JP6567224B1 - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

ＰＷＭ制御部(４）はレグごとに個別のＤｕｔｙ指令と異なる初期位相で共通の周期の三角波キャリアの大小関係に基づいて各レグのスイッチング素子を制御する信号を生成し、電流推定部（２）はキャリア周期と異なるサンプリング周期で電流検出器（５）の検出値を取得して各相電流を推定し、電流制御部（３）は各推定相電流を相電流の目標値に一致するようにＤｕｔｙ指令を調整する。

Description

本願は、共通ＤＣバスに複数のレグを備えるインバータもしくはコンバータを備える電力変換器において、共通ＤＣバスに生じる電流からレグごとの各相電流を推定する技術に関するものである。

電力変換器の小型化および異なる電源を入力するために多相の電力変換器が用いられる。一般的に、多相の変換器は各相の電流を制御するために相数の電流検出器を必要とする。
共通ＤＣバスに生じるパルス電流のサンプリング情報を用いて各相電流を復元する技術として、三相インバータのスイッチングパターンと三相電流和がゼロになる特性を活用した方式が開示されている（例えば、特許文献１）。

また、共通ＤＣバスに生じるパルス電流の複数サンプリング情報を用いて各相電流を復元する技術として、多相コンバータにおける複数サンプリング時のスイッチオンオフ状態の違いを利用した方式が開示されている（例えば、特許文献２）。

特許５３２５５６１号公報（段落［００２２］−［００２８］、［００５１］−［００５７］および図１、５、６） 特開２０１７−２８９５０号公報（段落［０００９］、［００３５］−［００４４］、［００４６］−［００５３］および図１−３）

特許文献１では、３つのレグごとのＤｕｔｙ指令を共通の三角波キャリアと比較してオンオフ信号を生成し、キャリア１周期あたり２つのサンプリング情報と三相交流の電流和がゼロである特性を用いて各相電流を推定しているが、三相交流の内の１相の電圧が最大値または最小値のとき残り２相の電圧が交差する条件で、２つのサンプリング情報は取得できないため復元誤差が発生する。更に、２つのサンプリング情報は固定周期で取得できない問題がある。

また、特許文献２では、ＤＣバス電流のサンプリングタイミングごとの各レグのスイッチオンオフ状態を０と１で表した行列表現を用いて各相電流を推定するため、行列が正則でない場合に推定が成り立たない問題がある。対策の手法が示されているが、電力検出のため推定遅延が発生する問題がある。

本願は、上記の問題を解決するためになされたものであり、推定誤差および推定遅延の改善を固定サンプリング周期で実現し、三角波キャリアのキャリア周期とサンプリング周期に基づく一定周期内に相数以上サンプリングした検出電流を相数選択して、各相電流を推定する手段を提供することを目的とする。

本願に開示される電力変換装置は、スイッチング素子をそれぞれ備えた２つのアームを上下に接続した１組をレグとし、レグを複数個有し、各レグにおいて２つのアームの中点に接続された経路に流れる電流を相電流とし、共通ＤＣバスに複数のレグの両端を接続した電力変換部と、共通ＤＣバスに流れる電流を計測する電流検出器と、レグの上下アームのスイッチング素子を制御するオンオフ信号を生成するＰＷＭ制御部と、相電流を推定する電流推定部と、相電流を制御する電流制御部と、を備える電力変換装置において、ＰＷＭ制御部はレグごとに個別のＤｕｔｙ指令とレグごとに異なる初期位相で共通の周期の三角波キャリアの大小関係に基づいてレグのスイッチング素子を制御するオンオフ信号を生成し、電流推定部は三角波キャリアのキャリア周期と異なる固定のサンプリング周期で電流検出器の検出値を取得してレグの相電流を推定し、電流制御部は推定相電流を相電流の目標値と一致するようにＤｕｔｙ指令を調整するものである。
本願に開示される電力変換装置は、スイッチング素子をそれぞれ備えた２つのアームを上下に接続した１組をレグとし、レグを複数個有し、各レグにおいて２つのアームの中点に接続された経路に流れる電流を相電流とし、共通ＤＣバスに複数のレグの両端を接続した電力変換部と、共通ＤＣバスに流れる電流を計測する電流検出器と、レグの上下アームのスイッチング素子を制御するオンオフ信号を生成するＰＷＭ制御部と、相電流を推定する電流推定部と、相電流を制御する電流制御部と、を備える電力変換装置において、ＰＷＭ制御部はレグごとに個別のＤｕｔｙ指令とレグごとに異なる初期位相で共通の周期の三角波キャリアの大小関係に基づいてレグのスイッチング素子を制御するオンオフ信号を生成し、電流推定部は三角波キャリアのキャリア周期と異なるサンプリング周期で電流検出器の検出値を取得してレグの相電流を推定し、電流制御部は推定相電流を相電流の目標値と一致するようにＤｕｔｙ指令を調整し、電流制御部はキャリア周期とサンプリング周期との最小公倍数以上の時間に同期した周期で推定相電流を相電流の目標値と一致するようにＤｕｔｙ指令を調整するものである。
本願に開示される電力変換装置は、スイッチング素子をそれぞれ備えた２つのアームを上下に接続した１組をレグとし、レグを複数個有し、各レグにおいて２つのアームの中点に接続された経路に流れる電流を相電流とし、共通ＤＣバスに複数のレグの両端を接続した電力変換部と、共通ＤＣバスに流れる電流を計測する電流検出器と、レグの上下アームのスイッチング素子を制御するオンオフ信号を生成するＰＷＭ制御部と、相電流を推定する電流推定部と、相電流を制御する電流制御部と、を備える電力変換装置において、ＰＷＭ制御部はレグごとに個別のＤｕｔｙ指令とレグごとに異なる初期位相で共通の周期の三角波キャリアの大小関係に基づいてレグのスイッチング素子を制御するオンオフ信号を生成し、電流推定部は三角波キャリアのキャリア周期と異なるサンプリング周期で電流検出器の検出値を取得してレグの相電流を推定し、電流制御部は推定相電流を相電流の目標値と一致するようにＤｕｔｙ指令を調整し、直流電源および交流電源が電力変換部の複数の相電流の経路に接続され、ＰＷＭ制御部はレグごとに個別の位相シフト指令に基づいてレグごとに初期位相の異なる同一パルス波形形状のレグのスイッチング素子を制御するオンオフ信号を生成し、電流推定部はオンオフ信号の周期と異なるサンプリング周期で電流検出器の検出値を取得し、サンプリング周期とオンオフ信号の周期の最小公倍数以上の時間に同期した周期でレグごとの相電流を推定し、電流制御部は推定相電流を相電流の目標値と一致するよう位相シフト指令を調整するものである。

本願に開示される電力変換装置は、スイッチング素子をそれぞれ備えた２つのアームを上下に接続した１組をレグとし、レグを複数個有し、各レグにおいて２つのアームの中点に接続された経路に流れる電流を相電流とし、共通ＤＣバスに複数のレグの両端を接続した電力変換部と、共通ＤＣバスに流れる電流を計測する電流検出器と、レグの上下アームのスイッチング素子を制御するオンオフ信号を生成するＰＷＭ制御部と、相電流を推定する電流推定部と、相電流を制御する電流制御部とを備え、位相シフトで動作する絶縁コンバータの１次側または２次側のトランス経路が電力変換部の複数の相電流の経路に接続されている電力変換装置において、ＰＷＭ制御部はレグごとに個別の位相シフト指令とレグごとに異なる初期位相で共通の周期の三角波キャリアの大小関係に基づいてレグのスイッチング素子を制御するオンオフ信号を生成し、電流推定部は複数の三角波キャリアの最大値と最小値に一致するタイミングに同期した三角波キャリアのキャリア周期と異なるサンプリング周期で電流検出器の検出値を取得して相電流を推定し、電流制御部は推定相電流を相電流の目標値と一致するように位相シフト指令を調整するものである。

本願に開示される電力変換装置は、ＰＷＭ制御部はレグごとに個別のＤｕｔｙ指令とレグごとに異なる初期位相で共通の周期の三角波キャリアの大小関係に基づいてレグのスイッチング素子を制御するオンオフ信号を生成し、電流推定部は三角波キャリアのキャリア周期と異なる固定のサンプリング周期で電流検出器の検出値を取得してレグの相電流を推定し、電流制御部は推定相電流を相電流の目標値と一致するようにＤｕｔｙ指令を調整するものである。このため、各相に異なる電源が接続可能であり、固定周期の安定した電流推定とこれに基づく電流制御を実現する。
本願に開示される電力変換装置は、ＰＷＭ制御部はレグごとに個別のＤｕｔｙ指令とレグごとに異なる初期位相で共通の周期の三角波キャリアの大小関係に基づいてレグのスイッチング素子を制御するオンオフ信号を生成し、電流推定部は三角波キャリアのキャリア周期と異なるサンプリング周期で電流検出器の検出値を取得してレグの相電流を推定し、電流制御部は推定相電流を相電流の目標値と一致するようにＤｕｔｙ指令を調整し、電流制御部はキャリア周期とサンプリング周期との最小公倍数以上の時間に同期した周期で推定相電流を相電流の目標値と一致するようにＤｕｔｙ指令を調整するものである。このため、各相に異なる電源が接続可能であり、固定周期の安定した電流推定とこれに基づく電流制御を実現する。
本願に開示される電力変換装置は、ＰＷＭ制御部はレグごとに個別のＤｕｔｙ指令とレグごとに異なる初期位相で共通の周期の三角波キャリアの大小関係に基づいてレグのスイッチング素子を制御するオンオフ信号を生成し、電流推定部は三角波キャリアのキャリア周期と異なるサンプリング周期で電流検出器の検出値を取得してレグの相電流を推定し、電流制御部は推定相電流を相電流の目標値と一致するようにＤｕｔｙ指令を調整し、直流電源および交流電源が電力変換部の複数の相電流の経路に接続され、ＰＷＭ制御部はレグごとに個別の位相シフト指令に基づいてレグごとに初期位相の異なる同一パルス波形形状のレグのスイッチング素子を制御するオンオフ信号を生成し、電流推定部はオンオフ信号の周期と異なるサンプリング周期で電流検出器の検出値を取得し、サンプリング周期とオンオフ信号の周期の最小公倍数以上の時間に同期した周期でレグごとの相電流を推定し、電流制御部は推定相電流を相電流の目標値と一致するよう位相シフト指令を調整するものである。このため、各相に異なる電源が接続可能であり、固定周期の安定した電流推定とこれに基づく電流制御を実現する。

本願に開示される電力変換装置は、ＰＷＭ制御部はレグごとに個別の位相シフト指令とレグごとに異なる初期位相で共通の周期の三角波キャリアの大小関係に基づいてレグのスイッチング素子を制御するオンオフ信号を生成し、電流推定部は複数の三角波キャリアの最大値と最小値に一致するタイミングに同期した三角波キャリアのキャリア周期と異なるサンプリング周期で電流検出器の検出値を取得して相電流を推定し、電流制御部は推定相電流を相電流の目標値と一致するように位相シフト指令を調整するものである。このため、各相に異なる電源が接続可能であり、固定周期の安定した電流推定とこれに基づく電流制御を実現する。

実施の形態１の電力変換装置に係る構成図である。 実施の形態１の電力変換装置に係る発展型１の構成図である。 実施の形態１の電力変換装置に係る発展型２の構成図である。 実施の形態１の電力変換装置に係る代表構成１（２入力２相コンバータ）の構成図である。 実施の形態１の電力変換装置に係る代表構成１の三角波キャリアと電流検出タイミングの設定例１の説明図である。 実施の形態１の電力変換装置に係る代表構成１の三角波キャリアと電流検出タイミングの設定例１の説明図である。 実施の形態１の電力変換装置に係る代表構成１の三角波キャリアと電流検出タイミングの設定例１の説明図である。 実施の形態１の電力変換装置に係る代表構成１における各相電流推定が可能なキャリア周期、サンプリング周期、相電流推定、Ｄｕｔｙ指令更新周期の設定例１の説明図である。 実施の形態１の電力変換装置に係る代表構成１の三角波キャリアと電流検出タイミングの設定例２の説明図である。 実施の形態１の電力変換装置に係る代表構成１の三角波キャリアと電流検出タイミングの設定例２の説明図である。 実施の形態１の電力変換装置に係る代表構成１の三角波キャリアと電流検出タイミングの設定例２の説明図である。 実施の形態１の電力変換装置に係る代表構成１における各相電流推定が可能なキャリア周期、サンプリング周期、相電流推定、Ｄｕｔｙ指令更新周期の設定例２の説明図である。 実施の形態１の電力変換装置に係る代表構成１の設定例２における行列式演算結果と逆行列の導出可否の説明図である。 実施の形態１の電力変換装置に係る代表構成２（３入力３相コンバータ）の構成図である。 実施の形態１の電力変換装置に係る代表構成２の三角波キャリアと電流検出タイミングの設定例１の説明図である。 実施の形態１の電力変換装置に係る代表構成２の三角波キャリアと電流検出タイミングの設定例１の説明図である。 実施の形態１の電力変換装置に係る代表構成２の三角波キャリアと電流検出タイミングの設定例１の説明図である。 実施の形態１の電力変換装置に係る代表構成２の三角波キャリアと電流検出タイミングの設定例１の説明図である。 実施の形態１の電力変換装置に係る代表構成２における各相電流推定が可能なキャリア周期、サンプリング周期、相電流推定、Ｄｕｔｙ指令更新周期の設定例１の説明図である。 実施の形態１の電力変換装置に係る代表構成２における各相電流推定が可能なキャリア周期、サンプリング周期、相電流推定、Ｄｕｔｙ指令更新周期の設定例２の説明図である。 実施の形態１の電力変換装置に係る代表構成３（４入力４相コンバータ）の構成図である。 実施の形態１の電力変換装置に係る代表構成３の三角波キャリアと電流検出タイミングの設定例１の説明図である。 実施の形態１の電力変換装置に係る代表構成３の三角波キャリアと電流検出タイミングの設定例１の説明図である。 実施の形態１の電力変換装置に係る代表構成３の三角波キャリアと電流検出タイミングの設定例１の説明図である。 実施の形態１の電力変換装置に係る代表構成３の三角波キャリアと電流検出タイミングの設定例１の説明図である。 実施の形態１の電力変換装置に係る代表構成３の三角波キャリアと電流検出タイミングの設定例１の説明図である。 実施の形態１の電力変換装置に係る代表構成３における各相電流推定に課題が残るキャリア周期、サンプリング周期、相電流推定、Ｄｕｔｙ指令更新周期の設定例１の説明図である。 実施の形態１の電力変換装置に係る代表構成３の三角波キャリアと電流検出タイミングの設定例２の説明図である。 実施の形態１の電力変換装置に係る代表構成３の三角波キャリアと電流検出タイミングの設定例２の説明図である。 実施の形態１の電力変換装置に係る代表構成３の三角波キャリアと電流検出タイミングの設定例２の説明図である。 実施の形態１の電力変換装置に係る代表構成３の三角波キャリアと電流検出タイミングの設定例２の説明図である。 実施の形態１の電力変換装置に係る代表構成３の三角波キャリアと電流検出タイミングの設定例２の説明図である。 実施の形態１の電力変換装置に係る代表構成３における各相電流推定が可能なキャリア周期、サンプリング周期、相電流推定、Ｄｕｔｙ指令更新周期の設定例２の説明図である。 実施の形態１の電力変換装置に係る代表構成１の派生例の構成図である。 実施の形態１の電力変換装置に係る代表構成２の派生例１の構成図である。 実施の形態１の電力変換装置に係る代表構成２の派生例２の構成図である。 実施の形態１の電力変換装置に係る代表構成３の派生例１の構成図である。 実施の形態１の電力変換装置に係る代表構成３の派生例２の構成図である。 実施の形態１の電力変換装置に係る代表構成４（単相二線インバータ）の構成図である。 実施の形態１の電力変換装置に係る代表構成４の三角波キャリアと電流検出タイミングの設定例１の説明図である。 実施の形態１の電力変換装置に係る代表構成４の三角波キャリアと電流検出タイミングの設定例１の説明図である。 実施の形態１の電力変換装置に係る代表構成４の三角波キャリアと電流検出タイミングの設定例１の説明図である。 実施の形態１の電力変換装置に係る代表構成４における各相電流推定が可能なキャリア周期、サンプリング周期、相電流推定、Ｄｕｔｙ指令更新周期の設定例１の説明図である。 実施の形態１の電力変換装置に係る代表構成５（単相三線インバータ）の構成図である。 実施の形態１の電力変換装置に係る代表構成５の三角波キャリアと電流検出タイミングの設定例１の説明図である。 実施の形態１の電力変換装置に係る代表構成５の三角波キャリアと電流検出タイミングの設定例１の説明図である。 実施の形態１の電力変換装置に係る代表構成５の三角波キャリアと電流検出タイミングの設定例１の説明図である。 実施の形態１の電力変換装置に係る代表構成５の三角波キャリアと電流検出タイミングの設定例１の説明図である。 実施の形態１の電力変換装置に係る代表構成５における各相電流推定が可能なキャリア周期、サンプリング周期、相電流推定、Ｄｕｔｙ指令更新周期の設定例１の説明図である。 実施の形態１の電力変換装置に係る代表構成６（三相三線インバータ）の構成図である。 実施の形態１の電力変換装置に係る代表構成６（三相三線インバータ）の発展型の構成図である。 実施の形態１の電力変換装置に係る代表構成４から代表構成６の派生例の構成図である。 実施の形態１の電力変換装置に係る代表組合せ構成１（１入力１相コンバータ、単相２線インバータ）の構成図である。 実施の形態１の電力変換装置に係る代表組合せ構成２（２入力２相コンバータ、単相２線インバータ）の構成図である。 実施の形態１の電力変換装置に係る代表組合せ構成３（１入力１相コンバータ、単相３線インバータ）の構成図である。 実施の形態１の電力変換装置に係る代表組合せ構成４（１入力１相コンバータ、３相３線インバータ）の構成図である。 実施の形態２の電力変換装置に係る基本構成の構成図である。 実施の形態２の電力変換装置に係る基本構成の電流検出タイミングの設定例１の説明図である。 実施の形態２の電力変換装置に係る基本構成の電流検出タイミングの設定例１の説明図である。 実施の形態２の電力変換装置に係る基本構成の電流検出タイミングの設定例１の説明図である。 実施の形態２の電力変換装置に係る基本構成における各相電流推定が可能なキャリア周期、サンプリング周期、相電流推定、位相シフト指令更新周期の設定例１の説明図である。 実施の形態２の電力変換装置に係る実施の形態１との組合せ構成例（絶縁コンバータ、１入力１相コンバータ）の構成図である。 実施の形態２の電力変換装置に係る実施の形態１との組合せ構成例の電流検出タイミングの設定例１の説明図である。 実施の形態２の電力変換装置に係る実施の形態１との組合せ構成例の電流検出タイミングの設定例１の説明図である。 実施の形態２の電力変換装置に係る実施の形態１との組合せ構成例の電流検出タイミングの設定例１の説明図である。 実施の形態２の電力変換装置に係る実施の形態１との組合せ構成例の電流検出タイミングの設定例１の説明図である。 実施の形態２の電力変換装置に係る実施の形態１との組合せ構成１における各相電流推定が可能なキャリア周期、サンプリング周期、相電流推定、位相シフト指令更新周期の設定例１の説明図である。

