JP6982254B2 - 電力変換装置及び空気調和機 - Google Patents

Description

交流電圧を直流電圧に変換する電力変換装置及びこれを備える空気調和機

空気調和機や冷蔵庫等の家電機器には、交流電圧を直流電圧に変換する電力変換装置（直流電源装置、コンバータ）が搭載されている。そして、電力変換装置から出力される直流電圧をインバータによって所定周波数の交流電圧に変換し、この交流電圧をモータ等の負荷に印加するようになっている。このような電力変換装置において、高調波電流規制に準拠して高調波を抑制し、また、電力変換効率を高めて同等の出力を得ながら機器の消費エネルギを抑制することが求められている。

例えば、特許文献１（特開２０１８−７３２６号公報）には、高効率で電力変換を行う電力変換装置について記載されている。特許文献１に記載されている電力変換装置では、４つのスイッチング要素がブリッジ接続されてなるブリッジ整流回路において、コンデンサを流れる電流の電流経路に含まれるスイッチング要素のうち、コンデンサの正極に接続されているスイッチング要素を、ブリッジ整流回路に電流が流れている期間の少なくとも一部でオン状態とし、電流経路に含まれないスイッチング要素をオフ状態に維持する同期整流制御が実行される。

特許文献１の電力変換装置では、特許文献１の図４に示されるように、同期整流制御を実行する際には、片側アームのスイッチング要素（Ｑ２，Ｑ４）が電気角半周期の期間中ずっと通電するような１８０度通電を行ない、他方アームのスイッチング要素（Ｑ１，Ｑ３）が電流通電幅だけ通電するような制御を行なうのが基本である。また、特許文献１には、スイッチング要素の通電幅を変化させても所定期間で同期整流動作が行なわれる例も示されている。

さらには、スイッチング要素Ｑ１〜Ｑ４として、例えば、ＳｉＣ（Silicon Carbide）−ＭＯＳＦＥＴやＧａＮ（Gallium nitride）パワーデバイスを用いることで、電力変換装置１のエネルギ損失をさらに低減し、高効率化を図ることができることが記載されている。

特許文献１に記載の技術では、特許文献１の図２０及び図２１に記載されているように、片方アームのパルス幅を電流通電幅よりも短くする場合が変形例として例示されているが、そのような場合には寄生ダイオードを介して電流が流れるので同期整流制御に支障が生じない旨の記述がある。しかしながら、この場合において、例えばＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴをスイッチング要素として使用すると、寄生ダイオードの順方向電圧が大きいＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの特性から、損失の低減幅が目減りすることになるため、電力変換のさらなる高効率化が求められている。

このように、電力変換装置に、高効率で電力変換を行わせるという課題がある。

第１観点の電力変換装置は、交流電源に接続可能な第１入力端子と第２入力端子、及び負荷に接続可能な第１出力端子と第２出力端子を備える電力変換装置であって、第１入力端子に接続されている一方端、及び他方端を持つインダクタと、第１出力端子に接続されている一方端、及び第２出力端子に接続されている他方端を持つコンデンサと、インダクタの他方端、第２入力端子、第１出力端子及び第２出力端子に接続されているブリッジを構成している複数のスイッチング要素及び複数のダイオード要素を有するブリッジ整流回路と、複数のスイッチング要素を制御して、ブリッジ整流回路を流れる電流の第１電流経路と第２電流経路を切り替えて同期整流動作を行わせることができるように構成されているコントローラと、を備え、複数のスイッチング要素には、第１電流経路に配置されている第１スイッチング要素及び第２スイッチング要素が含まれ、複数のダイオード要素には、第１スイッチング要素に逆並列に接続されている第１ダイオード要素及び第２スイッチング要素に逆並列に接続され且つ第１ダイオード要素よりも順方向電圧が低い第２ダイオード要素が含まれ、コントローラは、少なくとも同期整流動作において、第１スイッチング要素の電気角１周期中の通電パルス幅より第２スイッチング要素の通電パルス幅が短くなるように制御する。

第１観点の電力変換装置では、通電パルス幅が短い第２スイッチング要素がオフ状態のときに順方向電圧が低い第２ダイオード要素に流れることから、例えば第２ダイオード要素の順方向電圧が第１ダイオード要素と同様に高い場合に比べると、損失を低減して高効率で電力変換を行わせることができる。

第２観点の電力変換装置は、交流電源に接続可能な第１入力端子と第２入力端子、及び負荷に接続可能な第１出力端子と第２出力端子を備える電力変換装置であって、第１入力端子に接続されている一方端、及び他方端を持つインダクタと、第１出力端子に接続されている一方端、及び第２出力端子に接続されている他方端を持つコンデンサと、インダクタの他方端、第２入力端子、第１出力端子及び第２出力端子に接続されているブリッジを構成している複数のスイッチング要素及び複数のダイオード要素を有するブリッジ整流回路と、複数のスイッチング要素を制御して、ブリッジ整流回路を流れる電流の第１電流経路と第２電流経路を切り替えて同期整流動作を行わせることができるように構成されているコントローラと、を備え、複数のスイッチング要素には、第１電流経路に配置されている第１スイッチング要素及び第２スイッチング要素が含まれ、複数のダイオード要素には、第１スイッチング要素に逆並列に接続されている第１ダイオード要素及び第２スイッチング要素に逆並列に接続され且つ同じように通電しても第１ダイオード要素よりも通電される期間の発生損失が小さい第２ダイオード要素が含まれ、コントローラは、少なくとも同期整流動作において、第１スイッチング要素の電気角１周期中の通電パルス幅より第２スイッチング要素の通電パルス幅が短くなるように制御する、ものである。

第２観点の電力変換装置では、通電パルス幅が短い第２スイッチング要素がオフ状態のときに通電される期間の発生損失が小さい第２ダイオード要素に流れることから、例えば第２ダイオード要素の発生損失が第１ダイオード要素と同様に高い場合に比べると、損失を低減して高効率で電力変換を行わせることができる。なお、第２観点の「同じように通電しても第１ダイオード要素よりも通電される期間の発生損失が小さい第２ダイオード要素」の記載は、第１スイッチング要素、第２スイッチング要素をオフした後に、同じ長さの通電期間に、第１ダイオード要素と第２ダイオード要素に同じような電流を流して通電しても、第２ダイオードの発生損失が第１ダイオードの発生損失よりも小さい、ということを意味している。

第３観点の電力変換装置は、第１観点または第２観点の電力変換装置であって、コントローラは、第１スイッチング要素がオン状態である期間のうち、交流電源の電圧の絶対値がコンデンサの電圧よりも小さい期間では、第２スイッチング要素をオフ状態にする制御を行う、ものである。

第３観点の電力変換装置では、第２スイッチング要素をオフ状態にすることで、第１出力端子と第２出力端子の間の電圧がインダクタの他方端と第２入力端子の間の電圧よりも高いときに、第２ダイオード要素も導通しない状態であることから、逆電流が流れるのを防止することができる。

第４観点の電力変換装置は、第１観点または第２観点のいずれかの電力変換装置であって、コントローラは、交流電源の電圧の絶対値がコンデンサの電圧よりも小さくなってから所定時間が経過するまで第２スイッチング要素をオン状態で維持する制御を行う、ものである。

第４観点の電力変換装置では、所定時間の間は第１スイッチング要素及び第２スイッチング要素がオンしていることになるので、リアクタに蓄えられたエネルギによって電流が流れ続ける期間においても、第１スイッチング要素に電流を流すことにより第１ダイオード要素に電流を流すよりも損失を小さくすることができる。

第５観点の電力変換装置は、第１観点から第４観点のいずれかの電力変換装置であって、コントローラは、第１ダイオード要素及び第２ダイオード要素に順方向電圧が印加される期間に限って第１スイッチング要素及び第２スイッチング要素をオン状態にする、ものである。

第５観点の電力変換装置では、第１ダイオード要素及び第２ダイオード要素に順方向電圧が印加される期間に限って第１スイッチング要素及び第２スイッチング要素がオン状態になることから、ダイオード要素に電流を流すよりも損失を小さくすることができ、かつ、逆方向に電圧が印加されたときにはスイッチング要素がオフしているので逆流電流が流れるのが防止される。

第６観点の電力変換装置は、第１観点から第５観点のいずれかの電力変換装置であって、第１ダイオード要素は、ワイドバンドギャップ半導体によってバンドギャップが決まる構造を有し、第２ダイオード要素は、シリコン半導体によってバンドギャップが決まる構造を有している、ものである。

第６観点の電力変換装置では、第１ダイオード要素は、ワイドバンドギャップ半導体によってバンドギャップが決まる構造を有し、第２ダイオード要素は、シリコン半導体によってバンドギャップが決まる構造を有していることから、第２ダイオード要素を安価に得ることができるので、電力変換装置のコストを抑えることができる。また同時に、ダイオード損失が大きい第１ダイオードに電流を流す期間が短いため、損失をより小さくすることができる。

第７観点の電力変換装置は、第１観点から第５観点のいずれかの電力変換装置であって、第１スイッチング要素は、スーパージャンクションＭＯＳＦＥＴ、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴまたはＧａＮ−ＨＥＭＴである、ものである。

第７観点の電力変換装置では、第１スイッチング要素がスーパージャンクションＭＯＳＦＥＴ、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴまたはＧａＮ−ＨＥＭＴであることから、第１スイッチング要素に高耐圧、低オン抵抗及び高速動作をするという特徴を与えることができ、電力変換装置を高効率化し易くなる。また同時に、ダイオード損失が大きい第１ダイオードに電流を流す期間が短いため、損失をより小さくすることができる。

第８観点の電力変換装置は、第１観点または第２観点のいずれかの電力変換装置であって、複数のスイッチング要素には、第２電流経路に配置されている第３スイッチング要素及び第４スイッチング要素が含まれ、複数のダイオード要素には、第３スイッチング要素に逆並列に接続されている第３ダイオード要素及び、第４スイッチング要素に逆並列に接続され且つ第３ダイオード要素よりも順方向電圧が低いかまたは通電される期間の発生損失が小さい第４ダイオード要素が含まれ、ブリッジは、第１レグと第２レグとを並列に接続した構成を有し、第１レグが第１スイッチング要素と第３スイッチング要素とを直列に接続してなり、第２レグが第４スイッチング要素と第２スイッチング要素とを直列に接続してなり、第１スイッチング要素と第３スイッチング要素の接続点がインダクタを介して第１入力端子に接続され、第４スイッチング要素と第２スイッチング要素の接続点が第２入力端子に接続され、第１スイッチング要素と第４スイッチング要素の接続点が第１出力端子に接続され、第３スイッチング要素と第２スイッチング要素の接続点が第２出力端子に接続され、コントローラは、少なくとも同期整流動作において、第３スイッチング要素の電気角１周期中の通電パルス幅より第４スイッチング要素の通電パルス幅が短くなるように制御する。

第８観点の電力変換装置では、例えば第４ダイオード要素の順方向電圧が第３ダイオード要素と同様に高い場合または第３ダイオード要素と同様に通電される期間の発生損失が大きいに比べると、損失を低減して高効率で電力変換を行わせることができる。

第９観点の電力変換装置は、第８観点の電力変換装置であって、ブリッジ整流回路では、第１ダイオード要素の逆回復時間が第２ダイオード要素の逆回復時間よりも短く設定され、且つ第３ダイオード要素の逆回復時間が第４ダイオード要素の逆回復時間よりも短く設定されている、ものである。

第９観点の電力変換装置では、第１ダイオード要素及び第３ダイオード要素の逆回復電時間が短くなることから、逆回復電流が小さくかつ逆回復電流が流れる時間が短くなるので損失を小さくできる。

第１０観点の電力変換装置は、第８観点または第９観点の電力変換装置であって、コントローラは、同期整流制御と部分スイッチング制御を実行するか、または同期整流制御と高速スイッチング制御を実行するかの制御モードの切替えを、負荷に応じて行うように構成され、同期整流制御では、第２スイッチング要素を、ブリッジ整流回路に電流が流れている期間の少なくとも一部でオン状態とし、部分スイッチング制御では、第１スイッチング要素と第３スイッチング要素を、交流電源の電圧の半サイクルごとに所定回数交互にオン・オフさせる制御を行い、高速スイッチング制御では、第１スイッチング要素と第３スイッチング要素を、交互にオン・オフする動作を所定周期で繰り返す制御を行う、ものである。

第１０観点の電力変換装置では、同期整流制御と部分スイッチング制御を実行するか、または同期整流制御と高速スイッチング制御を実行するかの制御モードの切替えを、負荷に応じて行うように構成されていることから、負荷に応じた適切な制御を行え、高効率化が容易になる。

第１１観点の電力変換装置は、第１０観点の電力変換装置であって、コントローラは、部分スイッチング制御または高速スイッチング制御を行なう際に、第２スイッチング要素及び第４スイッチング要素を、それぞれ交流電源の電圧の極性に同期させ、電流通電幅以上の広いパルスでオンさせる同期整流動作を行なわせる、ものである。

第１１観点の電力変換装置では、第２スイッチング要素及び第４スイッチング要素を、それぞれ交流電源の電圧の極性に同期させ、電流通電幅以上の広いパルスでオンさせることから、例えば第１スイッチング要素及び第３スイッチング要素で高速なスイッチングに適したワイドギャップ半導体素子を用いることができるので、電力変換装置の高効率化が容易になる。

第１２観点の電力変換装置は、第１１観点の電力変換装置であって、第１スイッチング要素及び第３スイッチング要素が、ワイドバンドギャップ半導体を材料として構成された素子及び／またはＳＪ−ＭＯＳＦＥＴである、ものである。

第１３観点の電力変換装置は、第１０観点から第１２観点のいずれかの電力変換装置であって、コントローラは、交流電源の電圧のゼロクロスのタイミングで、制御モードの切替えを行う、ものである。

第１３観点の電力変換装置では、コントローラが交流電源の電圧のゼロクロスのタイミングで制御モードの切替えを行うことから、制御が安定するので、第１出力端子と第２出力端子に生じる直流電圧の変動を抑制することができる。

第１４観点の電力変換装置は、第１観点または第２観点の電力変換装置であって、複数のスイッチング要素には、第２電流経路に配置されている第３スイッチング要素及び第４スイッチング要素が含まれ、複数のダイオード要素には、第３スイッチング要素に逆並列に接続されている第３ダイオード要素及び、第４スイッチング要素に逆並列に接続され且つ第３ダイオード要素よりも順方向電圧が低いかまたは通電される期間の発生損失が小さい第４ダイオード要素が含まれ、ブリッジは、第１レグと第２レグとを並列に接続した構成を有し、第１レグが第１スイッチング要素と第３スイッチング要素とを直列に接続してなり、第２レグが第４スイッチング要素と第２スイッチング要素とを直列に接続してなり、第１スイッチング要素と第３スイッチング要素の接続点がインダクタを介して第１入力端子に接続され、第４スイッチング要素と第２スイッチング要素の接続点が第２入力端子に接続され、第１スイッチング要素と第４スイッチング要素の接続点が第１出力端子に接続され、第３スイッチング要素と第２スイッチング要素の接続点が第２出力端子に接続され、コントローラは、第４スイッチング要素の電気角１周期中の通電パルス幅より第３スイッチング要素の通電パルス幅が短くなるように制御する、ものである。

第１４観点の電力変換装置では、例えば第４ダイオード要素の順方向電圧が第３ダイオード要素と同様に高い場合または第３ダイオード要素と同様に通電される期間の発生損失が大きいに比べると、損失を低減して高効率で電力変換を行わせることができる。

第１５観点の空気調和機は、請求項１から請求項１３のいずれか一項に記載の電力変換装置と、電力変換装置から印加される直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、インバータから印加される交流電圧によって駆動するモータと、モータによって駆動する圧縮機、室外熱交換器、膨張弁及び室内熱交換器が接続されている冷媒回路と、を備える、ものである。

