JPH033664A - 電力変換器の制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は交流電源を直流電源に変換する電力変換器にお
いて、入力電流を交流電源の電圧と同相の正弦波に近づ
けて入力力率を改善し高調波障害を抑制すると共（こ、
直流出力電圧を可変に制御できる電力変換器の制御回路
に関する。

〔従来の技術〕

交流電源から直流電源への変換には、一般に交流をダイ
オードブリッジ回路で整流した後に、コンデンサで平滑
して直流を得るコンデンサインプット型整流回路が用い
られてきた。しかしこの整流回路は、基本力率が高いｌ
どもかかわらず、３次、５次等の高調波の含有率が大で
あり、高調波障害の原因となっていた。そこでスイッチ
ング素子のオンオフによるリアクトルのエネルギ蓄積作
用を利用し入力電流を増減させ正弦波に近づける方法が
提案されている。従来のこれらのスイッチング素子の制
御を図面により説明する。第２図は従来技術による電力
変換器の例を示すもので昭和６３年電気学会全国大会瓜
５１１に記載された単相コンバータシステムの回路図で
ある。第２図において、Ｉは単相交流’ａ源、３はリア
クトル、５は平滑コンデンサ、７は負荷、４は２つのス
イッチング素子３１．３２と４つのダイオードから構成
される全波整流回路、１８は電流検出素子８より検出さ
れた入力電流信号、Ｚ９は絶縁変換アンプＺ７より検出
された直流電圧信号である。第３図に示すように直流電
圧指令値Ｖｄｃと直流電圧Ｖｄｃとの偏差を比例、積分
制御したものを、入力電圧Ｖ１ｎとの積により入力電流
指令値ｌ　を作成し、、本 この入力電流指令値！　に対し、ヒステリシスコンパレ
ータで±Δｌのヒステリシス幅を設ける。そして第４図
のように入力電流ｉがこのヒステリシス幅の範囲外に出
た時電源電圧Ｖｉｎが正の区間においてはスイッチング
素子３２を、Ｖｉｎが負の区間ではスイッチング素子３
４をオンまたはオフさせて入力電流五を増減させて追従
形のアナログ電流制御を行うものである。しかしこの制
御では正弦波の立ち上がりの入力電流が／ＪＸさい所で
はりアクトル３に蓄積されるエネルギが小さくなり、エ
ネルギを放出した状態で入力電流ｉがヒステリシス幅内
に収まり追従不能となって入力電流波形に歪が生じる。

この場合ヒステリシスの幅を小さくすれば制御可能にな
るが、電流の大きな所ではスイッチング速度が大きくな
り過ぎて、スイッチングの最小パルス幅の制限を越えて
しまうという問題があった。

そこで制御を全ディジタル及びソフトウェア化したＰＷ
Ｍパターン制御法が提案されており、これによりアナロ
グ的な調整部分を必要とせずシステムの変更への対応が
容易となる。これは昭和６ｌ年電気学会東海支部４１３
５に記載された「ＤＳＰにヨル単相コンバータのソフト
化電流制御などである。第５図は従来技術による一例を
示すものである。

Ｉは単相の交流電源であり、全波整流回路４′は交流電
源端子間２−２′間に内部抵抗ｒのリアクトル３を介し
て接続されており４個のダイオード４ｌ〜４４とその全
部のダイオードにそれぞれ並列に接続された４個のスイ
ッチング素子３１〜３４から構成されている。全波整流
回路４′の出力側には平滑コンデンサ５が接続されてお
り、平滑コンデンサ５の出力端子６−６′間に負荷７が
接続されている。８は入力電流ｉを検出するために交流
電源端子２とリアクトル３との間に取りつけられた電流
検出回路であり、９は位相角θを検出するために交流電
源端子２−２′間に接続された電源電圧Ｖｉｎのゼロ電
圧検出回路であり、Ｚｏは平滑コンデンサの両端の直流
電圧Ｖｄｃを検出するために平滑コンデンサ５の出力端
子６−６′間に接続された電圧検出回路である。ＩＩは
直流電圧の指◆値に相等する直流電圧指令値Ｖｄｃであ
る。

