电路电流is产生峰值，经过时间dt12，之后，在进一步经过了时间dt13后，开关元件Q1～Q4成为断开状态。该时间dt12的期间是进行开关元件Q2与Q4成为闭合状态的功率因数改善动作的区间，因此是在分流电阻器R1不流动电流，无法进行利用分流电阻器R1的电流检测的区间。

图19是表示功率因数改善动作中的电路电流is的流动的图。

若该功率因数改善动作结束，移至开关元件Q1与Q4成为闭合状态的同步整流动作，则在分流电阻器R1流动电流。因此，作为过电流能够进行电流检测。而且，在该同步整流动作的区间检测过电流，将开关元件Q1～Q4形成断开状态，由此使同步整流动作、部分开关控制停止，保护各部的电路。实际上，与图6的情况相同，在使开关元件Q1～Q4断开前，经过时间dt13。

通过进行以上那样的控制，由此能够从部分开关控制中产生的过电流中保护电力转换装置1。另外，除了使开关元件Q1～Q4断开，而且也可以使连接于电力转换装置1的变频器、电动机等的负载H停止。

(模式[3]在平滑电容器C1产生了短路的情况下)

接下来，对平滑电容器C1的两端(直流电压Vd)短路，过电流流动的情况下的保护控制进行说明。

图20是在平滑电容器C1即直流电压Vd产生了短路时，进行过电流保护的情况下的第1波形图。

列举进行部分开关控制，直流电压Vd错误地产生了短路的情况为例进行说明。在区间T1、T2，正常地执行部分开关控制。而且，在交流电源电压vs为正的半循环的区间T3，若为了进行功率因数改善动作，本来理应成为断开的开关元件Q1因某些理由而错误地成为闭合，则产生短路电流ist(参照图21)。

该短路电流与上述的模式[1]、[2]那样的稳定状态下的过电流相比，电流的斜率较大，在更短时间内导通过大的电流。因此，优选更加迅速地进行保护控制。

因此，在本实施方式的电力转换装置1中，具备在驱动开关元件Q1、Q2的驱动电路IC1的内部，在检测到过电流的情况下在电路上强制地将开关元件Q1、Q2形成断开的保护功能。

为了对该保护功能进行说明，对比较例的结构进行说明。

图21是表示在比较例中，直流电压Vd产生了短路的情况下的短路电流ist的电流路径的图。在上述的本实施方式的结构(参照图2)中，在驱动电路IC2的HIN端子和LIN端子与驱动电路IC1的Fault端子之间经由连接点N7分别连接有二极管D5、D6(传递元件)。与此相对，在图21所示的比较例中，不设置二极管D5、D6这点不同。

在图21中，按箭头的方向向分流电阻器R1导通短路电流ist。但是，在分流电阻器R1产生的电压在连接点N5，即在作为转换器控制部15d的基准电位的GND基准形成负电压，在转换器控制部15d中检测电压被视为0V，从而无法检测该短路电流。

因此，在本比较例(和本实施方式)中，为了保护各部，避免直流电压Vd的短路电流的影响，并不会如上述的模式[1]、[2]那样使用转换器控制部15d(软件方面)进行保护，而使用驱动电路IC1具有的保护功能。换言之，在硬件方面进行过电流保护。因此，可以减少如上述的处理那样在检测到过电流后直至将开关元件Q1、Q2形成断开的时间延迟，从而迅速地将开关元件Q1、Q2断开，因此即便在产生了直流电压的短路电流那样的在时间上较快并且电流值也较大的过电流的情况下，也能够切实地保护各部的电路。

若按图21所示的箭头的方向流动短路电流ist，则在驱动电路IC1的ITrip端子以GND端子为基准，如图示的那样产生电压vtr。在该电压vtr超过了预定值的情况下，驱动电路IC1内的保护电路进行动作，使开关元件Q1、Q2断开。另外，进行该保护动作，与此同时，从驱动电路IC1的Fault端子输出电压0V。

为了形成更加廉价的结构，本实施方式的电力转换装置在驱动开关元件Q3、Q4的驱动电路IC2省略驱动电路IC1那样的保护电路。但是，开关元件Q3、Q4也优选与开关元件Q1、Q2相同地，迅速地断开。在图21所示的比较例的电路结构中，即使短路电流ist流动，也如上所述，由于在转换器控制部15d中无法检测该短路电流ist，因此在短路电流ist流动时，无法向开关元件Q3、Q4迅速地给予断开指令。因此，如图20所示，即使在短路电流导通后，在开关元件Q1、Q2断开后，也存在开关元件Q4(在交流电源电压vs为负的周期的情况下，开关元件Q3)进行动作，根据情况有可能使元件破坏。