第１実施形態に係る電力変換装置の構成の一例を示す回路図。 （ａ）ダイオード整流制御時の交流電源電圧のタイミングチャート、（ｂ）ダイオード整流制御時の回路電流のタイミングチャート、（ｃ）ダイオード整流制御時のスイッチング要素Ｑ４の駆動パルスのタイミングチャート、（ｄ）ダイオード整流制御時のスイッチング要素Ｑ２の駆動パルスのタイミングチャート、（ｅ）ダイオード整流制御時のスイッチング要素Ｑ３の駆動パルスのタイミングチャート、（ｆ）ダイオード整流制御時のスイッチング要素Ｑ１の駆動パルスのタイミングチャート。 ダイオード整流制御における回路電流の流れを説明するための図。 （ａ）同期整流制御時の交流電源電圧のタイミングチャート、（ｂ）同期整流制御時の回路電流のタイミングチャート、（ｃ）同期整流制御時のスイッチング要素Ｑ４の駆動パルスのタイミングチャート、（ｄ）同期整流制御時のスイッチング要素Ｑ２の駆動パルスのタイミングチャート、（ｅ）同期整流制御時のスイッチング要素Ｑ３の駆動パルスのタイミングチャート、（ｆ）同期整流制御時のスイッチング要素Ｑ１の駆動パルスのタイミングチャート。 同期整流制御における回路電流の流れを説明するための図。 （ａ）同期整流制御時の交流電源電圧の他の例を示すタイミングチャート、（ｂ）同期整流制御時の回路電流の他の例を示すタイミングチャート、（ｃ）同期整流制御時のスイッチング要素Ｑ４のす駆動パルスの他の例を示タイミングチャート、（ｄ）同期整流制御時のスイッチング要素Ｑ２の他の例を示す駆動パルスの他の例を示すタイミングチャート、（ｅ）同期整流制御時のスイッチング要素Ｑ３の駆動パルスの他の例を示すタイミングチャート、（ｆ）同期整流制御時のスイッチング要素Ｑ１の駆動パルスの他の例を示すタイミングチャート。 （ａ）部分スイッチング制御時の交流電源電圧のタイミングチャート、（ｂ）部分スイッチング制御時の回路電流のタイミングチャート、（ｃ）部分スイッチング制御時のスイッチング要素Ｑ１の駆動パルスのタイミングチャート、（ｄ）部分スイッチング制御時のスイッチング要素Ｑ２の駆動パルスのタイミングチャート、（ｅ）部分スイッチング制御時のスイッチング要素Ｑ３の駆動パルスのタイミングチャート、（ｆ）部分スイッチング制御時のスイッチング要素Ｑ４の駆動パルスのタイミングチャート。 部分スイッチング制御の力率改善動作時の電流の流れを説明するための図。 （ａ）力率改善動作時の交流電源電圧のタイミングチャート、（ｂ）力率改善動作時の回路電流と短絡電流のタイミングチャート、（ｃ）力率改善動作時のスイッチング要素Ｑ２の駆動パルスのタイミングチャート、（ｄ）力率改善動作時のスイッチング要素Ｑ４の駆動パルスのタイミングチャート、（ｅ）力率改善動作時のスイッチング要素Ｑ１の駆動パルスのタイミングチャート。 （ａ）高速スイッチング制御時の交流電源電圧のタイミングチャート、（ｂ）高速スイッチング制御時の回路電流のタイミングチャート、（ｃ）高速スイッチング制御時のスイッチング要素Ｑ１の駆動パルスのタイミングチャート、（ｄ）高速スイッチング制御時のスイッチング要素Ｑ２の駆動パルスのタイミングチャート、（ｅ）高速スイッチング制御時のスイッチング要素Ｑ３の駆動パルスのタイミングチャート、（ｆ）高速スイッチング制御時のスイッチング要素Ｑ４の駆動パルスのタイミングチャート。 高速スイッチング制御でのスイッチング要素Ｑ１，Ｑ２のオンデューティを示すグラフ。 高速スイッチング制御における交流電源電圧と回路電流を示すグラフ。 高速スイッチング制御におけるスイッチング要素Ｑ２のオンデューティを示すグラフ。 （ａ）部分スイッチング制御における交流電源電圧と回路電流のグラフ、（ｂ）高速スイッチング制御における交流電源電圧と回路電流のグラフ。 第２実施形態に係る空気調和機の正面図。 図１６の空気調和機の構成の一例を示す冷媒回路図。 負荷の大きさ、動作モード、及び機器の運転領域の関係を示す概念図。 電力変換装置のコントローラによる制御の切替えを示すフローチャート。 変形例Ａに係る電力変換装置の構成図。 （ａ）変形例Ｃに係る電力変換装置における同期整流制御時の交流電源電圧のタイミングチャート、（ｂ）同期整流制御時の回路電流のタイミングチャート、（ｃ）同期整流制御時のスイッチング要素Ｑ４の駆動パルスのタイミングチャート、（ｄ）同期整流制御時のスイッチング要素Ｑ２の駆動パルスのタイミングチャート、（ｅ）同期整流制御時のスイッチング要素Ｑ３の駆動パルスのタイミングチャート、（ｆ）同期整流制御時のスイッチング要素Ｑ１の駆動パルスのタイミングチャート。 （ａ）変形例Ｄにおける部分スイッチング制御時の交流電源電圧のタイミングチャート、（ｂ）部分スイッチング制御時の回路電流のタイミングチャート、（ｃ）部分スイッチング制御時のスイッチング要素Ｑ１の駆動パルスのタイミングチャート、（ｄ）部分スイッチング制御時のスイッチング要素Ｑ２の駆動パルスのタイミングチャート、（ｅ）部分スイッチング制御時のスイッチング要素Ｑ３の駆動パルスのタイミングチャート、（ｆ）部分スイッチング制御時のスイッチング要素Ｑ４の駆動パルスのタイミングチャート。 （ａ）変形例Ｅにおける部分スイッチング制御時の交流電源電圧のタイミングチャート、（ｂ）部分スイッチング制御時の回路電流のタイミングチャート、（ｃ）部分スイッチング制御時のスイッチング要素Ｑ１の駆動パルスのタイミングチャート、（ｄ）部分スイッチング制御時のスイッチング要素Ｑ２の駆動パルスのタイミングチャート、（ｅ）部分スイッチング制御時のスイッチング要素Ｑ３の駆動パルスのタイミングチャート、（ｆ）部分スイッチング制御時のスイッチング要素Ｑ４の駆動パルスのタイミングチャート。 （ａ）変形例Ｆにおける部分スイッチング制御時の交流電源電圧のタイミングチャート、（ｂ）部分スイッチング制御時の回路電流のタイミングチャート、（ｃ）部分スイッチング制御時のスイッチング要素Ｑ１の駆動パルスのタイミングチャート、（ｄ）部分スイッチング制御時のスイッチング要素Ｑ２の駆動パルスのタイミングチャート、（ｅ）部分スイッチング制御時のスイッチング要素Ｑ３の駆動パルスのタイミングチャート、（ｆ）部分スイッチング制御時のスイッチング要素Ｑ４の駆動パルスのタイミングチャート。 （ａ）変形例Ｇにおける高速スイッチング制御時の交流電源電圧のタイミングチャート、（ｂ）高速スイッチング制御時の回路電流のタイミングチャート、（ｃ）高速スイッチング制御時のスイッチング要素Ｑ１の駆動パルスのタイミングチャート、（ｄ）高速スイッチング制御時のスイッチング要素Ｑ２の駆動パルスのタイミングチャート、（ｅ）高速スイッチング制御時のスイッチング要素Ｑ３の駆動パルスのタイミングチャート、（ｆ）高速スイッチング制御時のスイッチング要素Ｑ４の駆動パルスのタイミングチャート。 変形例Ｈに係る電力変換装置の制御モードの切替えを説明するための模式図。 （ａ）変形例Ｉに係る電力変換装置における同期整流制御時の交流電源電圧のタイミングチャート、（ｂ）同期整流制御時の回路電流のタイミングチャート、（ｃ）同期整流制御時のスイッチング要素Ｑ１の駆動パルスのタイミングチャート、（ｄ）同期整流制御時のスイッチング要素Ｑ２の駆動パルスのタイミングチャート、（ｅ）同期整流制御時のスイッチング要素Ｑ３の駆動パルスのタイミングチャート、（ｆ）同期整流制御時のスイッチング要素Ｑ４の駆動パルスのタイミングチャート。

＜第１実施形態＞
（１）電力変換装置の構成
図１には、第１実施形態に係る電力変換装置１の構成が示されている。電力変換装置１は、交流電源Ｇから印加される交流電源電圧Ｖｓを直流電圧Ｖｄに変換し、この直流電圧Ｖｄを負荷Ｈ（インバータ、モータ等）に出力するコンバータである。電力変換装置１は、その入力側が交流電源Ｇに接続され、出力側が負荷Ｈに接続されている。具体的には、第１入力端子ＩＴ1と第２入力端子ＩＴ２が交流電源Ｇに接続されている。また、第１出力端子ＯＴ1と第２出力端子ＯＴ２が負荷Ｈに接続されている。

図１に示されているように、電力変換装置１は、ブリッジ整流回路１０と、インダクタＬ１と、コンデンサＣ１と、電流検出部１１と、交流電圧検出部１２と、直流電圧検出部１３と、負荷検出部１４と、シャント抵抗Ｒ１と、コントローラ１５と、を備えている。

ブリッジ整流回路１０は、スイッチング要素Ｑ１と、スイッチング要素Ｑ２と、スイッチング要素Ｑ３と、スイッチング要素Ｑ４と、を備えている。ブリッジ整流回路１０は、その入力側が交流電源Ｇに接続され、出力側が負荷Ｈに接続されている。また、ブリッジ整流回路１０のスイッチング要素Ｑ１〜Ｑ４は、図１に示すように、ブリッジを構成している。

スイッチング要素Ｑ１〜Ｑ４は、例えば、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）であり、コントローラ１５によってオン・オフが制御される。なお、スイッチング要素Ｑ１〜Ｑ４としてＭＯＳＦＥＴを用いることで、スイッチング損失を低減できるとともに、スイッチングを高速で行えるという利点がある。

また、スイッチング要素Ｑ１には、並列にダイオード要素Ｄ１が接続されている。スイッチング要素Ｑ１に例えばＭＯＳＦＥＴが用いられる場合には、ＭＯＳＦＥＴは、その内部に寄生ダイオードとしてのダイオード要素Ｄ１を有している。寄生ダイオードであるダイオード要素Ｄ１は、スイッチング要素Ｑ１であるＭＯＳＦＥＴのソースとドレインとの間に存在するｐｎ接合の部分である。ＭＯＳＦＥＴは、ゲート電圧に応じてスイッチ動作を行うチャネル部と寄生ダイオード部からなる一つの素子であるため、後の説明においては「寄生ダイオード部」と対を成すチャネル部について、説明の簡単化のため「スイッチ部」または「スイッチ部（チャネル）」と表現する場合がある。

なお、スイッチング要素Ｑ１であるＭＯＳＦＥＴのスイッチ部（チャネル）の飽和電圧（オン状態におけるドレイン・ソース間電圧）は、ダイオード要素Ｄ１の寄生ダイオードの順方向の電圧降下よりも低いことが好ましい。これによって、ダイオード要素Ｄ１に電流を流したときの電圧降下よりも、スイッチング要素Ｑ１に電流を流したときの電圧降下の方が小さくなり、ひいては、導通損失を低減できるからである。言い換えると、スイッチング要素Ｑ１の飽和電圧がダイオード要素Ｄ１の順方向の電圧降下よりも低くなるように構成するということは、オフ状態のスイッチング要素Ｑ１においてダイオード要素Ｄ１に電流を流すよりも、オン状態のスイッチング要素Ｑ１に電流を流す方が、導通損失が小さくなるように構成している。なお、他のスイッチング要素Ｑ２〜Ｑ４についても同様のことがいえる。

図１に示されているように、ブリッジ整流回路１０は、スイッチング要素Ｑ１，Ｑ２が直列接続されてなる第１レグＪ１と、スイッチング要素Ｑ３，Ｑ４が直列接続されてなる第２レグＪ２と、が並列接続された構成になっている。

第１レグＪ１において、スイッチング要素Ｑ１であるＭＯＳＦＥＴのソースと、スイッチング要素Ｑ２であるＭＯＳＦＥＴのドレインとが接続され、それらの接続点Ｎ１は、配線ｈａとインダクタＬ１を介して交流電源Ｇに接続されている。なお、インダクタＬ１の一方端が第１入力端子ＩＴ１に接続され、インダクタＬ１の他方端が配線ｈａの一端に接続されている。配線ｈａの他端は、接続点Ｎ１に接続されている。そして、第１入力端子ＩＴ１に交流電源Ｇの一端が接続されている。

第２レグＪ２において、スイッチング要素Ｑ３であるＭＯＳＦＥＴのソースと、スイッチング要素Ｑ４であるＭＯＳＦＥＴのドレインとが接続され、それらの接続点Ｎ２は、配線ｈｂを介して交流電源Ｇに接続されている。なお、配線ｈｂは、その一端が第２入力端子ＩＴ２に接続され、他端が接続点Ｎ２に接続されている。そして、第２入力端子ＩＴ２に交流電源Ｇの他端が接続されている。

スイッチング要素Ｑ１のドレインとスイッチング要素Ｑ３のドレインとが互いに接続され、それらの接続点Ｎ３は、配線ｈｃを介して負荷Ｈに接続されている。なお、配線ｈｃは、その一端が第１出力端子ＯＴ１に接続され、他端が接続点Ｎ３に接続されている。そして、第１出力端子ＯＴ１に負荷Ｈの一端が接続されている。

スイッチング要素Ｑ２のソースとスイッチング要素Ｑ４のソースとが互いに接続され、それらの接続点Ｎ４は、配線ｈｄを介して負荷Ｈに接続されている。なお、配線ｈｄは、その一端が第２出力端子ＯＴ２に接続され、他端が接続点Ｎ４に接続されている。そして、第２出力端子ＯＴ２に負荷Ｈの他端が接続されている。

ここで、インダクタＬ１に接続されている第１レグＪ１を構成するスイッチング要素Ｑ１，Ｑ２は、例えば、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴである。ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴは、素子を構成する半導体の材料としてワイドバンドギャップ半導体であるＳｉＣ（炭化珪素）を用いて形成される。言い換えると、スイッチング要素Ｑ１，Ｑ２のバンドギャップが、ＳｉＣ（ワイドバンドギャップ半導体）によって決まる構造を有している。ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴは、半導体材料としてＳｉを用いて作られた従来のＭＯＳＦＥＴに比べて、「高耐圧」、「低オン抵抗」、「高速」といった長所を持ち、寄生ダイオードの逆回復特性が良い反面、バンドギャップが広いことから、寄生ダイオードの順方向電圧が非常に大きくなることが知られている。第２レグＪ２を構成するスイッチング要素Ｑ３，Ｑ４は、例えば、Ｓｉを用いたＭＯＳＦＥＴである。言い換えると、スイッチング要素Ｑ３，Ｑ４はシリコン半導体によってバンドギャップが決まる構造を有している。Ｓｉ製ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードの順方向電圧は、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードの順方向電圧よりも低い。言い換えると、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオード要素Ｄ１，Ｄ２は、Ｓｉ製ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードＤ３，Ｄ４よりも順方向電圧が大きい。

インダクタＬ１は、交流電源Ｇから供給される電力をエネルギとして蓄え、このエネルギを放出することで昇圧や力率の改善を行うものである。インダクタＬ１は、交流電源Ｇとブリッジ整流回路１０とを接続する配線ｈａに挿入されている。言い換えると、インダクタＬ１は、交流電源Ｇとブリッジ整流回路１０との間に直列に接続されている。

