JP6431413B2 - 電力変換装置、及びこれを備える空気調和機、並びに電力変換方法 - Google Patents

Description

本発明は、交流電圧を直流電圧に変換する電力変換装置等に関する。

電車、自動車、空気調和機等には、交流電圧を直流電圧に変換する電力変換装置（直流電源装置）が搭載されている。そして、電力変換装置から出力される直流電圧をインバータによって所定周波数の交流電圧に変換し、この交流電圧をモータ等の負荷に印加するようになっている。
このような電力変換装置において、高調波電流規制に準拠して高調波を抑制し、また、電力変換効率を高めて省エネルギ化を図ることが求められている。

例えば、特許文献１には、全波整流回路を構成するダイオードのうち２個のダイオードをＭＯＳＦＥＴで置き換えた整流回路と、各ＭＯＳＦＥＴを駆動するＭＯＳＦＥＴ駆動手段と、を備える電力変換装置について記載されている。
なお、特許文献１に記載の技術では、交流電源の電圧が正の半サイクルの期間中、一方のＭＯＳＦＥＴはオン状態に保たれ、他方のＭＯＳＦＥＴはオフ状態に保たれる。また、交流電源の電圧が負の半サイクルの期間中、一方のＭＯＳＦＥＴはオフ状態に保たれ、他方のＭＯＳＦＥＴはオン状態に保たれる。

特開２００７−１１０８６９号公報

ところで、負荷の消費電力が大きい高負荷領域ではＭＯＳＦＥＴに大きな電流が流れ、その損失（つまり、発熱量）は電流の２乗に比例して増大する。さらに、ＭＯＳＦＥＴには、高温になるほどオン抵抗が大きくなるという特性がある。
特許文献１に記載の技術では、ＭＯＳＦＥＴに流れる電流の大きさに関わらず、ＭＯＳＦＥＴのオン／オフが一律に制御される。したがって、ＭＯＳＦＥＴの温度上昇とオン抵抗の増加とが相まって、エネルギ効率の低下を招いたり、ＭＯＳＦＥＴの素子破壊が生じたりする可能性がある。

そこで、本発明は、高効率かつ信頼性の高い電力変換装置等を提供することを課題とする。

前記課題を解決するために、本発明は、交流電源の電圧の極性に同期してスイッチング素子をオン／オフすることで、平滑コンデンサを介して電流を流す同期整流制御と、リアクトルを介した短絡電流の経路に含まれるスイッチング素子をスイッチングするスイッチング制御と、を負荷検出部の検出値に基づいて切り換え、前記負荷検出部の検出値が第１閾値以上、かつ、前記第１閾値よりも大きい第２閾値未満である場合、前記スイッチング制御として、前記リアクトルを介した短絡電流の経路に含まれる二つの前記スイッチング素子の一方をオン状態とし、他方をスイッチングする同期整流・回路短絡制御を実行し、前記負荷検出部の検出値が前記第２閾値以上である場合、前記スイッチング制御として、前記経路に含まれる二つの前記スイッチング素子の一方をオフ状態とし、他方をスイッチングする回路短絡制御を実行し、前記負荷検出部の検出値である負荷は、整流回路の出力側に接続される配線の電流値、前記平滑コンデンサの出力電圧、前記平滑コンデンサの出力側に接続されるインバータの電流値、前記インバータの出力側に接続されるモータの回転速度、又は前記モータの変調率であることを特徴とする。
また、本発明は、交流電源の電圧の極性に同期してスイッチング素子をオン／オフすることで、平滑コンデンサを介して電流を流す同期整流制御と、前記交流電源の電圧の正・負の半サイクルそれぞれにおいて、一対のスイッチング素子を交互に複数回オン／オフするスイッチング制御と、を負荷検出部の検出値に基づいて切り換え、前記スイッチング制御を行う際、前記一対のスイッチング素子を交互にオン／オフするたびにブリッジ回路に流れる三角波状の回路電流の予測値と、前記ブリッジ回路における正弦波状の理想電流と、の比較に基づき、前記一対のスイッチング素子を交互にオン／オフするタイミングを設定し、前記負荷検出部の検出値である負荷は、整流回路の出力側に接続される配線の電流値、前記平滑コンデンサの出力電圧、前記平滑コンデンサの出力側に接続されるインバータの電流値、前記インバータの出力側に接続されるモータの回転速度、又は前記モータの変調率であることを特徴とする。
なお、詳細については、発明を実施するための形態において説明する。

本発明によれば、高効率かつ信頼性の高い電力変換装置等を提供できる。

本発明の第１実施形態に係る電力変換装置の構成図である。 運転領域、負荷状態、制御モード、及び主目的の対応関係をまとめた表である。 各負荷状態の大小関係を示す説明図である。 電力変換装置が実行する処理を示すフローチャートである。 電源投入時において、電源電圧が正の半サイクルに含まれるときの電流の流れを示す説明図である。 同期整流制御時（軽負荷（中間）時）における電源電圧、回路電流、及びスイッチング素子の駆動パルスの時間的変化を示す説明図である。 同期整流制御時（軽負荷（中間）時）において、電源電圧が正の半サイクルに含まれるときの電流の流れを示す説明図である。 同期整流・回路短絡制御時（軽負荷（定格）、中負荷、高負荷時）における電源電圧、回路電流、及びスイッチング素子の駆動パルスの時間的変化を示す説明図である。 同期整流・回路短絡制御時（軽負荷（定格）、中負荷、高負荷時）において、電源電圧が正の半サイクルに含まれるときの電流の流れを示す説明図である。 回路短絡制御時（第１保護領域）における電源電圧、回路電流、及びスイッチング素子の駆動パルスの時間的変化を示す説明図である。 回路短絡制御時（第１保護領域）において、電源電圧が正の半サイクルに含まれるときの電流の流れを示す説明図である。 本発明の第２実施形態に係る電力変換装置の構成図である。 電源投入時において、電源電圧が正の半サイクルに含まれるときの電流の流れを示す説明図である。 同期整流制御時において、電源電圧が正の半サイクルに含まれるときの電流の流れを示す説明図である。 同期整流・回路短絡制御時において、電源電圧が正の半サイクルに含まれるときの電流の流れを示す説明図である。 回路短絡制御時において、電源電圧が正の半サイクルに含まれるときの電流の流れを示す説明図である。 本発明の第３実施形態に係る電力変換装置の構成図である。 スイッチング素子の温度と、電流の閾値と、の関係を示す説明図である。 電力変換装置が実行する処理を示すフローチャートである。 本発明の第４実施形態に係る電力変換装置の構成図である。 電源投入時において、電源電圧が正の半サイクルに含まれるときの電流の流れを示す説明図である。 電源投入時において、電源電圧が負の半サイクルに含まれるときの電流の流れを示す説明図である。 同期整流制御時（軽負荷（中間）時）において、電源電圧が正の半サイクルに含まれるときの電流の流れを示す説明図である。 同期整流制御時（軽負荷（中間）時）において、電源電圧が負の半サイクルに含まれるときの電流の流れを示す説明図である。 スイッチング制御時（軽負荷（定格）、中負荷、高負荷時）において、電源電圧が正の半サイクルに含まれるときの電流の流れを示す説明図である。 スイッチング制御時（軽負荷（定格）、中負荷、高負荷時）において、電源電圧が負の半サイクルに含まれるときの電流の流れを示す説明図である。 部分スイッチング制御の動作原理を示す説明図である。 高速スイッチング制御の説明図であり、（ａ）は各スイッチング素子のデューティの関係を示す説明図であり、（ｂ）電源電圧の瞬時値と回路電流の瞬時値との関係を示す説明図であり、（ｃ）は電源電圧が正の半サイクルにおいてリアクトルによる電流位相の遅れ分を考慮しない場合と、電流位相の遅れ分を考慮した場合と、におけるスイッチング素子のデューティを示す説明図である。 本発明の第５実施形態に係る空気調和機の構成図である。

≪第１実施形態≫
＜電力変換装置の構成＞
図１は、第１実施形態に係る電力変換装置１の構成図である。
電力変換装置１は、交流電源Ｇから供給される交流電圧を直流電圧に変換し、この直流電圧を負荷Ｈ（インバータ、モータ等）に出力するコンバータである。電力変換装置１は、その入力側が交流電源Ｇに接続され、出力側が負荷Ｈに接続されている。

図１に示すように、電力変換装置１は、整流回路Ｄと、リアクトルＬ１と、平滑コンデンサＣ１と、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４と、電流検出部１１と、電流比較部１２と、交流電圧検出部１３と、ゼロクロス判定部１４と、負荷検出部１５と、負荷比較部１６と、直流電圧検出部１７と、コンバータ制御部１８と、を備えている。

整流回路Ｄは、交流電源Ｇから配線ｈａ，ｈｂを介して流れる電流を全波整流するダイオードブリッジ回路である。整流回路Ｄは、ブリッジ形に接続された４個のダイオードＤ１〜Ｄ４を有している。

ダイオードＤ１のアノードは、ダイオードＤ３のカソードに接続され、その接続点Ｐ１は配線ｈａを介して交流電源Ｇに接続されている。なお、配線ｈａは、その一端が交流電源Ｇに接続され、他端が前記した接続点Ｐ１に接続されている。
ダイオードＤ２のアノードは、ダイオードＤ４のカソードに接続され、その接続点Ｐ２は配線ｈｂを介して交流電源Ｇに接続されている。なお、配線ｈｂは、その一端が交流電源Ｇに接続され、他端が前記した接続点Ｐ２に接続されている。

リアクトルＬ１は、交流電源Ｇから供給される電力をエネルギとして蓄え、さらにこのエネルギを放出することで昇圧を行うものである。リアクトルＬ１は、交流電源Ｇと整流回路Ｄとを接続する配線ｈａに設けられている。
平滑コンデンサＣ１は、整流回路Ｄから印加される電圧を平滑化して直流電圧にするものであり、配線ｈｃ，ｈｄを介して整流回路Ｄの出力側に接続されている。すなわち、平滑コンデンサＣ１は、その正側がダイオードＤ１，Ｄ２のカソードに接続され、負側がダイオードＤ３，Ｄ４のアノードに接続されている。

スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４は、例えば、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）であり、後記するコンバータ制御部１８からの指令によってオン／オフが制御される。なお、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４としてＭＯＳＦＥＴを用いることで、消費電力を低減できるとともに、スイッチングを高速で行うことができるという利点がある。

一方のスイッチング素子Ｑ３は、ダイオードＤ３に並列接続されている。より具体的には、スイッチング素子Ｑ３（ＭＯＳＦＥＴ）のソースが、ダイオードＤ３のアノードに接続され、ドレインがダイオードＤ３のカソードに接続されている。
他方のスイッチング素子Ｑ４は、ダイオードＤ４に並列接続されている（ダイオードＤ４との接続関係については、スイッチング素子Ｑ３と同様）。