因此，在本实施方式的电力转换装置1中，如图2所示，将二极管D5、D6分别连接于驱动电路IC1的Fault端子与驱动电路IC2的HIN端子、LIN端子之间，由此短路电流导通，使开关元件Q1、Q2电路断开，与此大致同时，也使开关元件Q3、Q4断开。

图22是表示在本实施方式的电力转换装置1(参照图2)中，直流电压Vd产生了短路的情况下的短路电流ist的电流路径的图。另外，图23是图22所示的状态即直流电压Vd的短路状态下的各部的波形图。

在图23中，在区间T1、T2，正常地执行部分开关控制。不过，在交流电源电压vs为正的半循环的区间T3，为了进行功率因数改善动作，本来理应成为断开的开关元件Q1因某些理由而错误地成为闭合，从而产生短路电流ist(参照图22)。

短路电流ist按箭头的方向向图中的分流电阻器R1导通。但是，如上所述，转换器控制部15d无法通过分流电阻器R1检测该短路电流。另一方面，针对开关元件Q1、Q2，能够如上所述使用驱动电路IC1内的保护电路使其断开。若该保护电路进行工作，则驱动电路IC1的Fault端子大致同时输出0V。因此，驱动电路IC2的HIN端子与LIN端子的电位假设即使从端口P5、P6输出驱动脉冲，也经由二极管D5、D6而成为0V，开关元件Q3、Q4强制地成为断开状态。

如以上那样，本实施方式的电力转换装置若直流电压Vd短路而产生短路电流ist，则使开关元件Q1～Q4迅速断开，由此能够切实地进行保护动作。而且，除了使开关元件Q1～Q4断开，而且也可以使连接于电力转换装置1的变频器、电动机等的负载H停止。

如以上那样，本实施方式的电力转换装置针对速率较慢的稳定的过电流，使用分流电阻器R1进行电流检测，通过转换器控制部15d使开关元件Q1～Q4断开，由此进行保护(软件方面进行保护)。

另一方面，相对于上升的速率较快的短路电流ist，在电路方面迅速地使开关元件Q1～Q4断开，由此进行保护。

这样，本实施方式的电力转换装置能够切实地保护元件，避免过电流、短路电流的影响。而且，能够如驱动电路IC2那样使用无保护功能的廉价的驱动电路IC，并且也能够进行元件的保护。

＜控制模式的切换控制＞

转换器控制部15d(参照图1)例如，在负载比较小的低负载区域进行同步整流控制，在额定运转区域进行部分开关控制，在负载比较大的高负载区域进行高速开关控制。此外，在负载非常小时，可以进行二极管整流控制，另外，也可以不进行二极管整流。

图24的波形W24A是部分开关控制的正的半循环中的交流电源电压vs和电路电流is的波形图。波形W24A所示的峰值is1是部分开关控制的电路电流is的峰值。

另外，波形W24B是高速开关控制的正的半循环中的交流电源电压vs和电路电流is的波形图。波形W24B所示的峰值is2是高速开关控制的电路电流is的峰值。

如波形W24B所示，高速开关控制的电路电流is的峰值is2小于部分开关控制的电路电流is的峰值is1。

假设，若控制为使上述的峰值is1、is2成为大致相同，则高速开关控制的功率因数高于部分开关控制的功率因数，因此直流电压Vd在高速开关控制中过于被升压。与此相对，在本实施方式中，调整开关元件Q1、Q2的导通占空比，以使峰值is1＞峰值is2。即，转换器控制部15d在从部分开关控制和高速开关控制中的一方切换成另一方时，为了抑制平滑电容器C1的直流电压Vd的变动，而以使开关元件Q1、Q2的导通占空比逐渐变化的方式进行调整。由此，在从部分开关控制和高速开关控制中的一方移至另一方时，抑制直流电压Vd的变动，直流电压Vd逐渐变化。

另外，转换器控制部15d优选在交流电源电压vs的过零时刻，进行控制模式的切换。例如，转换器控制部15d在交流电源电压vs的过零时刻，从部分开关控制切换成高速开关控制。由此，在控制模式的切换时，能够抑制控制变得不稳定、直流电压Vd产生变动。

＜第1实施方式的效果＞

如以上那样，根据本实施方式，通过在低负载时进行同步整流控制，由此使电流在开关元件Q1～Q4积极地流动。由此，能够抑制寄生二极管D1～D4中的损耗，而高效率地进行电力转换。

另外，在额定负载时，进行部分开关控制，开关元件Q1、Q2以预定次数交替地进行开关。由此，能够进行升压、功率因数的改善和高次谐波的抑制。另外，与高速开关控制相比，开关次数较少，因此能够减少开关损耗。