コンデンサＣ１は、ブリッジ整流回路１０から印加される電圧を平滑化して直流電圧にするものであり、配線ｈｃ，ｈｄを介してブリッジ整流回路１０の出力側に接続されている。コンデンサＣ１に電解コンデンサを用いる場合には、コンデンサＣ１の正極が第１出力端子ＯＴ１に接続され、負極が第２出力端子ＯＴ２に接続される。言い換えると、コンデンサＣ１である電解コンデンサは、その正極が配線ｈｃを介してスイッチング要素Ｑ１，Ｑ３のドレインに接続され、負極が配線ｈｄを介してスイッチング要素Ｑ２，Ｑ４のソースに接続されている。ここでは、コンデンサＣ１に電解コンデンサを用いる場合を例に挙げて説明しているが、コンデンサＣ１として、フィルムコンデンサなどの他のコンデンサを用いることができる。

電流検出部１１は、ブリッジ整流回路１０に流れる電流を実効値として検出するものであり、配線ｈｂに設けられている。電流検出部１１として、例えば、カレントトランスを用いることができる。

交流電圧検出部１２は、交流電源Ｇから印加される交流電源電圧Ｖｓを検出するものであり、配線ｈａ，ｈｂに接続されている。

直流電圧検出部１３は、コンデンサＣ１の直流電圧Ｖｄを検出するものであり、その正（プラス）側が配線ｈｃに接続され、負（マイナス）側が配線ｈｄに接続されている。なお、直流電圧検出部１３の検出値は、負荷Ｈに印加される電圧が所定の目標値に達しているか否かの判定に用いられる。

負荷検出部１４は、負荷Ｈに供給される電流を検出するものであり、この負荷Ｈに設置されている。負荷検出部１４として、例えば、シャント抵抗により検出された電流値から負荷を求めることができる。なお、負荷Ｈがモータである場合、負荷検出部１４によってモータの回転速度を検出し、この回転速度から負荷を推定するようにしてもよい。あるいは、先に示した電流検出部１１の検出値から負荷を推定してもよい。

シャント抵抗Ｒ１は、配線ｈｄを介して回路を流れる電流の瞬時値（瞬時電流）を検出するものであり、この配線ｈｄに設けられている。具体的には、接続点Ｎ４とコンデンサＣ１の負極の間に、シャント抵抗Ｒ１が直列に接続されている。

コントローラ１５は、例えば、マイクロコンピュータ（Microcomputer：図示せず）であり、ＲＯＭ（Read Only Memory）に記憶されたプログラムを読み出してＲＡＭ（Random Access Memory）に展開し、ＣＰＵ（Central Processing Unit）が各種処理を実行するようになっている。コントローラ１５は、スイッチング要素Ｑ１〜Ｑ４のオン・オフを制御する機能を有している。

図１に示されているように、コントローラ１５は、ゼロクロス判定部１５ａと、昇圧比制御部１５ｂと、ゲイン制御部１５ｃと、コンバータ制御部１５ｄとを備えている。

ゼロクロス判定部１５ａは、交流電圧検出部１２の検出値に基づいて、交流電源電圧Ｖｓの正負が切り替わったか（換言すれば、ゼロクロスに達したか）否かを判定する機能を有している。例えば、ゼロクロス判定部１５ａは、交流電源電圧Ｖｓが正になる期間中にはコンバータ制御部１５ｄに‘１’の信号を出力し、交流電源電圧Ｖｓが負になる期間中にはコンバータ制御部１５ｄに‘０’の信号を出力する。後の説明で、この‘１’‘０’で生成される信号をゼロクロス信号と呼ぶが、言い換えればこれは電源電圧の極性に同期した信号である。

昇圧比制御部１５ｂは、負荷検出部１４の検出値に基づいて、直流電圧Ｖｄの昇圧比を設定し、その昇圧比をゲイン制御部１５ｃ及びコンバータ制御部１５ｄに出力する機能を有している。

ゲイン制御部１５ｃは、電流検出部１１によって検出される回路電流ｉｓの実効値と、直流電圧Ｖｄの昇圧比とに基づいて、電流制御ゲインを設定する機能を有している。

コンバータ制御部１５ｄは、電流検出部１１、直流電圧検出部１３、シャント抵抗Ｒ１、ゼロクロス判定部１５ａ、昇圧比制御部１５ｂ、及びゲイン制御部１５ｃから入力される情報に基づいて、スイッチング要素Ｑ１〜Ｑ４のオン・オフを制御する。なお、コンバータ制御部１５ｄが実行する処理については後述する。

（２）電力変換装置の制御モード
次に、負荷（例えば、負荷検出部１４の検出値や電流検出部１１の検出値）の大きさに基づいて切り替えられる制御モードについて説明する。制御モードには、「ダイオード整流制御」、「同期整流制御」、「部分スイッチング制御」、及び「高速スイッチング制御」が含まれる。

（２−１）ダイオード整流制御
ダイオード整流制御は、４つのダイオード要素Ｄ１〜Ｄ４を用いて全波整流を行う制御
モードである。ダイオード整流制御は、例えば、負荷の大きさが比較的小さいときに実行
されるが、これに限定されるものではない。

図２（ａ）〜図２（ｆ）は、それぞれ、ダイオード整流制御における交流電源電圧ｖｓ、回路電流ｉｓ、及びスイッチング要素Ｑ１〜Ｑ４の駆動パルスの時間的変化を示す説明図である。なお、図２（ａ）には、交流電源電圧ｖｓ（瞬時値）の波形が示されており、図２（ｂ）には、回路電流ｉｓ（瞬時値）の波形が示されている。図２（ｃ）、図２（ｄ）、図２（ｅ）及び図２（ｆ）には、コントローラ１５のコンバータ制御部１５ｄからスイッチング要素Ｑ１〜Ｑ４に出力される駆動パルスが示されている。

図２（ｃ）乃至図２（ｆ）に示されているように、コンバータ制御部１５ｄは、スイッチング要素Ｑ１〜Ｑ４の全てをオフ状態で維持することで、次に説明するように、ダイオード要素Ｄ１〜Ｄ４を介して回路電流ｉｓを流す。

図３には、ダイオード整流制御において、交流電源電圧ｖｓが正になる半サイクルのときの回路電流ｉｓの流れが示されている。交流電源電圧ｖｓが正になる半サイクルの期間では、図３の破線矢印で示されているように、交流電源Ｇ→インダクタＬ１→ダイオード要素Ｄ１→コンデンサＣ１→シャント抵抗Ｒ１→ダイオード要素Ｄ４→交流電源Ｇの順に回路電流ｉｓが流れる。

また、交流電源電圧ｖｓが負になる半サイクルの期間では、図示はしないが、交流電源Ｇ→ダイオード要素Ｄ３→コンデンサＣ１→シャント抵抗Ｒ１→ダイオード要素Ｄ２→インダクタＬ１→交流電源Ｇの順に回路電流ｉｓが流れる。なお、回路電流ｉｓの波形は、図２（ｂ）に示されている通りである。

このようなダイオード整流制御を低負荷時に行うことで、スイッチング要素Ｑ１〜Ｑ４においてスイッチング損失は発生せず、ダイオード要素でのみ損失が発生するため、損失を低減できる。

なお上記においては、簡単のため電流はコンデンサＣ１にのみ流れるものとして説明したが、実際にはこの時コンデンサＣ１から負荷に対して電流が供給されている。これは以降の説明においても、同様である。

（２−２）同期整流制御
同期整流制御は、コンデンサＣ１を介した電流経路に含まれるスイッチング要素のうち、インダクタＬ１に接続されている第１スイッチング要素を交流電源電圧ｖｓの極性に同期させてオン状態にし、インダクタＬ１に接続されていない第２スイッチング要素をブリッジ整流回路１０に電流が流れている期間の少なくとも一部でオン状態にし、電流経路に含まれないスイッチング要素をオフ状態で維持する制御モードである。

図４（ａ）〜図４（ｆ）には、それぞれ、同期整流制御における交流電源電圧ｖｓ、回路電流ｉｓ、及びスイッチング要素Ｑ１〜Ｑ４の駆動パルスの時間的変化が示されている。

同期整流制御においては、交流電源電圧ｖｓの極性に同期させてスイッチング要素Ｑ２，Ｑ１のオン・オフを切り替えるとともに（図４（ｄ）及び図４（ｆ）参照）、回路電流ｉｓが流れているか否かによってスイッチング要素Ｑ４，Ｑ３のオン・オフを切り替えるようにする（図４（ｃ）及び図４（ｅ）参照）のが理想的である。なお、同期整流制御は、例えば、負荷（電流検出部１１の検出値等）が比較的小さいときに実行されるが、これに限定されるものではない。

なお、交流電源電圧ｖｓが正になる半サイクルの期間において、第１電流経路は、図５の破線矢印で示されている経路である。同期整流制御において、第１電流経路は、交流電源Ｇ→インダクタＬ１→スイッチング要素Ｑ１→コンデンサＣ１→シャント抵抗Ｒ１→スイッチング要素Ｑ４→交流電源Ｇの順に回路電流ｉｓが流れる経路である。また、第２電流経路は、交流電源Ｇ→スイッチング要素Ｑ３→コンデンサＣ１→シャント抵抗Ｒ１→スイッチング要素Ｑ２→インダクタＬ１→交流電源Ｇの順に回路電流ｉｓが流れる経路である。

第１電流経路に電流を流すときには、インダクタＬ１に接続されているスイッチング要素Ｑ１（第１スイッチング要素）を交流電源電圧ｖｓの極性に同期させてオン状態にし、第１電流経路に含まれるスイッチング要素Ｑ４（第２スイッチング要素）をブリッジ整流回路１０に電流が流れている期間の少なくとも一部でオン状態にし、電流経路に含まれないスイッチング要素Ｑ２，Ｑ３をオフ状態で維持する。

第２電流経路に電流を流すときには、インダクタＬ１に接続されているスイッチング要素Ｑ２（第３スイッチング要素）を交流電源電圧ｖｓの極性に同期させてオン状態にし、第２電流経路に含まれるスイッチング要素Ｑ３（第４スイッチング要素）をブリッジ整流回路１０に電流が流れている期間の少なくとも一部でオン状態にし、電流経路に含まれないスイッチング要素Ｑ１，Ｑ４をオフ状態で維持する。

同期整流制御においてコンバータ制御部１５ｄは、シャント抵抗Ｒ１によって検出される回路電流ｉｓに同期させて、スイッチング要素Ｑ４，Ｑ３のオン・オフを切り替える。交流電源電圧ｖｓが正になる半サイクルの期間について説明すると（図４（ａ）参照）、コンバータ制御部１５ｄは、回路電流ｉｓが流れているときには（図４（ｂ）参照）、スイッチング要素Ｑ４をオン状態とし（図４（ｃ）参照）、回路電流ｉｓが流れていないときには、スイッチング要素Ｑ４をオフ状態にする。なお、交流電源電圧ｖｓが正になる半サイクルの期間において、スイッチング要素Ｑ３はオフ状態で維持される（図４（ｅ）参照）。

また、コンバータ制御部１５ｄは、交流電源電圧ｖｓの極性の変化に同期させて、スイッチング要素Ｑ２，Ｑ１のオン・オフを切り替える。例えば、交流電源電圧ｖｓが正になる半サイクルの期間では（図４（ａ）参照）、コンバータ制御部１５ｄは、スイッチング要素Ｑ２をオフ状態にし（図４（ｄ）参照）、スイッチング要素Ｑ１をオン状態にする（図４（ｆ）参照）。なお、交流電源電圧ｖｓの極性は、ゼロクロス判定部１５ａによって判定（特定）される。

このように、スイッチング要素Ｑ４，Ｑ３は、回路電流ｉｓが流れているか否かによってオン・オフが切り替えられ、スイッチング要素Ｑ２，Ｑ１は、交流電源電圧ｖｓの極性に同期させてオン・オフが切り替えられる。これは、次に説明するように、コンデンサＣ１から交流電源Ｇ側への逆流電流を防ぐためである。

仮に、交流電源電圧ｖｓが正になる半サイクルの期間において、直流電圧Ｖｄが交流電源電圧ｖｓ（ここでは厳密にはブリッジ整流回路の電源側の接続点Ｎ１・Ｎ２間の電圧を指す）よりも高いときに、回路電流ｉｓが流れていない状態でスイッチング要素Ｑ１，Ｑ４を両方ともオン状態にすると、コンデンサＣ１から交流電源Ｇ側に逆流電流が流れてしまう。

これに対して本実施形態では、前記した状態においてスイッチング要素Ｑ４をオフにするため（図４（ｃ）参照）、ダイオード要素Ｄ４も導通していない状態であることから、逆流電流が流れることが防止できる。また、例えば、交流電源電圧ｖｓが正になる半サイクルでは、スイッチング要素Ｑ２がオフ状態で維持されるため（図４（ｄ）参照）、スイッチング要素Ｑ２，Ｑ１を介して逆流電流がループすることもない。

なお、交流電源電圧ｖｓが直流電圧Ｖｄよりも低くなった直後の所定時間ｄｔ（図４（ｂ）参照）では、インダクタＬ１のインダクタンスによって回路電流ｉｓが流れ続ける。なおこの時、ブリッジ整流回路の電源側の接続点Ｎ１と接続点Ｎ２の間の電圧は、インダクタＬ１の両端間の電位差により直流電圧Ｖｄよりも高くなっている。

所定時間ｄｔは、以下の（式１）で表される。

本実施形態では、図４（ｂ）、図４（ｃ）、図４（ｅ）に示されているように、交流電源電圧ｖｓの絶対値がコンデンサＣ１の電圧（直流電圧Ｖｄ）よりも小さくなってからも所定時間ｄｔは、コンデンサＣ１の正極に接続されているスイッチング要素Ｑ１（交流電源電圧ｖｓが負の半サイクルでは、スイッチング要素Ｑ３）をオン状態で維持するようにしている。これによって、所定時間ｄｔにおいてもスイッチング要素Ｑ１のスイッチ部（チャネル）を介して回路電流ｉｓを流すことができる。したがって、ダイオード要素Ｄ１を介して回路電流ｉｓを流す場合よりも損失が小さくなるため、高効率で電力変換を行うことができる。なお、所定時間ｄｔは、事前の実験に基づいて計算してもよいし、また、リアルタイムで計算してもよい。

図５は、同期整流制御において、交流電源電圧ｖｓが正になる半サイクルに含まれるときの電流の流れを示す説明図である。交流電源電圧Ｖｓが正の半サイクルの期間では、図５の破線矢印で示されているように、交流電源Ｇ→インダクタＬ１→スイッチング要素Ｑ１（第１スイッチング要素）のスイッチ部（チャネル）→コンデンサＣ１→シャント抵抗Ｒ１→スイッチング要素Ｑ４（第２スイッチング要素）のスイッチ部（チャネル）→交流電源Ｇの第１電流経路において回路電流ｉｓが流れる。このとき、スイッチング要素Ｑ２，Ｑ３は、オフ状態で維持される（図４（ｄ）及び図４（ｅ）参照）。

また、交流電源電圧ｖｓが負になる半サイクルの期間では、図示はしないが、交流電源Ｇ→スイッチング要素Ｑ３（第２スイッチング要素）のスイッチ部（チャネル）→コンデンサＣ１→シャント抵抗Ｒ１→スイッチング要素Ｑ２（第１スイッチング要素）のスイッチ部（チャネル）→インダクタＬ１→交流電源Ｇの電流経路において回路電流ｉｓが流れる。このとき、スイッチング要素Ｑ１，Ｑ４は、オフ状態で維持される（図４（ｃ）及び図４（ｆ）参照）。

このように同期整流制御では、スイッチング要素Ｑ１，Ｑ４のスイッチ部（チャネル）には積極的に電流を流し、ダイオード要素Ｄ１，Ｄ４にはほとんど電流を流さないようにしている。これによって、高効率で電力変換を行うことができる。また、後述する部分スイッチング制御や高速スイッチング制御と比較して、同期整流制御ではスイッチングの回数が少なくて済む。したがって、適度な力率を保ちながらもスイッチング損失を低減できるため、高効率で電力変換を行うことができる。