スイッチング素子Ｑ３は、その内部に寄生ダイオードＤ３１を有している。寄生ダイオードＤ３１は、スイッチング素子Ｑ３（ＭＯＳＦＥＴ）のソースとドレインとの間に存在するｐｎ接合の部分である。同様に、スイッチング素子Ｑ４は、その内部に寄生ダイオードＤ４１を有している。

なお、スイッチング素子Ｑ３に並列接続されるダイオードＤ３としては、その順方向電圧が、スイッチング素子Ｑ３の寄生ダイオードＤ３１の順方向電圧よりも小さいものを選定することが好ましい。これによって、スイッチング素子Ｑ３のオフ時に、損失の大きい寄生ダイオードＤ３１を流れる電流を低減し、スイッチング素子Ｑ３の発熱を抑制できる。スイッチング素子Ｑ４に並列接続されるダイオードＤ４に関しても、同様のことがいえる。

電流検出部１１（負荷検出部）は、配線ｈａ，ｈｂを介して流れる電流（負荷）を検出するものであり、配線ｈｂに設けられている。なお、図１では、電流検出部１１としてトランスを用いる場合を示したが、シャント抵抗、ホール素子等を用いてもよい。
電流比較部１２は、電流検出部１１の検出値と、所定の閾値と、の大小を比較するコンパレータ（比較器）である。なお、電流検出部１１の検出値と比較される閾値については後記する。電流比較部１２は、その比較結果をコンバータ制御部１８に出力する。

交流電圧検出部１３は、交流電源Ｇから印加される交流電圧を検出するものであり、配線ｈａ，ｈｂに接続されている。交流電圧検出部１３は、その検出値をゼロクロス判定部１４に出力する。
ゼロクロス判定部１４は、交流電圧検出部１３によって検出される交流電圧の値に関して、その正負が切り替わったか（つまり、ゼロクロス点に達したか）否かを判定する機能を有している。例えば、ゼロクロス判定部１４は、電源電圧が正の期間中にはコンバータ制御部１８に‘１’の信号を出力し、電源電圧が負の期間中にはコンバータ制御部１８に‘０’の信号を出力する。

負荷検出部１５は、例えば、シャント抵抗であり、負荷Ｈに供給される電流（負荷）を検出する機能を有している。なお、負荷Ｈがモータである場合、負荷検出部１５によってモータの回転速度を検出し、この回転速度から電流値（負荷）を推定するようにしてもよい。負荷検出部１５は、その検出値を負荷比較部１６に出力する。

負荷比較部１６は、負荷検出部１５の検出値と、所定閾値と、の大小を比較するコンパレータ（比較器）である。なお、負荷検出部１５の検出値と比較される閾値については後記する。負荷比較部１６は、その比較結果をコンバータ制御部１８に出力する。

直流電圧検出部１７は、平滑コンデンサＣ１の電圧（直流電圧）を検出するものであり、その正側が配線ｈｃに接続され、負側が配線ｈｄに接続されている。直流電圧検出部１７は、その検出値をコンバータ制御部１８に出力する。なお、直流電圧検出部１７の検出値は、負荷Ｈに印加される電圧値が所定の目標値に達しているか否かの判定に用いられる。

コンバータ制御部１８は、例えば、マイコン（Microcomputer：図示せず）であり、ＲＯＭ（Read Only Memory）に記憶されたプログラムを読み出してＲＡＭ（Random Access Memory）に展開し、ＣＰＵ（Central Processing Unit）が各種処理を実行するようになっている。コンバータ制御部１８は、電流比較部１２、ゼロクロス判定部１４、負荷比較部１６、及び直流電圧検出部１７から入力される情報に基づいて、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオン／オフを制御する。なお、コンバータ制御部１８が実行する処理については後記する。

＜電力変換装置の制御モード＞
図２は、運転領域、負荷状態、制御モード、及び主目的の対応関係をまとめた表である。電力変換装置１の運転領域は、負荷（例えば、電流検出部１１の検出値：図１参照）の大きさに基づいて「定常領域」と、「保護領域」と、に分けられている。ここで、「定常領域」とは、電力変換装置１を含む機器が正常に運転しているときの運転領域である。「保護領域」とは、負荷変動等によって電力変換装置１に流れる電流が異常に大きくなったときの運転領域である。次に、図２に示す負荷状態について、図３を参照しつつ説明する。

図３は、各負荷状態の大小関係を示す説明図である。図３に示すように、「定常領域」よりも「保護領域」の方が負荷が大きくなっており、各領域が閾値Ｉ２（第２閾値）で分けられている。
「定常領域」は、負荷の大きさに基づいて「軽負荷（中間）」、「軽負荷（定格）」、「中負荷」、及び「高負荷」の負荷状態に分けられている。なお、図３では図示を省略したが、電源投入を行った直後の過渡的な負荷状態である「電源投入時」（図２参照）も「定常領域」に含まれる。
図３に示すように、「軽負荷（中間）」、「軽負荷（定格）」、「中負荷」、及び「高負荷」の順に負荷が大きくなっており、「軽負荷（中間）」と「軽負荷（定格）」とは閾値Ｉ１（第１閾値）で分けられている。

ちなみに、実際には「軽負荷（定格）」、「中負荷」、及び「高負荷」も閾値で分けられ、負荷状態に応じてきめ細かい制御が行われるが、本実施形態ではこれらを一括して閾値Ｉ１以上かつ閾値Ｉ２未満の領域として扱うものとする。

図２に示す「電源投入時」は、前記したように、電源投入直後の過渡的な負荷状態であり、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４（図１参照）はオフ状態になっている。
「軽負荷（中間）」は、負荷が比較的小さい領域であり、中間領域とも呼ばれている。ちなみに、空気調和機（ルームエアコン）では、この「軽負荷（中間）」での低損失化・高効率化が、ＡＰＦ（Annual Performance Factor）の向上に大きく影響する。本実施形態では、「軽負荷（中間）」において同期整流制御を行うことで、電力変換装置１の高効率化を図るようにした。なお、同期整流制御については後記する。

「軽負荷（定格）」は、負荷が比較的大きい領域であり、定格領域とも呼ばれている。この「軽負荷（定格）」における運転効率も、前記した「軽負荷（中間）」と同様、空気調和機のＡＰＦに大きく影響する。
「中負荷」及び「高負荷」は、「軽負荷（定格）」よりも負荷が大きい領域である。特に「高負荷」の領域では、電力変換装置１が正常に駆動する範囲内において、出力が最大限になっている。
「軽負荷（定格）」、「中負荷」、及び「高負荷」の領域では、高効率動作、高調波の抑制、及び昇圧を主目的として、同期整流・回路短絡制御が行われる。なお、同期整流・回路短絡制御については後記する。

「第１保護領域」は、負荷変動等によって回路内に流れる電流が異常に大きくなったときの負荷状態である。負荷の大きさが「第１保護領域」に含まれる場合、回路短絡制御が実行される。なお、回路短絡制御については後記する。
「第２保護領域」は、「第１保護領域」よりも負荷が大きい領域である。すなわち、「第２保護領域」は、「第１保護領域」で回路短絡制御を行ってもスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の温度が下がらなかったり、負荷変動が収まらず電流が更に大きくなったりしたときの負荷状態である。この場合、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の破壊を防止するために、負荷Ｈ（モータ）が減速又は停止される。
「第１保護領域」と「第２保護領域」とは、図３に示すように、閾値Ｉ３（第３閾値）で分けられている。

なお、閾値の個数（図３では、閾値Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３の３個）や、閾値の大きさは、事前の実験やシミュレーションに基づいて適宜設定される。
また、負荷状態の判定には、電流検出部１１（図１参照）の検出値を用いてもよいし、負荷検出部１５（図１参照）の検出値を用いてもよい。例えば、負荷Ｈ（図１参照）がインバータやモータを含む場合、負荷検出部１５によって検出される電流値やモータの回転速度等が負荷として検出される。そして、この負荷が、図３に示す各領域のいずれに含まれるかが、負荷比較部１６（図１参照）によって特定される。
以下では、一例として、電流検出部１１（図１参照）の検出値に基づいて負荷状態（図２参照）を特定する場合について説明する。

＜電力変換装置の動作＞
図４は、電力変換装置１が実行する処理を示すフローチャートである。
ステップＳ１０１において電力変換装置１は、外部（例えば、リモコン）から電源投入の指令が入力されたか否かを判定する。電源投入の指令が入力された場合（Ｓ１０１：Ｙｅｓ）、電力変換装置１の処理はステップＳ１０２に進む。一方、電源投入の指令が入力されていない場合（Ｓ１０１：Ｎｏ）、電力変換装置１はステップＳ１０１の処理を繰り返す。
ステップＳ１０２において電力変換装置１は、電源投入を行う。

（１．電源投入時）
図５は、電源投入時において、電源電圧が正の半サイクルに含まれるときの電流の流れを示す説明図である。電源投入の瞬間はスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４に駆動信号が入力されないため、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４はオフ状態になっている。また、電源投入前は平滑コンデンサＣ１に電荷がチャージされていないため、電源を投入した瞬間に突入電流が流れる。この突入電流によって素子破壊が起こらないよう、電流容量に余裕を持たせてスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を選定することが好ましい。

電源電圧が正の半サイクルの期間では、図５の矢印で示す向きに電流が流れる。すなわち、交流電源Ｇ→リアクトルＬ１→ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣ１→ダイオードＤ４及びスイッチング素子Ｑ４（寄生ダイオードＤ４１）→交流電源Ｇの順に電流が流れる。なお、平滑コンデンサＣ１の負側からの電流は、ダイオードＤ４と寄生ダイオードＤ４１とに分流する。

図４のステップＳ１０３において電力変換装置１は、電流比較部１２によって、電流検出部１１の検出値Ｉ（負荷）を読み込む。
ステップＳ１０４において電力変換装置１は、ステップＳ１０３で読み込んだ検出値Ｉが閾値Ｉ２（第２閾値）未満であるか否かを判定する。つまり、電力変換装置１は、電流の検出値Ｉが「定常領域」（図３参照）に含まれるか否かを判定する。

入力電流が閾値Ｉ２未満である場合（Ｓ１０４：Ｙｅｓ）、電力変換装置１の処理はステップＳ１０５に進む。
ステップＳ１０５において電力変換装置１は、ステップＳ１０３で読み込んだ検出値Ｉが閾値Ｉ１（第１閾値）未満であるか否かを、電流比較部１２によって判定する。つまり、電力変換装置１は、電流の検出値Ｉが「軽負荷（中間）」（図３参照）の領域に含まれるか否かを判定する。