另外，在高负载时，进行高速开关控制，在预定周期内交替地对开关元件Q1、Q2进行开关。由此，能够进行升压、功率因数的改善和高次谐波的抑制。在高速开关控制中，如上所述，电路电流is成为正弦波状(参照图11的波形W11B)，因此特别是对于功率因数的改善、高次谐波的抑制有效果。

[第2实施方式]

＜空调机的结构＞

接下来，对本发明的第2实施方式的空调机W的结构进行说明。在以下的说明中，存在对与图1～图24的各部对应的部分标注相同的附图标记，省略其说明的情况。

图25是第2实施方式的空调机W的简要结构图。如图示那样，空调机W具有：室内机U1、室外机U2、连接两者的配管k、和遥控器Re。空调机W是在公知的热泵循环中使制冷剂循环，由此执行空调(制冷运转、供暖运转、除湿运转等)的机器。遥控器Re在与室内机U1之间收发预定的各种信号(运转/停止指令、设定温度的变更、计时器的设定、运转模式的变更等)。

图26是空调机W的冷却系统图。如图示那样，室内机U1具备室内热交换器44和室内风扇F2。另外，室外机U2具备：电力转换装置1、变频器2、内置电动机41a、压缩机41、室外热交换器42、和膨胀阀43。这里，室内机U1与室外机U2经由制冷剂所导通的配管k而连接，并且虽未图示，但经由通信线被连接。室外机U2内的电力转换装置1将从交流电源G供给的交流电压转换成直流电压，供给至变频器2。变频器2例如通过PWM控制(PulseWidthModulation)将该直流电压转换成任意的频率的交流电压，旋转驱动电动机41a。

压缩机41通过旋转驱动电动机41a而对制冷剂进行压缩。室外热交换器42在从室外风扇F1被送入的室内空气与制冷剂之间进行热交换。膨胀阀43使从室外热交换器42或者室内热交换器44流入的制冷剂膨胀而进行减压。室内热交换器44在从室内风扇F2送入的室内空气与制冷剂之间进行热交换。上述的结构要素中的压缩机41、室外热交换器42、膨胀阀43、室内热交换器44和配管k呈环状连接，在热泵循环中使制冷剂循环。因此，将这些总称为“制冷剂回路4”。

此外，空调机W可以是制冷用，另外也可以是供暖用。另外，也可以设置在制冷时与供暖时切换制冷剂流动的方向的四通阀(未图示)。

＜电力转换装置的结构和动作＞

接下来，对本实施方式的电力转换装置1的结构和动作进行说明。

本实施方式的电力转换装置1的硬件结构与第1实施方式(参照图1、图2)相同，但图1所示的负载H在本实施方式中与电动机41a对应。另外，在本实施方式中，控制部15在对由电流检测部11(参照图1)检测的电路电流Is(有效值)与预定的阈值I1(第1阈值)、I2(第2阈值)的大小进行比较，根据其结果来切换电力转换装置1的控制模式这点与第1实施方式不同。因此，对切换控制模式的处理进行说明。

图27是在第2实施方式中，表示负载的大小、控制模式、和机器的运转区域的关系的图。

在图27中，电路电流Is未达到阈值I1的区域是负载的大小(即，作为有效值的电路电流Is)比较小的区域，在空调机W中，称为“中间运转区域”。在该区域中，控制部15选择“同步整流控制”作为控制模式，实现高效率化。

另外，电路电流Is为阈值I1以上且未达到阈值I2的区域是负载大于中间运转区域，且能够使压缩机41的电动机41a(即，图1所示的负载H)进行额定运转的区域。在空调机W中，将该区域称为“额定运转区域”。在该区域中，控制部15选择“部分开关控制”作为控制模式，实现升压、功率因数的改善、和高次谐波电流的抑制。

另外，电路电流Is为阈值I2以上的区域是负载的大小比较大的区域。例如，相当于在外部空气温度非常低时进行供暖运转的情况、在外部空气温度非常高时进行制冷运转的情况下的运转区域。在空调机W中，将该区域称为“低温供暖·高负载区域”。不过，在图27中，“低温供暖·高负载区域”的一部分与“额定运转区域”重叠。若电路电流Is成为阈值I2以上，则控制部15选择“高速开关控制”作为控制模式，选择“同步整流控制”，进行升压、功率因数的改善、和高次谐波的抑制。此外，上述的阈值I1、I2的大小也可以基于预先的实验、模拟来适当地设定。

＜电力转换装置的动作＞

图28是电力转换装置1的控制部15执行的控制程序的流程图。此外，在图28的“START”时，电动机41a(参照图26)驱动。

在步骤S101中，控制部15读入电流检测部11检测出的电路电流Is(有效值)。

在步骤S102中，控制部15判定在步骤S101中读入的电路电流Is是否未达到阈值I1(第1阈值)。即，控制部15判定电路电流Is是否包含于“中间运转区域”(参照图27)。