実際には、逆流電流の発生を確実に防止するためには、電流検出のばらつきや電流ゼロ付近での不安定動作を回避するため、スイッチング要素Ｑ３、Ｑ４をオンする期間を、回路電流の絶対値が所定値以上流れる期間とし、スイッチング要素Ｑ３、Ｑ４のオン期間を、実際に回路電流が流れる期間よりも短くすることが有効である。このようにコントローラ１５が制御するときの同期整流制御における交流電源電圧ｖｓ、回路電流ｉｓ、及びスイッチング要素Ｑ１〜Ｑ４の駆動パルスの時間的変化を、図６（ａ）〜図６（ｆ）に示す。

先の理想的な例においては、回路電流が流れる期間の全てにおいてスイッチング要素Ｑ３、Ｑ４をオンしていた。しかし、図６（ｂ）に示されているように、電流値の絶対値が所定値以上となる判定レベルを設け、回路電流がその判定値レベル以上の場合のみ、スイッチング要素Ｑ３，Ｑ４をオンすることで、逆流電流の発生を確実に防止することができる。

このような制御を行なうことにより、スイッチング要素Ｑ３，Ｑ４のオン期間である、図６（ｂ）及び図６（ｅ）の区間ｔ１においては、スイッチング要素のスイッチ部（チャネル）に電流が流れ、区間ｔ２においてはダイオード要素Ｄ３，Ｄ４に電流が流れることになる。

ここで、区間ｔ２における損失について考えると、スイッチング要素Ｑ１、Ｑ２については、電源電圧の極性に同期した電気角半周期の期間中ずっとオンしているためスイッチ部（チャネル）に電流が流れる。しかし、その一方で、スイッチング要素Ｑ３，Ｑ４については、ダイオード要素Ｄ３，Ｄ４に電流が流れるので、スイッチング要素Ｑ３，Ｑ４には、ダイオード要素Ｄ３，Ｄ４に通電される期間の発生損失が小さい素子、言い換えると、ダイオード要素Ｄ３，Ｄ４の順方向電圧が低い素子を選定するのが好ましい。本実施形態では、スイッチング要素Ｑ１，Ｑ２には、素子の半導体材料としてワイドバンドギャップ半導体であるＳｉＣ（炭化珪素）を用いたＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴを、また、スイッチング要素Ｑ３，Ｑ４には、素子の半導体材料としてＳｉを用いたＭＯＳＦＥＴを用いることで、その効果を得ている。

なお、同期整流制御において、交流電源電圧ｖｓの極性に同期させてスイッチング要素Ｑ１，Ｑ２をオン・オフする制御に代えて、回路電流ｉｓが流れているか否かに応じてスイッチング要素Ｑ１，Ｑ２をオン・オフする制御を行ってもよい。あるいは、回路電流ｉｓが流れている期間よりも若干長めの期間だけスイッチング要素Ｑ１，Ｑ２がオンするようにコントローラ１５が制御してもよい。

（２−３）部分スイッチング制御
部分スイッチング制御は、スイッチング要素Ｑ１〜Ｑ４のうち、インダクタＬ１に接続されている２つのスイッチング要素Ｑ１，Ｑ２を交互にオン・オフする動作を所定回数行う制御モードである。部分スイッチング制御は、例えば、負荷Ｈの定格運転中に実行されるが、これに限定されるものではない。

図７（ａ）〜図７（ｆ）には、それぞれ、部分スイッチング制御における交流電源電圧ｖｓ、回路電流ｉｓ・短絡電流ｉｓｐ、及びスイッチング要素Ｑ１〜Ｑ４の駆動パルスの時間的変化が示されている。

交流電源電圧ｖｓが正になる半サイクルの期間について説明すると（図７（ａ）参照）、コンバータ制御部１５ｄは、スイッチング要素Ｑ１，Ｑ２をそれぞれ所定回数だけ所定パルス幅で交互にオン・オフする。より詳しく説明すると、コンバータ制御部１５ｄは、交流電源電圧ｖｓの正・負が切り替わった直後に（図７（ａ）参照）、スイッチング要素Ｑ１，Ｑ２を交互にオン・オフする動作を所定回数（１回もしくは複数回）行う（図７（ｃ）及び図７（ｄ）参照）。また、コンバータ制御部１５ｄは、交流電源電圧ｖｓの極性に同期して、スイッチング要素Ｑ３，Ｑ４のオン・オフを制御する（図７（ｅ）及び図７（ｆ）参照）。

以下では、部分スイッチング制御を「力率改善動作」と「同期整流動作」とに分けて説明する。「力率改善動作」とは、スイッチング要素Ｑ１またはスイッチング要素Ｑ２を一時的にオン状態にすることで、インダクタＬ１を介して電源を短絡する短絡電流ｉｓｐ（図８参照）を流す動作である。

「同期整流動作」とは、交流電源電圧ｖｓの極性に基づいてスイッチング要素Ｑ１〜Ｑ４を制御し、コンデンサＣ１を介して回路電流ｉｓを流す動作である。ちなみに、前記した同期整流モード（図４及び図５参照）は、部分スイッチング制御における「同期整流動作」を継続的に行う制御モードである。

詳細については後述するが、部分スイッチング制御では、「同期整流動作」と「力率改善動作」とが交互に所定回数行われる。

まず、「力率改善動作」について説明する。

例えば、交流電源電圧ｖｓが正になる半サイクルの期間においてコンバータ制御部１５ｄは、スイッチング要素Ｑ３をオフ状態で維持するとともに（図７（ｅ）参照）、スイッチング要素Ｑ４をオン状態で維持する（図７（ｆ）参照）。また、コンバータ制御部１５ｄは、ブリッジ整流回路１０に電流を流し始める所定の区間ｔｆにおいて、スイッチング要素Ｑ２をオン（図７（ｄ）参照）、スイッチング要素Ｑ１をオフにする（図７（ｃ）参照）。このときに流れる短絡電流ｉｓｐの経路について、図８を参照して説明する。

図９（ａ）〜図９（ｅ）には、交流電源電圧ｖｓが正の極性を持つ半サイクルにおける力率改善動作を行ったときの電流の流れを説明するため、それぞれ、交流電源電圧ｖｓ、回路電流ｉｓと短絡電流ｉｓｐ、スイッチング要素Ｑ２，Ｑ４，Ｑ１の駆動パルスの時間的変化が示されている。

交流電源電圧ｖｓが正の極性を持つときに力率改善動作を行うと、図８の破線矢印で示されている短絡経路において、交流電源Ｇ→インダクタＬ１→スイッチング要素Ｑ２のスイッチ部（チャネル）→スイッチング要素Ｑ４のスイッチ部（チャネル）→交流電源Ｇの順に、短絡電流ｉｓｐ（力率改善電流）が流れる。このときインダクタＬ１には、以下の（式２）で表されるエネルギが蓄えられる。なお、（式２）において、Ｉｓｐは、短絡電流ｉｓｐの実効値である。

このように短絡電流ｉｓｐを流すことで、交流電源Ｇに流れる電流波形の歪みを小さくし、電流波形を正弦波に近づけることができる（図７（ｂ）参照）。したがって、電力変換装置１の力率を改善できるとともに、高調波電流に伴う高調波を抑制できる。

なお、交流電源電圧ｖｓが負の極性である期間では、図示はしないが、短絡経路において、交流電源Ｇ→スイッチング要素Ｑ３のスイッチ部（チャネル）→スイッチング要素Ｑ１のスイッチ部（チャネル）→インダクタＬ１→交流電源Ｇの順に、短絡電流ｉｓｐ（力率改善電流）が流れる。

次に、「同期整流動作」について説明する。図７（ｄ）に示す所定の区間ｔｆにおいて「力率改善動作」を行った後、コンバータ制御部１５ｄは、所定の区間ｔｇにおいて「同期整流動作」を行う。さらに詳細には、コンバータ制御部１５ｄは、スイッチング要素Ｑ２をオンからオフに切り替える（図７（ｄ）参照）とともに、スイッチング要素Ｑ１をオフからオンに切り替える（図７（ｃ）参照）。スイッチング要素Ｑ２がオフされると、インダクタＬ１に蓄えられたエネルギにより、電流はダイオード要素Ｄ１を通ってコンデンサＣ１に流れようとするが、スイッチング要素Ｑ１がオンされることで、電流はスイッチング要素Ｑ１を流れる同期整流動作を行うことになる。なお、区間ｔｇにおいてもスイッチング要素Ｑ３はオフ状態で維持され（図７（ｅ）参照）、スイッチング要素Ｑ４はオン状態で維持される（図７（ｆ）参照）。

スイッチング要素Ｑ２をオンからオフに切り替えるとともに、スイッチング要素Ｑ１をオフからオンに切り替える際には、スイッチング要素Ｑ１，Ｑ２を通じてコンデンサ間が短絡されることを防止するため、スイッチング要素Ｑ１，Ｑ２のいずれもがオフ状態となるデッドタイムを設ける。デッドタイム期間中は、ダイオード要素Ｄ１，Ｄ２を通して電流が流れることになるが、逆回復電流が流れることによる損失増加を避けるためには、逆回復特性の良いデバイスを選定することが好ましい。ここでは、先に述べたように、スイッチング要素Ｑ１，Ｑ２としてＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴを用いることで、損失の低い電力変換装置１を実現している。ここで言う「逆回復特性の良いデバイス」とは、並列に接続されているダイオード要素（例えばスイッチング要素Ｑ１，Ｑ２に並列に接続されているダイオード要素Ｄ１，Ｄ２）に印加される電圧が順方向電圧から逆方向電圧に切り替わった瞬間に流れる電流、換言すると「逆回復電流」が小さく、かつ「逆回復電流」が流れる時間である「逆回復時間」が短いデバイスのことである。

このようにスイッチング要素Ｑ１〜Ｑ４が制御されることで、インダクタＬ１に蓄えられたエネルギがコンデンサＣ１に放出され、コンデンサＣ１の直流電圧が昇圧される。先に述べた同期整流動作における電流経路については、前述の同期整流モードにおける電流経路（図５の破線矢印を参照）と同様であるため、図示を省略する。

このようにして「力率改善動作」と「同期整流動作」とを所定回数、交互に行った後、コンバータ制御部１５ｄは、回路電流ｉｓが流れている区間ｔｈにおいて、スイッチング要素Ｑ１をオン状態（図７（ｃ）参照）、スイッチング要素Ｑ２をオフ状態（図７（ｄ））で維持する。言い換えると、コンバータ制御部１５ｄは、交流電源電圧ｖｓの絶対値がコンデンサＣ１の電圧（直流電圧Ｖｄ）よりも小さくなってからも所定時間ｄｔは、インダクタＬ１に接続されているスイッチング要素Ｑ１をオン状態で維持する。この期間は、インダクタＬ１の両端間の電位差によりブリッジ整流回路１０の電源側の接続点Ｎ１と接続点Ｎ２の間の電圧が直流電圧Ｖｄよりも高くなっているため、電流が流れつづけている。これによって、交流電源電圧ｖｓが直流電圧Ｖｄよりも低くなってからも、図５に示す電流経路で回路電流ｉｓを流すことができる。したがって、ダイオード要素Ｄ１を介して回路電流ｉｓを流す場合よりも、スイッチング要素Ｑ１の導通損失を低減し、高効率化を図ることができる。

例えば、負荷Ｈがモータである場合、回転速度の上昇に伴ってモータの誘起電圧が高くなり、モータが駆動し難くなることがあるが、前記した「力率改善動作」及び「同期整流動作」を交互に行って昇圧することで、モータの回転速度の許容限度を高めることができる。

補足すると、図７（ｃ）に示すように、スイッチング要素Ｑ１は、１ショット目の前の区間ｔａ、及び、同期整流動作が継続される区間ｔｈの後の区間ｔｂでは、オフ状態にされる。このようにスイッチング要素Ｑ１をオフ状態にするのは、コンデンサＣ１から逆流電流が流れることを防止するためである。なお、スイッチング要素Ｑ１，Ｑ２を交互にオン・オフする際のタイミングや回数は、必要とされる電源力率や高調波発生量、必要とされる直流電圧Ｖｄに応じて適宜設定される。

次に、部分スイッチング制御におけるスイッチング要素Ｑ１〜Ｑ４の駆動パルスの設定について、さらに詳しく説明する。図９（ａ）〜図９（ｅ）を用いて、交流電源電圧ｖｓが正になる半サイクルにおける部分スイッチング制御を説明する。なお、図９（ａ）〜図９（ｆ）の横軸は、時間軸である。

図９（ａ）には、電圧が正になる半サイクルにおける交流電源電圧ｖｓが示されている。図９（ｂ）には、回路電流ｉｓ、短絡電流ｉｓｐ、及び正弦波状の理想電流が示されている。図９（ｃ）、図（ｄ）及び図９（ｅ）には、スイッチング要素Ｑ２，Ｑ４，Ｑ１の駆動パルスが示されている。図９（ｂ）に示されている「理想電流」のように、正弦波状の回路電流ｉｓが交流電源電圧ｖｓに対して同相で流れることが、力率や高調波の観点から理想的である。この理想電流は、例えば、電流検出部１１（図８参照）の検出値と、ゼロクロス判定部１５ａ（図８参照）の判定結果と、に基づいて、ゲイン制御部１５ｃ（図８参照）によって求められる。

例えば、理想電流上の点Ｐ１（図９（ｂ）参照）に関して、この点Ｐ１での電流の傾きをｄｉ(Ｐ１)／ｄｔとおく。回路電流ｉｓがゼロの状態から、スイッチング要素Ｑ２を時間ton1_Q2に亘ってオンする力率改善動作を行ったときの短絡電流ｉｓｐの傾きをｄｉ（ton1_Q2）／ｄｔとおく。また、その後に時間toff1_Q2に亘ってオフして同期整流動作を行ったときの回路電流ｉｓの傾きをｄｉ（toff1_Q2）／ｄｔとおく。ここで、傾きｄｉ（ton1_Q2）／ｄｔと、傾きｄｉ（toff1_Q2）／ｄｔとの平均値が、点Ｐ１における傾きｄｉ（Ｐ１）／ｄｔと等しくなるようにスイッチング要素Ｑ１，Ｑ２のオン・オフが制御される。

また、点Ｐ１と同様に、点Ｐ２での電流の傾きをｄｉ（Ｐ２）／ｄｔとおく。そして、スイッチング要素Ｑ２を時間ton2_Q2に亘ってオンする力率改善動作を行ったときの短絡電流ｉｓｐの傾きをｄｉ（ton2_Q2）／ｄｔとおく。また、その後に時間toff2_Q2に亘ってスイッチング要素Ｑ２をオフして同期整流動作を行ったときの回路電流ｉｓの傾きをｄｉ（toff2_Q2）／ｄｔとおく。点Ｐ１の場合と同様に、傾きｄｉ（ton2_Q2）／ｄｔと、傾きｄｉ（toff2_Q2）／ｄｔと、の平均値が、点Ｐ２における傾きｄｉ（P2）／ｄｔと等しくなるようにスイッチング要素Ｑ１，Ｑ２のオン・オフが制御される。交流電源電圧ｖｓが正になる半サイクルにおいて、このような動作が所定回数繰り返される。なお、スイッチング要素Ｑ２のスイッチング回数が多いほど、回路電流ｉｓを理想的な正弦波状の波形に近づけることができるが、スイッチング回数を多くするとスイッチング損失が増加するため、スイッチング損失を考慮してスイッチング回数を設定することが好ましい。

