JP2013162735A - 電圧型電力変換器の電流制御装置及び電圧型電力変換器の電流制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】従来と比較して簡単な構成で各レグに流れる電流ピーク値を下げ、電力変換器容量を下げる。
【解決手段】交流端子に流れる交流電流を系統電圧の位相で座標変換して第一の所定値となるようにフィードバック制御し、第１のアームと第２のアームを貫いて流れる循環電流を系統電圧の位相とは異なる第二の周波数の位相で座標変換して第二の所定値となるようにフィードバック制御して、交流系統と直流系統との間で所望の電力変換がなされるように、電力変換装置の電流を制御する。
【選択図】 図１８

Description

本発明は、電圧型電力変換器の電流制御装置及び電圧型電力変換器の電流制御方法に関する。

近年、交流を直流に或いは直流を交流に変換する電力変換装置が多く用いられている。
この種の電力変換装置は高電圧の分野にも応用されている。その場合に、例えば、半導体スイッチング素子を含んだ単位変換器を利用して、この単位変換器を複数直列に接続する。このような構成であれば高い電圧に耐えられる。

このような構成では、例えば、単位変換器を直列に接続しアームとして構成し、さらに、このアームを直列に接続してレグとして構成する。レグにおいてアームの接続点を交流端子とし、一方、レグの他端を直流端子とする。各単位変換器の動作を制御することで、アームに流れる電流を制御して、交流端子と直流端子の間で電力変換を行う。

一般に、電力変換の分野では、複数の相を扱うことが多い。そのため、各々のレグにおいてアームの接続点を交流端子とすると共に、一方、各々のレグの直流端子を互いに接続する。そして、このような構成において、各々のアームに交流端子が接続される交流系統の周波数の逆数で決まる周期的な電流が流れるように制御することで、複数の相を扱いながら、直流端子と交流端子の間で電力変換を行う。

このような技術は、例えば、特開２０１０−２３３４１１号公報に記載されている。

特表２０１０−５０３９７９号公報

しかしながら、上記の従来技術では、例えば大容量の発電設備や交流系統を他の系等に接続する場合の用途では、各単位変換器に大きな電流が流れるので、各レグが大きな電流に耐えられるように、例えば、各単位変換器の電流定格を大きくしたり、或いは、単位変換器の並列数を多くしたりなどの工夫が必要であり、そのため、変換装置が大型になったり、複雑で高価になる等の問題があった。

本発明の目的は、従来と比較して簡単な構成で各レグに流れる電流ピーク値を下げ、電力変換器容量を下げられる電圧型電力変換器の電流制御装置及び電圧型電力変換器の電流制御方法を提供することにある。

本発明の目的を達成するために、本発明では、電圧型電力変換装置からなる第１のアームと第２のアームを直列に接続し、前記第１のアームと前記第２のアームは直列接続されてレグを構成するものであり、前記第１のアームと前記第２のアームの接続部分に交流端子を構成するものであって、前記第１のアームの他端を第１の直流端子とし、前記第２のアームの他端を第２の直流端子とし、前記第１の端子を正側、前記第２の端子を負側とした前記レグを複数設け、前記第１のアームと第２のアームを貫いて流れる循環電流を抑制するための誘導性素子を前記レグの一部に設けた電圧型電力変換器の電流制御装置において、所定の相において、第１のアーム電流指令値を、前記第１の端子と前記第２の端子を通って電力変換器の第１の端子から流れ出る直流電流指令値の１／Ｎ、および、自相及び他相の交流端子を流れる電流指令値の絶対値の和の１／（２Ｎ）から、前記自相の交流端子の交流系統側に流れる交流電流指令値の絶対値の１／２を引き、さらに前記交流電流指令値の１／２を足して作成し、また、第２のアーム電流指令値を、前記直流電流および自相及び他相の交流端子を流れる電流指令値の絶対値の和の１／（２Ｎ）から、前記自相の交流端子の交流系統に流れる交流電流指令値の絶対値の１／２を引き、さらに前記交流電流指令値の１／２を引いて作成する電流指令値作成部と、前記第１、第２のアーム電流指令値に従い前記第１のアーム及び第２のアームに流れる電流を調整する電流調整部を備えることを特徴とする電圧型電力変換器の電流制御装置として構成した。