在电路电流Is未达到阈值I1的情况下(S102：是)，控制部15的处理进入步骤S103，控制部15执行同步整流控制。这样，在中间运转区域中进行同步整流控制，由此能够如在第1实施方式中说明的那样，高效率地进行电力转换。

另外，在步骤S102中，在电路电流Is为阈值I1以上的情况下(S102：否)，控制部15的处理进入步骤S104。在步骤S104中，控制部15判定电路电流Is是否未达到阈值I2(第2阈值)。即，控制部15判定电路电流Is是否包含于“额定运转区域”(参照图27)。此外，如上所述，阈值I2是大于阈值I1的值。

在电路电流Is未达到阈值I2的情况下(S104：是)，控制部15的处理进入步骤S105。在步骤S105中，控制部15执行部分开关控制。这样，在额定运转区域进行部分开关控制，由此如在第1实施方式中说明的那样，能够进行升压、功率因数的改善、和高次谐波的抑制。

另外，在步骤S104中，在电路电流Is为阈值I2以上的情况下(S104：否)，控制部15的处理进入步骤S106。在步骤S106中，控制部15执行高速开关控制。由此，即使在高负载运转区域流动较大的电路电流is，也能够改善功率因数，并且能够抑制高次谐波。

在进行了步骤S103、S105、S106中的任何的处理后，控制部15的处理返回“START”(RETURN)。

此外，在电路电流Is非常小的情况下，也可以进行在第1实施方式中说明的二极管整流控制(参照图3、4)。

＜第2实施方式的效果＞

根据本实施方式，与负载的大小即电路电流Is的大小对应地切换控制模式，由此能够实现电力转换装置1的高效率化，并且抑制高次谐波。具备这样的电力转换装置1，由此能够提供能量效率(即，APF：Annual Performance Factor)较高，且实现了节能化的空调机W。

[变形例]

本发明不限定于上述的实施方式，能够进行各种变形。上述的实施方式是为了使本发明易于理解而说明例示的，不必限定于具备说明的全部的结构。另外，能够将某实施方式的结构的一部分置换成其他的实施方式的结构，另外，也能够在某实施方式的结构上添加其他的实施方式的结构。另外，针对各实施方式的构成的一部，能够删除，或者追加·置换其他的结构。另外，图中所示的控制线、信息线考虑为在说明上是必要的，不限定于在制品上示出必要的全部的控制线、信息线。实际上，也可以考虑为将几乎全部的结构相互连接。相对于上述实施方式能够进行的变形例如以下结构。

＜第1变形例＞

图29是第1变形例所涉及的电力转换装置1A的框图。

图29所示的电力转换装置1A在第1实施方式的电力转换装置1(参照图1)中，成为在电流检测部11与交流电源G之间追加了电抗器L2的结构。电抗器L2设置于连接连接点N2与交流电源G的布线hb。通过这样设置电抗器L2，由此能够减少伴随着在第1实施方式中说明的“功率因数改善动作”的噪声。

＜第2变形例＞

图30是第2变形例的电力转换装置1B的框图。

图30所示的电力转换装置1B在作为经由连接点N1连接于电抗器L1的开关元件Q1、Q2，不使用MOSFET，而使用IGBT(Insulated-Gate-Bipolar-Transistor)这点与第1实施方式(参照图1)不同。这样，即使作为开关元件Q1、Q2而使用IGBT，也能够起到与第1实施方式相同的效果。此外，作为以并联的方式连接于开关元件Q1、Q2的二极管D1、D2，也可以使用FRD(Fast-Recovery-Diode)、SiC－SBD(Silicon-Carbide-SchokkyBarrier-Diodes)。

此外，作为开关元件Q1～Q4，也可以使用导通电阻较小的超级结MOSFET(SJMOSFET)。特别是，优选使用逆恢复时间(timeofreverserecovery：trr)比较短的高速trr类型的开关元件。上述的“逆恢复时间”是逆恢复电流流动的时间，“逆恢复电流”是在施加于寄生二极管D1～D4的电压从顺方向电压切换成相反方向电压的瞬间流动的电流。例如，作为开关元件Q1～Q4使用逆恢复时间为300nsec以下的SJMOSFET，由此能够减少损耗，实现进一步的高效率化。

另外，作为开关元件Q1～Q4，优选使用导通电阻为0.2Ω以下的开关元件。由此，能够减少开关元件Q1～Q4的导通损耗。

另外，开关元件Q1、Q2的逆恢复时间优选短于开关元件Q3、Q4。如上所述，在同步整流控制、部分开关控制、高速开关中，在交流电源电压vs的每半循环进行预定次数的开关元件Q1、Q2的闭合/断开。因此，作为开关元件Q1、Q2使用逆恢复时间较短的开关元件，由此逆恢复电流变小，因此能够减少开关损耗。此外，对于开关元件Q3、Q4，在功率因数改善动作时不产生逆恢复电流，因此也可以使用逆恢复时间比较长，且导通电阻相对于开关元件Q1、Q2相对小的元件。