実施の形態１．
実施の形態１は、共通ＤＣバスに接続した複数のレグを備えた電力変換部と、共通ＤＣバスの電流を検出する電流検出器と、各レグのオンオフ信号を生成するＰＷＭ制御部と、相電流を推定する電流推定部と、相電流を目標値に一致するようにＤｕｔｙ指令を調整する電流制御部とを備え、ＰＷＭ制御部は各レグのＤｕｔｙ指令と異なる初期位相で共通周期の三角波キャリアの大小関係に基づいて電力変換部を制御するオンオフ信号を生成し、電流推定部はキャリア周期と異なるサンプリング周期で電流検出器の検出電流を取得して、各相電流を推定し、電流制御部はキャリア周期とサンプリング周期の最小公倍数以上の時間に同期した周期で各相電流の推定値と各相電流の目標値が一致するようにＤｕｔｙ指令を調整する電力変換装置に関するものである。

以下、実施の形態１に係る電力変換装置の構成および動作について、電力変換装置に係る構成図である図１、発展型１の構成図である図２、発展型２の構成図である図３、代表構成１の構成図である図４、代表構成１の電流検出タイミングの設定例１の説明図である図５、図６Ａ、６Ｂ、代表構成１における各相電流推定が可能なＤｕｔｙ指令更新周期の設定例１の説明図である図７、代表構成１の電流検出タイミングの設定例２の説明図である図８、図９Ａ、９Ｂ、代表構成１におけるＤｕｔｙ指令更新周期の設定例２の説明図である図１０、代表構成１の設定例２における行列式演算結果と逆行列の導出可否の説明図である図１１、代表構成２の構成図である図１２、代表構成２の電流検出タイミングの設定例１の説明図である図１３Ａ、１３Ｂ、図１４Ａ、１４Ｂ、代表構成２における各相電流推定が可能なＤｕｔｙ指令更新周期の設定例１の説明図である図１５、代表構成２における各相電流推定が可能なＤｕｔｙ指令更新周期の設定例２の説明図である図１６、代表構成３の構成図である図１７、代表構成３の電流検出タイミングの設定例１の説明図である図１８Ａ、１８Ｂ、図１９Ａ、１９Ｂ、１９Ｃ、代表構成３における各相電流推定に課題が残るＤｕｔｙ指令更新周期の設定例１の説明図である図２０、代表構成３の電流検出タイミングの設定例２の説明図である図２１Ａ、２１Ｂ、図２２Ａ、２２Ｂ、２２Ｃ、代表構成３における各相電流推定が可能なＤｕｔｙ指令更新周期の設定例２の説明図である図２３、代表構成１の派生例の構成図である図２４、代表構成２の派生例１の構成図である図２５、代表構成２の派生例２の構成図である図２６、代表構成３の派生例１の構成図である図２７、代表構成３の派生例２の構成図である図２８、代表構成４（単相二線インバータ）の構成図である図２９、代表構成４の電流検出タイミングの例１の説明図である図３０、図３１Ａ、３１Ｂ、代表構成４における各相電流推定が可能なＤｕｔｙ指令更新周期の設定例１の説明図である図３２、代表構成５の構成図である図３３、代表構成５の電流検出タイミングの設定例１の説明図である図３４Ａ、３４Ｂ、図３５Ａ、３５Ｂ、代表構成５における各相電流推定が可能なＤｕｔｙ指令更新周期の設定例１の説明図である図３６、代表構成６の構成図である図３７、代表構成６の発展形の構成図である図３８、代表構成４から６の派生例の構成図である図３９、代表組合せ構成１の構成図である図４０、代表組合せ構成２の構成図である図４１、代表組合せ構成３の構成図である図４２、および代表組合せ構成４の構成図である図４３に基づいて説明する。

実施の形態１の電力変換装置の基本構成および機能を図１に基づいて説明する。
電力変換装置１００は、電力変換部１、電流推定部２、電流制御部３、ＰＷＭ制御部４、および電流検出器５を備える。
図４以降の実施の形態１の電力変換装置１００の具体的な構成、動作説明では、電力変換部１の入力側に接続される各種電源である入力電源部１１と電力変換部１の出力側に接続される負荷１２を含める。図１の電力変換装置１００の基本構成では、これら入力電源部１１と負荷１２は省略している。

電力変換部１は、スイッチング素子を備えた２つのアームを上下に接続した１組をレグとし、２つのアームの中点に接続された経路に流れる電流を相電流として、共通のＤＣバスに複数のレグの両端を接続した構成である。
図１において、スイッチング素子を含めた上アームをＡｐ１、Ａｐ２、・・・、ＡｐＮとし、スイッチング素子を含めた下アームをＡｎ１、Ａｎ２、・・・、ＡｎＮとしている。また、レグ１の相電流をＩ１、レグ２の相電流をＩ２、・・・、レグＮの相電流をＩＮとしている。なお、以降の説明において、ｋ番目の上アームをＡｐｋ、下アームをＡｎｋと、ｋ番目の相電流をＩｋと適宜記載する。
電流検出器５は、電力変換部１の各レグの低圧側の電流経路に流れる電流である共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓを計測する。なお、図１において、電流検出器５は、ＣＴ（ｃｕｒｒｅｎｔ ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ）を想定している。

電流推定部２は、電流検出器５で検出した共通ＤＣバス電流ＩｂｕｓとＰＷＭ制御部４が生成した電力変換部１の各上アームを駆動するオンオフ信号（Ｓｐ１、Ｓｐ２、Ｓｐ３、・・・、ＳｐＮ）から推定相電流（ＲＩ１、ＲＩ２、・・・、ＲＩＮ）を推定する。電流推定部２は、この生成した推定相電流（ＲＩ１、ＲＩ２、・・・、ＲＩＮ）を電流制御部３に出力する。
電流制御部３は各推定相電流（ＲＩ１、ＲＩ２、・・・、ＲＩＮ）と各相電流の目標値（Ｉ１＊、Ｉ２＊、・・・、ＩＮ＊）を用いて、各相電流を制御するためのＤｕｔｙ指令（Ｄ１＊、Ｄ２＊、・・・、ＤＮ＊）を生成する。
ＰＷＭ制御部４は、電力変換部１の各レグの上下アーム（Ａｐ１、Ａｐ２、・・・、ＡｐＮおよびＡｎ１、Ａｎ２、・・・、ＡｎＮ）を制御するオンオフ信号（Ｓｐ１、Ｓｐ２、・・・、ＳｐＮおよびＳｎ１、Ｓｎ２、・・・、ＳｎＮ）を生成する。
なお、以下の説明では、例えば「上下アームを制御するオンオフ信号」を「上下アームのオンオフ信号」と適宜記載する。
なお、図において、信号線上の斜線の上の数字（例えば、Ｎ）は信号数を表している。

次に、電力変換部１の上アーム（Ａｐ１、Ａｐ２、・・・、ＡｐＮ）、下アーム（Ａｎ１、Ａｎ２、・・・、ＡｎＮ）の動作および構成要素について説明する。
ｋ番目のレグは上アームのＡｐｋと下アームのＡｎｋのいずれか一方をスイッチングし、もう一方を常にオフする。
上アームと下アームに反転関係のオンオフ信号を与えた動作においては、オンオフ信号は上下アームの素子ばらつき、および素子特性に起因する共通ＤＣバスの短絡を防ぐためデッドタイムを設けてもよい。ここで、デッドタイムは上アームと下アームが同時にオフする短絡防止期間を指す。

上アームＡｐｋ、下アームＡｎｋのスイッチング素子には、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔｉｖｅ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などに代表される自己消弧形の半導体スイッチング素子が使用され、それぞれ逆並列にフリーホイールダイオードが接続されている。ＭＯＳＦＥＴの場合は寄生ダイオードを利用してもよい。
また、各相電流の方向が一方向に限定される用途においては、上アームＡｐｋと下アームＡｎｋのいずれか一方のスイッチング素子をダイオードに置き換えてもよい。

共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓは、１相目の相電流Ｉ１からＮ相目の相電流ＩＮと、１相目の上アームＡｐ１からＮ相目の上アームＡｐＮ、または１相目の下アームＡｎ１からＮ相目の下アームＡｎＮの関係より（１）式で表すことができる。ここで、ｋ番目のＡｐｋとＡｎｋの関数はオンのとき１、オフのとき０を表し、上線付きの関数はオンのとき０、オフのとき１を表す。

下アーム側のオンオフ状態は上アーム側の反転動作で考えることできるため、以下の説明では、上アーム側のオンオフ動作に着目して動作を説明する。なお、上アームと下アームの一方がダイオードである構成では、もう一方のスイッチング素子のオンオフ状態の反転動作で考えることができる。

共通ＤＣバス電流ＩｂｕｓをＮ回検出した値をＩｓｐ１からＩｓｐＮとすると、検出電流Ｉｓｐ１からＩｓｐＮは相電流のＩ１からＩＮを用いて、（２）式で表すことができる。
ここで、Ｎ回検出に対応する上アームの関数を行列Ｚで表し、共通ＤＣバス電流ＩｂｕｓをＮ回検出した期間中に（２）式の相電流のＩ１からＩＮを一定として扱う。

（２）式の行列Ｚの行列式がゼロ以外のとき、各相電流のＩ１からＩＮは行列Ｚの逆行列と検出電流（Ｉｓｐ１からＩｓｐＮ）を用いて、（３）式で表すことができる。

共通ＤＣバス電流ＩｂｕｓをＮ回検出している期間に、相電流のＩ１からＩＮが変化する場合は（３）式のＩ１からＩＮは相電流のその期間あたりの平均値を意味する。つまり、（２）、（３）式の関係を用いて、共通ＤＣバス電流ＩｂｕｓをＮ回検出している期間中の相電流（Ｉ１からＩＮ）の平均値を推定できる。

電流推定部２は、（３）式の特性を利用して、共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓから各推定相電流（ＲＩ１、ＲＩ２、・・・、ＲＩＮ）を推定する。
電流制御部３は、電流推定部２で推定した各推定相電流（ＲＩ１、ＲＩ２、・・・、ＲＩＮ）と各相電流の目標値（Ｉ１＊、Ｉ２＊、・・・、ＩＮ＊）をそれぞれ比較し、その偏差が小さくなるようにＤｕｔｙ指令（Ｄ１＊、Ｄ２＊、・・・、ＤＮ＊）を生成する。
ＰＷＭ制御部４はレグごとにＤｕｔｙ指令（Ｄ１＊、Ｄ２＊、・・・、ＤＮ＊）と三角波キャリアとを比較し、上下アームのオンオフ信号（Ｓｐ１、Ｓｐ２、・・・、ＳｐＮ、およびＳｎ１、Ｓｎ２、・・・、ＳｎＮ）を生成する。ここで、上アームと下アームの一方がダイオードの場合、ＰＷＭ制御部４はもう一方のアームのオンオフ信号のみを生成する。

次に、図１の電力変換装置１００の発展型１の構成について、図２に基づいて、電力変換装置１００との差異を中心に説明する。図１の構成と区別するために、電力変換装置１０１としている。
図２の電力変換装置１０１では（２）式の上下アームのオンオフ信号をＰＷＭ制御部４に入力されるＤｕｔｙ指令から推定できる特性を利用している。共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの検出タイミングにおけるアームのオンオフ信号はＤｕｔｙ指令と三角波キャリアの最大値または最小値を基準とした検出タイミングの時間差から推定可能である。
この特性を利用した図２の電力変換装置１０１では、電流推定部２は、ＰＷＭ制御部４から出力されるアームのオンオフ信号を使用することなく、電流制御部３から出力されるＤｕｔｙ指令（Ｄ１＊、Ｄ２＊、・・・、ＤＮ＊）を使用することで、共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓから各推定相電流（ＲＩ１、ＲＩ２、・・・、ＲＩＮ）を推定している。
電流制御部３、ＰＷＭ制御部４の機能、動作ついては、図１の電力変換装置１００と同じであるため、省略する。

次に、図１の電力変換装置１００の発展型２の構成について、図３に基づいて、電力変換装置１０１との差異を中心に説明する。図１、２の構成と区別するために、電力変換装置１０２としている。
電力変換装置１０２では、電力変換装置１０１の電流検出器５を抵抗５Ａと演算器５Ｂに置き換えたものである。抵抗５Ａの両端電圧Ｖｒを演算器５Ｂで抵抗５Ａの抵抗値ｒで除算することで、共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓを算出している。

共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓはアームのオンオフによってパルス電流が発生する特性を有する。このため、電流検出器５にＣＴを使用すると、（２）、（３）式における誤差を小さくするためには、ＣＴは広帯域の検出特性を備える必要がある。
電力変換装置１０２では、抵抗５Ａに生じる電圧を検出して、演算器５Ｂで除算することで、共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの広帯域の検出を安価に実現できる。
図１の電力変換装置１００に対しても同様に適用でき、電流検出器５を抵抗５Ａ、演算器５Ｂに置き換えることで、共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの広帯域の検出を安価に実現できる。

次に、図２の電力変換装置１０１の構成に対応した代表構成６例にづいて、入力電源部１１、電力変換部１の構成、そよび電流推定部２の動作を中心に説明する。
レグ毎のオンオフ動作と共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの検出タイミングを管理することで、電流推定部２において（２）式の行列Ｚの行列式がゼロとならないで、（３）式を汎用的に適用できる構成を実現できる。
以下、電流推定部２の安定した動作を実現する各相のキャリア位相差と、共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの検出タイミングの設定例を説明する。