１２’は電流検出回路８及びゼロ電圧位相検出回路９及
び電圧検出回路ＩＯからの出力信号及び直流電圧指令値
を入力してサンプリング周期ごとに入力電流Ｉが電源電
圧Ｖｉｎと同相の正弦波電流となるスイッチングパター
ンを算出する制御回路である。Ｉ３は制御回路１２の出
力信号に基づいてスイッチング素子をオン・オフさせる
駆動回路である。ここで全波整流回路の入力側端子１４
−１４’間の電圧をコンバータ入力電圧Ｖとする。

１１１ｊ［圧Ｖｉｎ　ｓコンバータ入力電圧ｖ１　リア
クの関係が成り立つ。入力電流ｉを電源電圧と同相の正
弦波にするためにコンバータ入力電圧■をスイッチング
により制御している。

サンプリング周期ごとにゼロ電圧検出回路９より位相角
信号、電流検出回路８より入力電流し、電圧検出回路Ｉ
Ｏより直流電圧Ｖｄｃ及び直流電圧指令値Ｖｄｃを制御
回路１２’に入力して、入力を流正が電源電圧Ｖｉｎと
同相の正弦波となりかつ直流電圧Ｖｄｃが直流指令電圧
Ｖｄｃ　　と等しくなるように入力電流指令値ｉ　とコ
ンバータ入力電圧指令値＊ ■　を計算している。

しかしコンバータ入力電圧Ｖはスイッチング素子の導通
状態によって決定され、第５図のスイッチング素子が４
つある回路の場合には上下アームが短絡しないようにス
イッチングが行なわれるので結局コンバータ入力電圧Ｖ
は−Ｖｄｃ＊Ｏｐ■ｄｃの３種類しかとることができな
い。よって制御としてはサンプリング周期に等しい制御
周期でコンバータ入力電圧指令値Ｖ　に最も近いコンバ
ータ入力電圧Ｖを３種類の中から選択し、これを実現す
るスイッチングパターンでスイッチングを行って、入力
電流の正弦波化と直流電圧の可変制御をしているＯ この場合、さらに入力電流歪を改善するにはスイッチン
グの制御周波数を高くすることにより１制御当りの偏差
を小さくして、歪を減少させていくことになる。

〔発明が解決しようとする課題〕

しかしながらこの制御法では制御周期と同一のサンプリ
ング周期で入力電流、直流電圧、電源ゼロクロスを検出
している。サンプリング及びＡ／Ｄ変換時間はシングル
チップマイコンにおいては、処理時間に占める割合が大
きく又、制御演算は乗除算を含むためマイコンでの演算
時間が増加するなど制御周波数のアップは、マイコンへ
の負担が大きくなりサンプリング周期には限界があった
。

本発明の課題は、上記従来の問題点を解消し、ディジタ
ル及びソフトウェア化によるＰＷＭパターンの瞬時値制
御を行ない、また、スイッチングによる入力電流歪を減
少するために、制御周波数のアップだけでなく比較的処
理時間のか＼らないマイコンのタイマ機能を利用してス
イッチングパルスのパルス列の組み合わせを制御するこ
とにより、入力電流波形の波形歪を低減させることがで
きる電力変換器の制御装置を提供することにある。

〔課題を解決するための手段〕

本発明によれば、サンプリング周期ごとに直流電圧指令
値Ｖｄｃ　ｓ入力電流１１直流電圧Ｖｄｃ　ｓ電源ゼロ
クロス信号を制御回路に入力し位相角θの計算を行ない
、才な瞬時回路方程式により入力電流が電源電圧と同相
となり直流電圧が指令値と等しくなるような入力電流指
令値Ｉ　及びコンバータ入力電圧指令値Ｖ　の計算を行
ない、さらに、このコンバータ入力電圧指令値Ｖに相関
したオン時間あるいはデエーテイ比あるいはパルス個数
あるいはパルス密度をもつパルス列を組み合わせたスイ
ッチング信号を決定するようになされている。