另外，作为开关元件Q1～Q4，例如也可以使用SiC(Silicon Carbide)－MOSFET、氮化镓(GaN；Gallium nitride)元件。由此，能够进一步减少电力转换装置1的能量损耗，实现高效率化。

＜第3变形例＞

图31是第3变形例所涉及的电力转换装置1C的框图。

图31所示的电力转换装置1C相对于图1所示的第1实施方式的电力转换装置1，成为在布线ha新追加电流传感器CT的结构。例如，也可以对电流传感器CT使用电流变换器、霍尔元件。在该位置配置电流传感器CT，由此不仅能够检测同步整流(全波整流)时的电路电流，还能够检测功率因数改善动作时的短路电流isp。

在图1的结构中，使用由分流电阻器R1检测出的电流值，以不产生逆流电流的方式进行开关元件Q3与Q4的同步整流控制。在图1的结构中，由于无法检测功率因数改善动作时的电流，因此在功率因数改善动作断开时进行了电流检测。因此，如上所述，为了防止电流向交流电源侧的逆流，通过分流电阻器进行电流检测，在切实地检测到电路电流导通的状态的基础上，进行开关元件Q3或者Q4的同步整流动作。因此，最初的第1次触发不进行同步整流。

与此相对，对于本变形例而言，通过电流传感器CT进行电流检测，由此也能够检测功率因数改善电流，因此通过与第1次触发的功率因数改善电流导通开始同时使开关元件Q3或者Q4闭合，由此第1次触发也能够执行同步整流，能够进行进一步的高效率动作。

图32是表示在图31的电路构成中进行部分开关控制(2次触发)的情况下的交流电源电压vs、电路电流is、功率因数改善电流isp、分流电流ish和开关元件Q1～Q4的驱动脉冲的时间的变化(波形W32A～W32G)的波形图。

＜第4变形例＞

图33是第4变形例的电力转换装置的控制系统等的框图。若与第1实施方式的结构(参照图2)相比，则在代替作为传递元件的二极管D5、D6，而应用晶体管Tr1、Tr2这点不同。晶体管Tr1、Tr2若驱动电路IC1输出的输出电压波形Fault成为0V，则成为闭合状态，而向驱动电路IC2的HIN端子和LIN端子施加电压0V。此外，代替晶体管Tr1、Tr2，也可以应用IGBT、MOSFET等其他的开关元件。即使在这样的结构中，也能够相对于在平滑电容器C1产生的短路电流，迅速地进行各部的保护。

＜控制模式的选择的变形例＞

图34是与其他各种变形例的电力转换装置的控制模式的切换有关的说明图。图中的控制方法X1～X8表示其他的各种变形例的控制模式的选择方法。此外，这些变形例的电力转换装置的硬件结构与第1实施方式、第2实施方式相同。

在图34中，“同步整流”意味着作为控制模式选择“同步整流控制”。另外，“同步整流+部分SW”意味着在部分开关控制中包含上述同步整流控制(即，交替地进行功率因数改善动作与同步整流控制)。另外，“同步整流+高速SW”意味着在高速开关控制中包含有同步整流控制。

另外，“二极管整流+部分SW”意味着在部分开关控制中包含二极管整流控制。如上所述，“二极管整流控制”是使电路电流is经由寄生二极管D1等流动的动作。即，“二极管整流+部分SW”意味着交替地进行功率因数改善动作与二极管整流控制，由此进行部分开关控制。“二极管整流+高速SW”意味着在高速开关控制中包含二极管整流控制。

例如，如控制方法X1所示，在负载(例如，电流检测部11检测的电路电流Is)为阈值I1以上的情况下，进行包含同步整流控制的部分开关控制，在负载未达到阈值I1的情况下，也可以进行同步整流控制。

另外，例如，如控制方法X2所示，在负载为阈值I1以上的情况下，进行包含同步整流控制的高速开关控制，在负载未达到阈值I1的情况下，也可以进行同步整流控制。

图34所示的控制方法X3与在第2实施方式中说明的控制方法(参照图27、图28)相同。

另外，例如，如控制方法X4所示，在负载为阈值I1以上的情况下，进行包含二极管整流控制的部分开关控制，在负载未达到阈值I1的情况下，也可以进行同步整流控制。这样进行二极管整流控制，由此在交流电源电压vs的半循环中，形成闭合状态的开关元件为一个即可，因此能够实现控制的简化。