あるいは、電圧型電力変換装置からなる第１のアームと第２のアームを直列に接続し、前記第１のアームと前記第２のアームは直列接続されてレグを構成するものであり、前記第１のアームと前記第２のアームの接続部分に交流端子を構成するものであって、前記第１のアームの他端を第１の直流端子とし、前記第２のアームの他端を第２の直流端子とし、前記第１の端子を正側、前記第２の端子を負側とした前記レグを複数設け、前記第１のアームと第２のアームを貫いて流れる循環電流を抑制するための誘導性素子を前記レグの一部に設けた電圧型電力変換器の電流制御装置において、前記第１の端子と前記第２の端子を通って流れる直流電流、および、前記交流端子の交流系統側に流れる交流電流に基づいて、各相における前記第１のアーム及び第２のアームに流れる電流の指令値を、前記第１の端子に流れる直流電流値の絶対値、前記第２の端子に流れる直流電流値の絶対値、前記各相の交流の絶対値の和の１／２Ｎ以下になるように計算し、前記計算結果に基づいて、前記各相の第１のアーム及び第２のアームに流れる電流を制御することを特徴とする電圧型電力変換器の電流制御装置として構成した。

あるいは、電圧型電力変換装置からなる第１のアームと第２のアームを直列に接続し、前記第１のアームと前記第２のアームは直列接続されてレグを構成するものであり、前記第１のアームと前記第２のアームの接続部分に交流端子を構成するものであって、前記第１のアームの他端を第１の直流端子とし、前記第２のアームの他端を第２の直流端子とし、前記第１の端子を正側、前記第２の端子を負側とした前記レグを複数設け、前記第１のアームと第２のアームを貫いて流れる循環電流を抑制するための誘導性素子を前記レグの一部に設けた電圧型電力変換器の電流制御装置において、各相における前記第１のアームと前記第２のアームに流れる電流を独立的に制御するように各相における前記第１のアームと前記第２のアームに対して電流指令を出力することを特徴とする電圧型電力変換器の電流制御装置として構成した。

あるいは、電圧型電力変換装置からなる第１のアームと第２のアームを直列に接続し、前記第１のアームと前記第２のアームは直列接続されてレグを構成するものであり、前記第１のアームと前記第２のアームの接続部分に交流端子を構成するものであって、前記第１のアームの他端を第１の直流端子とし、前記第２のアームの他端を第２の直流端子とし、前記第１の端子を正側、前記第２の端子を負側とした前記レグを複数設け、前記第１のアームと第２のアームを貫いて流れる循環電流を抑制するための誘導性素子を前記レグの一部に設けた電圧型電力変換器の電流制御装置において、前記複数のレグのうち所定のレグの電流のピークを低減するように制御すると共に、前記所望の電力変換がなされるように、その抑制分を前記複数のレグのうち他のレグに振り分けて制御することを特徴とする電圧型電力変換器の電流制御装置として構成した。

