JP3369981B2

JP3369981B2 - 正弦波入出力単相倍電圧交直変換回路の定サンプリング型ｐｗｍ装置

Info

Publication number: JP3369981B2
Application number: JP30631598A
Authority: JP
Inventors: 英介正田; 正明大島
Original assignee: 東京電力株式会社
Priority date: 1998-10-13
Filing date: 1998-10-13
Publication date: 2003-01-20
Anticipated expiration: 2018-10-13
Also published as: JP2000125575A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は電源装置として使用
される正弦波入出力単相倍電圧交直変換回路の定サンプ
リング型ＰＷＭ装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】一般に、家電機器や通信電源などでは、
単相倍電圧型交直変換回路が用いられている。これは回
路のシンプルさがあるばかりか、ＡＣ−ＤＣ間が一線共
通（ＤＣの中性点が直接交流系統に接続されているた
め）であるため、直流側のノイズ対策が楽な点に特徴が
ある。

【０００３】図１６は従来装置の概要を示し、受電点よ
り左側が商用系統、右側が電源装置である。図１６にお
いて、ｅ_A(t) は交流電圧、Ｌ_Sは系統のインダクタン
ス、Ｌ_Pは整流装置内のインダクタンス、Ｅ_d1，Ｅ_d2は
２次電池、Ｕ，Ｘは自己ターンオフデバイス（ＭＯＳＦ
ＥＴ，ＩＧＢＴなど）である。

【０００４】即ち、主回路にある２つのＵ，Ｘは主素子
であって、夫々に対してはダイオードＤ_U，Ｄ_Xを並列
に接続すると共に、これらを直列接続し、かつ２つの２
次電池Ｅ_d2，Ｅ_d1からなる直流電源を並列接続した後、
直流の中性点を直接、交流系統に接続している。

【０００５】上記構成からわかるように、Ｅ_d2，Ｅ_d1の
夫々が交流の波高値よりも大きくなければ、制御そのも
のが不可能であり、その意味において直流倍電圧変換回
路と称される。

【０００６】図１６に示される単相倍電圧交直変換回路
そのものは、系統連系用途及びＵＰＳ（Ｕｎｉｎｔｅｒ
ｒｕｐｔｉｂｌｅＰｏｗｅｒＳｕｐｐｌｙ）に適用
することは公知である。例えば、昭和６３年電気学会産
業応用部門全国大会予稿集（Ｐ４５７〜Ｐ４６２）
（以下、文献１と称す）には、家庭用エアコンの交流入
力部への適用例が示されている。

【０００７】又、平成６年電気学会産業応用部門全国大
会予稿集Ｔ２１（以下、文献２と称す）には、家電機
器向けの正弦波入力倍電圧整流回路としての適用例が、
更に雑誌ＯＨＭ９８年３月号（Ｐ７２）（以下、文献
３と称す）には、小型単相ＵＰＳへの適用例が示されて
いる。

【０００８】これらの各装置において、交流入力はＰＷ
Ｍ（ＰｕｌｓｅＷｉｄｔｈＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）
コンバータで入力電流が正弦波となるよう制御されなが
ら整流され、２次電池を充電しつつインバータに電力が
供給されるものである。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】以上説明したように、
パワーデバイスのゲート指令の作成法であるＰＷＭ方式
に関しては、例えば文献１はキャリア比較方式であり、
文献２ではヒステリシスコンパレータ方式である。更に
文献３にはＰＷＭ方式に関する記載は特にないが、キャ
リア比較方式であると考えられる。

【００１０】既に説明したように、倍電圧交直変換回路
では入出力の１線が共通であるため、トランスレスで用
いてもノイズ発生が少ないと言う利点があり、このた
め、家電機器などでコストダウン要求に強い機器への適
用に向いている。

【００１１】しかし従来技術によるＰＷＭ方式は、キャ
リア比較方式あるいはヒステリシスコンパレータ方式な
どのアナログ技術をベースとした方式である。そのため
現在、コストダウンの要素として主流となりつつあるデ
ィジタル制御には高価な高速プロセッサを必要とするた
め、適していない。

【００１２】本発明は上記事情に鑑みてなされたもので
あり、主素子が２個のみの簡単な構成のみの、正弦波入
出力単相倍電圧交直変換回路の定サンプリング型ＰＷＭ
装置を提供することを目的としている。