検出値Ｉが閾値Ｉ１未満である場合（Ｓ１０５：Ｙｅｓ）、電力変換装置１の処理はステップＳ１０６に進む。
ステップＳ１０６において電力変換装置１は、コンバータ制御部１８によって同期整流制御を実行する。ここで、同期整流制御とは、交流電源Ｇの電圧の極性に同期してスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４をオン／オフすることで、平滑コンデンサＣ１を介して電流を流す制御である。

（２．同期整流制御）
図６は、同期整流制御時（軽負荷（中間）時）における電源電圧、配線ｈａ，ｈｂ等を流れる回路電流、及びスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の駆動パルスの時間的変化を示す説明図である。
電源電圧が正の半サイクルの期間において（図６（ａ）参照）、コンバータ制御部１８は、スイッチング素子Ｑ３をオフ状態にし（図６（ｃ）参照）、スイッチング素子Ｑ４をオン状態にする（図６（ｄ）参照）。電源電圧が負の半サイクルの期間では、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のオン／オフが入れ替わる。このように、電源電圧のゼロクロス点に同期してスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４が交互にオン／オフされる。
ちなみに、交流電源Ｇの電圧の極性（正／負）は、ゼロクロス判定部１４によって判定される。

図７は、同期整流制御時（軽負荷（中間）時）において、電源電圧が正の半サイクルに含まれるときの電流の流れを示す説明図である。図７の矢印で示すように、電源電圧が正の半サイクルの期間では、交流電源Ｇ→リアクトルＬ１→ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣ１→スイッチング素子Ｑ４→交流電源Ｇの順に電流が流れる。

なお、スイッチング素子Ｑ４とダイオードＤ４とが並列接続されているが、スイッチング素子Ｑ４がオンすることで、電圧ドロップ（電圧降下）の小さいスイッチング素子Ｑ４側に電流が流れる。つまり、電圧ドロップの大きいダイオードＤ４には電流がほとんど流れないため、低損失化・高効率化を図ることができる。

なお、仮にリアクトルＬ１（図７参照）を設けない構成にすると、交流電圧が平滑コンデンサＣ１（図７参照）の電圧を超える短い期間だけ電流が流れるため、電流は鋭く尖った波形になって力率が低くなる。これに対して本実施形態では、リアクトルＬ１を設けることで、図６（ｂ）に示すように通電区間を延ばして力率を改善できる。

図４のステップＳ１０６で同期整流制御を行った後、電力変換装置１の処理はステップＳ１０７に進む。ステップＳ１０７において電力変換装置１は、外部（例えば、リモコン）から停止指令が入力されたか否かを判定する。
外部から停止指令が入力された場合（Ｓ１０７：Ｙｅｓ）、電力変換装置１は直流電力の供給を停止し（Ｓ１０８）、処理を終了する（ＥＮＤ）。一方、外部から停止指令が入力されていない場合（Ｓ１０７：Ｎｏ）、電力変換装置１の処理はステップＳ１０３に戻る。

また、ステップＳ１０５において電流の検出値Ｉが閾値Ｉ１以上である場合（Ｓ１０５：Ｎｏ，Ｉ１≦Ｉ＜Ｉ２）、つまり、電流の検出値Ｉが「軽負荷（定格）」、「中負荷」、及び「高負荷」（図３参照）のいずれかに含まれる場合、電力変換装置１の処理はステップＳ１０９に進む。
ステップＳ１０９において電力変換装置１は、コンバータ制御部１８によって同期整流・回路短絡制御を実行する。ここで、同期整流・回路短絡制御とは、リアクトルＬ１を介した短絡電流の経路（図９参照）に含まれるスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の一方をオン状態とし、他方をスイッチングする制御である。なお、「短絡電流」とは、交流電源Ｇから平滑コンデンサＣ１を介さずに流れて、交流電源Ｇに戻る電流である。

（３．同期整流・回路短絡制御）
図８は、同期整流・回路短絡制御時（軽負荷（定格）、中負荷、高負荷時）における電源電圧、配線ｈａ，ｈｂ等を流れる回路電流、及びスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の駆動パルスの時間的変化を示す説明図である。なお、同期整流・回路短絡制御時ではスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４が交互にスイッチングされる点が（図８（ｃ）、（ｄ）参照）、前記した同期整流制御（図６（ｃ）、（ｄ）参照）と異なっている。

電源電圧が正の半サイクルの期間において（図８（ａ）参照）、コンバータ制御部１８は、スイッチング素子Ｑ３を所定回数・所定パルス幅でオン／オフしてスイッチングし（図８（ｃ）参照）、スイッチング素子Ｑ４をオン状態にする（図８（ｄ）参照）。
また、電源電圧が負の半サイクルの期間において（図８（ａ）参照）、コンバータ制御部１８は、スイッチング素子Ｑ３をオン状態にし（図８（ｃ）参照）、スイッチング素子Ｑ４をスイッチングする（図８（ｄ）参照）。

なお、本実施形態では、一例として、電源電圧の正負が切り替わった直後にオン／オフを２回繰り返してスイッチングする場合を示したが（図８（ｃ）、（ｄ）参照）、スイッチングのタイミング、回数等は適宜設定できる。

図９は、同期整流・回路短絡制御時（軽負荷（定格）、中負荷、高負荷時）において、電源電圧が正の半サイクルに含まれるときの電流の流れを示す説明図である。
電源電圧の正の半サイクルの期間においてスイッチング素子Ｑ３がオン状態になっているときには（図８（ｃ）参照）、図９の矢印で示す力率改善電流Ｉｓ（短絡電流）が流れる。すなわち、交流電源Ｇ→リアクトルＬ１→スイッチング素子Ｑ３→スイッチング素子Ｑ４→交流電源Ｇの順に力率改善電流Ｉｓが流れる。

このように力率改善電流Ｉｓが流れることで、電流波形の歪みの程度を小さくし、電流波形を正弦波に近づけることができる（図８（ｂ）参照）。つまり、電力変換装置１の力率を改善できる。また、電流波形を正弦波に近づけることで、回路電流に含まれる高調波を抑制することができる。
なお、スイッチング時のディレイ（正負の切替りからスイッチング開始までの遅れ時間）やオン時間を調整することで、回路電流の位相を調整できる。

また、リアクトルＬ１及びスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を介して力率改善電流Ｉｓが流れることで、直流電圧（平滑コンデンサＣ１の電圧）の昇圧を行うこともできる。リアクトルＬ１のインダクタンスをＬｓとすると、力率改善電流ＩｓがリアクトルＬ１に流れた場合、リアクトルＬ１にはＰ_Ｌ＝１／２*Ｌｓ*Ｉｓ^２で表されるエネルギが蓄えられる。
例えば、電源電圧が正の半サイクルの期間では、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４をオンすることで、力率改善電流Ｉｓが流れてリアクトルＬ１にエネルギが蓄えられる。その後、スイッチング素子Ｑ３をオフすると、リアクトルＬ１に蓄えられたエネルギによって平滑コンデンサＣ１に電流が流れ、平滑コンデンサＣ１の直流電圧が昇圧される。

このように、同期整流・回路短絡制御によって、力率の改善、高調波の抑制、及び昇圧を行うことができる。また、電源電圧が正の半サイクルの期間では、スイッチング素子Ｑ４がオン状態に保たれるため（図８（ｄ）参照）、電流はダイオードＤ４を迂回してスイッチング素子Ｑ４に流れる。したがって、ダイオードＤ４で大きな損失を生じることがなく、電力変換装置１の高効率化を図ることもできる。

再び、図４に戻って説明を続ける。ステップＳ１０９で同期整流・回路短絡制御を行った後、電力変換装置１の処理はステップＳ１０７に進む。
また、ステップＳ１０４において電流の検出値Ｉが閾値Ｉ２以上である場合（Ｓ１０４：Ｎｏ）、つまり、電流の検出値Ｉが「保護領域」（図３参照）に含まれる場合、電力変換装置１の処理はステップＳ１１０に進む。

ステップＳ１１０において電力変換装置１は、電流比較部１２によって、電流の検出値Ｉが閾値Ｉ３（第３閾値）未満であるか否か、つまり、電流の検出値Ｉが「第１保護領域」（図３参照）に含まれるか否かを判定する。電流の検出値Ｉが閾値Ｉ３未満である場合（Ｓ１１０：Ｙｅｓ，Ｉ２≦Ｉ＜Ｉ３）、電力変換装置１の処理はステップＳ１１１に進む。一方、電流の検出値Ｉが閾値Ｉ３以上である場合（Ｓ１１０：Ｎｏ）、電力変換装置１の処理は、後記するステップＳ１１３に進む。

ステップＳ１１１において電力変換装置１は、コンバータ制御部１８によって回路短絡制御を実行する。ここで、回路短絡制御とは、リアクトルＬ１を介した短絡電流の経路（図１１参照）に含まれるスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の一方をオフ状態とし、他方をスイッチングする制御である。

（４．回路短絡制御）
図１０は、回路短絡制御時（第１保護領域）における電源電圧、配線ｈａ，ｈｂ等を流れる回路電流、及びスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の駆動パルスの時間的変化を示す説明図である。なお、電源電圧の正の半サイクルでスイッチング素子Ｑ４がオフ状態に（図１０（ｄ）参照）、負の半サイクルでスイッチング素子Ｑ３がオフ状態（図１０（ｃ）参照）になっている点が、同期整流・回路短絡制御の場合（図８（ｃ）、（ｄ）参照）と異なっている。

電源電圧が正の半サイクルの期間において（図１０（ａ）参照）、コンバータ制御部１８は、スイッチング素子Ｑ３を所定回数・所定パルス幅でオン／オフしてスイッチングし（図１０（ｃ）参照）、スイッチング素子Ｑ４をオフ状態にする（図１０（ｄ）参照）。
また、電源電圧が負の半サイクルの期間において（図１０（ａ）参照）、コンバータ制御部１８は、スイッチング素子Ｑ３をオフ状態にし（図１０（ｃ）参照）、スイッチング素子Ｑ４をスイッチングする（図１０（ｄ）参照）。

図１１は、回路短絡制御時（第１保護領域）において、電源電圧が正の半サイクルに含まれるときの電流の流れを示す説明図である。電源電圧の正の半サイクルの期間において、スイッチング素子Ｑ３がオンになっているとき（図１０（ｃ）参照）、図１１の矢印で示す向きに電流（短絡電流）が流れる。すなわち、交流電源Ｇ→リアクトルＬ１→スイッチング素子Ｑ３→ダイオードＤ４及びスイッチング素子Ｑ４（寄生ダイオードＤ４１）→交流電源Ｇの順に電流が流れる。