なお、交流電源電圧ｖｓが負になる半サイクルについても、交流電源電圧ｖｓが正になる半サイクルの場合と同様にスイッチング要素Ｑ１，Ｑ２の駆動パルスが設定される。

半サイクル期間オンさせ続けるスイッチング要素は、前述の同期整流時にはスイッチング要素Ｑ１，Ｑ２（図６（ｆ）及び図６（ｄ）参照）であるが、部分スイッチング時にはスイッチング要素Ｑ３，Ｑ４（図６（ｅ）及び図６（ｄ）参照）と異なっている。これは、同期整流時においてはダイオード要素Ｄ３、Ｄ４に電流が流れる期間の損失を重視しているが、それに対して、部分スイッチング時においてはダイオード要素Ｄ１，Ｄ２の逆回復特性を重視しているためである。

さらに言えば、スイッチング要素Ｑ１，Ｑ２の逆回復時間は、スイッチング要素Ｑ３，Ｑ４よりも短いことが好ましい。前述のように、同期整流制御、及び部分スイッチング制御では、スイッチング要素Ｑ１，Ｑ２のオン・オフが、交流電源電圧ｖｓの半サイクルごとに所定回数行われる。したがって、スイッチング要素Ｑ１，Ｑ２として逆回復時間の短いものを用いることで、逆回復電流が流れる時間が短くなるため、スイッチング損失を低減できる。スイッチング要素Ｑ３，Ｑ４については、オン・オフする頻度がスイッチング要素Ｑ１，Ｑ２に比べて少ない（電気角半周期にオン・オフそれぞれ１回）ため、逆回復時間が比較的長い安価な素子を用いても効率にそれほど影響はない。

なお、部分スイッチング制御において、交流電源電圧ｖｓの極性に同期させてスイッチング要素Ｑ３，Ｑ４をオン・オフする制御に代えて、回路電流ｉｓが流れているか否かに応じてスイッチング要素Ｑ３，Ｑ４をオン・オフする制御を行ってもよい。あるいは、回路電流ｉｓが流れている期間よりも若干長めの期間だけスイッチング要素Ｑ３，Ｑ４をオンするような制御をコントローラ１５が行ってもよい。

（２−４）高速スイッチング制御
高速スイッチング制御は、スイッチング要素Ｑ１〜Ｑ４のうち、インダクタＬ１に接続されている２つのスイッチング要素Ｑ１，Ｑ２を交互にオン・オフする動作を所定周期で繰り返す制御モードである。高速スイッチング制御は、例えば、負荷（電流検出部１１の検出値等）が比較的大きい高負荷時に実行されるが、これに限定されるものではない。

図１０（ａ）〜図１０（ｆ）には、高速スイッチング制御における交流電源電圧ｖｓ、回路電流ｉｓ・短絡電流ｉｓｐ、及びスイッチング要素Ｑ１〜Ｑ４の駆動パルスの時間的変化が示されている。

高速スイッチング制御では、部分スイッチング制御で説明した「力率改善動作」と「同期整流動作」とが所定周期で交互に繰り返される。

力率改善動作について、交流電源電圧ｖｓ（図１０（ａ）参照）が正になる半サイクルを例に説明すると、コンバータ制御部１５ｄは、所定の区間ｔｋにおいてスイッチング要素Ｑ２をオン状態（図１０（ｄ）参照）、スイッチング要素Ｑ１をオフ状態（図１０（ｃ）参照）にする。また、コンバータ制御部１５ｄは、交流電源電圧ｖｓが正になる半サイクルにおいて、スイッチング要素Ｑ３をオフ状態（図１０（ｅ）参照）、スイッチング要素Ｑ４をオン状態（図９（ｆ）参照）で維持する。これによって、インダクタＬ１を介して短絡電流ｉｓｐ（図８参照）が流れるため、力率を改善できるとともに、高調波を抑制できる。

次に、同期整流動作について、交流電源電圧ｖｓ（図１０（ａ）参照）が正になる半サイクルを例に説明すると、コンバータ制御部１５ｄは、例えば、前記した区間ｔｋの後の区間ｔｍにおいて、スイッチング要素Ｑ１をオン状態、スイッチング要素Ｑ２をオフ状態にする。これによって、インダクタＬ１に蓄えられたエネルギがコンデンサＣ１に放出されるため、コンデンサＣ１の直流電圧Ｖｄが昇圧される。また、ダイオード要素Ｄ１を介して回路電流ｉｓを流す場合と比べて導通損失が低減されるため、電力変換を高効率で行うことができる。なお、同期整流動作時における電流経路は、図５と同様である。

また、交流電源電圧ｖｓが負になる半サイクルにおいても、同様にして、スイッチング要素Ｑ１，Ｑ２が交互にオン・オフされる（図１０（ｃ）及び図１０（ｄ）参照）。また、交流電源電圧ｖｓの極性に同期して、スイッチング要素Ｑ３がオン状態（図１０（ｅ）参照）、スイッチング要素Ｑ４がオフ状態（図１０（ｆ）参照）にされる。なお、スイッチング要素Ｑ１，Ｑ２のオンデューティは、回路電流ｉｓを正弦波に近づけるように適宜設定される。

また、交流電源電圧ｖｓが正になる半サイクルの初期において、交流電源電圧ｖｓが直流電圧Ｖｄよりも低い区間ｔｊ（図１０（ｃ）参照）では、逆流電流を防止するためにスイッチング要素Ｑ１がオフ状態で維持される。

また、交流電源電圧ｖｓが直流電圧Ｖｄを下回ってから所定時間ｄｔが経過するまでは、スイッチング要素Ｑ１，Ｑ２のスイッチングが継続される（図１０（ｃ）及び図１０（ｄ）参照）。これによってダイオード要素Ｄ１，Ｄ２に流れる電流を抑制し、高効率で電力変換を行うことができる。そして、所定時間ｄｔが経過した後の区間ｔｎでは、逆流電流が流れないように、スイッチング要素Ｑ１がオフ状態にされる（図１０（ｃ）参照）。

なお、高負荷時には比較的大きな回路電流ｉｓが流れるため、それに伴って高調波が発生しやすくなる。本実施形態では、高負荷時に高速スイッチング制御を行うことで、回路電流ｉｓを正弦波に近づけるようにしている。これによって、高調波を抑制できるとともに、力率を改善できる。

以下では、部分スイッチング制御と、高速スイッチング制御と、を含めて「スイッチング制御」という。この「スイッチング制御」は、スイッチング要素Ｑ１〜Ｑ４のうち、インダクタＬ１に接続されている２つのスイッチング要素Ｑ１，Ｑ２を交互にオン・オフする制御である。

次に、部分スイッチング制御及び高速スイッチング制御におけるデューティの設定について説明する。

電力変換装置１における回路電流ｉｓ（瞬時値）は、以下の（式３）で表される。（式３）において、Ｖｓは交流電源電圧ｖｓの実効値であり、Ｋｐは電流制御ゲインであり、Ｖｄは直流電圧であり、ωは角周波数である。

上述の（式３）を整理すると、以下の（式４）になる。

また、回路電流ｉｓ（瞬時値）と、回路電流Ｉｓ（実効値）との関係は、以下の（式５）で表される。既に述べたように、回路電流ｉｓ（瞬時値）はシャント抵抗Ｒ１によって検出され、回路電流Ｉｓ（実効値）は電流検出部１１によって検出される。

電流制御ゲインＫｐは、（式４）を変形して（式５）に代入して得られる（式６）で表される。なお、（式６）において、ａは昇圧比である。

ここで、（式６）において、昇圧比ａの逆数を右辺に移項すると、以下の（式７）の関係が導かれる。

また、交流電源電圧ｖｓが正になる半サイクルにおいて、スイッチング要素Ｑ２のオンデューティｄ（通流率）は、以下の（式８）で表される。なお、交流電源電圧ｖｓが負になる半サイクルにおけるスイッチング要素Ｑ１のオンデューティｄについても同様である。

以上より、（式７）に示したＫｐ・Ｉｓを制御することで、直流電圧Ｖｄを交流電源電圧Ｖｓ（実効値）のａ倍に昇圧できることが分かる。そのときのスイッチング要素Ｑ２（または、スイッチング要素Ｑ１）のオンデューティｄが、（式８）で与えられる。

なお、昇圧比ａは、負荷検出部１４によって検出される負荷に基づき、昇圧比制御部１５ｂ（図８参照）によって設定される。例えば、負荷が大きいほど、昇圧比ａも大きな値に設定される。

図１１は、交流電源電圧ｖｓが正になる半サイクルにおいて、高速スイッチング制御でのスイッチング要素Ｑ１，Ｑ２のオンデューティを示す説明図である。

なお、図１１の横軸は、交流電源電圧ｖｓが正の半サイクルにおける時間（正の半サイクルの開始時からの経過時間）を表しており、縦軸は、スイッチング要素Ｑ１，Ｑ２のオンデューティｄ_Ｑ１，ｄ_Ｑ２を表している。

また、図１１において、破線は、デッドタイムｄｔｘを考慮しない場合のスイッチング要素Ｑ１のオンデューティｄ_Ｑ１のグラフである。実線は、デッドタイムｄｔｘを考慮した場合のスイッチング要素Ｑ１のオンデューティｄ_Ｑ１のグラフである。二点鎖線は、スイッチング要素Ｑ２のオンデューティｄ_Ｑ２のグラフである。

破線で示すスイッチング要素Ｑ１のオンデューティｄ_Ｑ１は、例えば、交流電源電圧Ｖｓに比例するように設定されている。二点鎖線で示すスイッチング要素Ｑ２のオンデューティｄ_Ｑ２は、１．０からスイッチング要素Ｑ１のオンデューティｄ_Ｑ１を減算した値で設定される。

（式８）で説明したように、回路電流ｉｓが大きいほど、スイッチング要素Ｑ２のオンデューティｄ_Ｑ２は小さな値に設定され、スイッチング要素Ｑ１のオンデューティｄ_Ｑ１は大きな値に設定される。言い換えると、同期整流動作でオンされるスイッチング要素Ｑ１のオンデューティｄ_Ｑ１は、力率改善動作でオンされるスイッチング要素Ｑ２のオンデューティｄ_Ｑ２に対して逆特性になっている。

なお、ブリッジ整流回路１０における上下短絡を回避するために、図１１の実線で示すように、デッドタイムｄｔｘを考慮した制御を行うことが好ましい。所定のデッドタイムｄｔｘ（図示せず）を付与すると、スイッチング要素Ｑ１のオンデューティｄ_Ｑ１は、このデッドタイムｄｔｓ分だけ小さくなる。

図１２は、高速スイッチング制御における交流電源電圧ｖｓと回路電流ｉｓとの関係を示す説明図である。図１２の横軸は、交流電源電圧ｖｓが正になる半サイクルが開始された時点からの経過時間（時間）を表しており、縦軸は、交流電源電圧ｖｓ（瞬時値）及び回路電流ｉｓ（瞬時値）を表している。

図１２に示されているように、高速スイッチング制御を行うことで、交流電源電圧ｖｓ及び回路電流ｉｓが正弦波状の波形になっており、また、交流電源電圧ｖｓと回路電流ｉｓとが同相になっている。高速スイッチング制御を行うことで、力率が改善されていることがわかる。このような正弦波状の回路電流ｉｓを流すために、スイッチング要素Ｑ２のオンデューティｄ_Ｑ２は、例えば、以下の（式９）を用いて設定することができる。また、スイッチング要素Ｑ１のオンデューティｄ_Ｑ１は、例えば、以下の（式１０）を用いて設定することができる。

図１３は、高速スイッチング制御において、インダクタＬ１による電流位相の遅れ分を考慮しない場合と電流位相の遅れ分を考慮した場合におけるスイッチング要素Ｑ２のオンデューティｄ_Ｑ２を示す説明図である。図１３の横軸は、交流電源電圧ｖｓが正になる半サイクルが開始された時点からの経過時間（時間）を表し、縦軸は、高速スイッチング制御におけるスイッチング要素Ｑ２のオンデューティを表している。

また、図１３において、実線は、インダクタＬ１による電流位相の遅れを考慮しない場合のスイッチング要素Ｑ２のオンデューティのグラフである。破線は、インダクタＬ１による電流位相の遅れを考慮した場合のスイッチング要素Ｑ２のオンデューティのグラフである。図１３の破線で示すように、スイッチング要素Ｑ２のオンデューティを設定することで、インダクタＬ１のインダクタンスが大きい場合であっても、正弦波状の回路電流ｉｓを流すことができる。

＜制御モードの切替えについて＞
コンバータ制御部１５ｄ（図１参照）は、例えば、負荷が比較的小さい低負荷領域では同期整流制御を行い、定格運転領域では部分スイッチング制御を行い、負荷が比較的大きい高負荷領域では高速スイッチング制御を行う。なお、負荷が非常に小さいときにダイオード整流制御を行ってもよいし、また、ダイオード整流を行わないようにしてもよい。

図１４（ａ）は、部分スイッチング制御における正の半サイクルでの交流電源電圧ｖｓ及び回路電流ｉｓの説明図である。なお、図１４（ａ）に示すピーク値ｉｓ１は、部分スイッチング制御における回路電流ｉｓのピーク値である。

図１４（ｂ）は、高速スイッチング制御における正の半サイクルでの交流電源電圧ｖｓ
及び回路電流ｉｓの説明図である。

なお、図１４（ｂ）に示すピーク値ｉｓ２は、高速スイッチング制御における回路電流
ｉｓのピーク値である。図１４（ｂ）に示されているように、高速スイッチング制御における回路電流ｉｓのピーク値ｉｓ２は、部分スイッチング制御における回路電流ｉｓのピーク値ｉｓ２よりも小さくなっている。

仮に、ピーク値ｉｓ１，ｉｓ２が略同一となるように制御すると、部分スイッチング制御の力率よりも高速スイッチング制御の力率が高いため、高速スイッチング制御において直流電圧Ｖｄが昇圧しすぎてしまう。これに対して本実施形態では、ピーク値ｉｓ１＞ピーク値ｉｓ２となるように、スイッチング要素Ｑ１，Ｑ２のオンデューティが調整される。そのために、コンバータ制御部１５ｄは、部分スイッチング制御及び高速スイッチング制御の一方から他方に切り替える際、コンデンサＣ１の直流電圧Ｖｄの変動を抑制するように、スイッチング要素Ｑ１，Ｑ２のオンデューティを調整する。これによって、部分スイッチング制御及び高速スイッチング制御の一方から他方に移行する際、直流電圧Ｖｄの変動を抑制できる。

また、コンバータ制御部１５ｄは、交流電源電圧ｖｓのゼロクロス（正・負の切り替わり）のタイミングで、制御モードの切替えを行うように構成されることが好ましい。例えば、コンバータ制御部１５ｄは、交流電源電圧ｖｓのゼロクロスのタイミングで、同期整流制御から部分スイッチング制御に、あるいは部分スイッチング制御から高速スイッチング制御に切り替える。これによって、制御モードの切替え時に、制御が不安定になったり、直流電圧Ｖｄが変動することや電流が変動したりすることを抑制できる。

高速スイッチング時においても、半サイクル期間オンし続けるのはスイッチング要素Ｑ３，Ｑ４（図７参照）であり、スイッチング要素Ｑ３，Ｑ４の動作は前述の同期整流時のスイッチング要素Ｑ１，Ｑ２（図６参照）の動作とは異なっている。これは、高速スイッチング時においても部分スイッチング時と同様に、ダイオード要素Ｄ１，Ｄ２の逆回復特性を重視しているためである。高速スイッチングにおいては、部分スイッチングよりもスイッチング回数が多いため、この逆回復特性が更に重要となる。

また、部分スイッチングと同様に、スイッチング要素Ｑ１，Ｑ２の逆回復時間は、スイッチング要素Ｑ３，Ｑ４の逆回復時間よりも短いことが好ましく、スイッチング要素Ｑ３，Ｑ４については、逆回復時間が比較的長い安価な素子を用いても効率にそれほど影響はない。特に、同期整流制御と、部分スイッチング制御・高速スイッチング制御とでは、半サイクル期間（あるいはパルスが長い側の期間）オンさせ続けるスイッチング要素が、異なっている（同期整流時にオンさせ続けるのはスイッチング要素Ｑ１，Ｑ２、部分スイッチング時と高速スイッチング時にオンさせ続けるのはスイッチング要素Ｑ３及びＱ４）ため、ゼロクロスのタイミングで各スイッチング要素へのオン・オフ信号の切替えを行なうことで、先に述べた不具合が起こりにくくなる。