あるいは、電圧型電力変換装置からなる第１のアームと第２のアームを直列に接続し、前記第１のアームと前記第２のアームは直列接続されてレグを構成するものであり、前記第１のアームと前記第２のアームの接続部分に交流端子を構成するものであって、前記第１のアームの他端を第１の直流端子とし、前記第２のアームの他端を第２の直流端子とし、前記第１の端子を正側、前記第２の端子を負側とした前記レグを複数設け、前記第１のアームと第２のアームを貫いて流れる循環電流を抑制するための誘導性素子を前記レグの一部に設けた電圧型電力変換器の電流制御方法であって、前記第１の端子と前記第２の端子を通って流れる直流電流、および、前記交流端子の交流系統側に流れる交流電流に基づいて、各相における前記第１のアーム及び第２のアームに流れる電流の指令値を、前記第１の端子に流れる直流電流値の絶対値、前記第２の端子に流れる直流電流値の絶対値、前記各相の交流の絶対値の和の１／２Ｎ以下になるように演算して、前記各相の第１のアーム及び第２のアームに流れる電流を制御する制御装置に対して指令を出力する電圧型電力変換器の電流制御方法として構成した。

あるいは、電圧型電力変換装置からなる第１のアームと第２のアームを直列に接続し、前記第１のアームと前記第２のアームは直列接続されてレグを構成するものであり、前記第１のアームと前記第２のアームの接続部分に交流端子を構成するものであって、前記第１のアームの他端を第１の直流端子とし、前記第２のアームの他端を第２の直流端子とし、前記第１の端子を正側、前記第２の端子を負側とした前記レグを複数設け、前記第１のアームと第２のアームを貫いて流れる循環電流を抑制するための誘導性素子を前記レグの一部に設けた電圧型電力変換器の電流制御方法であって、前記レグに周期的な電流を流すことによって前記直流端子と前記交流端子との間で所望の電力変換を制御するものであって、前記複数のアームのうち所定のアームの電流のピークを低減するように制御すると共に、前記所望の電力変換がなされるように、その抑制分を前記複数のレグのうち他のレグに振り分けて制御する電圧型電力変換器の電流制御方法として構成した。

あるいは、電圧型電力変換装置からなる第１のアームと第２のアームを直列に接続し、前記第１のアームと前記第２のアームは直列接続されてレグを構成するものであり、前記第１のアームと前記第２のアームの接続部分に交流端子を構成するものであって、前記第１のアームの他端を第１の直流端子とし、前記第２のアームの他端を第２の直流端子とし、前記第１の端子を正側、前記第２の端子を負側とした前記レグを複数設け、前記第１のアームと第２のアームを貫いて流れる循環電流を抑制するための誘導性素子を前記レグの一部に設けた電圧型電力変換器の電流制御方法であって、前記アームに、電力変換器が接続される交流系統の周波数に対して、２倍の周波数成分の電流を流すことによって前記直流端子と前記交流端子との間で所望の電力変換を制御するものであって、前記複数のアームのうち所定のアームの電流のピークを低減するように制御すると共に、前記所望の電力変換がなされるように、その抑制分を前記複数のレグのうち他のレグに振り分けて制御することを特徴とする電圧型電力変換器の電流制御方法として構成した。

あるいは、電圧型電力変換装置からなる第１のアームと第２のアームを直列に接続し、前記第１のアームと前記第２のアームは直列接続されてレグを構成するものであり、前記第１のアームと前記第２のアームの接続部分に交流端子を構成するものであって、前記第１のアームの他端を第１の直流端子とし、前記第２のアームの他端を第２の直流端子とし、前記第１の端子を正側、前記第２の端子を負側とした前記レグを複数設け、前記第１のアームと第２のアームを貫いて流れる循環電流を抑制するための誘導性素子を前記レグの一部に設けた電圧型電力変換器の電流制御装置において、前記交流端子に流れる交流電流を系統電圧の位相で座標変換して第一の所定値となるようにフィードバック制御し、前記循環電流を前記系統電圧の位相とは異なる第二の周波数の位相で座標変換して第二の所定値となるようにフィードバック制御して、前記交流系統と直流系統との間で所望の電力変換がなされるように、電力変換装置の電流を制御することを特徴とする電圧型電力変換器の電流制御装置として構成した。