なお、ＭＯＳＦＥＴ（スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４）は、その温度が高くなるにつれてオン抵抗が大きくなる。また、回路に大きな電流が流れる「第１保護領域」（図３参照）では、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４が発熱しやすい。仮に、大きな電流がスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４に流れた場合、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の発熱とオン抵抗の増加とが相まって、熱暴走に到る可能性がある。

したがって、本実施形態では、回路に大きな電流が流れる「第１保護領域」（図３参照）では、同期整流制御を行わずに回路短絡制御のみを行うようにした。これによって、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４に流れる定常電流を小さくし、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の発熱を抑えることができる。また、図１０（ｂ）に示すように、前記したスイッチングによって回路電流を正弦波に近づけることができるとともに、平滑コンデンサＣ１の直流電圧を昇圧することもできる。

図４のステップＳ１１２において電力変換装置１は、電流検出部１１の検出値Ｉが閾値Ｉ２未満になったか否か、つまり、ステップＳ１１１の回路短絡制御によって電流の検出値Ｉが「定常領域」（図３参照）に入ったか否かを判定する。電流の検出値Ｉが閾値Ｉ２未満である場合（Ｓ１１２：Ｙｅｓ）、電力変換装置１の処理はステップＳ１０５に進む。一方、電流の検出値Ｉが閾値Ｉ２以上である場合（Ｓ１１２：Ｎｏ）、電力変換装置１の処理はステップＳ１１３に進む。

ステップＳ１１３において電力変換装置１は、保護制御を実行する。例えば、負荷がモータである場合、電力変換装置１は、このモータを減速又は停止させる。図４では図示を省略したが、例えば、ステップＳ１１３で電力変換装置１はモータを減速し、モータの減速後も電流が減少しない場合には、モータを停止させる。また、前記した減速によって電流が減少した場合にはステップＳ１１１に進んで回路短絡制御を行う。

＜効果＞
本実施形態よれば、回路に流れる電流が小さい「軽負荷（中間）」の領域では（Ｓ１０５：Ｙｅｓ）、同期整流制御を行ってスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４に積極的に電流を流すことで（Ｓ１０６）、ダイオードＤ３，Ｄ４で大きな損失が生じることを回避できる。したがって、電力変換装置１の高効率化を図ることができる。

また、回路に流れる電流が比較的大きい「軽負荷（定格）」、「中負荷」、「高負荷」の領域では（Ｓ１０５：Ｎｏ）、同期整流・回路短絡制御を行うことで（Ｓ１０９）、力率を改善するとともに、高調波を抑制し、さらに昇圧を行うことができる。

また、回路に流れる電流が非常に大きい「第１保護領域」では（Ｓ１１０：Ｙｅｓ）、回路短絡制御を行うことで（Ｓ１１１）、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の発熱を抑えつつ昇圧を行うことができる。
また、減速運転等を行っても電流値が小さくならない場合には（Ｓ１１０：Ｎｏ，Ｓ１１２：Ｎｏ）、保護制御を行うことで（Ｓ１１３）、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の破壊を確実に防止できる。

このように本実施形態では、負荷状態（電流値の大きさ）に応じてスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の制御モードを選択的に実行することで、電力変換装置１の高効率化を図ることができるとともに、その信頼性を高めることができる。

≪第２実施形態≫
第２実施形態は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２（図１２参照）を追加した点が第１実施形態と異なるが、その他の構成については第１実施形態と同様である。また、電力変換装置１Ａが実行する処理の流れ（図４参照）についても第１実施形態と同様である。したがって、第１実施形態と異なる部分について説明し、重複する部分については説明を省略する。

図１２は、第２実施形態に係る電力変換装置１Ａの構成図である。
電力変換装置１Ａは、第１実施形態で説明した構成に加えて、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２（例えば、ＭＯＳＦＥＴ）を備えている。図１２に示すように、スイッチング素子Ｑ１は、ダイオードＤ１に並列接続されている。より具体的には、スイッチング素子Ｑ１（ＭＯＳＦＥＴ）のソースはダイオードＤ１のアノードに接続され、ドレインはダイオードＤ１のカソードに接続されている。
スイッチング素子Ｑ２は、ダイオードＤ２に並列接続されている（ダイオードＤ２との接続関係については、スイッチング素子Ｑ１と同様）。

次に、電源投入時、同期整流制御、同期整流・回路短絡制御、及び回路短絡制御における電流の流れについて説明する。

（１．電源投入時）
図１３は、電源投入時において、電源電圧が正の半サイクルに含まれるときの電流の流れを示す説明図である。電源投入時（Ｓ１０２：図４参照）には、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は全てオフ状態になっている。電源電圧が正の半サイクルの期間では、交流電源Ｇ→リアクトルＬ１→ダイオードＤ１及びスイッチング素子Ｑ１（寄生ダイオードＤ１１）→平滑コンデンサＣ１→ダイオードＤ４及びスイッチング素子Ｑ４(寄生ダイオードＤ４１)→交流電源Ｇの順に電流が流れる。電源電圧が負の半サイクルの期間については、説明を省略する。

（２．同期整流制御）
図１４は、同期整流制御時において、電源電圧が正の半サイクルに含まれるときの電流の流れを示す説明図である。同期整流制御（Ｓ１０６：図４参照）を行う際、コンバータ制御部１８は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を次のように制御する。すなわち、コンバータ制御部１８は、電源電圧が正の半サイクルの期間において、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４をオン状態にし、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３をオフ状態にする。そうすると、図１４に示すように、交流電源Ｇ→リアクトルＬ１→スイッチング素子Ｑ１→平滑コンデンサＣ１→スイッチング素子Ｑ４→交流電源Ｇの順に電流が流れる。
なお、電源電圧が負の半サイクルの期間では、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオン状態にされ、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオフ状態にされる。

このように同期整流制御を行うと、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４に電流が流れ、ダイオードＤ１〜Ｄ４には電流がほとんど流れない。特に、第１実施形態（図７参照）のように同期整流制御時において、損失の大きいダイオードＤ１を介して電流が流れず、スイッチング素子Ｑ１を介して電流が流れる（図１４参照）。したがって、第１実施形態よりもさらに低損失化・高効率化を図ることができる。

（３．同期整流・回路短絡制御）
図１５は、同期整流・回路短絡制御時において、電源電圧が正の半サイクルに含まれるときの電流の流れを示す説明図である。同期整流・回路短絡制御（Ｓ１０９：図４参照）を行う際、コンバータ制御部１８は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を次のように制御する。すなわち、コンバータ制御部１８は、電源電圧が正の半サイクルの期間において、スイッチング素子Ｑ３を所定回数・所定パルス幅でスイッチングし、スイッチング素子Ｑ４をオン状態にし、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオフ状態にする。そうすると、スイッチング素子Ｑ３がオンになっているときには、交流電源Ｇ→リアクトルＬ１→スイッチング素子Ｑ３→スイッチング素子Ｑ４→交流電源Ｇの順に電流（短絡電流）が流れる。

なお、電源電圧が負の半サイクルの期間では、スイッチング素子Ｑ３がオン状態にされ、スイッチング素子Ｑ４がスイッチングされ、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がオフ状態にされる。
このように同期整流・回路短絡制御を行うことで、第１実施形態で説明したように、力率の改善、高調波の抑制、及び昇圧を行うことができる。

（４．回路短絡制御）
図１６は、回路短絡制御時において、電源電圧が正の半サイクルに含まれるときの電流の流れを示す説明図である。回路短絡制御（Ｓ１１１：図４参照）を行う際、コンバータ制御部１８は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を次のように制御する。すなわち、コンバータ制御部１８は、電源電圧が正の半サイクルの期間において、スイッチング素子Ｑ３を所定回数・所定パルス幅でスイッチングし、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ４をオフ状態にする。そうすると、スイッチング素子Ｑ３がオンになっているときには、図１６に示すように、交流電源Ｇ→リアクトルＬ１→スイッチング素子Ｑ３→スイッチング素子Ｑ４（寄生ダイオードＤ４１）→交流電源Ｇの順に電流が流れる。

なお、電源電圧が負の半サイクルの期間では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３がオフ状態にされ、スイッチング素子Ｑ４がスイッチングされる。
このように回路短絡制御を行うことで、第１実施形態で説明したように、平滑コンデンサＣ１の直流電圧を昇圧しつつ、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の発熱を抑制できる。

＜効果＞
本実施形態によれば、負荷状態（電流値の大きさ）に応じてスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の制御モードを選択的に実行することで、電力変換装置１Ａの高効率化を図ることができるとともに、その信頼性を高めることができる。
また、同期整流制御において、損失の大きいダイオードＤ１〜Ｄ４には電流が流れず、損失の小さいスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を介して電流が流れる。これによって、回路での損失を抑制し、第１実施形態よりもさらにエネルギ効率を高めることができる。

≪第３実施形態≫
第３実施形態は、電力変換装置１Ｂ（図１７参照）が温度検出部Ｔ３，Ｔ４及び記憶部１９を備える点が第１実施形態と異なっているが、その他については第１実施形態と同様である。したがって、第１実施形態と異なる部分について説明し、重複する部分については説明を省略する。

図１７は、第３実施形態に係る電力変換装置１Ｂの構成図である。
電力変換装置１Ｂは、第１実施形態で説明した構成に加えて、温度検出部Ｔ３，Ｔ４と、記憶部１９と、を備えている。
温度検出部Ｔ３は、スイッチング素子Ｑ３の温度を検出するものである。例えば、温度検出部Ｔ３は、スイッチング素子Ｑ３が収容されている収容体（図示せず）の温度を、このスイッチング素子Ｑ３の温度として検出する。なお、スイッチング素子Ｑ３に設置されている放熱フィン（図示せず）の温度や、スイッチング素子Ｑ３の周囲の温度を、スイッチング素子Ｑ３の温度として間接的に検出するようにしてもよい。温度検出部Ｔ３は、その検出値を電流比較部１２に出力する。
同様に、温度検出部Ｔ４は、スイッチング素子Ｑ４の温度を検出し、その検出値を電流比較部１２に出力する。

記憶部１９には、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の温度と、電流に関する閾値Ｉ２１，Ｉ３１と、の対応関係を示す情報（図１８参照）が格納されている。なお、記憶部１９として、半導体記憶装置、磁気ディスク装置、光ディスク装置等を用いることができる。

図１８は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の温度と、回路電流の閾値と、の関係を示す説明図である。図１８の横軸は、温度検出部Ｔ３，Ｔ４によって検出されるスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の温度（素子温度）である。縦軸は、電流検出部１１によって検出される回路電流である。

閾値Ｉ２１（第２閾値）は、第１実施形態で説明した「定常領域」（図２参照）と、「第１保護領域」（図２参照）と、を分ける閾値である。
閾値Ｉ３１（第３閾値）は、第１実施形態で説明した「第１保護領域」（図２参照）と、第２保護領域（図２参照）と、とを分ける閾値である。図１８に示すように、各温度において閾値Ｉ３１は、閾値Ｉ２１よりも大きい値に設定されている。