（３）特徴
本実施形態よれば、低負荷時には同期整流制御を行うことで、スイッチング要素Ｑ１〜Ｑ４のスイッチ部（チャネル）に積極的に電流を流すようにしている。さらには、スイッチング要素Ｑ３、Ｑ４のオン期間を実際に回路電流が流れる期間よりも短くする場合において、スイッチング要素Ｑ３，Ｑ４に対して、順方向電圧が低いダイオード要素Ｄ３，Ｄ４を選定する。これによって、ダイオード要素Ｄ１〜Ｄ４での損失を抑制し、電力変換を高効率で行うことができる。

また、定格運転時には部分スイッチング制御が行われ、スイッチング要素Ｑ１，Ｑ２が所定回数、交互にスイッチングされる。これによって、昇圧、力率の改善、及び高調波の抑制を行うことができる。更には、スイッチング要素Ｑ１、Ｑ２としてＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴを用いることで、損失の低い電力変換器を実現している。また、高速スイッチング制御と比べてスイッチング回数が少ないため、スイッチング損失を低減できる。

また、高負荷時には高速スイッチング制御を行って、スイッチング要素Ｑ１，Ｑ２を所定周期で交互にスイッチングするようにしている。これによって、昇圧、力率の改善、及び高調波の抑制を行うことができる。ここでも、スイッチング要素Ｑ１、Ｑ２としてＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴを用いることで、損失の低い電力変換器を実現している。高速スイッチング制御では、回路電流ｉｓが正弦波状になるため（図１０（ｂ）参照）、特に力率の改善や高調波の抑制に効果がある。

スイッチング要素Ｑ１〜Ｑ２がＭＯＳＦＥＴであるときにＭＯＳＦＥＴをオンさせない場合に寄生ダイオードであるダイオード要素Ｄ１〜Ｄ４がオンせず電流が流れない期間、言い換えるとダイオード要素Ｄ１〜Ｄ４のカソード側よりアノード側の電圧が低い期間に、ＭＯＳＦＥＴをオンしてしまうと、寄生ダイオードのカソード側からアノード側に向かう方向でＭＯＳＦＥＴのチャネルを通して、コンデンサ側から電源側に回生する方向で逆流電流が流れてしまう。このような逆流電流を避けるためには、第１レグＪ１と第２レグＪ２のうちの少なくとも片側のパルス幅を、寄生ダイオードのみでも電流が流れるであろうパルス幅よりも短くすることが有用である。このように構成することで、電流を検出せずに電源電圧のゼロクロス信号のみを用いて電源電圧の極性に同期させたスイッチングを行なう場合も含め、特に電流の流れ始めと流れ終わりでの逆流電流を避けることができる。

また、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴのようなワイドバンドギャップ半導体を用いたスイッチング要素は、その製造工程のために、Ｓｉを用いた従来のスイッチング要素と比べて高価であり、家電機器に適用するにはコスト面でも課題が大きいという現状がある。そこで、ブリッジを構成するスイッチング要素Ｑ１〜Ｑ４の全てにＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴを用いずに、スイッチング要素Ｑ１〜Ｑ４としてＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴとＳｉ−ＭＯＳＦＥＴとを混在させてブリッジを構成することにより、コストの増加を抑制することができる。

＜第２実施形態＞
（４）第２実施形態の概要
第２実施形態では、電力変換装置１の負荷Ｈが、空気調和機Ｗ（図１６参照）の圧縮機４１のモータ４１ａである点が、第１実施形態とは異なっている。なお、その他の構成（図１に示す電力変換装置１の構成や、各制御モードの内容）については、第１実施形態と同様である。したがって、第１実施形態と異なる部分について説明し、重複する部分については説明を省略する。また、第２実施形態は、電流検出部１１（図１参照）で検出した電流実効値の検出値Ｉと所定の閾値Ｉ１，Ｉ２との大小を比較し、その比較結果に基づいて制御モードを切り替える点が、第１実施形態とは異なっている。

（５）空気調和機の構成
図１５は、第２実施形態に係る空気調和機の構成の一例を示す正面図である。図１５には、空気調和機Ｗが備える室内機Ｕ１、室外機Ｕ２、及びリモコンＲｅを正面から見た状態が示されている。

空気調和機Ｗは、冷媒回路４（図１６参照）において蒸気圧縮式冷凍サイクルで冷媒を循環させることによって、空調（冷房、暖房、除湿等）を行う機器である。図１６に示されている空気調和機Ｗは、四方弁４５で冷媒が流れる向きを変えることにより、冷房運転と暖房運転を切替えられるように構成されている。しかし、本開示の技術が適用できる空気調和機には、冷房運転と暖房運転を切替えられる機能を有する空気調和機Ｗだけでなく、冷房専用の空気調和機または暖房専用の空気調和機が含まれ、空気調和機は、さらに除湿機能及び／または加湿機能を有していてもよい。

図１５に示すように、空気調和機Ｗは、室内機Ｕ１と、室外機Ｕ２と、リモコンＲｅとを備えている。室内機Ｕ１は、室内熱交換器４４（図１６参照）及び室内ファンＦ２を備えている。また、室外機Ｕ２は、圧縮機４１（図１６参照）、室外熱交換器４２、膨張弁４３、四方弁４５及び室外ファンＦ１を備えている。なお、室内機Ｕ１と室外機Ｕ２とは、冷媒が通流する配管ｋを介して接続されるとともに、図示はしないが、通信線を介して接続されている。リモコンＲｅは、空気調和機Ｗを遠隔操作するための機器であり、室内機Ｕ１との間で所定の信号（運転／停止指令、設定温度の変更、タイマの設定、運転モードの変更を指示する信号等）を送受信する機能を有している。

図１５に示されているように、空気調和機Ｗは、電力変換装置１と、インバータ２と、冷媒回路４とを備えている。なお、第２実施形態の電力変換装置１には、第１実施形態の電力変換装置１の構成（図１参照）と同様の構成を適用することができる。

インバータ２は、電力変換装置１から印加される直流電圧を、例えば、ＰＷＭ制御（Pulse Width Modulation）に基づいて交流電圧に変換する電力変換器である。

冷媒回路４は、圧縮機４１と、室外熱交換器４２と、膨張弁４３と、室内熱交換器４４と、四方弁４５が配管ｋを介して環状に接続された構成になっている。冷房運転時には、四方弁４５が実線で示されている接続状態になり、冷媒が、圧縮機４１、室外熱交換器４２、膨張弁４３、室内熱交換器４４、圧縮機４１の順に流れる。冷房運転時には、圧縮機４１で冷媒が圧縮され、室外熱交換器４２で冷媒から室外空気に熱が放出され、膨張弁４３で冷媒が低温低圧に変化し、室内熱交換器４４で室内空気から熱が奪われて冷媒に熱が与えられる。暖房運転時には、四方弁４５が破線で示されている接続状態になり、冷媒が、圧縮機４１、室内熱交換器４４、膨張弁４３、室外熱交換器４２、圧縮機４１の順に流れる。暖房運転時には、圧縮機４１で冷媒が圧縮され、室内熱交換器４４で冷媒から室内空気に熱が放出され、膨張弁４３で冷媒が低温低圧に変化し、室外熱交換器４２で室外空気から熱が奪われて冷媒に熱が与えられる。

圧縮機４１は、モータ４１ａの駆動によって冷媒を、吸入し、圧縮し、吐出する機器である。なお、モータ４１ａは、インバータ２から印加される交流電圧によって駆動する。室外熱交換器４２は、室外ファンＦ１から送り込まれる室外空気と、冷媒回路４を循環する冷媒との間で熱交換を行わせる機器である。膨張弁４３は、室外熱交換器４２または室内熱交換器４４から流れ込む冷媒を膨張させて、冷媒を低温低圧にする弁である。膨張弁４３は、弁開度を変化させることにより、流れ込む冷媒の流量及び圧力を調整することができる調整弁としても機能する。室内熱交換器４４は、室内ファンＦ２から送り込まれる室内空気と、冷媒回路４を循環する冷媒との間で熱交換を行わせる機器である。

次に、電力変換装置１が備える電流検出部１１（図１参照）で検出した電流実効値（言い換えると負荷に応じて変化する値）に基づいて、電力変換装置１の制御モードを切り替える処理について説明する。

図１７は、負荷の大きさと動作モード及び機器の運転領域の関係を説明するための模式図である。図１７に示されている「中間運転領域」は、負荷（ここでは、電流検出部１１で検出した電流実効値：図１参照）が比較的小さい領域である。本実施形態では、負荷の大きさが閾値Ｉ１未満である場合に「同期整流制御」を行うことで、電力変換装置１の高効率化を図るようにしている。

図１７に示す「定格運転領域」は、「中間運転領域」よりも負荷が大きく、圧縮機４１のモータ４１ａ（言い換えると、図１に示す負荷Ｈ）を定格運転できる領域である。本実施形態では、負荷の大きさが閾値Ｉ１以上かつ閾値Ｉ２未満である場合に「部分スイッチング制御」を行うことで、昇圧、力率の改善、及び高調波の抑制を行うようにしている。

図１７に示す「高負荷領域」は、負荷の大きさが比較的大きい領域である。例えば、外気温が非常に低いときに暖房運転を行う場合または、外気温が非常に高いときに冷房運転を行う場合の運転領域が「高負荷領域」に相当する。本実施形態では、負荷の大きさが閾値Ｉ２以上である場合に「高速スイッチング制御」を行うことで、昇圧、力率の改善、及び高調波の抑制を行うようにしている。なお、閾値Ｉ１，Ｉ２の大きさは、事前の実験及び／またはシミュレーションに基づいて適宜設定される。

（６）電力変換装置の動作
図１８は、電力変換装置１のコントローラ１５が実行する処理を示すフローチャートである。なお、図１８の「ＳＴＡＲＴ」時において、モータ４１ａ（図１６参照）が駆動しているものとする。

ステップＳ１０１において、コントローラ１５は、電流検出部１１の検出値Ｉ（負荷）を読み込む。

ステップＳ１０２において、コントローラ１５は、ステップＳ１０１で読み込んだ検出値Ｉが閾値Ｉ１（第１閾値）未満であるか否かを判定する。言い換えると、コントローラ１５は、電流の検出値Ｉが「中間運転領域」（図１７参照）に含まれるか否かを判定する。

電流の検出値Ｉが閾値Ｉ１未満である場合、ステップＳ１０２において電流の検出値Ｉに対応する運転領域が「中間運転領域」に含まれると判定され（Ｙｅｓ）、コントローラ１５は、次にステップＳ１０３の処理を行う。

ステップＳ１０３において、コントローラ１５は、同期整流制御を実行する。このように中間運転領域において同期整流制御を行うことで、第１実施形態で説明したように、電力変換を高効率で行うことができる。

電流の検出値Ｉが閾値Ｉ１以上である場合には、ステップＳ１０２において電流の検出値Ｉに対応する運転領域が「中間運転領域」に含まれないと判定され（Ｎｏ）、コントローラ１５は、次にステップＳ１０４の処理を行う。

ステップＳ１０４において、コントローラ１５は、電流検出部１１の検出値Ｉが閾値Ｉ２（第２閾値）未満であるか否かを判定する。言い換えると、コントローラ１５は、電流の検出値Ｉが「定格運転領域」（図１７参照）に含まれるか否かを判定する。なお、閾値Ｉ２は、閾値Ｉ１よりも大きな値である（図１７参照）。

電流の検出値Ｉが閾値Ｉ２未満である場合には、ステップＳ１０４において電流の検出値Ｉに対応する運転領域が「定格運転領域」に含まれると判定され（Ｙｅｓ）、コントローラ１５は、次にステップＳ１０５の処理を行う。

ステップＳ１０５において、コントローラ１５は、部分スイッチング制御を実行する。このように定格運転領域において部分スイッチング制御を行うことで、第１実施形態で説明したように、昇圧、力率の改善、及び高調波の抑制を行うことができる。

ステップＳ１０４において、電流検出部１１の検出値Ｉが閾値Ｉ２以上である場合には、ステップＳ１０４において電流の検出値Ｉに対応する運転領域が「定格運転領域」に含まれないと判定され（Ｎｏ）、コントローラ１５は、次にステップＳ１０６の処理を行う。

ステップＳ１０６において、コントローラ１５は、高速スイッチング制御を実行する。これによって、高負荷運転領域で大きな回路電流ｉｓが流れたとしても、力率を改善できるとともに、高調波を抑制できる。

ステップＳ１０３，Ｓ１０５，Ｓ１０６のいずれかの処理を行った後、コントローラ１５は、「ＳＴＡＲＴ」に戻って上述の処理を繰り返す（ＲＥＴＵＲＮ）。なお、ここでは、ステップＳ１０１からステップＳ１０６を含むルーチンから抜け出すかまたは終了させるための処理については記載を省いている。

なお、電流の検出値Ｉが非常に小さい場合に、第１実施形態で説明したダイオード整流制御（図２及び図３参照）を行うようにしてもよい。

（７）特徴
本実施形態によれば、負荷の大きさに応じて制御モードを切り替えることで、電力変換装置１の高効率化を図るとともに、高調波を抑制できる。このような電力変換装置１を備えることで、エネルギ効率（言い換えると、ＡＰＦ：Annual Performance Factor）が高く、省エネ化を図った空気調和機Ｗを提供できる。

（８）変形例
（８−１）変形例Ａ
図１９は、変形例Ａに係る電力変換装置１Ａの構成の一例を示す回路図である。図１９に示されている電力変換装置１Ａは、第１実施形態で説明した電力変換装置１（図１参照）にインダクタＬ２を追加した構成になっている。インダクタＬ２は、接続点Ｎ２と交流電源Ｇとを接続する配線ｈｂに設けられている。さらに具体的に説明すると、インダクタＬ２の一方端が配線ｈｂを介して接続点Ｎ２に接続され、インダクタＬ２の他方端が第２入力端子ＩＴ２に接続されている。このようにインダクタＬ２を設けることで、第１実施形態で説明した「力率改善動作」に伴うノイズを低減できる。

（８−２）変形例Ｂ
スイッチング要素Ｑ１、Ｑ２として、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの代わりにオン抵抗の小さいスーパージャンクションＭＯＳＦＥＴ（ＳＪＭＯＳＦＥＴ）を用いてもよい。ＳＪＭＯＳＦＥＴを用いる場合には、特に、寄生ダイオードの逆回復時間（time of reverse recovery：ｔｒｒ）が比較的短い高速ｔｒｒタイプのものを用いることが好ましい。

このような高速ｔｒｒタイプのスイッチング要素は、その性能を得るために寄生ダイオード（ダイオード要素）の順方向電圧が高くなってしまうという短所をもつため、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴと同様の思想での適用が可能である。例えば、逆回復時間が３００ｎｓｅｃ以下のＳＪＭＯＳＦＥＴをスイッチング要素Ｑ１、Ｑ２として用いることで損失を低減し、同様の効果を得ることができる。ＳｉＣ同様にワンドバンドギャップを持つＧａＮを用いたＧａＮ−ＨＥＭＴデバイスや、ダイヤモンド、酸化ガリウムを用いたＭＯＳＦＥＴなどでも、同様の効果が期待できる。

また、スイッチング要素Ｑ１〜Ｑ４として、オン抵抗が０．１Ω程度以下のものを用いることが好ましい。これによって、スイッチング要素Ｑ１〜Ｑ４における導通損失を低減できる。