実施の形態１の電力変換装置の代表構成１の構成（２入力２相コンバータ）および機能・動作を図４から図９に基づいて説明する。
まず、図４に基づいて、代表構成１の構成を入力電源部と電力変換部を中心に説明する。図１等の構成と区別するために、電力変換装置１０３としている。また、電力変換部１Ａとし、入力電源部１１Ａとしている。また、電力変換部１Ａと負荷１２との接続する共通ＤＣバスに平滑コンデンサ６を追加している。ここで、コンデンサ６の電圧をＶｂｕｓとしている。
電力変換装置１０３の入力電源部１１Ａは、リアクトルＬ１、Ｌ２および直流電源ＶＤＣ１、ＶＤＣ２を備えており、電力変換部１Ａとともに２入力２相コンバータを構成する。
電力変換装置１０３は２相構成であるため電流制御部３とＰＷＭ制御部４をそれぞれ２つ備える。

電流推定部２は、電流検出器５で検出した共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓと電流制御部３が生成したＤｕｔｙ指令（Ｄ１＊、Ｄ２＊）から推定相電流（ＲＩ１、ＲＩ２）を推定し、電流制御部３に出力する。
電流制御部３は推定相電流（ＲＩ１、ＲＩ２）と各相電流の目標値（Ｉ１＊、Ｉ２＊）を用いて、各相電流を制御するためのＤｕｔｙ指令（Ｄ１＊、Ｄ２＊）を生成する。
ＰＷＭ制御部４は、電流制御部３が生成したＤｕｔｙ指令（Ｄ１＊、Ｄ２＊）から電力変換部１Ａの各レグの上下アーム（Ａｐ１、Ａｐ２およびＡｎ１、Ａｎ２）を制御するオンオフ信号（Ｓｐ１、Ｓｐ２およびＳｎ１、Ｓｎ２）を生成する。

図５は代表構成１（電力変換装置１０３）の各相の三角波キャリア、高圧側上アームＡｐ１とＡｐ２のオンオフ状態、各相電流（Ｉ１、Ｉ２）と共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの検出タイミングの設定例１である。
具体的には、図５は、三角波キャリア（ｆｃ１、ｆｃ２）、高圧側の上アームＡｐ１、Ａｐ２のオンオフ状態、各相電流（Ｉ１、Ｉ２）、共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓおよび検出電流（Ｉｓｐ１、Ｉｓｐ２）の関係を説明している。
図６Ａは、上アームＡｐ１のオンオフ状態および共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの検出タイミング（つまりＩｓｐ１、Ｉｓｐ２の検出タイミング）を位相で説明している。なお、Ｋは三角波キャリアの振幅であり、ωｃは三角波キャリアの角周波数である。
ここで、三角波キャリアｆｃ１は、時間関数ｔが−π／ωｃ以上からπ／ωｃ以下の範囲にてｆｃ１＝（Ｋ／π）・｜ωｃｔ｜で表される。
図６Ｂは、上アームＡｐ２のオンオフ状態および共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの検出タイミングを位相で説明している。
ここで、三角波キャリアｆｃ２は、時間関数ｔが−２π／ωｃ以上から０以下の範囲にてｆｃ２＝（Ｋ／π）・｜ωｃｔ＋π｜で表される。

ここで、三角波キャリア（ｆｃ１、ｆｃ２）１周期あたりを３６０度として、Ｄｕｔｙ指令に対応する高圧側上アームＡｐ１およびＡｐ２のオンオフ状態と共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの検出タイミングの関係を抽出することができる。これにより、アームのオンオフ切替りタイミングと共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの検出タイミングの重複によるサンプリング誤差が発生しやすい条件を事前に把握できる。
図５、図６Ａ、６Ｂでは、２相共にＤｕｔｙ指令が０％と１００％にてサンプリング誤差が発生しやすいといえる。なお、以降例えば、図６Ａ、図６Ｂを区別する必要がなく、まとめて記載する場合は、適宜図６と記載する。

図７は代表構成１（電力変換装置１０３）の図５、図６に対応した各相電流推定が可能なＤｕｔｙ指令更新周期の設定例１である。具体的には、図７は各相電流推定が可能なキャリア周期、サンプリング周期、相電流推定、Ｄｕｔｙ指令更新周期の設定例１である。
なお、図７において、＊Ａは「電流検出（Ｉｓｐ１、Ｉｓｐ２）を行い、相電流を推定する」、＊Ｂは「電流制御」を表している。
ここで、各相のキャリア位相差を１８０度、共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの検出タイミング周期をキャリア周期の１．５倍、電流制御及びＤｕｔｙ指令の更新周期をキャリア周期と電流検出タイミング周期の最小公倍数であるキャリア周期の３．０倍としている。
なお、電流検出タイミング周期は、すなわち各相電流推定タイミング周期である。

Ｄｕｔｙ指令０％の条件とＤｕｔｙ指令１００％の条件において、共通ＤＣバス電流検出タイミングとアームのオンオフのタイミングが重複するため共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの検出で検出誤差が生じやすい。しかし、Ｄｕｔｙ指令０％とＤｕｔｙ指令１００％動作は一般的ではないため、ほぼ全域で共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓから相電流を推定できることを説明する。

代表構成１（電力変換装置１０３）の図５から図７の設定例において、相電流（Ｉ１、Ｉ２と共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの検出電流（Ｉｓｐ１、Ｉｓｐ２）の関係は（４）式で表すことができる。

ここで、Ｄｕｔｙ指令０％と１００％を禁止動作とすると、（４）式は（５）式に置き換えることができる。

つまり、Ｄｕｔｙ指令が０％超過１００％未満の制約が存在するとき、（５）式で表現できる。このため、（６）式に示す行列Ｚの逆行列を用いて、共通ＤＣバス電流検出値から各相電流（Ｉ１、Ｉ２）を推定できる。

ここで、Ｉｓｐ１とＩｓｐ２の検出タイミングにおいてＤｕｔｙ指令（Ｄ１＊、Ｄ２＊）が変化すると検出タイミングのアームＡｐ１とＡｐ２の状態も変化する。このため、Ｄｕｔｙ指令（Ｄ１＊、Ｄ２＊）の更新周期はＩｓｐ１とＩｓｐ２を検出する周期がキャリア周期の１．５倍の場合、キャリア周期と共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの検出周期の最小公倍数であるキャリア周期の３．０倍以上に設定することで相電流（Ｉ１、Ｉ２）の推定誤差を小さくできる。
なお、図７においてＤｕｔｙ指令（Ｄ１＊、Ｄ２＊）の更新をＤ２＊の次にＤ１＊としたが、電流制御演算の速さに応じてＤｕｔｙ指令（Ｄ１＊、Ｄ２＊）の更新をＤ１＊の次にＤ２＊としてもよい。
また、説明において明確な場合は、「共通ＤＣバス電流の検出周期」は、適宜「電流検出周期」と記載する。

図８、図９は代表構成１（電力変換装置１０３）の各相の三角波キャリア、高圧側上アームＡｐ１とＡｐ２のオンオフ状態、各相電流（Ｉ１、Ｉ２）と共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの検出タイミングの設定例２である。
具体的には、図８は、三角波キャリア（ｆｃ１、ｆｃ２）、Ｄｕｔｙ指令（Ｄ１＊、Ｄ２＊）、高圧側の上アームＡｐ１、Ａｐ２のオンオフ状態、各相電流（Ｉ１、Ｉ２）、共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓおよび検出電流（Ｉｓｐ１、Ｉｓｐ２、Ｉｓｐ３、Ｉｓｐ４）の関係を説明している。
図９Ａは、上アームＡｐ１のオンオフ状態および共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの検出タイミング（つまりＩｓｐ１からＩｓｐ４の検出タイミング）を位相で説明している。
ここで、三角波キャリアｆｃ１は、時間関数ｔが−π／ωｃ以上からπ／ωｃ以下の範囲にてｆｃ１＝（Ｋ／π）・｜ωｃｔ｜で表される。
図９Ｂは、上アームＡｐ２のオンオフ状態および共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの検出タイミング（つまりＩｓｐ１からＩｓｐ４の検出タイミング）を位相で説明している。
ここで、三角波キャリアｆｃ２は、時間関数ｔが−（３／２）π／ωｃ以上から（１／２）π／ωｃ以下の範囲にてｆｃ２＝（Ｋ／π）・｜ωｃｔ＋（π／２）｜で表される。

図８、図９では、２相共にＤｕｔｙ指令が０％、５０％、１００％にてサンプリング誤差が発生しやすいといえる。

図１０は代表構成１（電力変換装置１０３）の図８、図９に対応した各相電流推定が可能なキャリア周期、サンプリング周期、相電流推定、Ｄｕｔｙ指令更新周期の設定例２である。
なお、図１０において、＊Ｃは「電流検出（Ｉｓｐ１からＩｓｐ４）を行い、相電流を推定する」、＊Ｄは「電流制御」を表している。
ここで、各相のキャリア位相差を９０度、共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの検出タイミング周期をキャリア周期の１．２５倍、電流制御及びＤｕｔｙ指令の更新周期をキャリア周期と検出タイミング周期の最小公倍数であるキャリア周期の５．０倍としている。

この図１０の設定例２では、設定例１のＤｕｔｙ指令０％の条件とＤｕｔｙ指令１００％の条件に加えてＤｕｔｙ指令５０％の条件にて、検出タイミングとオンオフのタイミングが重複するためＩｂｕｓ検出誤差が生じやすい。設定例１と同様に、設定例２のＤｕｔｙ指令が０％超過１００％未満の条件にて、共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓから相電流を推定できることを説明する。

代表構成１（電力変換装置１０３）の図８から図１０の設定例において、相電流（Ｉ１、Ｉ２と共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの検出電流（Ｉｓｐ１、Ｉｓｐ２、Ｉｓｐ３、Ｉｓｐ４）の関係は（４）式に加えて、（７）式から（１１）式の６式で表すことができる。

ここで、Ｄｕｔｙ指令０％と１００％を禁止動作とすると、（４）式および（７）式から（１１）式は（１２）式から（１７）式に置き換えることができる。

図１１は三角波キャリア（ｆｃ１、ｆｃ２）に対応するＤｕｔｙ指令（Ｄ１＊、Ｄ２＊）が５０％超過あるいは５０％未満における（１２）式から（１７）式の行列Ｚの行列式と逆行列の導出可否を示す。
例えば、Ｄｕｔｙ指令Ｄ１＊が５０％超過、Ｄｕｔｙ指令Ｄ２＊が５０％超過の条件では、（１２）式の行列Ｚは、−１である。したがって、逆行列の導出は可であり、相電流推定は有効（○）である。
また、Ｄｕｔｙ指令Ｄ１＊が５０％超過、Ｄｕｔｙ指令Ｄ２＊が５０％未満の条件では、（１２）式の行列Ｚは、０である。したがって、逆行列の導出は不可であり、相電流推定は無効（×）である。
なお、Ｄｕｔｙ指令５０％はサンプリングタイミングと重複するため、逆行列の導出可否を不定として取り扱う必要がある。

つまり、Ｄｕｔｙ指令（Ｄ１＊、Ｄ２＊）が０％超過、１００％未満の制約が存在するとき、図１１の特性からＤｕｔｙ指令（Ｄ１＊、Ｄ２＊）に応じて、（１５）式とそれ以外の式を使い分ける。これにより、Ｄｕｔｙ指令５０％を除き行列Ｚの逆行列から共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの検出電流（Ｉｓｐ１からＩｓｐ４）から各相電流（Ｉ１、Ｉ２）を推定できる。

ここで、Ｉｓｐ１からＩｓｐ４の検出タイミングにおいてＤｕｔｙ指令（Ｄ１＊、Ｄ２＊）が変化すると検出タイミングの上アームのＡｐ１とＡｐ２の状態も変化する。このため、Ｄｕｔｙ指令の更新周期はＩｓｐ１からＩｓｐ４を検出する周期がキャリア周期の１．２５倍の場合、キャリア周期と電流検出周期の最小公倍数であるキャリア周期の５．０倍以上に設定することで相電流（Ｉ１、Ｉ２）の推定誤差を小さくできる。
なお、図１０においてＤｕｔｙ指令（Ｄ１＊、Ｄ２＊）の更新をＤ２＊の次にＤ１＊としたが、電流制御演算の速さに応じてＤｕｔｙ指令（Ｄ１＊、Ｄ２＊）の更新をＤ１＊の次にＤ２＊としてもよい。

また、Ｄｕｔｙ指令５０％条件にて発生する行列ＺとＤＣバス電流検出タイミングの不一致は、Ｄｕｔｙ指令５０％を禁止するように離散化することで改善できる。
離散化の例として、Ｄｕｔｙ指令０％から１００％を１％刻みで０．０％、０．５％、１．５％、２．５％、・・・、４８．５％、４９．５％、５０．５％、５１．５％、・・・、９７．５％、９８．５％、９９．５％、１００．０％とする設定が考えられる。この設定の場合、離散化刻みは最大値１００％と最小値０．０％のみ０．５％となる。

以上、実施の形態１の電力変換装置の代表構成１として２入力２相コンバータを用いた電力変換装置１０３について、共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓから相電流（Ｉ１、Ｉ２）を推定する方法を説明した。

実施の形態１の電力変換装置の代表構成２（３入力３相コンバータ）の構成および機能・動作を図１２から図１５に基づいて説明する。
図１２において、図１等の構成と区別するために、電力変換装置１０４としている。また、電力変換部１Ｂとし、入力電源部１１Ｂとしている。また、電力変換部１Ｂと負荷１２との接続する共通ＤＣバスに平滑コンデンサ６を備えている。
電力変換装置１０４の入力電源部１１Ｂは、リアクトルＬ１、Ｌ２、Ｌ３および直流電源ＶＤＣ１、ＶＤＣ２、ＶＤＣ３を備えており、電力変換部１Ｂとともに３入力３相コンバータを構成する。
電力変換装置１０４は３相構成であるため電流制御部３とＰＷＭ制御部４をそれぞれ３つ備える。

電流推定部２は、電流検出器５で検出した共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓと電流制御部３が生成したＤｕｔｙ指令（Ｄ１＊、Ｄ２＊、Ｄ３＊）から推定相電流（ＲＩ１、ＲＩ２、ＲＩ３）を推定し、電流制御部３に出力する。
電流制御部３は推定相電流（ＲＩ１、ＲＩ２、ＲＩ３）と各相電流の目標値（Ｉ１＊、Ｉ２＊、Ｉ３＊）を用いて、各相電流を制御するためのＤｕｔｙ指令（Ｄ１＊、Ｄ２＊、Ｄ３＊）を生成する。
ＰＷＭ制御部４は、電流制御部３が生成したＤｕｔｙ指令（Ｄ１＊、Ｄ２＊、Ｄ３＊）から電力変換部１Ｂの各レグの上下アーム（Ａｐ１、Ａｐ２、Ａｐ３およびＡｎ１、Ａｎ２、Ａｎ３）を制御するオンオフ信号（Ｓｐ１、Ｓｐ２、Ｓｐ３およびＳｎ１、Ｓｎ２、Ｓｎ３）を生成する。

図１３、１４は代表構成２（電力変換装置１０４）の各相の三角波キャリア、高圧側上アームＡｐ１、Ａｐ２、Ａｐ３のオンオフ状態、各相電流（Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３）と共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの検出タイミングの設定例１である。
具体的には、図１３Ａは、三角波キャリア（ｆｃ１、ｆｃ２、ｆｃ３）、高圧側の上アームＡｐ１、Ａｐ２、Ａｐ３のオンオフ状態、各相電流（Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３）、共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓおよび検出電流（Ｉｓｐ１、Ｉｓｐ２、Ｉｓｐ３、Ｉｓｐ４、Ｉｓｐ５、Ｉｓｐ６）の関係を説明している。
図１３Ｂは、上アームＡｐ１のオンオフ状態および共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの検出タイミング（つまりＩｓｐ１からＩｓｐ６の検出タイミング）を位相で説明している。
ここで、三角波キャリアｆｃ１は、時間関数ｔが−π／ωｃ以上からπ／ωｃ以下の範囲にてｆｃ１＝（Ｋ／π）・｜ωｃｔ｜で表される。
図１４Ａは、上アームＡｐ２のオンオフ状態および共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの検出タイミング（つまりＩｓｐ１からＩｓｐ６の検出タイミング）を位相で説明している。
ここで、三角波キャリアｆｃ２は、時間関数ｔが−（１／３）π／ωｃ以上から（５/３）π／ωｃ以下の範囲にてｆｃ２＝（Ｋ／π）・｜ωｃｔ−（２π／３）｜で表される。
図１４Ｂは、上アームＡｐ３のオンオフ状態および共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの検出タイミング（つまりＩｓｐ１からＩｓｐ６の検出タイミング）を位相で説明している。
ここで、三角波キャリアｆｃ３は、時間関数ｔが−（５／３）π／ωｃ以上から（１/３）π／ωｃ以下の範囲にてｆｃ３＝（Ｋ／π）・｜ωｃｔ＋（２π／３）｜で表される。