【００１３】

【課題を解決するための手段】本発明の[請求項１]に係
る正弦波入出力単相倍電圧交直変換回路の定サンプリン
グ型ＰＷＭ装置は、２個の主素子の夫々にダイオードを
逆並列してそれらを直列接続し、前記主素子の直列回路
に対して夫々並列に直流電源を接続すると共に、前記２
個の主素子及び２個の直流電源の中性点を、連系された
単相交流系統に対して一線共通に直接接続した単相倍電
圧交直変換回路において、前記一線共通とした線路の反
対側線路の連系点の系統交流電流値ｉ_ｐ（ｔ）を、予め
決められた定サンプリング周期Ｔ_ｓ毎に検出して、正弦
波電流による目標関数ｊ（ｔ）と比較し、前記系統電流
値ｉ_ｐ（ｔ）と目標関数ｊ（ｔ）との差である誤差関数
Δｔ（≡ｉ_ｐ（ｔ）−ｊ（ｔ））を導出し、各サンプリ
ング時刻（ｔ_０，ｔ_１，……ｔ_ｎ＋１……）で得た誤差
関数の向きをもとに、各主素子のゲート指令を下記表１
から選択するようにした。

【表１】

【００１４】このように主素子のスイッチングモードを
選択すれば、誤差関数が負ならばΔ（ｔ_n）≦０、系統
電流が目標関数より小であるため、主素子Ｘオン（主素
子Ｕオフ）にて系統電流を増大させ、又、誤差関数が正
ならばΔ（ｔ_n）＞０、系統電流が目標関数より大であ
るため、主素子Ｕオン（主素子Ｘオフ）にて系統電流を
減少させることができ、しかも、これらの作用は交流系
統の所定正弦波の変化幅内にて行なわれる。

【００１５】本発明の[請求項２]に係る正弦波入出力単
相倍電圧交直変換回路の定サンプリング型ＰＷＭ装置
は、請求項１において、各サンプリング時刻ｔ_ｎにおい
て計測された誤差関数であるΔ（ｔ_ｎ）の向きをもと
に、時刻ｔ_ｎ＋Ｔ_Ｃでのゲート指令を下記表２から選択
するようにした。

【表２】

【００１６】本発明の[請求項３]に係る正弦波入出力単
相倍電圧交直変換回路の定サンプリング型ＰＷＭ装置
は、請求項１において、前記２個の直流電源を夫々コン
デンサに置き換え、目標関数ｊ（ｔ）を下記（８）式で
示す正弦波とすると共に、その振幅値Ａ（ｔ）を下記
（９）式とし、直流出力電圧値を所定値に制御するよう
にした。記

【数１】

【００１７】本発明の[請求項４]に係る正弦波入出力単
相倍電圧交直変換回路の定サンプリング型ＰＷＭ装置
は、請求項１において、前記交流側を負荷に接続し、目
標関数ｊ（ｔ）は下記（１０）式の通りラプラス変換し
た形で表記して交流出所定値に制御するようにした。記

【数２】

【００１８】

【発明の実施の形態】図１は［請求項１］に係る実施の
形態を示す構成図である。図１において、図１６と同一
部分については同一符号を付して説明を省略する。図１
が図１６と異なる部分はゲート指令を作成するところだ
けである。

【００１９】したがって差異部分についてだけ説明す
る。１はパルス幅変調器、２はパルス発生器、３は目標
関数（指令）、４は連系点に設けた変流器、５は加算器
である。

【００２０】次に動作説明をする。パルス幅変調器１は
パルス発生器２からのサンプリングパルスを受けて動作
する。今、目標関数ｊ(t) を正弦波とし、主回路の連系
点の交流電流値ｉ_P(t) との差Δ（ｔ）（以後、誤差関
数と称す）が目標追従範囲内であるか否かを一定サンプ
リング周期Ｔ_S毎に判定する。

【００２１】そして誤差関数が目標追従範囲から逸脱し
たとき、前記した２個の主素子からなる倍電圧交直変換
回路の前記主素子のスイッチングモードを選択して、連
系点の交流電流値ｉ_P(t) を所定の範囲内に制御しよう
とするものである。