（８−３）変形例Ｃ
図２０（ａ）には、変形例Ｃに係る電力変換装置において、同期整流制御における交流電源電圧ｖｓの時間的変化が示され、図２０（ｂ）には回路電流ｉｓが示され、図２０（ｃ）にはスイッチング要素Ｑ４の駆動パルスの時間的変化が示され、図２０（ｄ）にはスイッチング要素Ｑ２の駆動パルスの時間的変化が示され、図２０（ｅ）にはスイッチング要素Ｑ３の駆動パルスの時間的変化が示され、図２０（ｆ）にはスイッチング要素Ｑ１の駆動パルスの時間的変化が示されている。なお、変形例Ｃに係る電力変換装置の構成は、第１実施形態の電力変換装置１の構成と同じである。

変形例Ｃでは、同期整流制御において、ゼロクロス信号（図２０（ｂ）参照）を用いてスイッチング要素Ｑ４，Ｑ３（図２０（ｃ）及び図２０（ｅ）参照）のオン・オフタイミングを求めるとともに、それらをオン状態にする期間が、第１実施形態（図４（ｃ）及び図４（ｅ）参照）よりも短くなっている。具体的には、ゼロクロス信号の立ち上がりのタイミングからｔdelay後にスイッチング要素Ｑ４をオンした後、ｔｏｎ期間はオンし続け、その後オフさせる。また同様に、ゼロクロス信号の立ち下りのタイミングからｔdelay後にスイッチング要素Ｑ３をオンした後、ｔｏｎ期間はオンし続け、その後オフさせる。このようにスイッチング要素Ｑ４，Ｑ３を制御しても、同期整流制御を適切に行うことができる。この場合も、図６（ａ）〜図６（ｆ）に示した場合と同様に、スイッチング要素Ｑ３，Ｑ４がオンしている区間ｔ３ではスイッチ部（チャネル）に電流が流れ、スイッチング要素Ｑ３，Ｑ４がオフする区間ｔ４では寄生ダイオードであるダイオード要素Ｄ３，Ｄ４に電流が流れるので、スイッチング要素Ｑ３，Ｑ４を含むＭＯＳＦＥＴに、寄生ダイオード（ダイオード要素Ｄ３，Ｄ４）の順方向電圧が低い素子を選定することで、先に示したのと同様の効果を得ることができる。

なお、同期整流制御において、交流電源電圧ｖｓの極性に同期させてスイッチング要素Ｑ３，Ｑ４をオン・オフさせる制御に代えて、回路電流ｉｓが流れているか否かに応じてスイッチング要素Ｑ３，Ｑ４をオン・オフするように制御してもよい。あるいは、回路電流ｉｓが流れている期間よりも若干長めの期間になるよう、ゼロクロス信号からオン・オフタイミングを決定してもよい。

（８−４）変形例Ｄ
図２１（ａ）には、変形例Ｄに係る電力変換装置において、部分スイッチング制御における交流電源電圧ｖｓの時間的変化が示され、図２１（ｂ）には回路電流ｉｓと短絡電流ｉｓｐが示され、図２１（ｃ）にはスイッチング要素Ｑ１の駆動パルスの時間的変化が示され、図２１（ｄ）にはスイッチング要素Ｑ２の駆動パルスの時間的変化が示され、図２１（ｅ）にはスイッチング要素Ｑ３の駆動パルスの時間的変化が示され、図２１（ｆ）にはスイッチング要素Ｑ４の駆動パルスの時間的変化が示されている。なお、変形例Ｄに係る電力変換装置の構成は、第１実施形態の電力変換装置１の構成と同じである。

変形例Ｄでは、部分スイッチング制御においてスイッチング要素Ｑ３，Ｑ４（図２２（ｅ）及び図２１（ｆ）参照）をオン状態にする期間が、第１実施形態（図７（ｅ）及び図７（ｆ）参照）よりも短くなっている。例えば、交流電源電圧ｖｓが正になる半サイクルでは、回路電流ｉｓが流れている期間の一部でスイッチング要素Ｑ４をオン状態にしている。このようにスイッチング要素Ｑ３，Ｑ４を制御しても、部分スイッチング制御を適切に行うことができる。この場合も図２０（ａ）〜図２０（ｆ）に示した同期整流の変形例Ｃのように、ゼロクロス信号（図示せず）を用いてスイッチング要素Ｑ３，Ｑ４のオン・オフタイミングを求めることができ、変形例Ｃと同様に、スイッチング要素Ｑ３，Ｑ４がオンしている区間ｔ５ではスイッチ部（チャネル）に電流が流れ、スイッチング要素Ｑ３，Ｑ４がオフする区間ｔ６では寄生ダイオードであるダイオード要素Ｄ３，Ｄ４に電流が流れるので、スイッチング要素Ｑ３，Ｑ４を含むＭＯＳＦＥＴに、寄生ダイオード（ダイオード要素Ｄ３，Ｄ４）の順方向電圧が低い素子を選定することで、先に示したのと同様の効果を得ることができる。

（８−５）変形例Ｅ
図２２（ａ）は、変形例Ｅに係る電力変換装置において、部分スイッチング制御における交流電源電圧ｖｓの時間的変化が示され、図２２（ｂ）には回路電流ｉｓと短絡電流ｉｓｐが示され、図２２（ｃ）にはスイッチング要素Ｑ１の駆動パルスの時間的変化が示され、図２２（ｄ）にはスイッチング要素Ｑ２の駆動パルスの時間的変化が示され、図２２（ｅ）にはスイッチング要素Ｑ３の駆動パルスの時間的変化が示され、図２２（ｆ）にはスイッチング要素Ｑ４の駆動パルスの時間的変化が示されている。なお、変形例Ｅに係る電力変換装置の構成は、第１実施形態の電力変換装置１の構成と同じである。

変形例Ｅでは、部分スイッチング制御においてスイッチング要素Ｑ１，Ｑ２（図２２（ｃ）及び図２２（ｄ）参照）をオン状態にする期間が、第１実施形態（図７（ｃ）及び図７（ｄ）参照）よりも短くなっている。例えば、交流電源電圧ｖｓが正になる半サイクルでは、回路電流が流れている期間の一部でスイッチング要素Ｑ１をオン状態にしている。この場合は、図２０（ａ）〜図２０（ｆ）に示すようなゼロクロス信号（図示せず）からスイッチング要素Ｑ１，Ｑ２のオン・オフのタイミングを求めることができる。このようにスイッチング要素Ｑ１，Ｑ２を制御しても、部分スイッチング制御を適切に行うことができる。ここでも先の例と同様に、交流電源電圧ｖｓの極性に同期させてスイッチング要素Ｑ３，Ｑ４をオン・オフする制御に代えて、回路電流ｉｓが流れているか否かに応じてスイッチング要素Ｑ３，Ｑ４をオン・オフする制御を行ってもよい。あるいは、回路電流ｉｓが流れている期間よりも若干長めの期間だけオンするようにしてもよい。

特に、図２１（ａ）〜図２１（ｆ）に示したように、回路電流が流れている期間の一部でスイッチング要素Ｑ３，Ｑ４をオンさせ、且つスイッチング要素Ｑ３，Ｑ４として用いられるＭＯＳＦＥＴに、寄生ダイオード（ダイオード要素Ｄ３，Ｄ４）の順方向電圧が低い素子を選定することで、先に示したのと同様の効果を得ることができる。

（８−６）変形例Ｆ
図２３（ａ）は、変形例Ｆに係る電力変換装置において、部分スイッチング制御における交流電源電圧ｖｓの時間的変化が示され、図２３（ｂ）には回路電流ｉｓと短絡電流ｉｓｐが示され、図２３（ｃ）にはスイッチング要素Ｑ１の駆動パルスの時間的変化が示され、図２３（ｄ）にはスイッチング要素Ｑ２の駆動パルスの時間的変化が示され、図２３（ｅ）にはスイッチング要素Ｑ３の駆動パルスの時間的変化が示され、図２３（ｆ）にはスイッチング要素Ｑ４の駆動パルスの時間的変化が示されている。なお、変形例Ｆに係る電力変換装置の構成は、第１実施形態の電力変換装置１の構成と同じである。

変形例Ｆは、部分スイッチング制御において、交流電源電圧ｖｓが正になる半サイクルではスイッチング要素Ｑ１がオフ状態で維持され（図２６（ｃ）参照）、交流電源電圧ｖｓが負になる半サイクルではスイッチング要素Ｑ２がオフ状態で維持される点が（図２６（ｄ）参照）、第１実施形態（図７（ｃ）及び図７（ｄ）参照）とは異なっている。このようにしても、例えば、交流電源電圧ｖｓが正になる半サイクルではダイオード要素Ｄ１を介して回路電流ｉｓが流れるため、部分スイッチング制御を適切に行うことができる。

ここでも先の例と同様に、交流電源電圧ｖｓの極性に同期させてスイッチング要素Ｑ３，Ｑ４をオン・オフする制御に代えて、回路電流ｉｓが流れているか否かに応じてスイッチング要素Ｑ３，Ｑ４をオン・オフする制御を行ってもよいし、回路電流ｉｓが流れている期間よりも若干長めの期間だけオンするように制御してもよい。

特に、図２１（ａ）〜図２１（ｆ）に示したように、回路電流ｉｓが流れている期間の一部でスイッチング要素Ｑ３，Ｑ４をオンさせ、且つスイッチング要素Ｑ３，Ｑ４として用いられるＭＯＳＦＥＴに、寄生ダイオード（ダイオード要素Ｄ３，Ｄ４）の順方向電圧が低い素子を選定することで、先に示したのと同様の効果を得ることができる。

（８−７）変形例Ｇ
図２４（ａ）は、変形例Ｇに係る電力変換装置において、高速スイッチング制御における交流電源電圧ｖｓの時間的変化が示され、図２４（ｂ）には回路電流ｉｓと短絡電流ｉｓｐが示され、図２４（ｃ）にはスイッチング要素Ｑ１の駆動パルスの時間的変化が示され、図２４（ｄ）にはスイッチング要素Ｑ２の駆動パルスの時間的変化が示され、図２４（ｅ）にはスイッチング要素Ｑ３の駆動パルスの時間的変化が示され、図２４（ｆ）にはスイッチング要素Ｑ４の駆動パルスの時間的変化が示されている。なお、変形例Ｇに係る電力変換装置の構成は、第１実施形態の電力変換装置１の構成と同じである。

変形例Ｇは、高速スイッチング制御において、交流電源電圧ｖｓが正になる半サイクルではスイッチング要素Ｑ１がオフ状態で維持され（図２４（ｃ）参照）、交流電源電圧ｖｓが負になる半サイクルではスイッチング要素Ｑ２がオフ状態で維持される点が（図２４（ｄ）参照）、第１実施形態（図１０（ｃ）及び図１０（ｄ）参照）とは異なっている。このようにしても、高速スイッチング制御を適切に行うことができる。ここでも先の例と同様に、交流電源電圧ｖｓの極性に同期させてスイッチング要素Ｑ３，Ｑ４をオン・オフする制御に代えて、回路電流ｉｓが流れているか否かに応じてスイッチング要素Ｑ３，Ｑ４をオン・オフする制御を行ってもよいし、回路電流ｉｓが流れている期間よりも若干長めの期間だけオンするように制御してもよい。

特に、図２１（ａ）〜図２１（ｆ）に示したように、回路電流ｉｓが流れている期間の一部でスイッチング要素Ｑ３，Ｑ４をオンさせ、且つスイッチング要素Ｑ３，Ｑ４として用いられるＭＯＳＦＥＴに、寄生ダイオード（ダイオード要素Ｄ３，Ｄ４）の順方向電圧が低い素子を選定することで、先に示したのと同様の効果を得ることができる。

その他、例えば、交流電源電圧ｖｓが正の極性の場合、スイッチング要素Ｑ１，Ｑ３，Ｑ４をオフ状態で維持し、スイッチング要素Ｑ２によって高速スイッチングを行うように制御してもよい（交流電源電圧ｖｓが負の極性の場合も同様）。このように制御しても、力率を改善できるとともに、高調波を抑制できる。

（８−８）変形例Ｈ
図２５は、変形例Ｈに係る電力変換装置の制御モードの切替えを説明するための模式図である。

図２５に示す「部分スイッチング制御（同期整流動作を含む）」は、部分スイッチング制御に、同期整流動作が含まれること、言い換えると、力率改善動作と同期整流動作とを交互に行うことを意味している。図２５において、「高速スイッチング制御（同期整流動作を含む）」とは、高速スイッチング制御に同期整流動作が含まれることを意味し、「部分スイッチング制御（ダイオード整流動作を含む）」とは、部分スイッチング制御にダイオード整流動作が含まれることを意味し、「高速スイッチング制御（ダイオード整流動作を含む）」とは、高速スイッチング制御にダイオード整流動作が含まれることを意味している。「ダイオード整流動作」とは、ダイオード要素Ｄ１等を介して回路電流ｉｓを流す動作である。従って、「部分スイッチング制御（ダイオード整流動作を含む）」とは、力率改善動作とダイオード整流動作とを交互に行うことで、部分スイッチング制御を行うことを意味している。

電力変換装置１の制御方法として、例えば、図２５に示されている制御方法Ｘ１〜制御方法Ｘ８のいずれかを採用することができる。

制御方法Ｘ１では、負荷が大きい（例えば、電流検出部１１の検出値が閾値Ｉ１以上である）場合には、同期整流動作を含む部分スイッチング制御を行い、負荷が小さい（例えば、電流検出部１１の検出値が閾値Ｉ１未満である）場合には、同期整流制御を行う。

制御方法Ｘ２では、負荷が大きい（例えば、電流検出部１１の検出値が閾値Ｉ１以上である）場合には、同期整流動作を含む高速スイッチング制御を行い、負荷が小さい（例えば、電流検出部１１の検出値が閾値Ｉ１未満である）場合には、同期整流制御を行う。

図２５に示す制御方法Ｘ３は、第２実施形態で説明した制御方法（図１６、図１７参照
）と同一である。

制御方法Ｘ４では、負荷が大きい（例えば、電流検出部１１の検出値が閾値Ｉ１以上である）場合には、ダイオード整流動作を含む部分スイッチング制御を行い、負荷が小さい（例えば、電流検出部１１の検出値が閾値Ｉ１未満である）場合には、同期整流制御を行うようにしてもよい。このようにダイオード整流動作を行うことで、交流電源電圧ｖｓの半サイクルにおいて、オン状態にするスイッチング要素が１つで済むため、制御の簡略化を図ることができる。

他の制御方法Ｘ５〜Ｘ８については説明を省略するが、効率・高調波の抑制・昇圧等を考慮して、制御方法を適宜設定すればよい。例えば、高効率化、高調波電流の抑制、及び昇圧が主目的である場合には、制御方法Ｘ１〜Ｘ３のいずれかを選択すればよい。また、高効率化は主目的でなく、高調波電流の抑制及び昇圧が主目的である場合には、制御方法Ｘ４〜Ｘ６のいずれかを選択すればよい。

また、各実施形態及び／または各変形例は、適宜組み合わせることができる。例えば、制御方法Ｘ１〜Ｘ８（図２５参照）のいずれかを用いて電力変換を行うことで、第２実施形態で説明した圧縮機４１（図１６参照）のモータ４１ａを駆動するようにしてもよい。

また、上記実施形態及び上記変形例では、負荷の大きさに応じて制御モードを切り替える制御について説明したが、電力変換装置１の用途や仕様によっては、負荷の大きさに関わらず、所定の制御モード（例えば、部分スイッチング制御）を実行するようにしてもよい。

（８−９）変形例Ｉ
図２６（ａ）には、変形例Ｉに係る電力変換装置において、同期整流制御における交流電源電圧ｖｓの時間的変化が示され、図２６（ｂ）には回路電流ｉｓが示され、図２６（ｃ）にはスイッチング要素Ｑ１の駆動パルスの時間的変化が示され、図２６（ｄ）にはスイッチング要素Ｑ２の駆動パルスの時間的変化が示され、図２６（ｅ）にはスイッチング要素Ｑ３の駆動パルスの時間的変化が示され、図２６（ｆ）にはスイッチング要素Ｑ４の駆動パルスの時間的変化が示されている。なお、変形例Ｉに係る電力変換装置の構成は、第１実施形態の電力変換装置１の構成と同じである。