图34所示的其他的控制方法X5～X8省略说明，但只要考虑效率·高次谐波的抑制·升压等，适当地设定控制方法即可。例如，在高效率化、高次谐波电流的抑制、和升压为主要目的情况下，只要选择控制方法X1～X3中的任一个即可。另外，在高效率化不是主要目的，而高次谐波电流的抑制和升压是主要目的的情况下，只要选择控制方法X4～X6即可。

＜其他变形例＞

在上述各实施方式中，对基于作为电流检测部11(参照图1)的检测值的电路电流Is切换控制模式的情况进行了说明，但为了切换控制模式，也可以使用其他的检测值。例如，也可以通过负载检测部14(参照图1)检测与在布线ha、hb(参照图1)流动的电流具有正相关的“负载”，基于该“负载”的大小切换控制模式。例如，也可以基于直流电压检测部13的检测值(输出电压)切换控制模式。此外，输出电压也伴随着负载增大而提高，因此被多个阈值划分的负载区域与输出电压的关系与图27相同。

另外，也可以基于连接于平滑电容器C1(参照图1)的输出侧的变频器2(参照图26)的电流值、连接于该变频器2的电动机41a(参照图26)的旋转速度、电动机电压与变频器的施加电压的比率即调制系数，来切换控制模式。此外，在变频器2流动的电流(电动机41a的旋转速度、调制系数)也伴随着负载增大而增大。因此，被多个阈值划分的负载区域与在变频器2流动的电流(电动机41a的旋转速度、调制系数)的关系与图27相同。

另外，在各实施方式中，对通过分流电阻器R1(参照图1)检测电路电流is的结构进行了说明，但不限定于此。例如，也可以代替分流电阻器R1，使用高速的电流变压器。

另外，也可以在开关元件Q1～Q4分别以反向并联的方式连接整流二极管(未图示)。另外，在各实施方式中，对电力转换装置1为2级的转换器的结构进行了说明，但例如也能够应用于3级、5级的转换器。

另外，在各实施方式中，对与负载的大小对应地切换控制模式的处理进行了说明，但也可以根据电力转换装置1的用途、规格，而无关负载的大小地，执行预定的控制模式(例如，部分开关控制)。

另外，各实施方式、变形例能够适当地组合。例如，也可以使用控制方法X1～X8(参照图34)的任一个进行电力转换，由此驱动在第2实施方式中说明的压缩机41(参照图26)的电动机41a。

另外，在第2实施方式中，对将电力转换装置1搭载于空调机W(参照图25、图26)的情况进行了说明，但能够应用电力转换装置1的装置不限定于此。例如，也可以在电车、汽车等车辆、冰箱、热水器、洗衣机、船舶、飞机等交通工具、对电池进行充电的充电设备等搭载电力转换装置1。

另外，上述的各结构、功能、处理部、处理方法等例如也可以通过集成电路等硬件实现它们的一部分或者全部。上述的各结构、功能等也可以通过处理器解释并执行实现各个功能的程序，而由软件实现。也可以将实现各功能的程序、表格、文件等信息记录于存储器、硬盘等记录装置、或者闪存卡、DVD(Digital Versatile Disk)等记录介质。

附图标记的说明

1 电力转换装置，

2 变频器，

10 桥接电路，

11 电流检测部，

15 控制部，

15d 转换器控制部(电流传感器)，

41a 电动机，

42 室外热交换器，

43 膨胀阀，

44 室内热交换器，

C1 平滑电容器，

D5、D6 二极管(传递元件)，

a 判定值(第1判定阈值)，

b 判定值(第2判定阈值)，

Tr1、Tr2 (传递元件)，

I1 阈值(第1阈值)，

I2 阈值(第2阈值)，

IC1 驱动电路(第1驱动电路)，

IC2 驱动电路(第2驱动电路)，

J1 第1引线，

J2 第2引线，

Kp 电流控制增益，

L1 电抗器，

Q1 开关元件(第1开关元件)，

Q2 开关元件(第2开关元件)，

Q3 开关元件(第3开关元件)，

Q4 开关元件(第4开关元件)，

Q4 (第4开关元件)开关元件，

R1 分流电阻器(电流传感器)，

Vd 直流电压，

Vf 饱和电压，

W 空调机，

is 电路电流(电流)，

ist 短路电流(预定电流)，

LIN 端子(输入端子)，

HIN 端子(输入端子)。

Claims (17)

1.一种电力转换装置，其特征在于，该电力转换装置具有：

桥接电路，其具有第1开关元件、第3开关元件、与所述第1开关元件串联连接并与所述第1开关元件一同构成第1引线的第2开关元件、以及与所述第3开关元件串联连接并与所述第3开关元件一同构成第2引线的第4开关元件，并将所述第1引线与所述第2引线并联连接；