【００２２】ここで、パルス変調器１は各サンプリング
時刻ｔ_n（ｔ_n−ｔ_n-1＝Ｔ_S：Ｃｏｎｓｔ）毎に系統
電流ｉ（ｔ_n）と目標関数ｊ（ｔ_n）との誤差関数Δ
（ｔ_n）（≡ｉ（ｔ_n）−ｊ（ｔ_n））の値を読込み、
制御遅れ時間Ｔ_C（Ｔ_C≦Ｔ_S）後のｔ_n＋ｔ_cにて、
２つの主素子に対するゲート指令を出力する。

【００２３】ゲート指令としては下記のように定める。 Δ（ｔ_n）≦０であれば、ＵオフかつＸオン。 Δ（ｔ_n）＞０であれば、ＵオンかつＸオフ。

【００２４】このように主素子のスイッチングモードを
選択すれば、誤差関数が負ならばΔ（ｔ_n）≦０であっ
て、系統電流が目標関数より小であるため、主素子Ｘオ
ン（主素子Ｕオフ）にて系統電流を増大させ、又、誤差
関数が正ならばΔ（ｔ_n）＞０であって、系統電流が目
標電流より大であるため、主素子Ｕオン（主素子Ｘオ
フ）にて系統電流を減少させることができ、しかもこれ
らの作用は交流系統の所定正弦波の変化幅内にて行なわ
れる。

【００２５】本実施の形態によれば、定サンプリング毎
の判断のみで済むためサンプル負荷が小で済む。即ち、
従来の三角波比較の場合はアナログ量である三角波をデ
ィジタル変換した後、各サンプル毎の判断を行なってい
たため、ディジタル制御量が大であったのに対して、本
実施の形態では定サンプル毎の判断で済むため、計算機
の負荷量が小である。したがって遅いマイクロプロセッ
サが使用でき、効率的である。

【００２６】次に［請求項２］は主素子のゲート指令に
関するものであり、図２を用いて説明する。図２が検討
対象である倍電圧交直変換回路であり、直流電圧源をコ
ンデンサに置き換えたものである。なお、主素子、Ｕ，
Ｘは例えばＭＯＳＦＥＴ，ＩＧＢＴ，ＧＴＯ等の場合で
ある。そしてＥ_D1＞０，Ｅ_D2＞０とする。

【００２７】整流装置内のインダクタンスＬ_Pを流れる
電流ｉ_P(t) は次の方程式により定まる。なお、ｖ(t)
はスイッチング電圧であって、主素子Ｕ，Ｘの動作によ
って一義的に定まる。又、主素子の動作モードは表３に
よって示される。

【数３】

【００２８】

【表３】

【００２９】表３からわかるように、ｉ_P(t) を増加さ
せたい時にはモードＩを、又、ｉ_P(t) を減少させたい
時にはモードIII を選べば、原理的にはｉ_P(t) を任意
の波形に追従させることが可能となると考えられる・

【００３０】しかし殆どの適用対象では正弦波のみで十
分であるため、正弦波に限定することにより、設計範囲
に余裕が生じると想定されることから、ここでは目標関
数ｊ(t) を正弦波に限定する。したがって系統電源の交
流電圧ｅ_A(t) と目標関数ｊ(t) とは（２）式となる。
なお、θは力率角である（２π＞θ≧０）。ここでΔ
（ｔ）を（３）式とおき、（２），（３）の各式を
（１）式に代入すると（４）式が得られる。

【００３１】

【数４】

【００３２】ここで、Ｅ_D1，Ｅ_D2の内で大きい方の値を
Ｅ_BB、小さい方の値をＥ_Bとする（Ｅ_BB≧Ｅ_B＞０）。
（４）式において、ｓｉｎ（ωｔ−ψ）項の値に拘ら
ず、スイッチングによってΔ（ｔ）を自由に増減できる
ための必要十分条件は（５）式であり、この（５）式は
（６）式のように変形できる。そして（６）式が満たさ
れるための必要十分条件は（７）式が満たされることで
ある。

【００３３】

【数５】

【００３４】そこで、スイッチングモードを次のように
考える。即ち、時刻ｔ_nでの誤差関数値Δ（ｔ_n）の向
きに応じて、時刻ｔ_n＋Ｔ_C（Ｔ_S＞Ｔ_C）での動作モ
ードを、（１）Δ（ｔ_n）≦０であれば、モードＩと
し、（２）Δ（ｔ_n）＞０であれば、モードIII とす
る。