即ち、本発明による電力変換器の制御装置は（１）交流
電源の端子間に接続された全波整流回路と、この全波整
流回路を構成する複数個の整流要素と並列に接続された
複数個のスイッチング素子と、前記交流電源端子と前記
全波Ｕ流回路の入力側に接続されたリアクトルと、前記
全波整流回路の出力側に接続された平滑コンデンサと、
前記交流電源端子と、前記リアクトルとの間に配設され
た電流検出回路と、 前記交流電源の端子に接続された電圧位相検出回路と、
前記平滑コンデンサの両端に接続された電圧検出回路と
、前記スイッチング素子をオン・オフするスイッチング
信号を出力する制御回路と、前記制御回路の出力信号を
入力して前記スイッチング素子を駆動する駆動回路とＪ
こよって構成される電力変換器において、 前記電流検出回路が検出した入力電流値と、前記電圧位
相検出回路により検出された位相信号と、前記電圧検出
回路の直流電圧値と前記平滑コンデンサ両端の直流電圧
指令値に相等する指命信号をサンプリング周期ごとに前
記制御回路に入力して、所定の演算により前記全波整流
回路の入力端子であるコンバータ入力電圧の指令値とな
るコンバータ入力電圧指命値を計算し、所定のアルゴリ
ズムにより、前記駆動回路番こスイッチング信号を出力
することを特徴とする。

（２）前記所定の演算は、前記交流電源電圧と前記リア
クトルの両端子電圧と前記整流回路の入力端子電圧との
間Ｉこ成り立つサンプル値系でたでられた電圧方程式に
よる演算であることを特徴とする０ （３）前記所定のアルゴリズムは、コンバータ入力電圧
指令値に相関したオン時間あるいはデユーティ比あるい
はパルス個数あるいはパルス密度をもつ、ｌサンプル周
期に１、回又は複数回オン又はオフするパルス列を組み
合わせた前記スイッチング素子のスイッチング信号を作
成することを特徴とする。

（４）　　前記制御回路はマイクロコンピュータ又はデ
ジタルシグナルプロセッサにより構成されることを特徴
とする。

〔作用〕

本発明ｔこよれば、従来法のサンプリング周期間のパル
ス状態が固定の場合をこ比へ、１制御当りの指令値と実
際の出力値との偏差が減少するので、入力電流の歪が改
善される。また入力力率は向上し電源系統への高調波障
害も抑制され、直流電圧Ｖｄｃも直流電圧指令値Ｖｄｃ
を与えることにより可変に制御できる。

〔実施例〕

以下、本発明の実施例を図面に基づいて詳細に説明する
。

第１図は本発明の一実施例に係る電力変換器の制御装置
の回路図である。第１図において第５図に示したのと同
一符号は、その符号が示す部品、部分等と同じものを示
す。接続関係等についても本実施例と従来例とは同様で
ある。

本実施例において従来例と異なる点は、全波整流回路４
の構成であり、４個のダイオード４１〜４４とその下側
２個のダイオード４１．４２にそれぞれ並列に接続され
た２個のスイッチング素子３１．３２から構成されてい
ることである。

次にこの実施例の動作について説明する。

一定のサンプリング周期ごとに直流電圧指令値＊ Ｖｄｃとゼロ電圧検出回路９より位相信号、電流検出回
路８より入力電流し、電流検出回路１０より直流電圧Ｖ
ｄｃを制御回路Ｉ２に入力して、入力電流ｉが電源電圧
Ｖｉｎと同相の正弦波となり、かつ直流電圧が直流電圧
指命値Ｖｄｃと等しくなるように入力電流指令値１　と
コンバータ入力算圧指÷＊ 値Ｖを電源電圧ｖｉｎ、コンバータ入力電圧Ｖ、入力電
流ｉによって決まるリアクトルの両端電圧の間に成りた
つ電圧方程式式■により計算している。