ここで、三角波キャリア（ｆｃ１、ｆｃ２、ｆｃ３）１周期あたりを３６０度として、Ｄｕｔｙ指令に対応する高圧側上アームＡｐ１、Ａｐ２、Ａｐ３のオンオフ状態と共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの検出タイミングの関係を抽出することができる。これにより、アームのオンオフ切替りタイミングと共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの検出タイミングの重複によるサンプリング誤差が発生しやすい条件を事前に把握できる。
図１３、図１４では、３相共にＤｕｔｙ指令が０％、（１００／３）％、（２００／３）％、１００％にてサンプリング誤差が発生しやすいといえる。

図１５は代表構成２（電力変換装置１０４）の図１３、図１４に対応した各相電流推定が可能なＤｕｔｙ指令更新周期の設定例１である。具体的には、図１５は各相電流推定が可能なキャリア周期、サンプリング周期、相電流推定、Ｄｕｔｙ指令更新周期の設定例１である。
なお、図１５において、＊Ｅは「電流検出（Ｉｓｐ１からＩｓｐ６）を行い、相電流を推定する」、＊Ｆは「電流制御」を表している。
ここで、各相のキャリア位相差を１２０度、共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの検出タイミング周期をキャリア周期の５／６倍、電流制御及びＤｕｔｙ指令の更新周期をキャリア周期と電流検出タイミング周期の最小公倍数であるキャリア周期の５．０倍としている。
なお、電流検出タイミング周期は、すなわち各相電流推定タイミング周期である。

Ｄｕｔｙ指令０％、１００／３％、２００／３％、１００％の条件にて、共通ＤＣバス電流検出タイミングとアームのオンオフのタイミングが重複するため共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの検出で検出誤差が生じやすい。しかし、Ｄｕｔｙ指令０％とＤｕｔｙ指令１００％動作は一般的ではないため、ほぼ全域で共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓから相電流を推定できることを説明する。

図１３から図１５の設定例において相電流と共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓとの関係は（１８）式で表すことができる。ここで、添え字のｘ、ｙ、ｚは検出電流Ｉｓｐ１からＩｓｐ６の検出タイミングの添え字に対応する。

Ｄｕｔｙ指令０％と１００％を禁止動作とすると、（１８）式は三角波キャリアの最大値で検出したＩｓｐ１、Ｉｓｐ３、Ｉｓｐ５を用いる場合は（１９）式に置き換えることができる。

Ｄｕｔｙ指令０％と１００％を禁止動作とすると、（１８）式は三角波キャリアの最小値で検出したＩｓｐ２、Ｉｓｐ４、Ｉｓｐ６を用いる場合は（２０）式に置き換えることができる。

例えば、図１３、図１４に示した動作状況において、（１９）式と（２０）式はそれぞれ（２１）式と（２２）式で表すことができる。

（２１）式と（２２）式の行列Ｚの行列式はそれぞれ２と１であることから逆行列を導出可能である。したがって、図１３、図１４に示した動作状況の場合は、両式を用いて共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓから相電流を復元できることが分かる。

（１９）式と（２０）式を用いて共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓから相電流を復元できない条件として、例えばＤｕｔｙ指令Ｄ１＊が１００／３％未満、Ｄ２＊が２００／３％超過、Ｄ３＊が２００／３％超過の場合が該当する。この場合、（１９）式と（２０）式はそれぞれ（２３）式と（２４）式で表すことができる。

（２３）式と（２４）式の行列Ｚの行列式は共にゼロであることから逆行列を導出できない。しかし、例えば（２３）式のＩｓｐ５の行を（２４）式のＩｓｐ６の行と入れ替えた（２５）式は、行列Ｚの行列式が１であることから逆行列を導出可能である。各相のＤｕｔｙ指令の関係から行列Ｚは事前に抽出できるため、６つの検出電流から行列式がゼロを取らない３値を予め抽出することで、安定した共通ＤＣバス電流から各相電流の推定を実現できる。

ここで、Ｉｓｐ１からＩｓｐ６の検出タイミングにおいてＤｕｔｙ指令が変化すると検出タイミングの上アームＡｐ１、Ａｐ２、Ａｐ３の状態も変化する。このため、Ｄｕｔｙ指令の更新周期はＩｓｐ１からＩｓｐ６を検出する周期がキャリア周期の５／６倍の場合、キャリア周期と検出周期の最小公倍数であるキャリア周期の５．０倍以上に設定することで相電流Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３の推定誤差を小さくできる。

図１６は代表構成２（電力変換装置１０４）の図１３、図１４に対応した各相電流推定が可能なＤｕｔｙ指令更新周期の設定例２である。具体的には、図１６は各相電流推定が可能なキャリア周期、サンプリング周期、相電流推定、Ｄｕｔｙ指令更新周期の設定例２である。
なお、図１６において、＊Ｇは「電流検出（Ｉｓｐ１からＩｓｐ６）を行い、相電流を推定する」、＊Ｈは「電流制御」を表している。
ここで、各相のキャリア位相差を１２０度、共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの検出タイミング周期をキャリア周期の７／６倍、電流制御及びＤｕｔｙ指令の更新周期をキャリア周期と電流検出タイミング周期の最小公倍数であるキャリア周期の７．０倍としている。

Ｄｕｔｙ指令０％、１００／３％、２００／３％、１００％の条件にて、共通ＤＣバス電流検出タイミングとアームのオンオフのタイミングが重複するため共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの検出で検出誤差が生じやすい。しかし、Ｄｕｔｙ指令０％とＤｕｔｙ指令１００％動作は一般的ではないため、ほぼ全域で共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓから相電流を推定できることを説明する。

図１６の設定例２の場合、図１５の設定例１で説明した（１８）式から（２５）式の関係を流用できる。
設定例２の場合、Ｉｓｐ１からＩｓｐ６の検出タイミングにおいてＤｕｔｙ指令が変化すると検出タイミングの上アームＡｐ１、Ａｐ２、Ａｐ３の状態も変化する。このため、Ｄｕｔｙ指令の更新周期はキャリア周期と電流検出周期の最小公倍数であるキャリア周期の７．０倍以上に設定することで相電流Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３の推定誤差を小さくできる。
なお、図１６においてＤｕｔｙ指令の更新をＤ２＊とＤ３＊の次にＤ１＊としたが、電流制御演算の速さに応じて、Ｄｕｔｙ指令の更新をＤ１＊の次にＤ２＊とＤ３＊としてもよい。

以上、実施の形態１の電力変換装置の代表構成２として３入力３相コンバータを用いた電力変換装置１０４について、共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓから相電流（Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３）を推定する方法を説明した。

実施の形態１の電力変換装置の代表構成３（４入力４相コンバータ）の構成および機能・動作を図１７から図２３に基づいて説明する。
図１７において、図１等の構成と区別するために、電力変換装置１０５としている。また、電力変換部１Ｃとし、入力電源部１１Ｃとしている。
電力変換装置１０５の入力電源部１１Ｃは、リアクトルＬ１、Ｌ２、Ｌ３、Ｌ４および直流電源ＶＤＣ１、ＶＤＣ２、ＶＤＣ３、ＶＤＣ４を備えており、電力変換部１Ｃと共に４入力４相コンバータを構成する。
電力変換装置１０５は４相構成であるため電流制御部３とＰＷＭ制御部４をそれぞれ４つ備える。

電流推定部２は、電流検出器５で検出した共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓと電流制御部３が生成したＤｕｔｙ指令（Ｄ１＊、Ｄ２＊、Ｄ３＊、Ｄ４＊）から推定相電流（ＲＩ１、ＲＩ２、ＲＩ３、ＲＩ４）を推定し、電流制御部３に出力する。
電流制御部３は推定相電流（ＲＩ１、ＲＩ２、ＲＩ３、ＲＩ４）と各相電流の目標値（Ｉ１＊、Ｉ２＊、Ｉ３＊、Ｉ４＊）を用いて、各相電流を制御するためのＤｕｔｙ指令（Ｄ１＊、Ｄ２＊、Ｄ３＊、Ｄ４＊）を生成する。
ＰＷＭ制御部４は、電流制御部３が生成したＤｕｔｙ指令（Ｄ１＊、Ｄ２＊、Ｄ３＊、、Ｄ４＊）から電力変換部１Ｂの各レグの上下アーム（Ａｐ１、Ａｐ２、Ａｐ３、Ａｐ４およびＡｎ１、Ａｎ２、Ａｎ３、Ａｎ４）を制御するオンオフ信号（Ｓｐ１、Ｓｐ２、Ｓｐ３、Ｓｐ４およびＳｎ１、Ｓｎ２、Ｓｎ３、Ｓｎ４）を生成する。

図１８、図１９は代表構成３（電力変換装置１０５）の各相の三角波キャリア、高圧側上アームＡｐ１、Ａｐ２、Ａｐ３、Ａｐ４のオンオフ状態、各相電流（Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３、Ｉ４）と共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの検出タイミングの設定例１である。
具体的には、図１８Ａは、三角波キャリア（ｆｃ１、ｆｃ２、ｆｃ３、ｆｃ４）、高圧側の上アームＡｐ１、Ａｐ２、Ａｐ３、Ａｐ４のオンオフ状態、各相電流（Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３、Ｉ４）、共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓおよび検出電流（Ｉｓｐ１、Ｉｓｐ２、Ｉｓｐ３、Ｉｓｐ４）の関係を説明している。
図１８Ｂは、上アームＡｐ１のオンオフ状態および共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの検出タイミング（つまりＩｓｐ１からＩｓｐ４の検出タイミング）を位相で説明している。
ここで、三角波キャリアｆｃ１は、時間関数ｔが−π／ωｃ以上からπ／ωｃ以下の範囲にてｆｃ１＝（Ｋ／π）・｜ωｃｔ｜で表される。

図１９Ａは、上アームＡｐ２のオンオフ状態および共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの検出タイミングを位相で説明している。
ここで、三角波キャリアｆｃ２は、時間関数ｔが−（１／２）π／ωｃ以上から（３/２）π／ωｃ以下の範囲にてｆｃ２＝（Ｋ／π）・｜ωｃｔ−（π／２）｜で表される。
図１９Ｂは、上アームＡｐ３のオンオフ状態および共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの検出タイミングを位相で説明している。
ここで、三角波キャリアｆｃ３は、時間関数ｔが−２π／ωｃ以上から０以下の範囲にてｆｃ３＝（Ｋ／π）・｜ωｃｔ＋π｜で表される。
図１９Ｃは、上アームＡｐ４のオンオフ状態および共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの検出タイミングを位相で説明している。
ここで、三角波キャリアｆｃ４は、時間関数ｔが−（３／２）π／ωｃ以上から（１/２）π／ωｃ以下の範囲にてｆｃ４＝（Ｋ／π）・｜ωｃｔ＋（π／２）｜で表される。

ここで、三角波キャリア（ｆｃ１、ｆｃ２、ｆｃ３、ｆｃ４）１周期あたりを３６０度として、Ｄｕｔｙ指令に対応する高圧側上アームＡｐ１、Ａｐ２、Ａｐ３、Ａｐ４のオンオフ状態と共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの検出タイミングの関係を抽出することができる。これにより、アームのオンオフ切替りタイミングと共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの検出タイミングの重複によるサンプリング誤差が発生しやすい条件を事前に把握できる。
図１８、図１９では、４相共にＤｕｔｙ指令が０％、５０％、１００％においてサンプリング誤差が発生しやすいといえる。

図２０は代表構成３（電力変換装置１０５）の図１８、図１９に対応した各相電流推定に課題が残るＤｕｔｙ指令更新周期の設定例１である。具体的には、図２０は各相電流推定に課題が残るキャリア周期、サンプリング周期、相電流推定、Ｄｕｔｙ指令更新周期の設定例１である。
なお、図２０において、＊Ｉは「電流検出（Ｉｓｐ１からＩｓｐ４）を行い、相電流を推定する」、＊Ｊは「電流制御」を表している。
ここで、各相のキャリア位相差を９０度、共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの検出タイミング周期をキャリア周期の５／４倍、電流制御及びＤｕｔｙ指令の更新周期をキャリア周期と電流検出タイミング周期の最小公倍数であるキャリア周期の５．０倍としている。
なお、電流検出タイミング周期は、すなわち各相電流推定タイミング周期である。

Ｄｕｔｙ指令０％、５０％、１００％の条件にて、共通ＤＣバス電流検出タイミングとアームのオンオフのタイミングが重複するため共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの検出で検出誤差が生じやすい。しかし、Ｄｕｔｙ指令０％とＤｕｔｙ指令１００％動作は一般的ではないため、Ｄｕｔｙ指令０％超過１００％未満の条件において、共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓから相電流を限定的に推定できることを説明する。

図１８から図２０の設定例１において、相電流と共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの関係は（２６）式で表すことができる。

例えば、図１８、図１９に示した動作状況にて（２６）式は（２７）式で表すことができる。

しかし、（２７）式の場合、行列Ｚの３行目と４行目が共通のため、行列式はゼロとなる。したがって、共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓから各相電流を復元することができない。また、代表構成３の設定例１は代表構成２と異なり、相数と共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの検出箇所が同数のため、共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓから各相電流の推定はできない条件を含む限定的な設定例となる。

図２１、図２２は代表構成３（電力変換装置１０５）の各相の三角波キャリア、高圧側上アームＡｐ１、Ａｐ２、Ａｐ３、Ａｐ４のオンオフ状態、各相電流（Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３、Ｉ４）と共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの検出タイミングの設定例２である。
具体的には、図２１Ａは、三角波キャリア（ｆｃ１、ｆｃ２、ｆｃ３、ｆｃ４）、高圧側の上アームＡｐ１、Ａｐ２、Ａｐ３、Ａｐ４のオンオフ状態、各相電流（Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３、Ｉ４）、共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓおよび検出電流（Ｉｓｐ１、Ｉｓｐ２、Ｉｓｐ３、Ｉｓｐ４、Ｉｓｐ５、Ｉｓｐ６）の関係を説明している。
なお、三角波キャリアｆｃ１、ｆｃ２、ｆｃ３は、それぞれ１２０度の位相差を有し、ｆｃ４はｆｃ１に対して、１８０度の位相差を有する。すなわち、三角波キャリアｆｃ１、ｆｃ２、ｆｃ３、ｆｃ４の初期位相差はそれぞれ異なっている。
図２１Ｂは、上アームＡｐ１のオンオフ状態および共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの検出タイミング（つまりＩｓｐ１からＩｓｐ６の検出タイミング）を位相で説明している。
ここで、三角波キャリアｆｃ１は、時間関数ｔが−π／ωｃ以上からπ／ωｃ以下の範囲にてｆｃ１＝（Ｋ／π）・｜ωｃｔ｜で表される。

図２２Ａは、上アームＡｐ２のオンオフ状態および共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの検出タイミング（つまりＩｓｐ１からＩｓｐ６の検出タイミング）を位相で説明している。
ここで、三角波キャリアｆｃ２は、時間関数ｔが−（１／３）π／ωｃ以上から（５/３）π／ωｃ以下の範囲にてｆｃ２＝（Ｋ／π）・｜ωｃｔ−（２π／３）｜で表される。
図２２Ｂは、上アームＡｐ３のオンオフ状態および共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの検出タイミング（つまりＩｓｐ１からＩｓｐ６の検出タイミング）を位相で説明している。
ここで、三角波キャリアｆｃ３は、時間関数ｔが−（５／３）π／ωｃ以上から（１/３）π／ωｃ以下の範囲にてｆｃ３＝（Ｋ／π）・｜ωｃｔ＋（２π／３）｜で表される。
図２２Ｃは、上アームＡｐ４のオンオフ状態および共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの検出タイミング（つまりＩｓｐ１からＩｓｐ６の検出タイミング）を位相で説明している。
ここで、三角波キャリアｆｃ４は、時間関数ｔが−２π／ωｃ以上から０以下の範囲にてｆｃ４＝（Ｋ／π）・｜ωｃｔ＋（π／２）＋π｜で表される。

ここで、三角波キャリア（ｆｃ１、ｆｃ２、ｆｃ３、ｆｃ４）１周期あたりを３６０度として、Ｄｕｔｙ指令に対応する高圧側上アームＡｐ１、Ａｐ２、Ａｐ３、Ａｐ４のオンオフ状態と共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの検出タイミングの関係を抽出することができる。これにより、アームのオンオフ切替りタイミングと共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの検出タイミングの重複によるサンプリング誤差が発生しやすい条件を事前に把握できる。
図２１、図２２では、４相共にＤｕｔｙ指令が０％、１００／３％、２００／３％、１００％においてサンプリング誤差が発生しやすいといえる。