【００３５】なお、前記モードＩでｉ_P(t) ＜０の時に
は、電流はダイオードＤ_Xを通るので、この場合はモー
ドIIとしても同じ動作である。又、モードIII でｉ
_P(t) ≧０の時には、電流はＤ_Uを通るので、この場合
にもモードIIとしても同じ動作である。ｉ_P(t) がｊ
(t) に追従するという前提で、既に示した（表２）下記
表４のスイッチングモードが得られる。

【００３６】

【表４】

【００３７】表４のスイッチングモードの長所は、ｊ
(t) ≧０の半サイクルの期間では主素子Ｘのみがオン・
オフし、ｊ(t) ＜０の半サイクルではＵのみがオン・オ
フすることが一目で明らかな点である。本実施の形態に
よれば前記同様の効果が得られる。

【００３８】図３は［請求項３］の実施の形態を示す構
成図である。そして、本実施の形態では、直流電圧源を
コンデンサに置き換えた場合の、目標関数ｊ(t) を作成
するためのブロック図である。即ち、既に説明した図
１，図２では目標指令関数に対して、いかに追従させる
かを示したものであるが、本実施の形態では前記考え方
をもとに、直流電圧を一定にするような目標関数をいか
に作成するかについてのものである。

【００３９】要するに図１，図２で示したものを整流器
として使用するものである。図３から明らかなように、
直流電圧源としてコンデンサｃ_１，ｃ_２を用いているた
め、直流出力電圧Ｅ_Ｄ（ｔ）はコンデンサで維持されて
負荷に供給される。したがって、この場合の目標関数の
作成手段である図１との構成上の差異は上記したコンデ
ンサを用いた部分と、下部に示す制御手段の作成部分で
ある。

【００４０】先ず、結論から言えば目標関数ｊ(t) を正
弦波として（８）式に示し、その場合の振幅値Ａ(t) を
（９）式としようとするものである。なお、Ｌ・Ａ(s)
は振幅値Ａ(t) のラプラス変換とする。

【００４１】

【数６】

【００４２】次に図３を用いて、目標指令関数ｊ(t) の
作成の概要を説明する。先ず、図３の３１で受電点の電
圧位相を検出し、３２でθ値を設定し、３３にて系統に
同期した交流電流√２ sin（ωｔ−θ）を発生する。
又、３４の直流電圧の設定値Ｖ_Dと３５の実際の直流出
力電圧Ｅ_D(t) とから加算回路３６にてＶ_D−Ｌ・Ｅ
_D(t) を作り、更に３７によって１次遅れのフィードバ
ック要素（Ｖ_D−Ｌ・Ｅ_d(t) ）＋Ｋ₁／１＋Ｔ₁Ｓを
作成する。

【００４３】又、３４の直流電圧の設定値Ｖ_Ｄと３５の
直流電圧の計測値Ｅ_Ｄ（ｔ）とから加算回路３６にて直
流出力電圧Ｖ_Ｄ−Ｌ・Ｉ_Ｄ（ｓ）をつくり、３７の１次
遅れの出力を加算回路３８に入力する。一方、３９１に
て１次遅れのフィードフォワード要素Ｌ・Ｉ_ｂ（ｔ）Ｋ
／Ｅ_Ａcosθ×Ｋ_２／１＋Ｔ_２Ｓを作成する。次いで加
算回路３９１にて前記フィードバック要素とフィードフ
ォワード要素を加算し、乗算回路３９２にて（８），
（９）式に示す最終的な目標関数ｊ（ｔ）を作成する。

【００４４】上記各式中にあるフィードバックゲインＫ
₁の意味は、直流電圧の誤差が１［Ｖ］あったら交流側
の電流を何［Ａ］にするかを示すものであり、同じく、
フィードフォワードゲインＫ₂の意味は、直流電流が１
［Ａ］流れたら交流電流を何［Ａ］流すかを示すもので
ある。なお、目標関数ｊ(t) ができた後の作用は既に説
明した通りであるため省略する。