また、図１８に示すように、閾値Ｉ２１及び閾値Ｉ３１は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の温度が高くなるにつれて各閾値が小さくなるように設定されている。これは、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４（ＭＯＳＦＥＴ）のオン抵抗が温度に対して正特性で変化し、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の温度が高くなるほど、その発熱量が大きくなって熱暴走しやすくなるからである。
なお、図１８に示す情報は、事前の実験やシミュレーションによって作成され、予め記憶部１９に格納されている。なお、閾値Ｉ２１，Ｉ３１は、温度に関する関数として特定してもよいし、マップとして記憶部１９に格納するようにしてもよい。

図１７に示す電流比較部１２Ｂは、温度検出部Ｔ３，Ｔ４から入力されるスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の温度に対応する閾値と、電流検出部１１の検出値と、の大小を比較する。そして、電流比較部１２は、その比較結果をコンバータ制御部１８に出力する。

図１９は、電力変換装置１Ｂの動作の流れを示すフローチャートである。なお、第１実施形態で説明した図４のフローチャートと重複する部分については、図４と同一のステップ番号を付した。
ステップＳ１０３で電流検出部１１の検出値Ｉを読み込んだ後、ステップＳ２０１において電力変換装置１Ｂは、温度検出部Ｔ３，Ｔ４の検出値を読み込む。

ステップＳ２０２において電力変換装置１Ｂは、電流比較部１２Ｂによって、ステップＳ２０１で読み込んだ温度に対応する閾値Ｉ２１，Ｉ３１を特定する。例えば、温度検出部Ｔ３の検出値が温度Ｔ_αであった場合、図１８に示すように、この温度Ｔ_αに対応する電流の閾値Ｉ２１_α（第２閾値）と、閾値Ｉ３１_α（第３閾値）と、が特定される。
なお、図１９のステップＳ２０２では、温度検出部Ｔ３，Ｔ４の検出値のうち高い方の温度に対応する閾値Ｉ２１，Ｉ３１を優先的に用いることが好ましい（後記するＳ１１０ａも同様）。これによって、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のうち高温側の熱暴走を確実に防止できるからである。

また、本実施形態では、閾値Ｉ１（図１８では、図示せず）を温度に関して固定値としたが、図１８に示す対応情報に閾値Ｉ１に関する情報を追加してもよい。この場合において閾値Ｉ１は、各温度において閾値Ｉ２１（図１８参照）よりも小さく、かつ、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の温度が高くなるにつれて閾値Ｉ１が小さくなるように設定される。

図１９のステップＳ１０４ａにおいて電力変換装置１Ｂは、ステップＳ１０３で読み込んだ電流の検出値Ｉが、ステップＳ２０２で特定した閾値Ｉ２１未満であるか否かを判定する。つまり、電力変換装置１Ｂは、素子温度と電流検出値とによって特定される状態が、図１８に示す「定常領域」に含まれるか否かを判定する。なお、ステップＳ１０５〜Ｓ１０９については第１実施形態と同様であるから、説明を省略する。

また、ステップＳ１１０ａにおいて電力変換装置１Ｂは、ステップＳ１０３で読み込んだ電流の検出値Ｉが、ステップＳ２０２で特定した閾値Ｉ３１未満であるか否かを判定する。つまり、電力変換装置１Ｂは、素子温度と電流検出値とによって特定される点が、図１８に示す「第１保護領域」に含まれるか否かを判定する。なお、ステップＳ１１１〜Ｓ１１３については第１実施形態と同様であるから、説明を省略する。

＜効果＞
本実施形態では、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の温度に対応する閾値Ｉ２１，Ｉ３１と、電流の検出値Ｉと、の比較結果に基づいて制御モードが決定される。したがって、第１実施形態よりも適切なタイミングで制御モードを切り替えることができる。
なお、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の温度に関わらず閾値Ｉ２１，Ｉ３１を一定にした場合、熱暴走が起こらないように、ある程度の余裕をみて閾値Ｉ２１，Ｉ３１が小さい値に設定される。そうすると、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の温度はそれほど高くないにもかかわらず、負荷Ｈ（モータ）の減速等の保護制御に切り替えられる可能性がある。

これに対して本実施形態では、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の温度に対応して最適な閾値Ｉ２１，Ｉ３１が設定されているため（図１８参照）、時期尚早に保護制御を実行することがない。したがって、第１実施形態よりも電力変換装置１Ｂのエネルギ効率をさらに高めることができる。
また、図１８に示す情報を参照することで、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４が熱破壊に到る前の最適なタイミングで保護制御を実行できる。したがって、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の熱破壊を確実に防止し、電力変換装置１Ｂの信頼性を高めることができる。

≪第４実施形態≫
第４実施形態に係る電力変換装置１Ｃ（図２０参照）は、第１実施形態に係る電力変換装置１（図１参照）からスイッチング素子Ｑ３及びダイオードＤ４を省略し、さらに、第１実施形態で説明したダイオードＤ２（図１参照）に代えて、スイッチング素子Ｑ２（図２０）を備える構成になっている。また、第４実施形態に係る電力変換装置１Ｃ（図２０参照）は、電流制御ゲイン調整部２０と、昇圧比制御部２１と、を備える点が、第１実施形態とは異なっている。なお、その他の点については第１実施形態（図１〜図４参照）と同様である。したがって、第１実施形態とは異なる部分について説明し、重複する部分については説明を省略する。

図２０は、第４実施形態に係る電力変換装置１Ｃの構成図である。
電力変換装置１Ｃは、ブリッジ回路Ｊと、リアクトルＬ１と、平滑コンデンサＣ１と、電流検出部１１と、電流比較部１２と、交流電圧検出部１３と、ゼロクロス判定部１４と、負荷検出部１５と、負荷比較部１６と、直流電圧検出部１７と、コンバータ制御部１８と、電流制御ゲイン調整部２０と、昇圧比制御部２１と、を備えている。

ブリッジ回路Ｊは、交流電源Ｇから配線ｈａ，ｈｂを介して流れる電流を全波整流する機能や、リアクトルＬ１と共に昇圧を行う機能を有している。ブリッジ回路Ｊは、直列接続された一対のダイオードＤ１，Ｄ３と、直列接続された一対のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４と、が並列接続された構成になっている。
スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４は、例えば、ＭＯＳＦＥＴであり、コンバータ制御部１８からの指令によってオン／オフが制御されるようになっている。スイッチング素子Ｑ２のドレインは平滑コンデンサＣ１の正側に接続され、ソースは他のスイッチング素子Ｑ４のドレインに接続されている。スイッチング素子Ｑ４のソースは、平滑コンデンサＣ１の負側に接続されている。

また、一対のダイオードＤ１，Ｄ３の接続点Ｐ１は、配線ｈａを介して交流電源Ｇに接続されている。一対のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４の接続点Ｐ２は、配線ｈｂを介して交流電源Ｇに接続されている。

電流制御ゲイン調整部２０は、回路電流の実効値Ｉ_ｓ及び直流電圧の昇圧比ａに基づいて、電流制御ゲインＫ_ｐを調整する機能を有している。このときＫ_ｐ×Ｉ_ｓを一定値に制御することで、交流電源Ｇの電圧（実効値）に対して直流電圧をａ倍に昇圧するようになっている。昇圧比制御部２１は、負荷検出部１５の検出値に基づいて直流電圧の昇圧比１／ａを選定（決定）し、その選定結果をコンバータ制御部１８に出力する。なお、電流制御ゲイン調整部２０及び昇圧比制御部２１が実行する処理については後記する。

また、第４実施形態は、第１実施形態（図１参照）とは異なり、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４と並列にダイオードが並列接続されておらず、電流がダイオードとスイッチング素子の寄生ダイオードとに分流する構成にはなっていない。したがって、以下では、第１実施形態で説明した同期整流・回路短絡制御と、回路短絡制御と、を合わせて「スイッチング制御」と記すこととする。

（１．電源投入時）
図２１は、電源投入時において、電源電圧が正の半サイクルに含まれるときの電流の流れを示す説明図である。電源投入時（Ｓ１０２：図４参照）には、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４はいずれもオフ状態になっている。電源電圧が正の半サイクルの期間では、交流電源Ｇ→リアクトルＬ１→ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣ１→スイッチング素子Ｑ４(寄生ダイオードＤ４１)→交流電源Ｇの順に電流が流れる。

図２２は、電源投入時において、電源電圧が負の半サイクルに含まれるときの電流の流れを示す説明図である。電源電圧が負の半サイクルの期間では、交流電源Ｇ→スイッチング素子Ｑ２(寄生ダイオードＤ２１)→平滑コンデンサＣ１→ダイオードＤ３→リアクトルＬ１→交流電源Ｇの順に電流が流れる。

（２．同期整流制御）
図２３は、同期整流制御時（軽負荷（中間）時）において、電源電圧が正の半サイクルに含まれるときの電流の流れを示す説明図である。電流検出部１１の検出値Ｉ（負荷）が閾値Ｉ１（第１閾値）未満である場合（Ｓ１０５：Ｙｅｓ、図４参照）、コンバータ制御部１８は、同期整流制御を実行する（Ｓ１０６）。
同期整流制御を行う際、コンバータ制御部１８は、交流電源Ｇの電圧の極性に同期してスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４をオン／オフする。すなわち、コンバータ制御部１８は、電源電圧が正の半サイクルの期間において、スイッチング素子Ｑ４をオン状態にし、スイッチング素子Ｑ２をオフ状態にする。そうすると、図２３に示すように、交流電源Ｇ→リアクトルＬ１→ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣ１→スイッチング素子Ｑ４→交流電源Ｇの順に電流が流れる。

図２４は、同期整流制御時（軽負荷（中間）時）において、電源電圧が負の半サイクルに含まれるときの電流の流れを示す説明図である。コンバータ制御部１８は、電源電圧が負の半サイクルの期間において、スイッチング素子Ｑ２をオン状態にし、スイッチング素子Ｑ４をオフ状態にする。そうすると、図２４に示すように、交流電源Ｇ→スイッチング素子Ｑ２→平滑コンデンサＣ１→ダイオードＤ３→リアクトルＬ１→交流電源Ｇの順に電流が流れる。