図２３は代表構成３（電力変換装置１０５）の図２１、図２２に対応した各相電流推定が可能なＤｕｔｙ指令更新周期の設定例２である。具体的には、図２３は各相電流推定が可能なキャリア周期、サンプリング周期、相電流推定、Ｄｕｔｙ指令更新周期の設定例２である。
なお、図２３において、＊Ｋは「電流検出（Ｉｓｐ１からＩｓｐ６）を行い、相電流を推定する」、＊Ｌは「電流制御」を表している。
ここで、４相中３相（ｆｃ１、ｆｃ２、ｆｃ３）のキャリア位相差を１２０度、３相中１相（ｆｃ１）と残り１相（ｆｃ４）のキャリア位相差を１８０度、共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの検出タイミング周期をキャリア周期の５／６倍、電流制御及びＤｕｔｙ指令の更新周期をキャリア周期と電流検出タイミング周期の最小公倍数であるキャリア周期の５．０倍としている。
なお、電流検出タイミング周期は、すなわち各相電流推定タイミング周期である。

Ｄｕｔｙ指令０％、５０％、１００％の条件において、共通ＤＣバス電流検出タイミングとアームのオンオフのタイミングが重複するため共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの検出で検出誤差が生じやすい。Ｄｕｔｙ指令０％超過１００％未満の条件において、共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓから相電流（Ｉ１からＩ４）を推定できることを説明する。

図２１から図２３の設定例において相電流と共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの関係は（２８）式で表すことができる。ここで、添え字のｗ、ｘ、ｙ、ｚはＩｓｐ１からＩｓｐ６の検出タイミングの添え字に対応する。

例えば、図２１、図２２に示した動作状況にて（２８）式は（２９）式で表すことができる。

図２１、図２２は、先に示した図１８、図１９と同様にＤｕｔｙ指令Ｄ１＊が２００／３％超過、Ｄ２＊とＤ３＊が１００／３％超過、２００／３％未満、Ｄ４＊が１００／３％未満の運転状態を表している。しかし、図１８、図１９に対応する（２７）式では行列Ｚが逆行列を導出できないが、図２１、図２２に対応する（２９）式は行列Ｚの行列式が−１をなるため逆行列を導出可能である。
したがって、図２１から図２３の設定例２は、代表構成１で示した２相構成の設定と、代表構成２で示した３相構成の設定を組合せることで、図１８から図２０の設定例１にて電流推定部２が有効な推定ができない条件に対応できることが分かる。

代表構成３において、設定例１と設定例２はキャリアの位相関係を変えた場合の特性差を示した。三角波キャリアの形状を立ち上がり傾きと立ち下がり傾きが共通の対称三角波から、それぞれの傾きを変えた変形三角波とすることで検出タイミングにおけるＤｕｔｙ指令に応じたアームのオンオフ状態を変更してもよい。例えば、図１８、図１９および図２１、図２２に示した三角波キャリアｆｃ１からｆｃ４の最大値の箇所を固定し、最小値の箇所を１２０度進める、または遅らせる変形三角波が考えられる。

以上、実施の形態１の電力変換装置の代表構成３として４入力４相コンバータを用いた電力変換装置１０５について、共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓから相電流（Ｉ１からＩ４）を推定する方法を説明した。

次に、代表構成１から代表構成３の派生例を説明する。
図２４は、代表構成１の派生例の１入力２相コンバータである。
図１等の構成と区別するために、電力変換装置１０６としている。また、電力変換部１Ｄとし、入力電源部１１Ｄとしている。
電力変換装置１０６の入力電源部１１Ｄは、リアクトルＬ１、Ｌ２および直流電源ＶＤＣ１を備えており、電力変換部１Ｄとともに１入力２相コンバータを構成する。
電力変換装置１０６は２相構成であるため電流制御部３とＰＷＭ制御部４をそれぞれ２つ備える。

電流推定部２は、電流検出器５で検出した共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓと電流制御部３が生成したＤｕｔｙ指令（Ｄ１＊、Ｄ２＊）から推定相電流（ＲＩ１、ＲＩ２）を推定し、電流制御部３に出力する。
電流制御部３は推定相電流（ＲＩ１、ＲＩ２）と各相電流の目標値（Ｉ１＊、Ｉ２＊）を用いて、各相電流を制御するためのＤｕｔｙ指令（Ｄ１＊、Ｄ２＊）を生成する。
ＰＷＭ制御部４は、電流制御部３が生成したＤｕｔｙ指令（Ｄ１＊、Ｄ２＊）から電力変換部１Ｄの各レグの上下アーム（Ａｐ１、Ａｐ２およびＡｎ１、Ａｎ２）を制御するオンオフ信号（Ｓｐ１、Ｓｐ２、およびＳｎ１、Ｓｎ２）を生成する。

図２５は、代表構成２の派生例１の１入力３相コンバータである。
図１等の構成と区別するために、電力変換装置１０７としている。また、電力変換部１Ｅとし、入力電源部１１Ｅとしている。
電力変換装置１０７の入力電源部１１Ｅは、リアクトルＬ１、Ｌ２、Ｌ３および直流電源ＶＤＣ１を備えており、電力変換部１Ｅとともに１入力３相コンバータを構成する。
電力変換装置１０７は３相構成であるため電流制御部３とＰＷＭ制御部４をそれぞれ３つ備える。

電流推定部２は、電流検出器５で検出した共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓと電流制御部３が生成したＤｕｔｙ指令（Ｄ１＊、Ｄ２＊、Ｄ３＊）から推定相電流（ＲＩ１、ＲＩ２、ＲＩ３）を推定し、電流制御部３に出力する。
電流制御部３は推定相電流（ＲＩ１、ＲＩ２、ＲＩ３）と各相電流の目標値（Ｉ１＊、Ｉ２＊、Ｉ３＊）を用いて、各相電流を制御するためのＤｕｔｙ指令（Ｄ１＊、Ｄ２＊、Ｄ３＊）を生成する。
ＰＷＭ制御部４は、電流制御部３が生成したＤｕｔｙ指令（Ｄ１＊、Ｄ２＊、Ｄ３＊）から電力変換部１Ｅの各レグの上下アーム（Ａｐ１、Ａｐ２、Ａｐ３およびＡｎ１、Ａｎ２、Ａｎ３）を制御するオンオフ信号（Ｓｐ１、Ｓｐ２、Ｓｐ３およびＳｎ１、Ｓｎ２、Ｓｎ３）を生成する。

図２６は、代表構成２の派生例２の２入力３相コンバータである。
図１等の構成と区別するために、電力変換装置１０８としている。また、電力変換部１Ｆとし、入力電源部１１Ｆとしている。
電力変換装置１０８の入力電源部１１Ｆは、リアクトルＬ１、Ｌ２、Ｌ３および直流電源ＶＤＣ１、ＶＤＣ２を備えており、電力変換部１Ｆとともに２入力３相コンバータを構成する。
電力変換装置１０８は３相構成であるため電流制御部３とＰＷＭ制御部４をそれぞれ３つ備える。

電流推定部２は、電流検出器５で検出した共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓと電流制御部３が生成したＤｕｔｙ指令（Ｄ１＊、Ｄ２＊、Ｄ３＊）から推定相電流（ＲＩ１、ＲＩ２、ＲＩ３）を推定し、電流制御部３に出力する。
電流制御部３は推定相電流（ＲＩ１、ＲＩ２、ＲＩ３）と各相電流の目標値（Ｉ１＊、Ｉ２＊、Ｉ３＊）を用いて、各相電流を制御するためのＤｕｔｙ指令（Ｄ１＊、Ｄ２＊、Ｄ３＊）を生成する。
ＰＷＭ制御部４は、電流制御部３が生成したＤｕｔｙ指令（Ｄ１＊、Ｄ２＊、Ｄ３＊）から電力変換部１Ｆの各レグの上下アーム（Ａｐ１、Ａｐ２、Ａｐ３およびＡｎ１、Ａｎ２、Ａｎ３）を制御するオンオフ信号（Ｓｐ１、Ｓｐ２、Ｓｐ３およびＳｎ１、Ｓｎ２、Ｓｎ３）を生成する。

図２７は、代表構成３の派生例１の１入力４相コンバータである。
図１等の構成と区別するために、電力変換装置１０９としている。また、電力変換部１Ｇとし、入力電源部１１Ｇとしている。
電力変換装置１０９の入力電源部１１Ｇは、リアクトルＬ１、Ｌ２、Ｌ３、Ｌ４および直流電源ＶＤＣ１を備えており、電力変換部１Ｇとともに１入力４相コンバータを構成する。
電力変換装置１０９は４相構成であるため電流制御部３とＰＷＭ制御部４をそれぞれ４つ備える。

電流推定部２は、電流検出器５で検出した共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓと電流制御部３が生成したＤｕｔｙ指令（Ｄ１＊、Ｄ２＊、Ｄ３＊、Ｄ４＊）から推定相電流（ＲＩ１、ＲＩ２、ＲＩ３、ＲＩ４）を推定し、電流制御部３に出力する。
電流制御部３は推定相電流（ＲＩ１、ＲＩ２、ＲＩ３、ＲＩ４）と各相電流の目標値（Ｉ１＊、Ｉ２＊、Ｉ３＊、Ｉ４＊）を用いて、各相電流を制御するためのＤｕｔｙ指令（Ｄ１＊、Ｄ２＊、Ｄ３＊、Ｄ４＊）を生成する。
ＰＷＭ制御部４は、電流制御部３が生成したＤｕｔｙ指令（Ｄ１＊、Ｄ２＊、Ｄ３＊、、Ｄ４＊）から電力変換部１Ｇの各レグの上下アーム（Ａｐ１、Ａｐ２、Ａｐ３、Ａｐ４およびＡｎ１、Ａｎ２、Ａｎ３、Ａｎ４）を制御するオンオフ信号（Ｓｐ１、Ｓｐ２、Ｓｐ３、Ｓｐ４およびＳｎ１、Ｓｎ２、Ｓｎ３、Ｓｎ４）を生成する。

図２８は、代表構成３の派生例２の３入力４相コンバータである。
図１等の構成と区別するために、電力変換装置１１０としている。また、電力変換部１Ｈとし、入力電源部１１Ｈとしている。
電力変換装置１１０の入力電源部１１Ｈは、リアクトルＬ１、Ｌ２、Ｌ３、Ｌ４および直流電源ＶＤＣ１、ＶＤＣ２、ＶＤＣ３を備えており、電力変換部１Ｈとともに３力４相コンバータを構成する。
電力変換装置１１０は４相構成であるため電流制御部３とＰＷＭ制御部４をそれぞれ４つ備える。

電流推定部２は、電流検出器５で検出した共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓと電流制御部３が生成したＤｕｔｙ指令（Ｄ１＊、Ｄ２＊、Ｄ３＊、Ｄ４＊）から推定相電流（ＲＩ１、ＲＩ２、ＲＩ３、ＲＩ４）を推定し、電流制御部３に出力する。
電流制御部３は推定相電流（ＲＩ１、ＲＩ２、ＲＩ３、ＲＩ４）と各相電流の目標値（Ｉ１＊、Ｉ２＊、Ｉ３＊、Ｉ４＊）を用いて、各相電流を制御するためのＤｕｔｙ指令（Ｄ１＊、Ｄ２＊、Ｄ３＊、Ｄ４＊）を生成する。
ＰＷＭ制御部４は、電流制御部３が生成したＤｕｔｙ指令（Ｄ１＊、Ｄ２＊、Ｄ３＊、、Ｄ４＊）から電力変換部１Ｈの各レグの上下アーム（Ａｐ１、Ａｐ２、Ａｐ３、Ａｐ４およびＡｎ１、Ａｎ２、Ａｎ３、Ａｎ４）を制御するオンオフ信号（Ｓｐ１、Ｓｐ２、Ｓｐ３、Ｓｐ４およびＳｎ１、Ｓｎ２、Ｓｎ３、Ｓｎ４）を生成する。

次に実施の形態１の代表構成４から代表構成６について、順次説明する。代表構成１から代表構成３はコンバータが対象であったが、代表構成４から代表構成６はインバータが対象である。ここで、コンバータとは共通DCバスの電圧と各相に接続される電圧が直流である電力変換装置を指し、インバータとは共通DCバスの電圧が直流で各相に接続される電圧が交流である電力変換装置を指している。

実施の形態１の電力変換装置の代表構成４（単相２線インバータ）の構成および機能・動作を図２９から図３２に基づいて説明する。
図２９において、図１等の構成と区別するために、電力変換装置１１１としている。また、電力変換部１Ｊとし、入力電源部１１Ｊとしている。また、電力変換部１Ｊと負荷１２との接続する共通ＤＣバスに平滑コンデンサ６を備えている。
電力変換装置１１１の入力電源部１１Ｊは、リアクトルＬ１、Ｌ２および交流電源ＶＡＣ１を備えており、電力変換部１Ｊとともに単相２線インバータを構成する。
電力変換装置１１１は、電流制御部３を１つとＰＷＭ制御部４を２つ備える。
リアクトルＬ１を流れる電流は相電流Ｉ１に対応し、リアクトルＬ２を流れる電流は相電流Ｉ２に対応している。

電流推定部２は、電流検出器５で検出した共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓと電流制御部３が生成したＤｕｔｙ指令（Ｄ１＊、Ｄ２＊）から推定相電流（ＲＩＡＣ）を推定し、電流制御部３に出力する。
電流制御部３は推定相電流（ＲＩＡＣ）と各相電流の目標値（ＩＡＣ＊）を用いて、各相電流を制御するためのＤｕｔｙ指令（Ｄ１＊、Ｄ２＊）を生成する。
ＰＷＭ制御部４は、電流制御部３が生成したＤｕｔｙ指令（Ｄ１＊、Ｄ２＊）から電力変換部１Ａの各レグの上下アーム（Ａｐ１、Ａｐ２およびＡｎ１、Ａｎ２）を制御するオンオフ信号（Ｓｐ１、Ｓｐ２、およびＳｎ１、Ｓｎ２）を生成する。

なお、２つのレグの内、一方のレグの上アーム（例えば、Ａｐ１）のオンオフ状態ともう一方のレグの下アーム（Ａｎ２）のオンオフ状態を合わせ、同様に一方のレグの下アーム（Ａｎ１）のオンオフ状態ともう一方のレグの上アーム（Ａｐ２）のオンオフ状態を合わせることで、ＰＷＭ制御部４を１つに削減してもよい。以降の説明ではＰＷＭ制御部４が２つの場合の構成を用いて説明を行う。

図３０、図３１は代表構成４（電力変換装置１１１）の各相の三角波キャリア、高圧側上アームＡｐ１とＡｐ２のオンオフ状態、各相電流（Ｉ１、Ｉ２）と共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの検出タイミングの設定例１である。
具体的には、図３０は、三角波キャリア（ｆｃ１、ｆｃ２）、高圧側の上アームＡｐ１、Ａｐ２のオンオフ状態、各相電流（Ｉ１、Ｉ２）、共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓおよび検出電流（Ｉｓｐ１、Ｉｓｐ２）の関係を説明している。
図３１Ａは、上アームＡｐ１のオンオフ状態および共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの検出タイミング（つまりＩｓｐ１、Ｉｓｐ２の検出タイミング）を位相で説明している。
ここで、三角波キャリアｆｃ１は、時間関数ｔが−π／ωｃ以上からπ／ωｃ以下の範囲にてｆｃ１＝（Ｋ／π）・｜ωｃｔ｜で表される。
図３１Ｂは、上アームＡｐ２のオンオフ状態および共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの検出タイミング（つまりＩｓｐ１、Ｉｓｐ２の検出タイミング）を位相で説明している。
ここで、三角波キャリアｆｃ２は、時間関数ｔが−２π／ωｃ以上から０以下の範囲にてｆｃ２＝（Ｋ／π）・｜ωｃｔ＋π｜で表される。

ここで、三角波キャリア（ｆｃ１、ｆｃ２）１周期あたりを３６０度として、Ｄｕｔｙ指令に対応する高圧側上アームＡｐ１およびＡｐ２のオンオフ状態と共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの検出タイミングの関係を抽出することができる。これにより、アームのオンオフ切替りタイミングと共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの検出タイミングの重複によるサンプリング誤差が発生しやすい条件を事前に把握できる。
図３０、図３１では、２相共にＤｕｔｙ指令が０％と１００％にてサンプリング誤差が発生しやすいといえる。