あるいは、電圧型電力変換装置からなる第１のアームと第２のアームを直列に接続し、前記第１のアームと前記第２のアームは直列接続されてレグを構成するものであり、前記第１のアームと前記第２のアームの接続部分に交流端子を構成するものであって、前記第１のアームの他端を第１の直流端子とし、前記第２のアームの他端を第２の直流端子とし、前記第１の端子を正側、前記第２の端子を負側とした前記レグを複数設け、前記第１のアームと第２のアームを貫いて流れる循環電流を抑制するための誘導性素子を前記レグの一部に設けた電圧型電力変換器の電流制御方法において、前記交流端子に流れる交流電流を系統電圧の位相で座標変換して第一の所定値となるようにフィードバック制御し、前記循環電流を前記系統電圧の位相とは異なる第二の周波数の位相で座標変換して第二の所定値となるようにフィードバック制御して、前記交流系統と直流系統との間で所望の電力変換がなされるように、電力変換装置の電流を制御する電圧型電力変換器の電流制御方法として構成した。

本発明によれば、電力変換装置において、簡単な構成で各レグに流れる電流ピーク値を下げることが可能となる。

本発明に基づく電力変換装置。 双方向チョッパ回路形の単位変換器。 実施例１における電力変換器制御構成。 実施例１におけるアーム電流指令値演算部。 実施例２における電力変換器制御構成。 実施例２におけるアーム電流指令値演算部。 実施例１、２における直流電流波形。 実施例１、２における交流電流波形、交流電圧波形。 実施例１におけるＲ相アーム電流基本指令値波形。 実施例１におけるＲ相アーム電流補正指令値波形。 実施例１におけるＲ相アーム電流指令値波形。 実施例２、３におけるＲ相アーム電流補正指令値波形。 実施例２、３におけるＲ相アーム電流指令値波形。 実施例２、３におけるｄ軸電流指令値（Ｉｄ^*）ステップ波形。 実施例２、３におけるｑ軸電流指令値（Ｉｑ^*）ステップ波形。 実施例１〜３における直流電圧調整器構成。 実施例３における電力変換器の制御構成。 実施例３における電流調整器構成。

本発明を実施する形態について以下図面を用いて説明する。

本発明を実施する第１の形態について説明する。
実施例１では、各アームは、双方向チョッパ回路型単位変換器で構成する。ここでは、双方向チョッパ回路型単位変換器の例で説明するが、その他の、例えばフルブリッジ型単位変換器を用いても同等の効果があり、単位変換器として他の型の単位変換器を使っても良い。

以下、図１を用いて実施例１の構成を説明する。構成を説明した後に、本実施例の動作原理と概略波形を説明する。

まず、電力変換装置１０２ａと外部回路との接続状態を説明する。

電力変換装置１０２ａは変圧器１０３を介して交流系統１０１ａに接続している。本実施例では、変圧器１０３の交流系統１０１ａ側を１次側とし、Ｒ点、Ｓ点、Ｔ点と称し、また、変圧器１０３の２次側をＲ′点、Ｓ′点、Ｔ′点と称する。

さらに、電力変換装置１０２ａは直流端子Ｐ点とＮ点を備えており、Ｐ点とＮ点は他の電力変換装置１０２ｂの直流端子Ｐ点とＮ点にそれぞれ接続する。ここで、直流端子Ｐ点の電位は、直流端子Ｎ点の電位よりも高いものとする。また、電力変換装置１０２ｂは、電力変換装置１０２ａと同一構成の電力変換装置であり、交流系統１０１ｂに接続される構成であるので、詳細な説明は省略する。

電力変換装置１０２ａと電力変換装置１０２ｂは直流送電システムを構成する。
以下、電力変換装置１０２ａの内部構成を説明する。

電力変換装置１０２ａは、変圧器１０３、Ｒ相レグ１０４Ｒ、Ｓ相レグ１０４Ｓ、Ｔ相レグ１０４Ｔ、電圧センサ１１０、１１５、電流センサ１１１、制御装置１１２、ゲート信号線１１３、コンデンサ電圧検出線１１４を備えている。