【００４５】本実施の形態によれば、整流器として使用
した場合に交流側を所定の正弦波に保ちつつ、直流出力
を一定値に制御することが可能となる。

【００４６】図４は［請求項４］の実施の形態を示す構
成図である。本実施の形態では交流側を負荷に接続する
ことによりＵＰＳ運転とするようにしたものである。こ
の場合、交流出力電圧を一定の正弦波に保持する必要が
あり、そのための目標関数を作成するものである。

【００４７】図４において上部にある回路部の構成は、
直流側と交流側を左右反対にして、右側になった交流電
圧ｅ_A(t) と出力電流ｉ(t) を負荷に出力するものであ
り、基本構成は既に説明したものと同じであり、その差
異は下部にある制御回路部分である。

【００４８】本実施形態では目標関数ｊ(t) そのものを
下記（１０）式の通りラプラス変換したものである。

【数７】Ｌ・ｊ(s) ＝α（Ｌ・Ｖ_A(s) −Ｌ・ｅ_A(s) ）＋βＬ・ｉ(s) ＋γＣ_FＳＬ・Ｖ_A(s) ……（１０）但し、Ｖ_A(t) ：Ｖ_A(t) ＝√２Ｅ_A sinωｔ［Ｖ］正弦波出力指令電圧波形ｅ_A(t) ：出力電圧波形［Ｖ］ｉ(t) ：出力電流波形［Ａ］Ｃ_F：交流フィルタ用コンデンサ［Ｆ］ α：電圧フィードバックゲイン（α＞０） β：電流フィードフォワードゲイン（β≧０） γ：Ｃ_F電流ゲイン（γ＞０）

【００４９】以下、ｊ(t) の作成概要を図４によって説
明する。先ず、４１によって正弦波の指令出力電圧Ｖ_A
(t) を加算回路４２へ入力し、電圧変成器４３からの実
際の出力電圧ｅ_A(t) との差をとった後、４４にて電圧
フィードバックゲインαを乗じて加算回路４５へ入力す
る。

【００５０】一方、交流出力電流ｉ(t) を変流器４６に
て検出し、４７にて電流フィードフォワードゲインβを
乗じて加算回路４５に入力する。又、交流フィルタ用抵
抗Ｒ_Fを介して交流フィルタ用コンデンサＣ_Fに流れる
電流Ｃ_F・ｄＶ_A／ｄｔを４８にて検出又は計算し、４
９にてＣ_F電流ゲインγを乗じて加算回路４５へ入力す
る。

【００５１】４５で得られるものは下記となって、４９
１の電流リミッタを経由して４９２にて目的とした（１
０）式のｊ(t) を得る。更に４９３にて前記ｊ(t) の符
号を反転して加算回路４９４へ入力すると共に、連系点
の電流ｉ_P(t) を４９５にて反転し、これを加算回路４
９４へ入力する。加算回路４９４からは誤差関数Δ
（ｔ）が得られて、これはパルス幅変調器１へ入力され
る。

【００５２】以後のスイッチング動作は既に説明した通
りである。本実施の形態によれば、交流側を負荷に接続
することにより交流出力を一定の正弦波に保つための交
流電圧制御が可能となる。

【００５３】（実施例１）以下に［請求項１］と［請求
項３］を適用した単相倍電圧整流回路の実施例の動作を
計算機シミュレーションにより示す。図５が本実施例の
主回路の構成図である。単相１００Ｖ，５０Ｈｚの商用
系統から受電するＤＣ３６０Ｖ，１ＫＶＡの電源装置を
対象とし、力率は１とする。

【００５４】直流電圧の設定値は３６０Ｖとし、この電
圧に制御されることを示す。そして系統側のインピーダ
ンスはＬ_S＝１％とし、他の主回路定数は図５の通りと
した。又、θ＝０とし、その他Ｋ₁＝０．２５，Ｔ₁＝
３７ｍｓ，Ｋ₂＝３６０／１００＝３．６，Ｔ₂＝０，
Ｔ_s＝２０μｓ，Ｔ_c＝１０μｓとした。

【００５５】図６は出力電圧と系統交流電圧波形との関
係を示し、横軸に時間［ｍｓ］，縦軸に電圧［Ｖ］を示
す。図６に示されるように出力電圧はほゞ設定値の３６
０［Ｖ］に制御されていて、現れている１００Ｈｚのリ
プル電圧は±２．６［Ｖ］であり、系統交流電圧はほゞ
正弦波である。