このように同期整流制御を行うことで、スイッチング素子Ｑ２又はスイッチング素子Ｑ４に電流が流れるため、低損失化・高効率化を図ることができる。

（３．スイッチング制御）
また、電流検出部１１の検出値Ｉ（負荷）が閾値Ｉ１（第１閾値）以上である場合、コンバータ制御部１８は、前記した「スイッチング制御」を行う。具体的には、検出値Ｉが閾値Ｉ１以上かつ閾値Ｉ４未満であるときには、コンバータ制御部１８は、部分スイッチング制御を実行する。また、検出値Ｉが閾値Ｉ４以上かつ閾値Ｉ２未満であるときには、コンバータ制御部１８は、高速スイッチング制御を実行する。前記した閾値Ｉ４（Ｉ１＜Ｉ４＜Ｉ２）は、部分スイッチング制御を行うか、又は、高速スイッチング制御を行うかを決定する際の基準となる閾値であり、予め設定されている。なお、部分スイッチング制御及び高速スイッチング制御については、後記する。

図２５は、スイッチング制御時（軽負荷（定格）、中負荷、高負荷時）において、電源電圧が正の半サイクルに含まれるときの電流の流れを示す説明図である。
スイッチング制御を行う際、コンバータ制御部１８は、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４を交互にオン／オフする。すなわち、コンバータ制御部１８は、電源電圧が正の半サイクルの期間において、スイッチング素子Ｑ２を所定回数・所定パルス幅でスイッチングし、スイッチング素子Ｑ２がオン状態のときには、スイッチング素子Ｑ４をオフ状態にする。そうすると、スイッチング素子Ｑ２がオンになっているときには、交流電源Ｇ→リアクトルＬ１→ダイオードＤ１→→スイッチング素子Ｑ２→交流電源Ｇの順に電流（短絡電流）が流れる。

図２６は、スイッチング制御時（軽負荷（定格）、中負荷、高負荷時）において、電源電圧が負の半サイクルに含まれるときの電流の流れを示す説明図である。電源電圧が負の半サイクルの期間において、スイッチング素子Ｑ４がオンになっているときには、交流電源Ｇ→スイッチング素子Ｑ４→ダイオードＤ３→リアクトルＬ１→交流電源Ｇの順に電流（短絡電流）が流れる。前記したように、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４は交互にオン／オフされるため、スイッチング素子Ｑ４がオンになっているときには、スイッチング素子Ｑ２はオフになっている。

（３−１．部分スイッチング制御）
部分スイッチング制御は、電源電圧の半サイクル内において、所定のディレイ、デューティでスイッチング素子Ｑ２、Ｑ４のスイッチング（つまり、短絡）を複数回行うことで、直流電圧の昇圧と力率の改善を行う制御である。後記する高速スイッチング制御の場合と比べて、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４のスイッチング回数が少ない分、スイッチング損失を低減できる。
主回路に短絡電流（力率改善電流）を流すために、同期整流制御（全波整流）の場合と同様に、コンバータ制御部１８は、交流電源Ｇの電圧Ｖｓの極性に応じてスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４のスイッチングを行う。コンバータ制御部１８は、例えば、電源電圧の正の半サイクルにおいて、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４を交互にオン／オフした後、負の半サイクルに切り替わるまではスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４をオフ状態とする。

スイッチング素子Ｑ２又はスイッチング素子Ｑ４をスイッチングして主回路に短絡電流Ｉ_spが流れたとき、リアクトルＬ１には、以下の（数式１）で表されるエネルギＷが蓄えられる。なお、Ｌ₁は、リアクトルＬ１のインダクタンスである。

その後、スイッチング素子Ｑ２又はスイッチング素子Ｑ４がオフされることで、リアクトルＬ１に蓄えられたエネルギが平滑コンデンサＣ１に放出され、直流電圧が昇圧される。

図２７は、部分スイッチング制御の動作原理を示す説明図である。図２７に示す説明図の横軸は、時刻であり、縦軸は、電源電圧Ｖｓ（正の半サイクル）と、正弦波状の理想電流（回路電流）と、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４の駆動パルスと、を示している。図２７の「理想電流」に示すように、電源電圧Ｖｓに対して、回路電流も正弦波状になることが理想的である。この理想電流は、例えば、負荷検出部１５の検出値と、ゼロクロス判定部１４の判定結果と、に基づき、電流制御ゲイン調整部２０によって求められる。

例えば、理想電流上の点Ｐ１を考え、この点Ｐ１での接線の傾き（時間的な変化率）をdi(P1)/dtとおく。次に、時刻ｔ＝０[ｓ]から所定のディレイを持たせた後、ton1_Q2のオン時間でスイッチング素子Ｑ２をオンしたときの回路電流の傾きをdi(ton1)/dtとおく。その後、時間toff1_Q２でスイッチング素子Ｑ２をオフした場合の電流の傾きをdi(toff1)/dtとおく。このときdi(ton1)/dtとdi(toff1)/dtとの平均値が、点Ｐ１における傾きdi(P1)/dtと等しくなるように、コンバータ制御部１８は、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４をオン／オフするタイミングを設定する。
同様に、点Ｐ２での電流の傾きをdi(P2)/dtとおく。そして、スイッチング素子Ｑ２をton2_Q2の時間でオンしたときの電流の傾きをdi(ton2)/dtとおき、toff2_Q2の時間でオフした場合の電流の傾きをdi(toff2)/dtとおく。点Ｐ１の場合と同様に、di(ton2)/dtとdi(toff2_Q2)/dtとの平均値が、点Ｐ２における傾きdi(P2)/dtと等しくなるように、コンバータ制御部１８は、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４をオン／オフするタイミングを設定する。以降、これを繰り返していく。

なお、電源電圧が正の半サイクルにおいて、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４を交互にオン／オフするタイミングは、例えば、正の半サイクルの開始時に設定してもよいし、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４のオン／オフするたびに次回のタイミングを設定してもよい。

図２７に示す例では、コンバータ制御部１８は、ton1_Q2（＝toff1_Q4）の区間においてスイッチング素子Ｑ２をオン状態とし、スイッチング素子Ｑ４をオフ状態とする。そして、コンバータ制御部１８は、toff1_Q2（＝ton2_Q4）の区間においてスイッチング素子Ｑ２をオフ状態とし、スイッチング素子Ｑ４をオン状態とする。このようにして、コンバータ制御部１８は、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４を時間的に交互にオン／オフする。これは、回路短絡動作を行いつつ、同期整流を行っているためである。つまり、本実施形態では、部分スイッチングによる昇圧と力率改善動作を行いつつも、同期整流を行うようになっている。これによって、電力変換を高効率で行うことができる。

なお、スイッチング素子Ｑ２のスイッチング回数が多いほど、理想的な正弦波に近づけることが可能である。すなわち、スイッチング回数を増やすほど力率が改善され、高調波電流を低減できる。

（３−１．高速スイッチング制御）
高速スイッチング制御は、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４を所定周波数でスイッチングすることによって、直流電圧の昇圧と力率の改善を行う制御である。電源電圧が正の半サイクルの期間では、コンバータ制御部１８は、スイッチング素子Ｑ２をオン、スイッチング素子Ｑ４をオフにすることで短絡電流を流し、次にスイッチング素子Ｑ２をオフ、スイッチング素子Ｑ４をオンにすることで同期整流を行う。このようにして、コンバータ制御部１８は、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４を所定周波数で交互にオン／オフする。

同様に、電源電圧が負の半サイクルの期間では、スイッチング素子Ｑ４をオン、スイッチング素子Ｑ２をオフにすることで短絡電流を流し、次にスイッチング素子Ｑ４をオフ、スイッチング素子Ｑ２をオンにすることで同期整流を行う。
なお、回路に流れる瞬時電流ｉ_ｓは、以下の（数式２）で表される。ここで、Ｖ_ｓは電源電圧の実効値であり、Ｋ_ｐは電流制御ゲインであり、Ｖ_ｄは直流電圧であり、ωは角周波数である。

上記の（数式２）を整理すると、以下の（数式３）になる。

また、瞬時電流ｉ_ｓを、以下の（数式４）で表すこともできる。

（数式３）、（数式４）に基づき、電流制御ゲインＫ_ｐは、以下の（数式５）で表される。

（数式５）より、以下の（数式６）で示す関係が成り立つ。ここで、Ｉ_ｓは回路電流の実効値であり、ａは昇圧比である。

また、電源電圧が正の半サイクルにおいて、スイッチング素子Ｑ２のオンデューティｄ（電源電圧が負の半サイクルでは、スイッチング素子Ｑ４のオンデューティ）は、以下の（数式７）で表される。

Ｋ_ｐ・Ｉ_ｓが一定となるように、電流制御ゲイン調整部２０によって電流制御ゲインＫ_ｐを調整し、この電流制御ゲインＫ_ｐに基づいてコンバータ制御部１８がスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４のオン／オフを制御することで（（数式６）、（数式７）を参照）、電源電圧の実行値Ｖ_ｓに対してａ倍に昇圧できる。なお、昇圧比ａは、負荷検出部１５によって検出される負荷に基づき、昇圧比制御部２１によって設定（制御）される。すなわち、負荷が大きいほど、昇圧比ａも大きな値に設定される。

図２８（ａ）は高速スイッチング制御におけるスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４のデューティの関係を示す説明図である。前記したように、高速スイッチング制御の実行中、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４は交互にオン／オフされ、図２８（ａ）に示すように、そのデューティ（通流率）が制御される。

図２８（ｂ）は、高速スイッチング制御における電源電圧の瞬時値ｖｓと、回路電流の瞬時値ｉｓとの関係を示す説明図である。図２８（ａ）、（ｂ）に示すように、電源電圧が正の半サイクルにおいて、瞬時電流ｉｓが大きいほど、短絡電流を流すためのスイッチング動作を行うスイッチング素子Ｑ２のデューティが小さい値に設定される（（数式７）を参照）。同期整流を行う側のスイッチング素子Ｑ４のデューティは、スイッチング素子Ｑ２のデューティとは逆の特性になる。つまり、以下の（数式８）、（数式９）で示す関係が成り立つ。

また、図２８（ｂ）で示すように、電源電圧の瞬時値ｖｓと回路電流の瞬時値ｉｓとの関係をみると、回路電流が正弦波状に制御されているため、力率を比較的高くなっている。なお、図２８（ｂ）は、リアクトルＬ１のインダクタンスが比較的小さく、電源電圧に対して電流の位相遅れがほとんど無い状態を想定している。仮に、リアクトルＬ１のインダクタンスが比較的大きく、電流位相が電圧位相に対して遅れている場合には、図２８（ｃ）に示すように、電流位相を考慮してスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４のデューティを設定すればよい。

このように高速スイッチング制御を行うことで、回路電流を正弦波に近づけて高調波電流を低減し、また、力率を向上させることできる。また、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４を交互にオン／オフすることで昇圧及び同期整流を行うことができ、電力変換において高効率化を図ることができる。