この計算をマイコンによるリアルタイム処理を行なうの
でサンプル値系の制御となり、サンプル点ｎでの入力電
流を１（ｎ）、電源電圧をＶｉｎ（ｎ）、直流出力電圧
Ｖｄｃ　＠とする。サンプル点ｎとｎ＋１の間で考える
と電源電圧Ｖｉｎはサンプル点間の平リアクトルの両端
電圧の微分項ＬＰｉはサンプル点間でスイッチング状態
の切り換えが生じ入力電流の増減Ｉこ変化が生じるが、
インダクタンス回路であるので急激な変化はないものと
して本実施例ではサンプリング周期Ｔ３の平均値として
とする。よってサンプル点間ｎ−’−ｎ＋１で用いるコ
ンバータ入力電圧をｖ　（ｎ）とするととなる。ここで
サンプル点ｎ＋ｉにおいて入力電流１（ｎ−）−１）を
入力電流指令値ｌ　ω＋１）と等しくするコただし式■
ではサンプル点ｎで使用するｖ　（ｎ）の計算にサンプ
ル点ｎでの情報ｉ　（ｎ）が含まれているので、サンプ
ル点ｎ以前での情報で予測近似してｉ　（ｎ）をｎ−１
次以下で表すと となり式■を式■に代入して式■で行った近似を行うと また、リアクトルの内部抵抗ｒによる電圧降下はサンプ
ル点間で大きな変化はないものとじてｒｌ　（ｎ）　　
＝　ｒｉ　（ｎ−１）　　　　　　　　　　　・・・・
・・■となるのでコンバータ入力電圧指令値ｖ＊（ｎ）
は次式となる。

＊　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　Ｌ　、
＊ｖ（ｎ）　＝２Ｖｆｎ　（ｎ）−Ｖω−１）−２ｒｉ
ω−１）　−、−（ｔ　（ｎ−１−１）　−ｉ　（ｎ−
１）　）　　・・・・・・・・・■、＊ ここでＶ＠の計算には入力ＩＩ！、Ｒ指令値１　　（ｎ
＋１）の波高値ｆ丁工ω十わが必要となる。これは直流
電圧Ｖｄｃを直流電圧指命値ＶｄｃにするためにＶｄｃ
とＶｄｃとの偏差を比例・積分制御しこの結果として入
力電流指令波高値ｖ／２Ｉ　　を得ている。

ｖ’　２　Ｉ　　（ｎ＋１）　＝　Ｋｐ　・ΔＶｄｃ＋
に１−ΣΔＶｄｃ　・−＠にこでΔＶｄｃ　＝　Ｖｄｃ
　　−ＶｄｃただしＶｄｃは直流電圧が入力電流に比べ
電気的時定数が長いことから複数のサンプリング値の平
均をとっている。

次にサンプル点ｎで出力されるスイッチング状態とその
パルス幅の選択について説明する。

本実施例では、全波整流回路４の中にスイッチング素子
を２つもつ回路であるので、スイッチング状態によって
決まるコンバータ入力電圧は第７図のようになり電源電
圧の半周期で２種類の電圧しかとることができない。

電源電圧ＶｉｎがＶｉｎ≧０　の範囲で考えることにす
る。コンバータ入力電圧はＯまたはＶｄｃの２種類であ
る。従来法はパルス幅を変更しないので、この２種類の
電圧のうちクンバー′タ入力電圧指令＊ 値Ｖに近い方を選択することになり、入力電流歪が大き
くなる。本発明のパルス幅の変更は例えば次のようにし
て行う。

まずコンバータ入力電圧指令値Ｖの大きさによリスイツ
チング状態とそのパルス幅が決定される。

この決定されたパルス幅の期間ＴＯＮの間、選択された
スイッチング状態をとり続けＴＯＮ時間経過後から次の
制御までの期間ＴＯＦＴの間はｖ＝Ｑとなるスイッチン
グ状態をとることによりコンバータ入力電圧Ｖは等測的
に０≦Ｖ≦Ｖｄｃの範朋で変更することができる。