図３２は代表構成４（電力変換装置１１１）の図３０、図３１に対応した各相電流推定が可能なＤｕｔｙ指令更新周期の設定例１である。具体的には、図３２は各相電流推定が可能なキャリア周期、サンプリング周期、相電流推定、Ｄｕｔｙ指令更新周期の設定例１である。
なお、図３２において、＊Ｍは「電流検出（Ｉｓｐ１、Ｉｓｐ２）を行い、相電流を推定する」、＊Ｎは「電流制御」を表している。
ここで、各相のキャリア位相差を１８０度、共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの検出タイミング周期をキャリア周期の１．５倍、電流制御及びＤｕｔｙ指令の更新周期をキャリア周期と電流検出タイミング周期の最小公倍数であるキャリア周期の３．０倍としている。

Ｄｕｔｙ指令０％の条件とＤｕｔｙ指令１００％の条件にて、共通ＤＣバス電流検出タイミングとアームのオンオフのタイミングが重複するため共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの検出で検出誤差が生じやすい。しかし、Ｄｕｔｙ指令０％とＤｕｔｙ指令１００％動作は一般的ではないため、ほぼ全域で共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓから相電流を推定できることを説明する。

図３０、図３１、図３２の設定例１において、代表構成１で示した２入力２相コンバータの設定例１と同様に、相電流と共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの関係は、（４）式から（６）式で表すことができる。
ここで、代表構成４は代表構成１と異なり、相電流Ｉ１の逆極性の電流が相電流Ｉ２となるため、電流推定部２はＩＡＣの推定値として、Ｉ１の推定値、Ｉ２の推定値の−１倍、Ｉ１推定値とＩ２推定値の差分を取り０．５倍した値などを選択することができる。このように、代表構成４は代表構成１と同等に取り扱うことができる。
本説明では、代表構成１の設定例１に対応させた設定例について説明したが、代表構成１の設定例２に対応させた場合も同様に実現可能である。

以上、実施の形態１の電力変換装置の代表構成４として単相２線インバータを用いた電力変換装置１１１について、共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓから交流電流、すなわち相電流（Ｉ１、Ｉ２）を推定する方法を説明した。

実施の形態１の電力変換装置の代表構成５（単相３線インバータ）の構成および機能・動作を図３３から図３６に基づいて説明する。
図３３において、図１等の構成と区別するために、電力変換装置１１２としている。また、電力変換部１Ｋとし、入力電源部１１Ｋとしている。電力変換部１Ｋと負荷１２との接続する共通ＤＣバスに平滑コンデンサ６を備えている。
電力変換装置１１２の入力電源部１１Ｋは、リアクトルＬ１、Ｌ３および交流電源ＶＡＣ１、ＶＡＣ２を備えており、電力変換部１Ｋとともに単相３線インバータを構成する。
電力変換装置１１２は、電流制御部３、ＰＷＭ制御部４をそれぞれ３つ備える。
リアクトルＬ１を流れる交流電流（相電流Ｉ１に対応）をＩＵ、リアクトルＬ３を流れる交流電流（相電流Ｉ３に対応）をＩＶ、中性線を流れる交流電流（相電流Ｉ２に対応）をＩＯとしている。

電流推定部２は、電流検出器５で検出した共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓと電流制御部３が生成したＤｕｔｙ指令（Ｄ１＊、Ｄ２＊、Ｄ３＊）から推定相電流（ＲＩＵ、ＲＩＶ、ＲＩＯ）を推定し、電流制御部３に出力する。
電流制御部３は推定相電流（ＲＩＵ、ＲＩＶ、ＲＩＯ）と各相電流の目標値（ＩＵ＊、ＩＶ＊、ＩＯ＊）を用いて、各相電流を制御するためのＤｕｔｙ指令（Ｄ１＊、Ｄ２＊、Ｄ３＊）を生成する。
ＰＷＭ制御部４は、電流制御部３が生成したＤｕｔｙ指令（Ｄ１＊、Ｄ２＊、Ｄ３＊）から電力変換部１Ｋの各レグの上下アーム（Ａｐ１、Ａｐ２、Ａｐ３およびＡｎ１、Ａｎ２、Ａｎ３）を制御するオンオフ信号（Ｓｐ１、Ｓｐ２、Ｓｐ３およびＳｎ１、Ｓｎ２、Ｓｎ３）を生成する。

図３４、図３５は代表構成５（電力変換装置１１２）の各相の三角波キャリア、高圧側上アームＡｐ１、Ａｐ２、Ａｐ３のオンオフ状態、各相電流（Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３）と共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの検出タミングの設定例１である。
具体的には、図３４Ａは、三角波キャリア（ｆｃ１、ｆｃ２、ｆｃ３）、高圧側の上アームＡｐ１、Ａｐ２、Ａｐ３のオンオフ状態、各相電流（Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３）、共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓおよび検出電流（Ｉｓｐ１、Ｉｓｐ２、Ｉｓｐ３、Ｉｓｐ４、Ｉｓｐ５、Ｉｓｐ６、）の関係を説明している。
図３４Ｂは、上アームＡｐ１のオンオフ状態および共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの検出タイミング（つまりＩｓｐ１からＩｓｐ６の検出タイミング）を位相で説明している。
ここで、三角波キャリアｆｃ１は、時間関数ｔが−π／ωｃ以上からπ／ωｃ以下の範囲にてｆｃ１＝（Ｋ／π）・｜ωｃｔ｜で表される。

図３５Ａは、上アームＡｐ２のオンオフ状態および共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの検出タイミング（つまりＩｓｐ１からＩｓｐ６の検出タイミング）を位相で説明している。
ここで、三角波キャリアｆｃ２は、時間関数ｔが−（１／３）π／ωｃ以上から（５/３）π／ωｃ以下の範囲にてｆｃ２＝（Ｋ／π）・｜ωｃｔ−（２π／３）｜で表される。
図３５Ｂは、上アームＡｐ３のオンオフ状態および共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの検出タイミング（つまりＩｓｐ１からＩｓｐ６の検出タイミング）を位相で説明している。
ここで、三角波キャリアｆｃ３は、時間関数ｔが−（５／３）π／ωｃ以上から（１/３）π／ωｃ以下の範囲にてｆｃ３＝（Ｋ／π）・｜ωｃｔ＋（２π／３）｜で表される。

ここで、三角波キャリア（ｆｃ１、ｆｃ２、ｆｃ３）１周期あたりを３６０度として、Ｄｕｔｙ指令に対応する高圧側上アームＡｐ１、Ａｐ２、Ａｐ３のオンオフ状態と共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの検出タイミングの関係を抽出することができる。これにより、アームのオンオフ切替りタイミングと共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの検出タイミングの重複によるサンプリング誤差が発生しやすい条件を事前に把握できる。
図３４、図３５では、３相共にＤｕｔｙ指令が０％、１００／３％、２００／３％、１００％においてサンプリング誤差が発生しやすいといえる。

図３６は代表構成５（電力変換装置１１２）の図３４、図３５に対応した各相電流推定が可能なＤｕｔｙ指令更新周期の設定例１である。具体的には、図３６は各相電流推定が可能なキャリア周期、サンプリング周期、相電流推定、Ｄｕｔｙ指令更新周期の設定例１である。
なお、図３６において、＊Ｏは「電流検出（Ｉｓｐ１からＩｓｐ６）を行い、相電流を推定する」、＊Ｐは「電流制御」を表している。
ここで、各相のキャリア位相差を１２０度、共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの検出タイミング周期をキャリア周期の５／６倍、電流制御及びＤｕｔｙ指令の更新周期をキャリア周期と電流検出タイミング周期の最小公倍数であるキャリア周期の５．０倍としている。

Ｄｕｔｙ指令０％、１００／３％、２００／３％、１００％の条件にて、共通ＤＣバス電流検出タイミングとアームのオンオフのタイミングが重複するため共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの検出で検出誤差が生じやすい。しかし、Ｄｕｔｙ指令が０％超過、１００％未満の条件で共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓから相電流を推定できることを説明する。

図３４、図３５、図３６の設定例１において、代表構成２で示した３入力３相コンバータの設定例１と同様に、相電流と共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの関係は、（１８）式から（２５）式で表すことができる。
このように、代表構成５は代表構成２と同等に取り扱うことができる。
本説明では、代表構成２の設定例１に対応させた設定例について説明したが、代表構成２の設定例２に対応させた場合も同様に実現可能である。

以上、実施の形態１の電力変換装置の代表構成５として単相三線インバータを用いた電力変換装置１１２について、共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓから交流電流（ＩＵ、ＩＶ、ＩＯ）、すなわち相電流（Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３）を推定する方法を説明した。

実施の形態１の電力変換装置の代表構成６（三相三線インバータ）の構成および機能・動作を図３７、図３８に基づいて説明する。まず図３７の構成について説明する。
図１等の構成と区別するために、電力変換装置１１３としている。また、電力変換部１Ｌとし、入力電源部１１Ｌとしている。また、電力変換部１Ｌと負荷１２との接続する共通ＤＣバスに平滑コンデンサ６を備えている。
電力変換装置１１３の入力電源部１１Ｌは、リアクトルＬ１、Ｌ２、Ｌ３および交流電源ＶＡＣ１、ＶＡＣ２、ＶＡＣ３を備えており、電力変換部１Ｌとともに三相三線インバータを構成する。
電力変換装置１１３は、電流制御部３、ＰＷＭ制御部４をそれぞれ３つ備える。
リアクトルＬ１を流れる交流電流（相電流Ｉ１に対応）をＩＵ、リアクトルＬ２を流れる交流電流（相電流Ｉ２に対応）をＩＶ、リアクトルＬ３を流れる交流電流（相電流Ｉ３に対応）をＩＷとしている。

電流推定部２は、電流検出器５で検出した共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓと電流制御部３が生成したＤｕｔｙ指令（Ｄ１＊、Ｄ２＊、Ｄ３＊）から推定相電流（ＲＩＵ、ＲＩＶ、ＲＩＯ）を推定し、電流制御部３に出力する。
電流制御部３は推定相電流（ＲＩＵ、ＲＩＶ、ＲＩＷ）と各相電流の目標値（ＩＵ＊、ＩＶ＊、ＩＷ＊）を用いて、各相電流を制御するためのＤｕｔｙ指令（Ｄ１＊、Ｄ２＊、Ｄ３＊）を生成する。
ＰＷＭ制御部４は、電流制御部３が生成したＤｕｔｙ指令（Ｄ１＊、Ｄ２＊、Ｄ３＊）から電力変換部１Ｌの各レグの上下アーム（Ａｐ１、Ａｐ２、Ａｐ３およびＡｎ１、Ａｎ２、Ａｎ３）を制御するオンオフ信号（Ｓｐ１、Ｓｐ２、Ｓｐ３およびＳｎ１、Ｓｎ２、Ｓｎ３）を生成する。

次に、図３８の構成について説明する。
図１等の構成と区別するために、電力変換装置１１４としている。また、電力変換部１Ｍとし、入力電源部１１Ｍとしている。
図３８の構成は、図３７と同じ三相三線インバータであるが、三相／二相変換器７Ａと二相／三相変換器７Ｂを備える点が、図３７の電力変換装置１１３とは異なっている。
図３８では、電流制御部３の入力が二相に変換された推定電流（ＲＩγ、ＲＩδ）と目標値（Ｉγ＊、Ｉδ＊）となり、三相／二相変換および二相／三相変換に位相θが必要になる。なお、Ｉγ、Ｉδは回転座標変換後の直交軸電流である。
図３８の電力変換装置１１４では、三相交流電流を静止座標から回転座標へ変換する方式で零相成分を制御しないため、電流制御部３は２つ、ＰＷＭ制御部４は３つの構成となる。

三相交流の静止座標から回転座標へ変換する方法は一般的であるため説明を省略する。
代表構成６の構成は交流電源を除き代表構成５と同一であるため、代表構成５の図３４から図３６で説明した設定例を適用できる。

以上、実施の形態１の電力変換装置の代表構成６として三相三線インバータを用いた電力変換装置１１３、１１４について、共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓから交流電流（ＩＵ、ＩＶ、ＩＷ）、すなわち相電流（Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３）を推定する方法を説明した。

次に、実施の形態１の代表構成４から代表構成６の派生例について、構成を中心に説明する。
図３９は代表構成４から代表構成６の派生例の三相三線インバータと単相二線インバータである。

図１等の構成と区別するために、電力変換装置１１５としている。また、電力変換部１Ｎとし、入力電源部１１Ｎとしている。
電力変換部１Ｎは、電力変換部１ＮＡと電力変換部１ＮＢとを備える。また、入力電源部１１Ｎは、入力電源部１１ＮＡと入力電源部１１ＮＢとを備える。
ここで、入力電源部１１ＮＡは、リアクトルＬ１、Ｌ２、Ｌ３および交流電源ＶＡＣ１、ＶＡＣ２、ＶＡＣ３を備えており、電力変換部１ＮＡとともに三相三線インバータを構成する。
また、入力電源部１１ＮＢは、リアクトルＬ４、Ｌ５および交流電源ＶＡＣ４を備えており、電力変換部１ＮＢとともに単相二線インバータを構成する。
電力変換装置１１５は全体として５相構成であるため電流制御部３とＰＷＭ制御部４をそれぞれ５つ備える。

電流推定部２は、電流検出器５で検出した共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓと電流制御部３が生成したＤｕｔｙ指令（Ｄ１＊からＤ５＊）から推定相電流（ＲＩＵ、ＲＩＶ、ＲＩＷ、ＲＩＡＣ）を推定し、電流制御部３に出力する。なお、Ｄｕｔｙ指令Ｄ５＊は−Ｄ４＊である。
電流制御部３は推定相電流（ＲＩＵ、ＲＩＶ、ＲＩＷ、ＲＩＡＣ）と各相電流の目標値（ＩＵ＊、ＩＶ＊、ＩＷ＊、ＩＡＣ＊）を用いて、各相電流を制御するためのＤｕｔｙ指令（Ｄ１＊からＤ５＊）を生成する。
ＰＷＭ制御部４は、電流制御部３が生成したＤｕｔｙ指令（Ｄ１＊からＤ５＊）から電力変換部１ＮＡ、１ＮＢの各レグの上下アーム（Ａｐ１からＡｐ５およびＡｎ１からＡｎ５）を制御するオンオフ信号（Ｓｐ１からＳｐ５およびＳｎ１からＳｎ５）を生成する。

次に、実施の形態１の電力変換装置において、コンバータとインバータとを組合せた構成例を組合せ構成１から組合せ構成４として説明する。

図４０は１相コンバータと単相二線インバータの代表組合せ構成１である。
図１等の構成と区別するために、電力変換装置１１６としている。また、電力変換部１Ｐとし、入力電源部１１Ｐとしている。
電力変換装置１１６の入力電源部１１Ｐは、リアクトルＬ１、Ｌ２および交流電源ＶＡＣ１を備え、さらに、リアクトルＬ３と直流電源ＶＤＣ１を備える。
電力変換装置１１６は全体で３相構成であるため電流制御部３とＰＷＭ制御部４をそれぞれ３つ備える。

電流推定部２は、電流検出器５で検出した共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓと電流制御部３が生成したＤｕｔｙ指令（Ｄ１＊からＤ３＊）から推定相電流（ＲＩＡＣ、ＲＩ３）を推定し、電流制御部３に出力する。なお、Ｄｕｔｙ指令Ｄ２＊は−Ｄ１＊である。
電流制御部３は推定相電流（ＲＩＡＣ、ＲＩ３）と各相電流の目標値（ＩＡＣ＊、Ｉ３＊）を用いて、各相電流を制御するためのＤｕｔｙ指令（Ｄ１＊からＤ３＊）を生成する。
ＰＷＭ制御部４は、電流制御部３が生成したＤｕｔｙ指令（Ｄ１＊からＤ３＊）から電力変換部１Ｐの各レグの上下アーム（Ａｐ１からＡｐ３およびＡｎ１からＡｎ３）を制御するオンオフ信号（Ｓｐ１からＳｐ３、およびＳｎ１からＳｎ３）を生成する。

代表組合せ構成１の各相電流推定が可能なキャリア周期、サンプリング周期、相電流推定、Ｄｕｔｙ指令更新周期の設定例は実施の形態１で示した３相構成と同様である。

図４１は２入力２相コンバータと単相二線インバータの代表組合せ構成２である。
図１等の構成と区別するために、電力変換装置１１７としている。また、電力変換部１Ｑとし、入力電源部１１Ｑとしている。
電力変換装置１１７の入力電源部１１Ｑは、リアクトルＬ１、Ｌ２および交流電源ＶＡＣ１を備え、さらに、リアクトルＬ３、Ｌ４と直流電源ＶＤＣ１、ＶＤＣ２を備える。
電力変換装置１１７は全体で４相構成であるため電流制御部３とＰＷＭ制御部４をそれぞれ４つ備える。