电抗器，其设置于交流电源与所述第1引线之间；

平滑电容器，其连接于所述桥接电路，将从所述桥接电路施加的电压平滑化，并输出为直流电压；

控制部，其控制所述第1开关元件至第4开关元件；

电流传感器，其设置于所述平滑电容器的负极与所述第2开关元件之间；

第1驱动电路，其驱动所述第1开关元件和第2开关元件，并且检测在所述桥接电路流动的电流中有无过电流，并具有在检测到所述过电流的情况下输出预定的电压信号的输出端子；

第2驱动电路，其驱动所述第3开关元件和第4开关元件；以及

传递元件，其连接于所述第1驱动电路的所述输出端子与所述第2驱动电路的输入端子之间，将所述电压信号传递至所述输入端子。

2.根据权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于，

所述电流传感器具有连接于所述平滑电容器的负极与所述第2开关元件和第4开关元件的连接点之间的分流电阻器。

3.根据权利要求2所述的电力转换装置，其特征在于，

所述控制部具有：

使所述第1开关元件和第2开关元件中的电流流动的一侧的开关元件即第1引线内导通元件成为闭合状态，在此之后使所述第3开关元件和第4开关元件中的电流流动的一侧的开关元件即第2引线内导通元件成为闭合状态的功能；

在使所述第2引线内导通元件成为闭合状态后，使所述第2引线内导通元件成为断开状态，在此之后使所述第1引线内导通元件成为断开状态的功能；以及

使所述第1开关元件至第4开关元件中的所述第1引线内导通元件和所述第2引线内导通元件以外的开关元件维持为断开状态的功能，

由此使所述桥接电路执行同步整流。

4.根据权利要求3所述的电力转换装置，其特征在于，

所述控制部具有：

当在所述桥接电路导通的电流成为第1判定阈值以上时，使所述第2引线内导通元件成为闭合状态的功能；以及

当在所述桥接电路导通的电流成为第2判定阈值以下时，使所述第2引线内导通元件成为断开状态的功能。

5.根据权利要求2所述的电力转换装置，其特征在于，

所述第1驱动电路具有：在从所述第2开关元件向所述分流电阻器按所述平滑电容器的负极的方向导通预定电流时，执行过电流保护动作的功能，

所述控制部具有：在从所述平滑电容器的负极向所述分流电阻器按所述第2开关元件的方向导通预定电流时，使所述第1开关元件至第4开关元件成为断开的功能。

6.一种电力转换装置，其特征在于，该电力转换装置具有：

桥接电路，其具有第1开关元件、第3开关元件、与所述第1开关元件串联连接并与所述第1开关元件一同构成第1引线的第2开关元件、以及与所述第3开关元件串联连接并与所述第3开关元件一同构成第2引线的第4开关元件，并将所述第1引线与所述第2引线并联连接；

电抗器，其设置于交流电源与所述第1引线之间；

平滑电容器，其连接于所述桥接电路，将从所述桥接电路施加的电压平滑化，并输出为直流电压；

控制部，其控制所述第1开关元件至第4开关元件，并且具有执行交替地切换所述第1开关元件和第2开关元件的闭合/断开状态的功率因数改善动作的功能；

电流传感器，其设置于所述平滑电容器的负极与所述第2开关元件之间；

第1驱动电路，其驱动所述第1开关元件和第2开关元件，并且检测在所述桥接电路流动的电流中有无过电流，并具有在检测到所述过电流的情况下输出预定的电压信号的输出端子；

第2驱动电路，其驱动所述第3开关元件和第4开关元件；以及

传递元件，其连接于所述第1驱动电路的所述输出端子与所述第2驱动电路的输入端子之间，将所述电压信号传递至所述输入端子。

7.根据权利要求6所述的电力转换装置，其特征在于，

所述控制部具有：在至少不执行所述功率因数改善动作的状态下，检测在所述桥接电路导通的瞬时电流的功能。

8.根据权利要求6所述的电力转换装置，其特征在于，

所述控制部具有：在执行所述功率因数改善动作时，使所述第1开关元件与所述第3开关元件、或者所述第1开关元件与所述第4开关元件、或者第2开关元件与所述第3开关元件、或者第2开关元件与第4开关元件同时成为闭合状态的功能。

9.根据权利要求6或8所述的电力转换装置，其特征在于，

所述控制部具有：在所述交流电源的电压的每半循环进行预定次数的交替地闭合/断开所述第1开关元件和第2开关元件的动作的功能。

10.根据权利要求6或8所述的电力转换装置，其特征在于，

所述控制部具有以预定周期重复交替地闭合/断开所述第1开关元件和第2开关元件的动作的功能。

11.一种电力转换装置，其特征在于，该电力转换装置具有：

桥接电路，其具有第1开关元件、第3开关元件、与所述第1开关元件串联连接并与所述第1开关元件一同构成第1引线的第2开关元件、以及与所述第3开关元件串联连接并与所述第3开关元件一同构成第2引线的第4开关元件，并将所述第1引线与所述第2引线并联连接；