力電圧Ｖは０　、１／３Ｖｄｃ　、　２／３Ｖｄｃ　、
　Ｖｄｃ（７）　４　Ｐｌ　類ヲとることができる。ま
たｖｉｎ＜０　　の時はスイッチング状態によりコンバ
ータ入力電圧ＶはＱ　、　−Ｖｄｃの２種類となり、同
様のパルス幅の変更により等２ 測的にＱ　、　−−Ｖｄｃ　、　−Ｖｄｃ　、　−Ｖｄ
ｃ　　の４種類をとる３ ことになる。よってコンバータ入力電圧Ｖの選択は第８
図のようになりコンバータ入力電圧指令値＊ Ｖに最も近づくようにＶのスイッチング状態とパルス幅
を選択している。

そして制御周期ごとにこの選択したスイッチング状態と
パルス幅でスイッチング素子を駆動することで入力電流
が電源電圧と同相の正弦波状で直流電圧が指令値となる
ように制御される。

このようにしてパルス幅の変更により選択できるコンバ
ータ入力電圧Ｖの種類を等測的に増やすことができ、こ
れにより実際に出力するＶと指令＊ 値Ｖ　との偏差を小さくすることができ、入力電流歪を
小さくすることができる。

入力電流歪は一般に制御周波数をアップさせることでさ
らに改善されるがこの方法だけではマイコンに負担がか
かるので、本方式のようにパルス幅の変更を加えること
で入力電流歪をより小さくすることができる。

なお第２の実施例として、第６図のよう化全波整流回路
４の構成でスイッチング素子が１コだけ用いられた回路
に対するものである。この実施例でも第１の実施例と同
様の制御を行うことができる。

第３の実施例としては従来例で使用されている第５図の
ような回路構成に対するものである。ただし、この回路
構成の場合スイッチング状態によって決まるコンバータ
入力電圧は−Ｖｄｃ、Ｏ，Ｖｄｃ　　の３種類となるの
で前述の実施例と同様をこパルス幅ある。

又、本実施例ではコンバータ入力電圧指命値に相関した
オン時間をもつ、１サンプル周期に１回オンするパルス
列を組合わせたスイッチング信号を出力する方法につい
て述べたが、コンバータ入力電圧指命値に相関したデユ
ーティ比あるいは、一定パルス幅のパルスのパルス個数
又バ一定ハルス幅のパルスのパルス密度をもつ、パルス
列を組合わせたスイッチング信号をスイッチング素子に
出力する方法を用いても、入力電流を時間的に１サンプ
ル周期以下の細かさで制御することによって入力電流の
波形歪を同様に低減できることは明らかである。

なお、上記実施例におけるパルス幅変更法におンバータ
入力電圧Ｖを等測的にとることができる。

よってこの場合のスイッチング状態を表すＶとそのパル
ス幅の選択は第９図のようになる。

なお上記の実施例では電源を単相としたが３相の電源に
対しても同様の制御を行うことが可能でいるが、これは
説明を簡単化するためのものであって、さらに細かくパ
ルス幅を変更することは可能である。

第１０図はスイッチングパターンの例を示す図であり、
例えば、デユーティ比変更の場合、スイッチングパター
ンを第１０図（Ｃ）に示すような１サンプリング周期当
り２パルスとし、デエーテイ比バータ入力電圧Ｖの選択
は第１２図に示すようになる。第１０図の（５）は従来
法、（至）はパルス幅変更、（ｑはデユーティ比変更、
口はパルス密度変更を示す。

さらに、上記実施例におけるスイッチングの制御周波数
とはサンプリング周波数のことであり、この周波数を高
くするとサンプリング周期が短かくなる。しかし入力電
流、直流電圧検出のための〜Φ変換や、コンバータ入力
電圧指令値Ｖの演算の処理には一定時間必要とするので
この処理時間以下のサンプリング周期をとることができ
なくなリサンプリング周波数アップには限界がある。