電流推定部２は、電流検出器５で検出した共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓと電流制御部３が生成したＤｕｔｙ指令（Ｄ１＊からＤ４＊）から推定相電流（ＲＩＡＣ、ＲＩ３、ＲＩ４）を推定し、電流制御部３に出力する。なお、Ｄｕｔｙ指令Ｄ２＊は−Ｄ１＊である。
電流制御部３は推定相電流（ＲＩＡＣ、ＲＩ３、ＲＩ４）と各相電流の目標値（ＩＡＣ＊、Ｉ３＊、Ｉ４＊）を用いて、各相電流を制御するためのＤｕｔｙ指令（Ｄ１＊からＤ４＊）を生成する。
ＰＷＭ制御部４は、電流制御部３が生成したＤｕｔｙ指令（Ｄ１＊からＤ４＊）から電力変換部１Ｑの各レグの上下アーム（Ａｐ１からＡｐ４およびＡｎ１からＡｎ４）を制御するオンオフ信号（Ｓｐ１からＳｐ４、およびＳｎ１からＳｎ４）を生成する。

代表組合せ構成２の各相電流推定が可能なキャリア周期、サンプリング周期、相電流推定、Ｄｕｔｙ指令更新周期の設定例は実施の形態１で示した４相構成と同様である。

図４２は１相コンバータと単相三線インバータの代表組合せ構成３である。
図１等の構成と区別するために、電力変換装置１１８としている。また、電力変換部１Ｒとし、入力電源部１１Ｒとしている。
電力変換装置１１８の入力電源部１１Ｒは、リアクトルＬ１、Ｌ３および交流電源ＶＡＣ１、ＶＡＣ２を備え、さらに、リアクトルＬ４と直流電源ＶＤＣ１を備える。
電力変換装置１１８は全体で４相構成であるため電流制御部３とＰＷＭ制御部４をそれぞれ４つ備える。

電流推定部２は、電流検出器５で検出した共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓと電流制御部３が生成したＤｕｔｙ指令（Ｄ１＊からＤ４＊）から推定相電流（ＲＩＵ、ＲＩＶ、ＲＩＯ、ＲＩ４）を推定し、電流制御部３に出力する。
電流制御部３は推定相電流（ＲＩＵ、ＲＩＶ、ＲＩＯ、ＲＩ４）と各相電流の目標値（ＩＵ＊、ＩＶ＊、ＩＯ＊、Ｉ４＊）を用いて、各相電流を制御するためのＤｕｔｙ指令（Ｄ１＊からＤ４＊）を生成する。
ＰＷＭ制御部４は、電流制御部３が生成したＤｕｔｙ指令（Ｄ１＊からＤ４＊）から電力変換部１Ｒの各レグの上下アーム（Ａｐ１からＡｐ４およびＡｎ１からＡｎ４）を制御するオンオフ信号（Ｓｐ１からＳｐ４、およびＳｎ１からＳｎ４）を生成する。

代表組合せ構成３の各相電流推定が可能なキャリア周期、サンプリング周期、相電流推定、Ｄｕｔｙ指令更新周期の設定例は実施の形態１で示した４相構成と同様である。

図４３は１相コンバータと三相三線インバータの代表組合せ構成４である。
図１等の構成と区別するために、電力変換装置１１９としている。また、電力変換部１Ｓとし、入力電源部１１Ｓとしている。
電力変換装置１１９の入力電源部１１Ｓは、リアクトルＬ１、Ｌ２、Ｌ３および交流電源ＶＡＣ１、ＶＡＣ２、ＶＡＣ３を備え、さらに、リアクトルＬ４と直流電源ＶＤＣ１を備える。
電力変換装置１１９は全体で４相構成であるため電流制御部３とＰＷＭ制御部４をそれぞれ４つ備える。

電流推定部２は、電流検出器５で検出した共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓと電流制御部３が生成したＤｕｔｙ指令（Ｄ１＊からＤ４＊）から推定相電流（ＲＩＵ、ＲＩＶ、ＲＩＷ、ＲＩ４）を推定し、電流制御部３に出力する。
電流制御部３は推定相電流（ＲＩＵ、ＲＩＶ、ＲＩＷ、ＲＩ４）と各相電流の目標値（ＩＵ＊、ＩＶ＊、ＩＷ＊、Ｉ４＊）を用いて、各相電流を制御するためのＤｕｔｙ指令（Ｄ１＊からＤ４＊）を生成する。
ＰＷＭ制御部４は、電流制御部３が生成したＤｕｔｙ指令（Ｄ１＊からＤ４＊）から電力変換部１Ｓの各レグの上下アーム（Ａｐ１からＡｐ４およびＡｎ１からＡｎ４）を制御するオンオフ信号（Ｓｐ１からＳｐ４、およびＳｎ１からＳｎ４）を生成する。

代表組合せ構成４の各相電流推定が可能なキャリア周期、サンプリング周期、相電流推定、Ｄｕｔｙ指令更新周期の設定例は実施の形態１で示した４相構成と同様である。

以上説明したように、レグごとに三角波キャリアに異なる初期位相差を設定した構成において、複数の異なる電源が各相に接続された複数のレグを共通ＤＣバスに接続した構成においても電流推定部２の機能は適用可能である。

以上説明したように、実施の形態１は代表構成６つを用いて、三角波キャリアのキャリア周期とＤＣバス電流サンプリング周期に基づき、Ｄｕｔｙ指令更新周期を定めることで、所定回数の共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの検出タイミングにおいて、アームのオンオフ状態変化を防止できることを説明した。さらに、予め電流推定部２で取り扱う行列を管理できるため、安定した各相電流の推定が実現できることを説明した。

なお、キャリア周期とＤＣバス電流サンプリング周期に基づきＤｕｔｙ指令更新周期の設定は、１回の電流推定あたりの所定回数の共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの検出タイミングにおいてＤｕｔｙ指令変化に伴うアームのオンオフ状態を管理しやすくすることが目的である。しかし、このオンオフ状態の変化は、例えば３相構成の場合、Ｄｕｔｙ指令が１００／３％または２００／３％を通過しない限り発生しない。したがって、Ｄｕｔｙ指令更新周期をアームのオンオフ状態の変化が見込まれる条件のみ例外的に設定し、アームのオンオフ状態の変化が見込まれない条件ではより速い周期で更新してもよい。

実施の形態１の説明において、高圧側アームのオンオフ状態を各相電流復元の式に用いたが、低圧側アームのオンオフ動作の論理反転値を用いても同様に実現できる。
また、高圧側アームと低圧側アームの一方がダイオードの場合、スイッチング素子側のアームを基準として、各相電流復元を同様に実現できる。なお、図において各相電流のスイッチングによるリプル成分を無視して記載したが、各相電流にリプル成分が存在する場合も同様に適用可能である。

以上説明したように、実施の形態１の電力変換装置は、共通ＤＣバスに接続した複数のレグを備えた電力変換部と、共通ＤＣバスの電流を検出する電流検出器と、各レグのオンオフ信号を生成するＰＷＭ制御部と、相電流を推定する電流推定部と、相電流を目標値と一致するようにＤｕｔｙ指令を調整する電流制御部とを備え、ＰＷＭ制御部は各レグのＤｕｔｙ指令と異なる初期位相で共通周期の三角波キャリアの大小関係に基づいて電力変換部を制御するオンオフ信号を生成し、電流推定部はキャリア周期と異なるサンプリング周期で電流検出器の検出電流を取得して、各相電流を推定し、電流制御部はキャリア周期とサンプリング周期の最小公倍数以上の時間に同期した周期で各相電流の推定値と目標値が一致するようにＤｕｔｙ指令を調整する電力変換装置に関するものである。
したがって、実施の形態１の電力変換装置は、各相に異なる電源が接続可能であり、固定周期の安定した電流推定とこれに基づく電流制御を実現することができる。

実施の形態２．
実施の形態２の電力変換装置は、位相シフトで動作する絶縁コンバータを含む構成において、ＰＷＭ制御部はレグごとに個別の位相シフト指令値に基づいて、初期位相の異なる同一パルス波形形状のアームのオンオフ信号を生成し、電流推定部はアームのオンオフ信号の周期と異なるサンプリング周期で電流検出器の検出電流を取得して各相電流を推定し、電流制御部はサンプリング周期とアームのオンオフ信号の周期の最小公倍数以上の時間に同期した周期で推定した各相電流を目標値に一致するよう位相シフト指令値を調整するものである。

実施の形態２の電力変換装置について、基本構成の構成図である図４４、基本構成の電流検出タイミングの設定例１の説明図である図４５、図４６Ａ、４６Ｂ、基本構成における各相電流推定が可能な位相シフト指令更新周期の設定例１の説明図である図４７、実施の形態１との組合せ構成例の構成図である図４８、実施の形態１との組合せ構成例の電流検出タイミングの設定例１の説明図である図４９Ａ、４９Ｂ、図５０Ａ、５０Ｂ、および実施の形態１との組合せ構成１における各相電流推定が可能な位相シフト指令更新周期の設定例１の説明図である図５１に基づいて、実施の形態１との差異を中心に説明する。
実施の形態２の構成図（図４４等）において、実施の形態１と同一あるいは相当部分は、同一の符号を付している。

実施の形態２の電力変換装置の基本構成の構成および機能・動作を図４４から図４７に基づいて説明する。
まず、図４４に基づいて、絶縁コンバータを備えた基本構成の機能・動作を入力電源部と電力変換部を中心に説明する。
図４４において、実施の形態１の構成と区別するために、電力変換装置２００、電力変換部２１、入力電源部２１１としている。また、電力変換部２１と負荷１２との接続する共通ＤＣバスに平滑コンデンサ６を備えている。
電力変換部２１は、上下アーム（Ａｐ１、Ａｐ２、Ａｎ１、Ａｎ２）を備えた電力変換部２１Ａ、絶縁トランス２１Ｂ、上下アーム（Ａｐ３、Ａｐ４、Ａｎ３、Ａｎ４）を備えた電力変換部２１Ｃから構成される。絶縁トランス２１Ｂにおいて１次側（低圧側）の電圧をＶ１２と、２次側（高圧側）の電圧をＶ３４としている。また、絶縁トランス２１Ｂの２次側の電流をＩ３、Ｉ４としている。
入力電源部２１１は直流電源ＶＤＣ１を備えている。直流電源ＶＤＣ１の電圧をＶＤＣとしている。

位相シフトによって電力伝送を行う絶縁コンバータは、実施の形態１の電力変換装置１０１（図２）で示した電流制御部３とＰＷＭ制御部４のＤｕｔｙ指令が位相シフト指令に置き換わり、電流制御部３を１つ、ＰＷＭ制御部４を２つ備える。
以下の説明では、絶縁トランス２１Ｂの１次側、２次側それぞれ備える２組のレグにおいて、２つのレグの内、一方のレグの上アームのオンオフ状態ともう一方のレグの下アームのオンオフ状態を合わせ、同様に一方のレグの下アームのオンオフ状態ともう一方のレグの上アームのオンオフ状態を合わせる動作を想定している。

電流推定部２は、電流検出器５で検出した共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓと電流制御部３が生成した位相シフト指令（φ＊）から推定相電流（ＲＩｂｕｓａｖ）を推定し、電流制御部３に出力する。なお、Ｉｂｕｓａｖは、共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの平均値である。
電流制御部３は推定相電流（ＲＩｂｕｓａｖ）と相電流の目標値（Ｉｂｕｓａｖ＊）を用いて、各相電流を制御するための位相シフト指令（φ＊）を生成する。
ＰＷＭ制御部４は、電流制御部３が生成した位相シフト指令（φ＊）から電力変換部１Ａの各レグの上下アーム（Ａｐ１〜Ａｐ４およびＡｎ１〜Ａｎ４）を制御するオンオフ信号（Ｓｐ１からＳｐ４、およびＳｎ１からＳｎ４）を生成する。

図４５、図４６は電力変換装置２００の高圧側上アームＡｐ１とＡｐ３のオンオフ状態、絶縁トランス２１Ｂの１次側、２次側の電圧、各相電流（Ｉ３、Ｉ４）、およびと共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの検出タイミングの設定例１である。
具体的には、図４５は、高圧側の上アームＡｐ１、Ａｐ３のオンオフ状態、絶縁トランス２１Ｂの１次側電圧Ｖ１２、２次側電圧Ｖ３４、各相電流（Ｉ３、Ｉ４）、共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓおよび検出電流（Ｉｓｐ１、Ｉｓｐ２）の関係を説明している。
なお、相電流Ｉ４は、−Ｉ３である。
図４６Ａは、上アームＡｐ１のオンオフ状態および共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの検出タイミング（つまりＩｓｐ１、Ｉｓｐ２の検出タイミング）を位相で説明している。
図４６Ｂは、上アームＡｐ３のオンオフ状態および共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの検出タイミング（つまりＩｓｐ１、Ｉｓｐ２の検出タイミング）を位相で説明している。

ここで、三角波キャリア（ｆｃ１、ｆｃ３）１周期あたりを３６０度として、位相シフト指令に対応する高圧側上アームＡｐ１およびＡｐ３のオンオフ状態と共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの検出タイミングの関係を抽出することができる。

なお、Ａｎ２はＡｐ１と同期してオンオフ動作し、Ａｎ１とＡｐ２はＡｐ１の反転値に同期してオンオフ動作する。同様に、Ａｎ４はＡｐ３と同期してオンオフ動作し、Ａｎ３とＡｐ４はＡｐ３の反転値に同期してオンオフ動作する。

これにより、アームのオンオフ切替りタイミングと共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの検出タイミングの重複によるサンプリング誤差が発生しやすい条件を事前に把握できる。
図４５、図４６では、２相共に位相シフト指令が０度と１８０度にてサンプリング誤差が発生しやすいといえる。

図４７は電力変換装置２００の図４５、図４６に対応した各相電流推定が可能な位相シフト指令更新周期の設定例１である。具体的には、図４７は各相電流推定が可能なキャリア周期、サンプリング周期、相電流推定、位相シフト指令更新周期の設定例１である。
なお、図４７において、＊Ｑは「電流検出（Ｉｓｐ１、Ｉｓｐ２）を行い、相電流を推定する」、＊Ｒは「電流制御」を表している。また、φは位相シフトである。

ここで、各相のキャリア位相差を１８０度、共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの検出タイミング周期をキャリア周期の１．５倍、電流制御及び位相シフト指令の更新周期をキャリア周期と電流検出タイミング周期の最小公倍数であるキャリア周期の３．０倍としている。

キャリア周期で絶縁トランス２１Ｂに生じる電流極性が切り替わるため、実施の形態１で示したような各相電流の推定はできない。しかし、図４５で示した検出電流Ｉｓｐ１とＩｓｐ２に差分が生じる場合、絶縁トランス２１Ｂに直流分のオフセットが生じていることを意味するため、本構成では直流分キャンセルの制御に用いることができる。
また、検出電流Ｉｓｐ１とＩｓｐ２に対して入力電圧ＶＤＣ、共通ＤＣバス電圧Ｖｂｕｓと位相シフト指令（φ＊）を考慮することで共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの平均値を推定することができる。

次に、実施の形態１で説明したキャリア周期あたりに平均電流が一定の電力変換器と、絶縁コンバータのようなキャリア周期あたりの平均電流がゼロで電力伝送を行う電力変換器の組合せ構成における本願の実施の形態の適用方法を説明する。
なお、この電力変換器は、例えば、実施の形態１の図４において入力電源部１１Ａと電力変換部１Ａを組合せた概念である。

絶縁コンバータを備えた電力変換装置２００と実施の形態１で説明したでキャリア周期あたりに平均電流が一定の電力変換器を組合せた構成例の機能・動作を図４８から図５１に基づいて説明する。
まず、図４８に基づいて、入力電源部と電力変換部を中心に説明する。実施の形態２の電力変換装置２００と区別するために、電力変換装置２０１としている。また、電力変換部２２とし、入力電源部２２１としている。また、電力変換部２２と負荷１２との接続する共通ＤＣバスに平滑コンデンサ６を備えている。
電力変換部２２は、上下アーム（Ａｐ１、Ａｐ２、Ａｎ１、Ａｎ２）を備えた電力変換部２２Ａ、絶縁トランス２２Ｂ、上下アーム（Ａｐ３、Ａｐ４、Ａｎ３、Ａｎ４）を備えた電力変換部２２Ｃ、上下アーム（Ａｐ５、Ａｐ５）を備えた電力変換部２２Ｄから構成される。絶縁トランス２２Ｂにおいて１次側（低圧側）の電圧をＶ１２と、２次側（高圧側）の電圧をＶ３４としている。また、絶縁トランス２２Ｂの２次側の電流をＩ３、Ｉ４としている。
入力電源部２２１は直流電源ＶＤＣ１を備える入力電源部２２１ＡとリアクトルＬ１と直流電源ＶＤＣ２を備える入力電源部２２１Ｂから構成される。直流電源ＶＤＣ１の電圧ＶＤＣとしている。