変形例Ｉでは、同期整流制御において、ゼロクロス信号（図２６（ｂ）参照）を用いてスイッチング要素Ｑ１，Ｑ３（図２６（ｃ）及び図２６（ｅ）参照）のオン・オフタイミングを求めるとともに、それらをオン状態にする期間が、第１実施形態（図４（ｃ）及び図４（ｅ）参照）よりも短くなっている。具体的には、ゼロクロス信号の立ち上がりのタイミングからｔdelay後にスイッチング要素Ｑ１をオンした後、ｔｏｎ期間はオンし続け、その後オフさせる。また同様に、ゼロクロス信号の立ち下りのタイミングからｔdelay後にスイッチング要素Ｑ３をオンした後、ｔｏｎ期間はオンし続け、その後オフさせる。このようにスイッチング要素Ｑ１，Ｑ３を制御しても、同期整流制御を適切に行うことができる。この場合も、図６（ａ）〜図６（ｆ）に示した場合と同様に、スイッチング要素Ｑ１，Ｑ３がオンしている区間ｔ７ではスイッチ部（チャネル）に電流が流れ、スイッチング要素Ｑ１，Ｑ３がオフする区間ｔ８では寄生ダイオードであるダイオード要素Ｄ１，Ｄ３に電流が流れるので、スイッチング要素Ｑ１，Ｑ３を含むＭＯＳＦＥＴに、寄生ダイオード（ダイオード要素Ｄ１，Ｄ３）の順方向電圧が低い素子を選定することで、先に示したのと同様の効果を得ることができる。

なお、同期整流制御において、交流電源電圧ｖｓの極性に同期させてスイッチング要素Ｑ１，Ｑ３をオン・オフさせる制御に代えて、回路電流ｉｓが流れているか否かに応じてスイッチング要素Ｑ１，Ｑ３をオン・オフするように制御してもよい。あるいは、回路電流ｉｓが流れている期間よりも若干長めの期間になるよう、ゼロクロス信号からオン・オフタイミングを決定してもよい。

この場合には、スイッチング要素Ｑ２が第１スイッチング要素に対応し、スイッチング要素Ｑ３が第２スイッチング要素に対応する。

（８−１０）変形例Ｊ
上記実施形態及び上記変形例では、電流検出部１１（図１参照）の検出値に基づいて制御モードを切り替える場合について説明したが、これに限らない。例えば、配線ｈａ，ｈｂ（図１参照）に流れる電流と正の相関を有する「負荷」を、負荷検出部１４（図１参照）によって検出し、この負荷検出部１４によって検出された「負荷」の大きさに基づいて制御モードを切り替えるようにしてもよい。例えば、直流電圧検出部１３の検出値（出力電圧）に基づいて、制御モードを切り替えるようにしてもよい。なお、負荷が大きくなるにつれて出力電圧も大きくなるため、複数の閾値によって分けられる負荷領域と出力電圧との関係は、図１７と同様になる。

また、コンデンサＣ１（図１参照）の出力側に接続されるインバータ２（図１６参照）の電流値や、このインバータ２に接続されるモータ４１ａ（図１６参照）の回転速度、モータ４１ａの変調率に基づいて、制御モードを切り替えるようにしてもよい。「変調率」とは、インバータ２の直流電圧に対するモータ４１ａの印加電圧（線間電圧）の実効値の比である。なお、負荷が大きくなるにつれてインバータ２に流れる電流（モータ４１ａの回転速度、変調率）も大きくなる。したがって、複数の閾値によって分けられる負荷領域と、インバータ２に流れる電流（モータ４１ａの回転速度、変調率）との関係は、図１７と同様になる。

（８−１１）変形例Ｋ
上記実施形態及び上記変形例では、シャント抵抗Ｒ１（図１参照）によって回路電流ｉｓを検出する構成について説明したが、これに限らない。例えば、シャント抵抗Ｒ１に代えて、高速の電流トランスを用いてもよい。

また、上記実施形態及び上記変形例では、ダイオード要素が寄生ダイオードである場合について説明している。しかし、スイッチング要素Ｑ１〜Ｑ４とダイオード要素Ｄ１〜Ｄ４には別々の部品を用いてもよい。例えばスイッチング要素であるＭＯＳＦＥＴとダイオード要素である寄生ダイオードをひとつの部品の中につくり込むのに代えて、ダイオード要素Ｄ１〜Ｄ４として整流ダイオード（図示せず）を用いて整流ダイオードを逆並列にスイッチング要素Ｑ１〜Ｑ４にそれぞれ接続してもよい。この場合、整流ダイオード（ダイオード要素）とＭＯＳＦＥＴ（スイッチング要素）が別々の部品になる。

（８−１２）変形例Ｌ
また、第２実施形態では、電力変換装置１が空気調和機Ｗ（図１６参照）に搭載される場合について説明したが、これに限らない。例えば、電車、自動車、電車及び自動車以外の乗り物、冷蔵庫、給湯機、洗濯機、バッテリへの充電設備等に電力変換装置１を搭載してもよい。

（８−１３）変形例Ｍ
上記実施形態及び上記変形例では、交流電源Ｇが二相交流である場合について説明したが、三相交流などであってもよく、電力変換装置が適用できる交流電源Ｇは二相交流には限られない。例えば、三相交流に対応させるには、第３入力端子を追加して、第３入力端子に対応する第３レグを追加すればよい。

（８−１４）変形例Ｎ
上記実施形態及び上記変形例では、コントローラ１５が、メモリに格納された実行可能なプログラム及びデータをＣＰＵによって解釈実行することで制御を行う場合について説明した。このプログラム及びデータは、記録媒体を介してメモリ内に導入されてもよいし、記録媒体上から直接実行されてもよい。また、記録媒体からメモリへのプログラム及びデータの導入は、電話回線や搬送路等を介して行ってもよい。しかし、コントローラ１５は、ＣＰＵとメモリを用いて行うのと同様の制御を行うことができる集積回路（ＩＣ）を用いて構成されてもよい。ここでいうＩＣには、ＬＳＩ（large-scale integrated circuit）、ＡＳＩＣ（application-specific integrated circuit）、ゲートアレイ、ＦＰＧＡ（field programmable gate array）等が含まれる。また、集積回路には、ブリッジ整流回路１０を含めてもよい。

また、上記実施形態及び上記変形例に於いて、制御線や情報線は、説明上必要と考えられるものを示しており、製品上必ずしも全ての制御線や情報線を示しているとは限らない。実際には、ほとんど全ての構成が相互に接続されていると考えてもよい。

（８−１５）変形例Ｏ
上記実施形態では、交流電圧検出部１２を配線ｈａ，ｈｂに接続する場合について説明している。しかし、交流電圧検出部１２は、第１入力端子ＩＴ１と第２入力端子ＩＴ２に接続してもよい。また、交流電圧検出部１２は、交流電圧検出部１２が接続されている箇所の電圧を補正して用いるように構成されてもよい。

以上、本開示の実施形態を説明したが、特許請求の範囲に記載された本開示の趣旨及び範囲から逸脱することなく、形態や詳細の多様な変更が可能なことが理解されるであろう。

１，１Ａ 電力変換装置
１０ ブリッジ整流回路
Ｌ１ インダクタ
Ｃ１ コンデンサ
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４ スイッチング要素
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４ ダイオード要素
Ｊ１ 第１レグ
Ｊ２ 第２レグ
１１ 電流検出部
１２ 交流電圧検出部
１３ 直流電圧検出部
１４ 負荷検出部
１５ コントローラ
Ｇ 交流電源
Ｈ 負荷
ｈａ，ｈｂ 配線
Ｎ１，Ｎ２，Ｎ３，Ｎ４ 接続点
Ｗ 空気調和機
２ インバータ
４ 冷媒回路
４１ 圧縮機
４１ａ モータ
４２ 室外熱交換器
４３ 膨張弁
４４ 室内熱交換器
ｋ 配管

特開２０１８−７３２６号公報

Claims (3)

1. 交流電源に接続可能な第１入力端子（ＩＴ１）と第２入力端子（ＩＴ２）、及び負荷に接続可能な第１出力端子（ＯＴ１）と第２出力端子（ＯＴ２）を備える電力変換装置（１，１Ａ）であって、
   前記第１入力端子に接続されている一方端、及び他方端を持つインダクタ（Ｌ１）と、
   前記第１出力端子に接続されている一方端、及び前記第２出力端子に接続されている他方端を持つコンデンサ（Ｃ１）と、
   前記インダクタの他方端、前記第２入力端子、前記第１出力端子及び前記第２出力端子に接続されているブリッジを構成している複数のスイッチング要素（Ｑ１〜Ｑ４）及び複数のダイオード要素（Ｄ１〜Ｄ４）を有するブリッジ整流回路（１０）と、
   前記複数のスイッチング要素を制御して、前記ブリッジ整流回路を流れる電流の第１電流経路と第２電流経路を切り替えて同期整流動作を行わせることができるように構成されているコントローラ（１５）と、
   を備え、
   前記複数のスイッチング要素には、前記第１電流経路に配置されている第１スイッチング要素と第３スイッチング要素及び、前記第２電流経路に配置されている第２スイッチング要素と第４スイッチング要素が含まれ、
   前記複数のダイオード要素には、前記第１スイッチング要素に逆並列に接続されている第１ダイオード要素、前記第３スイッチング要素に逆並列に接続されている第３ダイオード要素、前記第２スイッチング要素に逆並列に接続され且つ前記第１ダイオード要素よりも順方向電圧が低い第２ダイオード要素、及び前記第４スイッチング要素に逆並列に接続され且つ前記第３ダイオード要素よりも順方向電圧が低いかまたは通電される期間の発生損失が小さい第４ダイオード要素が含まれ、
   前記ブリッジは、第１レグと第２レグとを並列に接続した構成を有し、前記第１レグが前記第１スイッチング要素と前記第３スイッチング要素とを直列に接続してなり、前記第２レグが前記第４スイッチング要素と前記第２スイッチング要素とを直列に接続してなり、前記第１スイッチング要素と前記第３スイッチング要素の接続点が前記インダクタを介して前記第１入力端子に接続され、前記第４スイッチング要素と前記第２スイッチング要素の接続点が前記第２入力端子に接続され、前記第１スイッチング要素と前記第４スイッチング要素の接続点が前記第１出力端子に接続され、前記第３スイッチング要素と前記第２スイッチング要素の接続点が前記第２出力端子に接続され、
   前記第１ダイオード要素は前記第１スイッチング要素の寄生ダイオードであって前記第１スイッチング要素及び前記第１ダイオード要素のバンドギャップがワイドバンドギャップ半導体によって決まり、
   前記第２ダイオード要素は前記第２スイッチング要素の寄生ダイオードであって前記第２スイッチング要素及び前記第２ダイオード要素のバンドギャップがシリコン半導体によって決まり、
   前記第３ダイオード要素は前記第３スイッチング要素の寄生ダイオードであって前記第３スイッチング要素及び前記第３ダイオード要素のバンドギャップがワイドバンドギャップ半導体によって決まり、
   前記第４ダイオード要素は前記第４スイッチング要素の寄生ダイオードであって前記第４スイッチング要素及び前記第４ダイオード要素のバンドギャップがシリコン半導体によって決まり、
   前記コントローラは、少なくとも前記同期整流動作において、前記第１スイッチング要素の電気角１周期中の通電パルス幅より前記第２スイッチング要素の通電パルス幅が短くなるように制御し、
   前記コントローラは、前記第４スイッチング要素の電気角１周期中の通電パルス幅より前記第３スイッチング要素の通電パルス幅が短くなるように制御する、電力変換装置。
2. 交流電源に接続可能な第１入力端子（ＩＴ１）と第２入力端子（ＩＴ２）、及び負荷に接続可能な第１出力端子（ＯＴ１）と第２出力端子（ＯＴ２）を備える電力変換装置（１，１Ａ）であって、
   前記第１入力端子に接続されている一方端、及び他方端を持つインダクタ（Ｌ１）と、
   前記第１出力端子に接続されている一方端、及び前記第２出力端子に接続されている他方端を持つコンデンサ（Ｃ１）と、
   前記インダクタの他方端、前記第２入力端子、前記第１出力端子及び前記第２出力端子に接続されているブリッジを構成している複数のスイッチング要素（Ｑ１〜Ｑ４）及び複数のダイオード要素（Ｄ１〜Ｄ４）を有するブリッジ整流回路（１０）と、
   前記複数のスイッチング要素を制御して、前記ブリッジ整流回路を流れる電流の第１電流経路と第２電流経路を切り替えて同期整流動作を行わせることができるように構成されているコントローラ（１５）と、
   を備え、
   前記複数のスイッチング要素には、前記第１電流経路に配置されている第１スイッチング要素と第３スイッチング要素及び、前記第２電流経路に配置されている第２スイッチング要素と第４スイッチング要素が含まれ、
   前記複数のダイオード要素には、前記第１スイッチング要素に逆並列に接続されている第１ダイオード要素、前記第３スイッチング要素に逆並列に接続されている第３ダイオード要素、前記第２スイッチング要素に逆並列に接続され且つ同じように通電しても前記第１ダイオード要素よりも通電される期間の発生損失が小さい第２ダイオード要素、及び前記第４スイッチング要素に逆並列に接続され且つ前記第３ダイオード要素よりも順方向電圧が低いかまたは通電される期間の発生損失が小さい第４ダイオード要素が含まれ、
   前記ブリッジは、第１レグと第２レグとを並列に接続した構成を有し、前記第１レグが前記第１スイッチング要素と前記第３スイッチング要素とを直列に接続してなり、前記第２レグが前記第４スイッチング要素と前記第２スイッチング要素とを直列に接続してなり、前記第１スイッチング要素と前記第３スイッチング要素の接続点が前記インダクタを介して前記第１入力端子に接続され、前記第４スイッチング要素と前記第２スイッチング要素の接続点が前記第２入力端子に接続され、前記第１スイッチング要素と前記第４スイッチング要素の接続点が前記第１出力端子に接続され、前記第３スイッチング要素と前記第２スイッチング要素の接続点が前記第２出力端子に接続され、
   前記第１ダイオード要素は前記第１スイッチング要素の寄生ダイオードであって前記第１スイッチング要素及び前記第１ダイオード要素のバンドギャップがワイドバンドギャップ半導体によって決まり、
   前記第２ダイオード要素は前記第２スイッチング要素の寄生ダイオードであって前記第２スイッチング要素及び前記第２ダイオード要素のバンドギャップがシリコン半導体によって決まり、
   前記第３ダイオード要素は前記第３スイッチング要素の寄生ダイオードであって前記第３スイッチング要素及び前記第３ダイオード要素のバンドギャップがワイドバンドギャップ半導体によって決まり、
   前記第４ダイオード要素は前記第４スイッチング要素の寄生ダイオードであって前記第４スイッチング要素及び前記第４ダイオード要素のバンドギャップがシリコン半導体によって決まり、
   前記コントローラは、少なくとも前記同期整流動作において、前記第１スイッチング要素の電気角１周期中の通電パルス幅より前記第２スイッチング要素の通電パルス幅が短くなるように制御し、
   前記コントローラは、前記第４スイッチング要素の電気角１周期中の通電パルス幅より前記第３スイッチング要素の通電パルス幅が短くなるように制御する、電力変換装置。
3. 請求項１から請求項２のいずれか一項に記載の電力変換装置と、
   前記電力変換装置から印加される直流電圧を交流電圧に変換するインバータ（２）と、
   前記インバータから印加される交流電圧によって駆動するモータ（４１ａ）と、
   前記モータによって駆動する圧縮機、室外熱交換器、膨張弁及び室内熱交換器が接続されている冷媒回路（４）と、
   を備える、空気調和機（Ｗ）。

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