【００５６】図７は交流電流と系統電圧波形との関係を
示し、横軸に時間［ｍｓ］，縦軸に電圧［Ｖ］と電流
［Ａ］とが示されてる。図７から明らかなように力率は
ほゞ１．０に保たれており、交流電流の総合ひずみ率は
０．９で小さい。

【００５７】図８はゲート指令と時間との関係図で横軸
に時間［ｍｓ］を、縦軸にゲート指令電圧［Ｖ］を示
し、上側がＵゲート，下側がＸゲートである。図８から
わかるように、Ｕゲート，Ｘゲートともに安定に作成さ
れている。なお、平均スイッチング周波数は約８ＫＨｚ
であり、ほゞ６サンプルに１回の割合で、ゲート指令が
変更されている。

【００５８】図９は直流電圧指令Ｖ_dを、３６０Ｖ→３
２０Ｖ→３６０Ｖに変化させた場合の特性を示し、横軸
に時間［ｍｓ］，縦軸に電圧［Ｖ］を示す。図９から明
らかなように、ＰＷＭは安定しており、交流電流の力率
は１．０、直流出力電圧は指令に追従して制御されてい
る。

【００５９】（実施例２）図１０は［請求項２］の実施
例を示す構成図であり、ＡＣ１００Ｖ，５０Ｈｚの商用
系統から充電する１ＫＶＡのチャージャーを考える。な
お、２つのバッテリ（各々１８０Ｖ）を同時に充電する
ものとし、Ｔ_s＝２０μｓ，Ｔ_c＝１０μｓは実施例１
と同じとし、ＰＷＭ方式には［請求項２］を適用する。
又、入力は１ＫＶＡ，力率は０．９（遅れ）とする。

【００６０】図１１は交流電流と系統電圧波形を示し、
横軸に時間［ｍｓ］，縦軸に電圧［Ｖ］，電流［Ａ］を
示す。図１１に示されるように交流電流はほゞ正弦波で
あり、力率は０．９となっている。又、総合ひずみ率は
０．７％であって少ない。

【００６１】図１２はゲート指令波形を示し、横軸に時
間［ｍｓ］，縦軸にゲート指令電圧［Ｖ］を示す。図１
２に示されるようにそれらは安定している。実施例１と
の差は半周期毎に休止期間が入っている。従って平均ス
イッチング周波数は、実施例１の約半分となり５．０Ｋ
Ｈｚである。

【００６２】（実施例３）図１３は［請求項１］と［請
求項４］を適用したＡＣ１００Ｖ，５０Ｈｚ，１ＫＶＡ
のＵＰＳ回路構成図である。Ｔ_s＝２０μｓ，Ｔ_C＝１
０μｓ，α＝０．０５，β＝０．９８，γ＝１．０１と
した。

【００６３】図１４は出力電圧，出力電流，ＡＣ−ＡＶ
Ｒの基準電圧（５０Ｈｚ，ＡＣ１００Ｖ）を示す。図１
４に示されるように、負荷投入時に、若干電圧の落ち込
みがあるが、すぐに回復しており、ほゞ基準通りの正弦
波電圧が発生している。出力電圧の総合ひずみ率は１．
５％で小さい。

【００６４】図１５はゲート指令波形を示し、横軸に時
間［ｍｓ］，縦軸にゲート指令電圧［Ｖ］を示し、上部
にＵゲートを、下部にＸゲートを示す。各ゲートとも安
定に作成されている。

【００６５】上記説明及び計算機によるシミュレーショ
ン結果に示されるように、十分初期の目的が達成される
ことがわかる。

【００６６】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば単
相倍電圧交直変換回路においても、定サンプリング制御
が適用できる結果、従来では制御量が大であったもの
が、定サンプル毎の判断ですむため、遅い計算機が使用
できて、効率的な処理が可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】［請求項１］の実施の形態を示す構成図。