電流推定部２は、電流検出器５で検出した共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓと電流制御部３が生成した位相シフト指令およびＤｕｔｙ指令（φ＊、Ｄ５＊）から推定相電流（ＲＩｂｕｓａｖ、Ｉ５）を推定し、電流制御部３に出力する。
電流制御部３は推定相電流（ＲＩｂｕｓａｖ、Ｉ５）と相電流の目標値（Ｉｂｕｓａｖ＊、Ｉ５＊）を用いて、各相電流を制御するための位相シフト指令およびＤｕｔｙ指令（φ＊、Ｄ５＊）を生成する。
ＰＷＭ制御部４は、電流制御部３が生成した位相シフト指令、Ｄｕｔｙ指令（φ＊、Ｄ５＊）から電力変換部２２の各レグの上下アーム（Ａｐ１からＡｐ５、およびＡｎ１からＡｎ５）を制御するオンオフ信号（Ｓｐ１からＳｐ５、およびＳｎ１からＳｎ５）を生成する。

図４９、図５０は電力変換装置２０１の三角波キャリア、高圧側上アームＡｐ１とＡｐ３のオンオフ状態、絶縁トランス２２Ｂの１次側、２次側の電圧、各相電流（Ｉ３、Ｉ４、Ｉ５）、および共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの検出タイミングの設定例１である。
具体的には、図４９Ａは、三角波キャリア（ｆｃ５）、高圧側の上アームＡｐ１、Ａｐ３、Ａｐ５のオンオフ状態、絶縁トランス２２Ｂの１次側電圧Ｖ１２、２次側電圧Ｖ３４、各相電流（Ｉ３、Ｉ４、Ｉ５）、共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓおよび検出電流（Ｉｓｐ１、Ｉｓｐ２）の関係を説明している。
なお、相電流Ｉ４は、−Ｉ３である。
図４９Ｂは、上アームＡｐ１のオンオフ状態および共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの検出タイミングを位相で説明している。
図５０Ａは、上アームＡｐ３のオンオフ状態および共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの検出タイミングを位相で説明している。
図５０Ｂは、上アームＡｐ５のオンオフ状態および共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの検出タイミング（つまりＩｓｐ１、Ｉｓｐ２の検出タイミング）を位相で説明している。

ここで、三角波キャリア（ｆｃ１、ｆｃ３、ｆｃ５）１周期あたりを３６０度として、位相シフト指令に対応する高圧側上アームＡｐ１、Ａｐ３、Ａｐ５のオンオフ状態と共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの検出タイミングの関係を抽出することができる。

これにより、アームのオンオフ切替りタイミングと共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの検出タイミングの重複によるサンプリング誤差が発生しやすい条件を事前に把握できる。
図４９、図５０では、２相共に位相シフト指令が０度と１８０度にてサンプリング誤差が発生しやすいといえる。

図５１は電力変換装置２０１の図４９、図５０に対応した各相電流推定が可能な位相シフト指令更新周期の設定例１である。具体的には、図５１は各相電流推定が可能なキャリア周期、サンプリング周期、相電流推定、位相シフト指令更新周期の設定例１である。
なお、図５１において、＊Ｓは「電流検出（Ｉｓｐ１、Ｉｓｐ２）を行い、相電流を推定する」、＊Ｔは「電流制御」を表している。また、φは位相シフトである。

ここで、各相のキャリア位相差を１８０度、共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの検出タイミング周期をキャリア周期の１．５倍、電流制御及び位相シフト指令の更新周期をキャリア周期と電流検出タイミング周期の最小公倍数であるキャリア周期の３．０倍としている。

図５１の設定例において、実施の形態１の代表構成１の非絶縁コンバータ２台構成時に成立する（５）式に対して、絶縁コンバータ１台と非絶縁コンバータ１台の本構成にて成立する関係は（３０）式となる。
ここで、（３０）式は実施の形態１の代表構成１の添え字１に対応する非絶縁コンバータ１を絶縁コンバータに、添え字２に対応する非絶縁コンバータ２を非絶縁コンバータ５に置き換えている。また、Ｉｓｐ１とＩｓｐ２のタイミングにおいて絶縁コンバータのトランスに生じる電流はキャリア周期あたりの直流偏差が電流振幅に対して１／１０以下の小さい値とし、２回の検出タイミングにて発生する電流は同値のＩＤＡＢとした。

（３０）式の行列Ｚの行列式は１であることから、（６）式を用いた推定を実施できることが分かる。なお、絶縁コンバータの平均電流はＩＤＡＢと異なるため、先に説明した通り、入力電圧ＶＤＣ、共通ＤＣバス電圧Ｖｂｕｓと位相シフト指令（φ＊）を用いて共通ＤＣバス電流ＩＤＡＢを補正して推定してもよい。

また、（３１）式は（３０）式を代表とするキャリア周期あたりの平均電流がゼロである電力変換器の特性を（２）式に反映した汎用的に成立する式である。（３１）式は（２）式の添え字１に該当する電力変換器を共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓの検出タイミングにて毎回ほぼ一定の瞬時電流を出力する１台以上の電力変換器に置き換えたものである。

以上説明したように、実施の形態２は実施の形態１の構成に絶縁コンバータなどのキャリア周期あたりの平均電流がゼロである１台以上の電力変換器を含む構成において、実施の形態１と同様の手段で安定した各相電流の推定が実現できる。本説明では、１台の絶縁コンバータを用いたが、複数台の絶縁コンバータなど共通ＤＣバス電流Ｉｂｕｓのサンプリングタイミングにてほぼ一定の電流を出力する構成であれば何を用いても同様の効果を得ることができる。

以上説明したように、実施の形態２の電力変換装置は、位相シフトで動作する絶縁コンバータを含む構成において、ＰＷＭ制御部はレグごとに個別の位相シフト指令値に基づいて、初期位相の異なる同一パルス波形形状のアームのオンオフ信号を生成し、電流推定部はアームのオンオフ信号の周期と異なるサンプリング周期で電流検出器の検出電流を取得して各相電流を推定し、電流制御部はサンプリング周期とアームのオンオフ信号の周期の最小公倍数以上の時間に同期した周期で推定した各相電流を目標値に一致するよう位相シフト指令値を調整するものである。
したがって、実施の形態２の電力変換装置は、絶縁コンバータを含む構成においても、各相に異なる電源が接続可能であり、固定周期の安定した電流推定とこれに基づく電流制御を実現することができる。

本願は、様々な例示的な実施の形態及び実施例が記載されているが、１つ、または複数の実施の形態に記載された様々な特徴、態様、及び機能は特定の実施の形態の適用に限られるのではなく、単独で、または様々な組合せで実施の形態に適用可能である。
従って、例示されていない無数の変形例が、本願に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも１つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組合せる場合が含まれるものとする。

本願は、各相に異なる電源が接続可能であり、固定周期の安定した電流推定とこれに基づく電流制御を実現することができるため、電力変換装置に広く適用できる。

１００〜１１９，２００，２０１ 電力変換装置、１，１Ａ〜１Ｈ，１Ｊ〜１Ｎ，１Ｐ〜１Ｓ，２１，２１Ａ，２１Ｃ，２２，２２Ａ，２２Ｃ，２２Ｄ 電力変換部、２ 電流推定部、３ 電流制御部、４ ＰＷＭ制御部、５ 電流検出器、５Ａ 抵抗、５Ｂ 演算器、６ 平滑コンデンサ、１１，１１Ａ〜１１Ｈ，１１Ｊ〜１１Ｎ，１１Ｐ〜１１Ｓ，２１１，２２１，２２１Ａ，２２１Ｂ 入力電源部、１２ 負荷、２１Ｂ，２２Ｂ 絶縁トランス、Ａｐ１，Ａｐ２，・・・，ＡｐＮ 上アーム、Ａｎ１，Ａｎ２，・・・，ＡｎＮ 下アーム、Ｉ１，Ｉ２，・・・，ＩＮ 相電流、Ｉｂｕｓ 共通ＤＣバス電流、Ｉｓｐ１〜Ｉｓｐ６ 検出電流、ＲＩ１，ＲＩ２，・・・，ＲＩＮ，ＲＩＵ，ＲＩＶ，ＲＩＷ，ＲＩＯ，ＲＩＡＣ，ＲＩｂｕｓａｖ 推定相電流、Ｉ１＊，Ｉ２＊，・・・，ＩＮ＊，ＩＵ＊，ＩＶ＊，ＩＷ＊，ＩＯ＊，ＩＡＣ＊，Ｉｂｕｓａｖ＊ 相電流目標値、Ｄ１＊，Ｄ２＊，・・・，ＤＮ＊ Ｄｕｔｙ指令、Ｓｐ１，Ｓｐ２，・・・，ＳｐＮ 上アームオンオフ信号、Ｓｎ１，Ｓｎ２，・・・，ＳｎＮ 上アームオンオフ信号、ｆｃ１〜ｆｃ５ 三角波キャリア、φ＊ 位相シフト指令、φ 位相シフト、Ｌ１〜Ｌ５ リアクトル、ＶＤＣ１〜ＶＤＣ４ 直流電源、ＶＡＣ１〜ＶＡＣ４ 交流電源。

Claims (14)

1. スイッチング素子をそれぞれ備えた２つのアームを上下に接続した１組をレグとし、前記レグを複数個有し、各前記レグにおいて前記２つのアームの中点に接続された経路に流れる電流を相電流とし、共通ＤＣバスに複数の前記レグの両端を接続した電力変換部と、
   前記共通ＤＣバスに流れる電流を計測する電流検出器と、
   前記レグの上下アームの前記スイッチング素子を制御するオンオフ信号を生成するＰＷＭ制御部と、
   前記相電流を推定する電流推定部と、
   前記相電流を制御する電流制御部と、を備える電力変換装置において、
   前記ＰＷＭ制御部は前記レグごとに個別のＤｕｔｙ指令と前記レグごとに異なる初期位相で共通の周期の三角波キャリアの大小関係に基づいて前記レグの前記スイッチング素子を制御する前記オンオフ信号を生成し、
   前記電流推定部は前記三角波キャリアのキャリア周期と異なる固定のサンプリング周期で前記電流検出器の検出値を取得して前記レグの前記相電流を推定し、
   前記電流制御部は推定相電流を前記相電流の目標値と一致するように前記Ｄｕｔｙ指令を調整する電力変換装置。
2. 前記電流推定部は、複数の前記三角波キャリアの最大値または最小値に一致するタイミングに同期する前記サンプリング周期で前記電流検出器の検出値を取得して前記相電流を推定する請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記サンプリング周期は、前記複数の三角波キャリアの前記共通の周期の２分の１以上である請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記サンプリング周期は、前記三角波キャリアの１周期内で前記検出値が１回または２回だけ検出されるように、設定される請求項２に記載の電力変換装置。
5. 前記サンプリング周期は、前記検出値の取得タイミングが、前記複数の三角波キャリアの最大値または最小値と順に一致するように設定される請求項２に記載の電力変換装置。
6. 前記電流推定部は、前記相電流の数と同数の前記電流検出器の検出値を用いて前記レグの前記相電流を推定する請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
7. 前記ＰＷＭ制御部の複数の前記三角波キャリアの初期位相差は異なる請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
8. 異なる直流電源または共通の直流電源が前記電力変換部の複数の前記相電流の経路に接続された請求項１から請求項７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
9. 単相交流電源または複数相交流電源が前記電力変換部の複数の前記相電流の経路に接続された請求項１から請求項７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
10. 直流電源および交流電源が前記電力変換部の複数の前記相電流の経路に接続された請求項１から請求項７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
11. 前記電力変換部の複数の前記相電流の経路は位相シフトで動作する絶縁コンバータの１次側または２次側のトランス経路に接続された請求項１から請求項７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
12. スイッチング素子をそれぞれ備えた２つのアームを上下に接続した１組をレグとし、前記レグを複数個有し、各前記レグにおいて前記２つのアームの中点に接続された経路に流れる電流を相電流とし、共通ＤＣバスに複数の前記レグの両端を接続した電力変換部と、
    共通ＤＣバスに流れる電流を計測する電流検出器と、
    前記レグの上下アームの前記スイッチング素子を制御するオンオフ信号を生成するＰＷＭ制御部と、
    前記相電流を推定する電流推定部と、
    前記相電流を制御する電流制御部とを備え、
    位相シフトで動作する絶縁コンバータの１次側または２次側のトランス経路が前記電力変換部の複数の前記相電流の経路に接続されている電力変換装置において、
    前記ＰＷＭ制御部は前記レグごとに個別の位相シフト指令と前記レグごとに異なる初期位相で共通の周期の三角波キャリアの大小関係に基づいて前記レグの前記スイッチング素子を制御する前記オンオフ信号を生成し、
    前記電流推定部は複数の前記三角波キャリアの最大値と最小値に一致するタイミングに同期した前記三角波キャリアのキャリア周期と異なるサンプリング周期で前記電流検出器の検出値を取得して前記相電流を推定し、
    前記電流制御部は推定相電流を前記相電流の目標値と一致するように前記位相シフト指令を調整する電力変換装置。
13. スイッチング素子をそれぞれ備えた２つのアームを上下に接続した１組をレグとし、前記レグを複数個有し、各前記レグにおいて前記２つのアームの中点に接続された経路に流れる電流を相電流とし、共通ＤＣバスに複数の前記レグの両端を接続した電力変換部と、
    前記共通ＤＣバスに流れる電流を計測する電流検出器と、
    前記レグの上下アームの前記スイッチング素子を制御するオンオフ信号を生成するＰＷＭ制御部と、
    前記相電流を推定する電流推定部と、
    前記相電流を制御する電流制御部と、を備える電力変換装置において、
    前記ＰＷＭ制御部は前記レグごとに個別のＤｕｔｙ指令と前記レグごとに異なる初期位相で共通の周期の三角波キャリアの大小関係に基づいて前記レグの前記スイッチング素子を制御する前記オンオフ信号を生成し、
    前記電流推定部は前記三角波キャリアのキャリア周期と異なるサンプリング周期で前記電流検出器の検出値を取得して前記レグの前記相電流を推定し、
    前記電流制御部は推定相電流を前記相電流の目標値と一致するように前記Ｄｕｔｙ指令を調整し、
    前記電流制御部は前記キャリア周期と前記サンプリング周期との最小公倍数以上の時間に同期した周期で前記推定相電流を前記相電流の目標値と一致するように前記Ｄｕｔｙ指令を調整する電力変換装置。
14. スイッチング素子をそれぞれ備えた２つのアームを上下に接続した１組をレグとし、前記レグを複数個有し、各前記レグにおいて前記２つのアームの中点に接続された経路に流れる電流を相電流とし、共通ＤＣバスに複数の前記レグの両端を接続した電力変換部と、
    前記共通ＤＣバスに流れる電流を計測する電流検出器と、
    前記レグの上下アームの前記スイッチング素子を制御するオンオフ信号を生成するＰＷＭ制御部と、
    前記相電流を推定する電流推定部と、
    前記相電流を制御する電流制御部と、を備える電力変換装置において、
    前記ＰＷＭ制御部は前記レグごとに個別のＤｕｔｙ指令と前記レグごとに異なる初期位相で共通の周期の三角波キャリアの大小関係に基づいて前記レグの前記スイッチング素子を制御する前記オンオフ信号を生成し、
    前記電流推定部は前記三角波キャリアのキャリア周期と異なるサンプリング周期で前記電流検出器の検出値を取得して前記レグの前記相電流を推定し、
    前記電流制御部は推定相電流を前記相電流の目標値と一致するように前記Ｄｕｔｙ指令を調整し、
    直流電源および交流電源が前記電力変換部の複数の前記相電流の経路に接続され、
    前記ＰＷＭ制御部は前記レグごとに個別の位相シフト指令に基づいて前記レグごとに初期位相の異なる同一パルス波形形状の前記レグの前記スイッチング素子を制御するオンオフ信号を生成し、
    前記電流推定部は前記オンオフ信号の周期と異なるサンプリング周期で前記電流検出器の検出値を取得し、前記サンプリング周期と前記オンオフ信号の周期の最小公倍数以上の時間に同期した周期で前記レグごとの前記相電流を推定し、
    前記電流制御部は前記推定相電流を前記相電流の前記目標値と一致するよう前記位相シフト指令を調整する電力変換装置。

Images