＜効果＞
本実施形態によれば、負荷の大きさに応じて同期整流制御又はスイッチング制御を行うことで、力率の改善、高調波の抑制、及び昇圧を行うことができるとともに、高効率化を図ることができる。
なお、第１実施形態（図１参照）では、回路短絡動作時においてダイオードＤ２に逆回復電流が発生するため、低損失化を図るために、ダイオードＤ２として逆回復時間の比較的短い高速ダイオードを用いることが望ましい。しかしながら、高速ダイオードは順方向の電圧降下が比較的大きいため、それに伴って導通損失が大きくなりやすい。
これに対して本実施形態では、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４として、逆回復時間の比較的短いｔｒｒ高速タイプのスイッチング素子（ＭＯＳＥＦＴ）を用いることで、スイッチング損失を低減し、さらに、前記した同期整流制御によって導通損失を低減できる。したがって、電力変換を行う際の低損失化を図ることができる。

≪第５実施形態≫
第５実施形態では、第１実施形態で説明した電力変換装置１を備える空気調和機Ｗについて説明する。なお、電力変換装置１の構成（図１参照）、及び電力変換装置１が実行する処理（図４参照）については、第１実施形態と同様である。したがって、第１実施形態と異なる部分について説明し、重複する部分については説明を省略する。

図２９は、第５実施形態に係る空気調和機Ｗの構成図である。
空気調和機Ｗは、電力変換装置１と、インバータ２と、モータ３と、空調回路（圧縮機４１、室外熱交換器４２、膨張弁４３、室内熱交換器４４等）と、を備えている。

インバータ２は、電力変換装置１から印加される直流電圧を、例えば、ＰＷＭ制御（Pulse Width Modulation）に基づいて交流電圧に変換する電力変換器である。
モータ３は、インバータ２から入力される交流電圧によって駆動する電動機（例えば、三相同期モータ）である。
圧縮機４１は、冷媒を圧縮する装置であり、モータ３の回転によって駆動する。
室外熱交換器４２は、室外ファンＦ１から送り込まれる室内空気と、冷媒と、の熱交換を行うための熱交換器である。
膨張弁４３は、室外熱交換器４２又は室内熱交換器４４から流れ込む冷媒を膨張させて減圧するための減圧器である。
なお、図２９に示す例では、電力変換装置１、インバータ２、モータ３、圧縮機４１、室外熱交換器４２、及び室外ファンＦ１が、室外機Ｕ１に設置されている。

室内熱交換器４４は、室内ファンＦ２から送り込まれる室内空気と、冷媒と、の熱交換を行うための熱交換器であり、室内機Ｕ２に設置されている。
圧縮機４１、室外熱交換器４２、膨張弁４３、及び室内熱交換器４４が配管ｉを介して環状に順次接続されてなる空調回路において、周知のヒートポンプサイクルで冷媒を循環させるようになっている。なお、空気調和機Ｗは、冷房用でもよいし、暖房用でもよい。また、冷房時と暖房時とで冷媒の流れる向きを切り替える四方弁（図示せず）を設けてもよい。

また、図２９では図示を省略したが、第１実施形態で説明した保護制御（Ｓ１１３：図４参照）の一つとして、室外ファンＦ１の回転速度を上昇させるようにしてもよい。これによって、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４（図１参照）に設置されている放熱フィン（図示せず）に向けて室外ファンＦ１から外気が送り込まれるため、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の放熱を促進させることができる。

＜効果＞
本実施形態によれば、空気調和機Ｗが電力変換装置１を備えることで、エネルギ効率（つまり、ＡＰＦ）が高く、また、信頼性の高い空気調和機Ｗを提供できる。

≪変形例≫
以上、本発明に係る電力変換装置１等について各実施形態により説明したが、本発明はこれらの記載に限定されるものではなく、種々の変更を行うことができる。
例えば、第１実施形態（図１参照）では、ダイオードＤ３，Ｄ４にスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を並列接続する構成について説明したが、これに限らない。すなわち、図１に示すダイオードＤ１，Ｄ２にそれぞれスイッチング素子を並列接続し、ダイオードＤ３，Ｄ４にはスイッチング素子を並列接続しない構成でもよい。なお、各スイッチング素子の制御方法については、第１実施形態（図４参照）と同様であるから説明を省略する。

また、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４として、オン抵抗の小さいスーパー・ジャンクションＭＯＳＦＥＴ又はＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴを使用してもよい。これによって、電力変換装置１のエネルギ損失をさらに低減し、低損失化・高効率化を図ることができる。
また、各実施形態では、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がＭＯＳＦＥＴである場合について説明したが、これに限らない。例えば、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４として、バイポーラトランジスタを用いてもよいし、ＩＧＢＴ（Insulated-Gate- Bipolar-Transistor）を用いてもよい。
例えば、第４実施形態（図２０参照）で説明したスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４としてバイポーラトランジスタを用いる場合には、スイッチング素子Ｑ２のコレクタを平滑コンデンサＣ１の正側に接続し、スイッチング素子Ｑ２のエミッタをスイッチング素子Ｑ４のコレクタに接続し、スイッチング素子Ｑ４のエミッタを平滑コンデンサＣ１の負側に接続すればよい。

また、各実施形態では、例えば、図１に示すように、交流電源Ｇと整流回路Ｄとを接続する配線ｈｂに電流検出部１１を設ける場合について説明したが、これに限らない。すなわち、電流検出部１１に代えて、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のドレイン側又はソース側にシャント抵抗（電流検出部）を設置してもよい。これによって、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４に流れる電流を精度よく検出でき、ひいては制御モードを最適なタイミングで切り替えることができる。

また、第１実施形態では、電流検出部１１の検出値Ｉと、閾値Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３と、の比較結果に基づいて、制御モードを決定する場合について説明したが、これに限らない。例えば、電流（負荷）に関する閾値を、閾値Ｉ１のみとして、次のように制御モードを切り替えてもよい。すなわち、電流検出部１１の検出値が閾値Ｉ１未満の場合、前記した同期整流制御を実行し（図６参照）、検出値が閾値Ｉ１以上である場合、リアクトルＬ１を介した短絡電流の経路に含まれるスイッチング素子Ｑ３（又はスイッチング素子Ｑ４）をスイッチングするようにしてもよい（図８、図１０参照）。
このような制御でも、同期整流制御によって低損失化・高効率化を図り、また、スイッチングによって力率の改善、高調波の抑制、昇圧等を行うことができる。なお、前記した「スイッチング」は、同期整流・回路短絡制御であってもよいし（図８参照）、回路短絡制御（図１０参照）であってもよいし、第４実施形態でいえば「スイッチング制御」に相当する。前記した制御方法は、第２〜第５実施形態にも適用できる。

また、例えば、電流に関する閾値を、閾値Ｉ１，Ｉ２のみとし、電流検出部１１の検出値Ｉが閾値Ｉ１以上かつ閾値Ｉ２未満の場合に同期整流・回路短絡制御を実行し（図８参照）、閾値Ｉ２以上である場合に回路短絡制御を実行するようにしてもよい（図１０参照）。

また、各実施形態では、電流検出部１１（図１参照）の検出値に基づいて制御モードを切り替える場合について説明したが、これに限らない。すなわち、配線ｈａ，ｈｂ（図１参照）に流れる電流と正の相関を有する「負荷」を、負荷検出部１５（図１参照）によって検出し、この「負荷」の大きさに基づいて制御モードを切り替えるようにしてもよい。
具体的には、平滑コンデンサＣ１（図１参照）の出力電圧と、複数の閾値と、の比較結果に基づいて制御モードを切り替えてもよい。なお、負荷が大きくなるにつれて出力電圧も大きくなるため、複数の閾値によって分けられる負荷領域と出力電圧との関係は、図３と同様になる。

また、平滑コンデンサＣ１（図１参照）の出力側のインバータ２（図２９参照）の電流値、インバータ２に接続されるモータ３（図２９参照）の回転速度、又は、モータ３の変調率に基づいて、制御モードを切り替えるようにしてもよい。前記した「変調率」とは、インバータ２の直流電圧に対するモータ３の印加電圧（線間電圧）の実効値の比である。なお、負荷が大きくなるにつれてインバータ２に流れる電流（モータ３の回転速度、変調率）も大きくなる。したがって、複数の閾値によって分けられる負荷領域と、インバータ２に流れる電流（モータ３の回転速度、変調率）との関係は、図３と同様になる。

また、第５実施形態では、空気調和機Ｗ（図２９参照）が備える電力変換装置１に関して、制御モードの切替えを行う際に電流検出部１１の検出値（負荷）を用いる場合について説明したが、これに限らない。例えば、室内機Ｕ２（図２９参照）に設置されている室温サーミスタ（図示せず）の検出値と、空気調和機Ｗの設定温度と、の差に基づいて負荷を検出してもよい。この場合、室温と設定温度との差が大きいほど、電力変換装置１の負荷は高くなり、空気調和機Ｗの出力も大きくなる。
また、コンバータ制御部１８が、前記した同期整流制御と、リアクトルＬ１を介した短絡電流の経路に含まれるスイッチング素子Ｑ３（又はスイッチング素子Ｑ４）をスイッチングする制御と、を負荷の大きさに基づいて切り換えるようにしてもよい。

また、各実施形態は、適宜組み合わせることができる。例えば、第２実施形態と第３実施液体とを組み合わせ、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のそれぞれに温度検出部を設け、各温度検出部の検出値と、負荷（例えば、回路電流）の大きさと、に基づいて制御モードを切り替えるようにしてもよい。なお、電力変換装置１が実行する処理については、第３実施形態（図１９参照）と同様であるから説明を省略する。

また、例えば、第４実施形態で説明した電流制御ゲイン調整部２０（図２０参照）と、昇圧比制御部２１（図２０参照）と、を第１実施形態の電力変換装置１（図１参照）に追加し、第４実施形態で説明した方法に基づいて、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４（図１参照）のオン／オフを制御するようにしてもよい。具体的には、部分スイッチング制御を行う際、電源電圧Ｖｓが正の半サイクルの期間においてコンバータ制御部１８は、スイッチング素子Ｑ４を常時オン状態とし、スイッチング素子Ｑ３を所定のディレイ、デューティで複数回スイッチングする。また、高速スイッチング制御を行う際、電源電圧Ｖｓが正の半サイクルの期間においてコンバータ制御部１８は、スイッチング素子Ｑ４を常時オン状態とし、スイッチング素子Ｑ３を所定周波数でスイッチングする。このように、同期整流・回路短絡制御及び回路短絡制御においても、部分スイッチング制御や高速スイッチング制御を適用できる。同様に、第２、第３実施形態に第４実施形態を適用することも可能である。