Ｒ相レグ１０４Ｒは、ＲＰアーム１０５ＲＰ、ＲＮアーム１０５ＲＮを直列接続した回路であり、ＲＰアーム１０５ＲＰとＲＮアーム１０５ＲＮの接続点を変圧器１０３のＲ′点に接続し、ＲＰアーム１０５ＲＰのＲＮアーム１０５ＲＮに接続した端子とは反対側の端子を直流端子Ｐ点に接続し、ＲＮアーム１０５ＲＮのＲＰアーム１０５ＲＰに接続した端子とは反対側の端子を直流端子Ｎ点に接続している。

Ｒ相レグと同様に、Ｓ相レグ１０４Ｓは、ＳＰアーム１０５ＳＰ、ＳＮアーム１０５ＳＮを直列接続した回路であり、ＳＰアーム１０５ＳＰとＳＮアーム１０５ＳＮの接続点を変圧器１０３のＳ′点に接続し、ＳＰアーム１０５ＳＰのＳＮアーム１０５ＳＮに接続した端子とは反対側の端子を直流端子Ｐ点に接続し、ＳＮアーム１０５ＳＮのＳＰアーム１０５ＳＰに接続した端子とは反対側の端子を直流端子Ｎ点に接続している。

Ｒ相レグと同様に、Ｔ相レグ１０４Ｔは、ＴＰアーム１０５ＴＰ、ＴＮアーム１０５ＴＮを直列接続した回路であり、ＴＰアーム１０５ＴＰとＴＮアーム１０５ＴＮの接続点を変圧器１０３のＴ′点に接続し、ＴＰアーム１０５ＴＰのＴＮアーム１０５ＴＮに接続した端子とは反対側の端子を直流端子Ｐ点に接続し、ＴＮアーム１０５ＴＮのＴＰアーム１０５ＴＰに接続した端子とは反対側の端子を直流端子Ｎ点に接続している。

次に、各アームの内部構成を説明する。
ＲＰアーム１０５ＲＰは、Ｍ個の双方向チョッパ型単位変換器１０８を直列接続して構成した双方向チョッパ群１０６ＲＰと、第１のリアクトル１０７ＲＰとを直列接続して構成する。双方向チョッパ群１０６ＲＰの出力電圧をＶＲＰと称する。

ＲＮアーム１０５ＲＮは、Ｍ個の双方向チョッパ型単位変換器１０８を直列接続して構成した双方向チョッパ群１０６ＲＮと、第２のリアクトル１０７ＲＮとを直列接続して構成する。双方向チョッパ群１０６ＲＮの出力電圧をＶＲＮと称する。

ＳＰアーム１０５ＳＰは、Ｍ個の双方向チョッパ型単位変換器１０８を直列接続して構成した双方向チョッパ群１０６ＳＰと、第１のリアクトル１０７ＳＰとを直列接続して構成する。双方向チョッパ群１０６ＳＰの出力電圧をＶＳＰと称する。

ＳＮアーム１０５ＳＮは、Ｍ個の双方向チョッパ型単位変換器１０８を直列接続して構成した双方向チョッパ群１０６ＳＮと、第２のリアクトル１０７ＳＮとを直列接続して構成する。双方向チョッパ群１０６ＳＮの出力電圧をＶＳＮと称する。

ＴＰアーム１０５ＴＰは、Ｍ個の双方向チョッパ型単位変換器１０８を直列接続して構成した双方向チョッパ群１０６ＴＰと、第１のリアクトル１０７ＴＰとを直列接続して構成する。双方向チョッパ群１０６ＴＰの出力電圧をＶＴＰと称する。

ＴＮアーム１０５ＴＮは、Ｍ個の双方向チョッパ型単位変換器１０８を直列接続して構成した双方向チョッパ群１０６ＴＮと、第２のリアクトル１０７ＴＮとを直列接続して構成する。双方向チョッパ群１０６ＴＮの出力電圧をＶＴＮと称する。