パルス密度変更の場合は、サンプリング周波数を上げる
のではなく、１サンプリング周期内で、演算、変換の処
理を１回だけ行い、演算した結果＊ のＶに応じたパルス密度をきめ、これに応じた回数スイ
ッチングを行う。その結果、スイッチングの周波数がア
ンプし、例えば、第１１図に示す従来法（５）または、
１サンプリング周期に１パルスのパルス幅変更の場合（
至）に比べ、パルス密度変更（ｑの場合は、１スイッチ
ング当りの偏差量が小さくなり、入力電流歪が減少する
ことになる。その具体的な例を第１３図ｉこ示す。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明によれば、入力電流を電源
電圧と同相の正弦波状にすることができ、かつ、直流電
圧を可変に制御することができると共に入力電流歪をよ
り小さくすることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の第１実施例に係る電力変換器の制御
装置のブロック図、第２図は従来の電力変換器を示すブ
ロック図、第３図は従来法の制御ブロック図、第４図は
従来の追従形を流制御法を示す図、第５図は従来及び第
３実施例に係る電力変換器のブロック図、第６図は第２
実施例に係る電力変換器のブロック図、第７図は第１実
施例ｔこおけるスイッチング状態とコンバータ入力電圧
との関係を示す図、第８図は第１実施例におけるスイッ
チング状態とパルス幅の選択を示す図、第９図は、第３
実施例におけるスイッチング状態とパルス幅の選択を示
す図、第１Ｏ図はスイッチングパターン例を示す図、第
１１図はパルスパターンに対する入力電流波形を示す図
、第１２図はデユーティ比変更の場合のスイッチング状
態とパルスのオン・オフ時間を示す図、第１３図はパル
ス密度変更の場合のスイッチング状態とパルス数を示す
図である。 ４°°・整流回路、３１．３２−・・スイ４１〜４４・
・・ダイオード。 ツチング素子、

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. （１）交流電源の端子間に接続された全波整流回路と、
   この全波整流回路を構成する複数個の整流要素と並列に
   接続された複数個のスイッチング素子と、前記交流電源
   端子と前記全波整流回路の入力側に接続されたリアクト
   ルと、前記全波整流回路の出力側に接続された平滑コン
   デンサと、前記交流電源端子と前記リアクトルとの間に
   配設された電流検出回路と、 前記交流電源の端子に接続された電圧位相検出回路と、
   前記平滑コンデンサの両端に接続された電圧検出回路と
   、 前記スイッチング素子をオン・オフするスイッチング信
   号を出力する制御回路と、 前記制御回路の出力信号を入力して前記スイッチング素
   子を駆動する駆動回路とによつて構成される電力変換器
   において、 前記電流検出回路が検出した入力電流値と前記電圧位相
   検出回路により検出された位相信号と、前記電圧検出回
   路の直流電圧値と前記平滑コンデンサの両端の直流電圧
   指令値に相等する指令信号をサンプリング周期ごとに前
   記制御回路に入力して、所定の演算により前記全波整流
   回路の入力端子であるコンバータ入力電圧の指令値とな
   るコンバータ入力電圧指令値を計算し、所定のアルゴリ
   ズムにより、前記駆動回路にスイッチング信号を出力す
   ることを特徴とする電力変換器の制御装置。
2. （２）前記所定の演算は、前記交流電源電圧と前記リア
   クトルの両端子電圧と前記整流回路の入力端子電圧との
   間に成り立つサンプル値系でたてられた電圧方程式によ
   る演算であることを特徴とする前記特許請求の範囲第１
   項記載の電力変換器の制御装置。
3. （３）前記所定のアルゴリズムは、コンバータ入力電圧
   指令値に相関したオン時間あるいはデューティ比あるい
   はパルス個数あるいはパルス密度をもつ、１サンプル周
   期に１回又は複数回オン又はオフするパルス列を組み合
   わせた前記スイッチング素子のスイッチング信号を作成
   することを特徴とする前記特許請求の範囲第１項記載の
   電力変換器の制御装置。
4. （４）前記制御回路はマイクロコンピュータ又はデジタ
   ルシグナルプロセッサにより構成されることを特徴とす
   る前記特許請求の範囲第１項記載の電力変換器の制御装
   置。