また、第３実施形態と第５実施形態とを組み合わせ、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４に設置される温度検出部Ｔ３，Ｔ４（図１７参照）の検出値に基づいて、電力変換装置１（図２９参照）の制御モードを切り替えるようにしてもよい。また、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の温度を直接的に検出せずに、室外機Ｕ１（図２９参照）に設置されている外気温サーミスタ（図示せず）の検出値を用いて、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の温度を間接的に検出してもよい。例えば、冷房運転を行う場合には、外気温が高いほど負荷も大きくなり、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４が昇温しやすくなる。したがって、この場合には、外気温に対応する閾値ＩＩ２１，Ｉ３１（図１８参照）が、比較的小さい値で設定される。

また、第４実施形態では、負荷の大きさに基づいて部分スイッチング制御と、高速スイッチング制御と、を切り替える場合について説明したが、これに限らない。すなわち、部分スイッチング制御と高速スイッチング制御の切替えを行わず、電流検出部１１の検出値Ｉが閾値Ｉ１以上かつ閾値Ｉ２未満である場合、部分スイッチング制御のみを実施してもよいし、また、高速スイッチングのみを実施してもよい。そして、検出値Ｉが（負荷の大きさ）が第１保護領域（図３参照）に入った場合には、スイッチング回数を減らしてスイッチング損失の低減を行うことで、素子の熱破壊を防ぐことができる。また、負荷の大きさが第２保護領域（図３参照）に入った場合には、機器の減速運転又は運転停止を行えばよい。

また、第５実施形態では、電力変換装置１が空気調和機Ｗ（図２０参照）に搭載される場合について説明したが、これに限らない。例えば、バッテリへの充電設備、冷蔵庫、給湯機、洗濯機、乗り物等に電力変換装置１を搭載してもよい。
また、各実施形態では、単相の交流電源Ｇの交流電圧を電力変換装置１によって直流電圧に変換する場合について説明したが、これに限らない。例えば、三相の交流電源から供給される交流電圧を直流電圧に変換する場合にも、各実施形態を適用できる。

また、前記した各実施形態は本発明を分かりやすく説明するために詳細に記載したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されない。また、ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成に置き換えることが可能である。また、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成を加える事も可能である。また、各実施形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。

また、前記した各構成、機能、処理部、処理手段等は、それらの一部又は全部を、例えば集積回路で設計する等によりハードウェアで実現しても良い。また、機構や構成は説明上必要と考えられるものを示しており、製品上必ずしも全ての機構や構成を示しているとは限らない。

１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃ 電力変換装置
１１ 電流検出部（負荷検出部）
１２，１２Ｂ 電流比較部（制御部）
１３ 交流電圧検出部
１４ ゼロクロス判定部（制御部）
１５ 負荷検出部
１６ 負荷比較部（制御部）
１７ 直流電圧検出部
１８ コンバータ制御部（制御部）
１９ 記憶部
２０ 電流制御ゲイン調整部
２１ 昇圧比制御部
２ インバータ
３ モータ
４１ 圧縮機（空調回路）
４２ 室外熱交換器（空調回路）
４３ 膨張弁（空調回路）
４４ 室内熱交換器（空調回路）
ｉ 配管（空調回路）
Ｇ 交流電源
Ｃ１ 平滑コンデンサ
Ｄ 整流回路
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４ ダイオード
ｈａ 配線
Ｌ１ リアクトル
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４ スイッチング素子
Ｔ３，Ｔ４ 温度検出部
Ｗ 空気調和機

Claims (10)

1. ブリッジ形に接続される複数のダイオードを有し、交流電源からの電流を整流する整流回路と、
   前記交流電源と前記整流回路とを接続する配線に設けられるリアクトルと、
   前記整流回路の出力側に接続され、前記整流回路から印加される電圧を平滑化して直流電圧にする平滑コンデンサと、
   複数の前記ダイオードのうち、前記平滑コンデンサの正側にカソードが接続されるダイオード、及び／又は、前記平滑コンデンサの負側にアノードが接続されるダイオードのそれぞれに並列接続されるスイッチング素子と、
   前記配線に流れる電流の大きさと正の相関を有する負荷を検出する負荷検出部と、
   前記スイッチング素子を制御する制御部と、を備え、
   前記制御部は、
   前記交流電源の電圧の極性に同期して前記スイッチング素子をオン／オフすることで、前記平滑コンデンサを介して電流を流す同期整流制御と、
   前記リアクトルを介した短絡電流の経路に含まれる前記スイッチング素子をスイッチングするスイッチング制御と、を前記負荷検出部の検出値に基づいて切り換え、
   前記負荷検出部の検出値が第１閾値以上、かつ、前記第１閾値よりも大きい第２閾値未満である場合、前記スイッチング制御として、前記リアクトルを介した短絡電流の経路に含まれる二つの前記スイッチング素子の一方をオン状態とし、他方をスイッチングする同期整流・回路短絡制御を実行し、
   前記負荷検出部の検出値が前記第２閾値以上である場合、前記スイッチング制御として、前記経路に含まれる二つの前記スイッチング素子の一方をオフ状態とし、他方をスイッチングする回路短絡制御を実行し、
   前記負荷検出部の検出値である前記負荷は、前記整流回路の出力側に接続される配線の電流値、前記平滑コンデンサの出力電圧、前記平滑コンデンサの出力側に接続されるインバータの電流値、前記インバータの出力側に接続されるモータの回転速度、又は前記モータの変調率であること
   を特徴とする電力変換装置。
2. 前記制御部は、
   前記負荷検出部の検出値が前記第１閾値未満である場合、前記同期整流制御を実行し、
   前記負荷検出部の検出値が前記第１閾値以上である場合、前記スイッチング制御を実行すること
   を特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記制御部は、
   前記負荷検出部の検出値が、前記第２閾値よりも大きい第３閾値以上である場合、前記平滑コンデンサの出力側のモータを減速又は停止させる保護制御を実行すること
   を特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
4. 前記スイッチング素子の温度を直接又は間接に検出する温度検出部と、
   少なくとも前記第２閾値及び前記第３閾値が、前記スイッチング素子の温度に対応付けて記憶されている記憶部と、を備え、
   前記制御部は、前記温度検出部によって検出される温度に対応する前記第２閾値及び前記第３閾値を前記記憶部から読み出して、前記負荷検出部の検出値と各閾値との大小を比較すること
   を特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
5. 前記スイッチング素子は、ＭＯＳＦＥＴであり、ソースが前記ダイオードのアノードに接続され、ドレインが当該ダイオードのカソードに接続されること
   を特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
6. 前記ダイオードの順方向電圧は、当該ダイオードに並列接続される前記スイッチング素子が有する寄生ダイオードの順方向電圧よりも小さいこと
   を特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
7. 前記ＭＯＳＦＥＴは、スーパー・ジャンクション・ＭＯＳＦＥＴ、又はＳｉＣ‐ＭＯＳＦＥＴであること
   を特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
8. 直列接続される一対のダイオードと、直列接続される一対のスイッチング素子と、が並列接続されることで構成され、前記一対のダイオードの接続点と、前記一対のスイッチング素子の接続点と、がそれぞれ交流電源に接続されるブリッジ回路と、
   前記交流電源と前記ブリッジ回路とを接続する配線に設けられるリアクトルと、
   前記ブリッジ回路の出力側に接続され、前記ブリッジ回路から印加される電圧を平滑化して直流電圧にする平滑コンデンサと、
   前記配線に流れる電流の大きさと正の相関を有する負荷を検出する負荷検出部と、
   前記スイッチング素子を制御する制御部と、を備え、
   前記制御部は、
   前記交流電源の電圧の極性に同期して前記スイッチング素子をオン／オフすることで、前記平滑コンデンサを介して電流を流す同期整流制御と、
   前記交流電源の電圧の正・負の半サイクルそれぞれにおいて、前記一対のスイッチング素子を交互に複数回オン／オフするスイッチング制御と、を前記負荷検出部の検出値に基づいて切り換え、
   前記スイッチング制御を行う際、前記一対のスイッチング素子を交互にオン／オフするたびに前記ブリッジ回路に流れる三角波状の回路電流の予測値と、前記ブリッジ回路における正弦波状の理想電流と、の比較に基づき、前記一対のスイッチング素子を交互にオン／オフするタイミングを設定し、
   前記負荷検出部の検出値である前記負荷は、前記ブリッジ回路の出力側に接続される配線の電流値、前記平滑コンデンサの出力電圧、前記平滑コンデンサの出力側に接続されるインバータの電流値、前記インバータの出力側に接続されるモータの回転速度、又は前記モータの変調率であること
   を特徴とする電力変換装置。
9. 請求項１から請求項８のいずれか一項に記載の電力変換装置と、
   前記電力変換装置から印加される直流電圧を交流電圧に変換する前記インバータと、
   前記インバータから印加される交流電圧で駆動する前記モータと、を備えるとともに、
   前記モータの回転によって駆動する圧縮機と、室外熱交換器と、膨張弁と、室内熱交換器と、が配管を介して環状に順次接続されてなる空調回路を備えること
   を特徴とする空気調和機。
10. ブリッジ形に接続される複数のダイオードを有し、交流電源からの電流を整流する整流回路と、
    前記交流電源と前記整流回路とを接続する配線に設けられるリアクトルと、
    前記整流回路の出力側に接続され、前記整流回路から印加される電圧を平滑化して直流電圧にする平滑コンデンサと、
    複数の前記ダイオードのうち、前記平滑コンデンサの正側にカソードが接続されるダイオード、及び／又は、前記平滑コンデンサの負側にアノードが接続されるダイオードのそれぞれに並列接続されるスイッチング素子と、
    前記配線に流れる電流の大きさと正の相関を有する負荷を検出する負荷検出部と、
    を備える電力変換装置が実行する電力変換方法であって、
    前記交流電源の電圧の極性に同期して前記スイッチング素子をオン／オフすることで、前記平滑コンデンサを介して電流を流す同期整流制御と、
    前記リアクトルを介した短絡電流の経路に含まれる前記スイッチング素子をスイッチングするスイッチング制御と、を前記負荷検出部の検出値に基づいて切り換え、
    前記負荷検出部の検出値が第１閾値以上、かつ、前記第１閾値よりも大きい第２閾値未満である場合、前記スイッチング制御として、前記リアクトルを介した短絡電流の経路に含まれる二つの前記スイッチング素子の一方をオン状態とし、他方をスイッチングする同期整流・回路短絡制御を実行し、
    前記負荷検出部の検出値が前記第２閾値以上である場合、前記スイッチング制御として、前記経路に含まれる二つの前記スイッチング素子の一方をオフ状態とし、他方をスイッチングする回路短絡制御を実行し、
    前記負荷検出部の検出値である前記負荷は、前記整流回路の出力側に接続される配線の電流値、前記平滑コンデンサの出力電圧、前記平滑コンデンサの出力側に接続されるインバータの電流値、前記インバータの出力側に接続されるモータの回転速度、又は前記モータの変調率であること
    を特徴とする電力変換方法。

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