电抗器，其设置于交流电源与所述第1引线之间；

平滑电容器，其连接于所述桥接电路，将从所述桥接电路施加的电压平滑化，并输出为直流电压；

控制部，其控制所述第1开关元件至第4开关元件；

电流传感器，其设置于所述平滑电容器的负极与所述第2开关元件之间；

第1驱动电路，其驱动所述第1开关元件和第2开关元件，并且检测在所述桥接电路流动的电流中有无过电流，并具有在检测到所述过电流的情况下输出预定的电压信号的输出端子；

第2驱动电路，其驱动所述第3开关元件和第4开关元件；以及

传递元件，其连接于所述第1驱动电路的所述输出端子与所述第2驱动电路的输入端子之间，将所述电压信号传递至所述输入端子，

所述控制部具有如下功能：当在所述桥接电路流动的电流的大小未达到第1阈值的情况下，选择同步整流控制作为控制模式，当在所述桥接电路流动的电流的大小为所述第1阈值以上且未达到大于所述第1阈值的第2阈值的情况下，选择部分开关控制作为所述控制模式，当在所述桥接电路流动的电流的大小为所述第2阈值以上的情况下，选择高速开关控制作为所述控制模式，

所述同步整流控制是如下控制模式：使所述第1开关元件和第2开关元件中的电流流动的一侧的开关元件即第1引线内导通元件形成闭合状态，在此之后使所述第3开关元件和第4开关元件中的电流流动的一侧的开关元件即第2引线内导通元件形成闭合状态，将所述第1开关元件至第4开关元件中的所述第1引线内导通元件和所述第2引线内导通元件以外的开关元件维持为断开状态，

所述部分开关控制是如下控制模式：在所述交流电源的电压的每半循环，进行预定次数的交替地闭合/断开所述第1开关元件和第2开关元件的动作，

所述高速开关控制是如下控制模式：以预定周期重复进行以比所述部分开关控制中的闭合/断开周期更短的周期交替地闭合/断开所述第1开关元件和第2开关元件的动作。

12.根据权利要求11所述的电力转换装置，其特征在于，

所述控制部具有：在检测到过电流的情况下，使所述同步整流控制、所述部分开关控制或者所述高速开关控制停止的功能。

13.根据权利要求12所述的电力转换装置，其特征在于，

所述控制部具有：在检测到所述过电流的情况下，使供给所述直流电压的负载停止的功能。

14.根据权利要求1、6、11所述的电力转换装置，其特征在于，

所述传递元件是根据控制信号切换闭合/断开状态的元件。

15.根据权利要求1、6、11所述的电力转换装置，其特征在于，

所述第1开关元件至第4开关元件是超级结MOSFET、SiC－MOSFET或者氮化镓元件。

16.根据权利要求13所述的电力转换装置，其特征在于，

所述控制部在从所述部分开关控制和所述高速开关控制中的一方向另一方切换控制模式时，使多个所述第1开关元件至第4开关元件的导通占空比逐渐变化，以便抑制所述直流电压的变动。

17.一种空调机，其特征在于，该空调机具有：

电力转换装置，其输出直流电压；

变频器，其将所述直流电压转换成交流电压；

制冷剂回路，其具有压缩机、膨胀阀、室内热交换器、以及室外热交换器，所述压缩机具有被所述交流电压驱动的电动机，

所述电力转换装置具有：

桥接电路，其具有第1开关元件、第3开关元件、与所述第1开关元件串联连接并与所述第1开关元件一同构成第1引线的第2开关元件、以及与所述第3开关元件串联连接并与所述第3开关元件一同构成第2引线的第4开关元件，并将所述第1引线与所述第2引线并联连接；

电抗器，其设置于交流电源与所述第1引线之间；

平滑电容器，其连接于所述桥接电路，将从所述桥接电路施加的电压平滑化，并输出为直流电压；

控制部，其控制所述第1开关元件至第4开关元件；

电流传感器，其设置于所述平滑电容器的负极与所述第2开关元件之间；

第1驱动电路，其驱动所述第1开关元件和第2开关元件，并且检测在所述桥接电路流动的电流中有无过电流，并具有在检测到所述过电流的情况下输出预定的电压信号的输出端子；

第2驱动电路，其驱动所述第3开关元件和第4开关元件；以及

传递元件，其连接于所述第1驱动电路的所述输出端子与所述第2驱动电路的输入端子之间，将所述电压信号传递至所述输入端子。

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