【図２】［請求項２］を説明するための実施の形態を示
す構成図。

【図３】［請求項３］の実施の形態を示す構成図。

【図４】［請求項４］の実施の形態を示す構成図。

【図５】［請求項１］，［請求項３］についての計算機
シミュレーションに際して使用した主回路構成図。

【図６】図５による計算機シミュレーションの結果の出
力電圧と系統電圧波形図。

【図７】図５による計算機シミュレーションの結果の交
流電圧と系統電圧波形図。

【図８】図５による計算機シミュレーションの結果のゲ
ート指令波形図。

【図９】図５による計算機シミュレーションの結果の直
流電圧指令Ｖ_dを変化させた場合の特性図。

【図１０】［請求項２］についての計算機シミュレーシ
ョンに際して使用した主回路構成図。

【図１１】図１０による計算機シミュレーションの結果
の交流電流と系統電圧波形図。

【図１２】図１０による計算機シミュレーションの結果
のゲート指令波形図。

【図１３】［請求項１］，［請求項４］についての計算
機シミュレーションに際して使用した主回路構成図。

【図１４】図１３による計算機シミュレーションの結果
の出力電圧，出力電流，ＡＣ−ＡＶＲの基準電圧を示す
図。

【図１５】図１３による計算機シミュレーションの結果
のゲート指令波形図。

【図１６】従来の単相倍電圧交直変換回路を説明する
図。

【符号の説明】

１パルス幅変調器２パルス発生器

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献特開昭62−18978（ＪＰ，Ａ) 特開昭62−221014（ＪＰ，Ａ) 特開平４−340337（ＪＰ，Ａ) 特開平７−67352（ＪＰ，Ａ) 特開平10−56783（ＪＰ，Ａ) 特許2680494（ＪＰ，Ｂ２) 特許2775572（ＪＰ，Ｂ２) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02M 7/00 - 7/98

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】２個の主素子の夫々にダイオードを逆並
列してそれらを直列接続し、前記主素子の直列回路に対
して夫々並列に直流電源を接続すると共に、前記２個の
主素子及び２個の直流電源の中性点を、連系された単相
交流系統に対して一線共通に直接接続した単相倍電圧交
直変換回路において、前記一線共通とした線路の反対側
線路の連系点の系統交流電流値ｉ_ｐ（ｔ）を、予め決め
られた定サンプリング周期Ｔ_ｓ毎に検出して、正弦波電
流による目標関数ｊ（ｔ）と比較し、前記系統電流値ｉ
_ｐ（ｔ）と目標関数ｊ（ｔ）との差である誤差関数Δｔ
（≡ｉ_ｐ（ｔ）−ｊ（ｔ））を導出し、各サンプリング
時刻（ｔ_０，ｔ_１，……ｔ_ｎ＋１……）で得た誤差関数
の向きをもとに、各主素子のゲート指令を下記表１から
選択することを特徴とする正弦波入力単相倍電圧交直変
換回路の定サンプリング型ＰＷＭ装置。【表１】
【請求項２】請求項１記載の正弦波入出力単相倍電圧
交直変換回路の定サンプリング型ＰＷＭ装置において、
各サンプリング時刻ｔ_ｎにおいて計測された誤差関数で
あるΔ（ｔ_ｎ）の向きをもとに、時刻ｔ_ｎ＋Ｔ_Ｃでのゲ
ート指令を下記表２から選択することを特徴とする正弦
波入出力単相倍電圧交直変換回路の定サンプリング型Ｐ
ＷＭ装置。【表２】
【請求項３】請求項１記載の正弦波入出力単相倍電圧
交直変換回路の定サンプリング型ＰＷＭ装置において、
前記２個の直流電源を夫々コンデンサに置き換え、目標
関数ｊ（ｔ）を下記（８）式で示す正弦波とすると共
に、その振幅値Ａ（ｔ）を下記（９）式で示し、直流出
力電圧値を所定値に制御することを特徴とする正弦波入
出力単相倍電圧交直変換回路の定サンプリング型ＰＷＭ
装置。記【数１】
【請求項４】請求項１記載の正弦波入出力単相倍電圧
交直変換回路の定サンプリング型ＰＷＭ装置において、
前記交流側を負荷に接続し、目標関数ｊ（ｔ）は下記
（１０）式の通りラプラス変換した形で表記して交流出
力電圧を所定値に制御することを特徴とする正弦波入出
力単相倍電圧交直変換回路の定サンプリング型ＰＷＭ装
置。記【数２】