各アーム１０５ＲＰ、ＳＰ、ＴＰ、ＲＮ、ＳＮ、ＴＮは、そのアームを流れる電流ＩＲＰ、ＩＳＰ、ＩＴＰ、ＩＲＮ、ＩＳＮ、ＩＴＮを検出する電流センサ１１１を備えており、検出結果を制御装置１１２に伝送する。ここで、各アーム電流は、直流端子Ｎ点から直流端子Ｐ点に向かって流れる方向を正と定義する。

電圧センサ１１０は、変圧器１０３のＲ点、Ｓ点、Ｔ点に接続されており、変圧器１０３の巻線と同じ巻線構造とすることで、Ｒ′点、Ｓ′点、Ｔ′点の位相と同じ位相の電圧ＶＧＲ、ＶＧＳ、ＶＧＴを検出する。系統電圧ＶＧＲ、ＶＧＳ、ＶＧＴを取り込み、検出結果を制御装置１１２に伝送する。

制御装置１１２は、交流電圧ＶＧＲ、ＶＧＳ、ＶＧＴ、アーム電流ＩＲＰ、ＩＳＰ、ＩＴＰ、ＩＲＮ、ＩＳＮ、ＩＴＮ、単位変換器１０８が出力するコンデンサ電圧ＶＣｊｋを取り込み、ゲート信号ＧＨｊｋ、ＧＬｊｋ（ｊ＝ＲＰ、ＳＰ、ＴＰ、ＲＮ、ＳＮ、ＴＮ、ｋ＝１、２、…、Ｍ）をゲート信号線１１３を用いて各双方向チョッパ型単位変換器１０８に転送する。ゲート信号ＧＨｊｋは、後で説明するハイサイドスイッチング素子を駆動する信号であり、ゲート信号ＧＬｊｋは、後で説明するハイサイドスイッチング素子を駆動する信号である。

以下、図２を用いて双方向チョッパ型単位変換器１０８の内部構成を説明する。図２では、ＲＰアーム１０５ＲＰについて説明する。他のアーム１０５ＳＰ、１０５ＴＰ、１０５ＲＮ、１０５ＳＮ、１０５ＴＮについても同様の構成であるので説明は省略する。

双方向チョッパ型単位変換器１０８の主回路は、ハイサイドスイッチング素子２０１Ｈとハイサイド環流ダイオード２０２Ｈの並列回路と、ローサイドスイッチング素子２０１Ｌとローサイド還流ダイオード２０２Ｌの並列回路とを直列接続した回路と、コンデンサ２０３とを並列接続した構成である。ダイオード２０２Ｈ、２０２Ｌは、コンデンサ電圧ＶＣｊｋ（ｊ＝ＲＰ、ＳＰ、ＴＰ、ＲＮ、ＳＮ、ＴＮ、ｋ＝１、２、…、Ｍ）に対して電流を流さない方向に直列に接続される。ダイオード２０２Ｈ、２０２Ｌと並列に接続されたスイッチング素子２０１Ｈ、２０１Ｌは、状態がＯＮの時にコンデンサ電圧ＶＣｊｋを放電する方向に取り付ける。コンデンサ電圧の電位が高い方に付く素子（記号Ｈ付）を、ここではハイサイドと呼ぶ。逆をローサイド（記号Ｌ付）と呼ぶ。

ローサイドスイッチング素子２０１Ｌとローサイド還流ダイオード２０２Ｌの並列回路の印加電圧Ｖｊｋを、双方向チョッパ型単位変換器１０８の出力電圧と称する。

なお、図２では、スイッチング素子２０１Ｈ、ＬにＩＧＢＴの記号を用いているが、ＭＯＳＦＥＴ、ＧＣＴ、ＧＴＯ、その他のオン・オフ制御素子であれば、スイッチング素子２０１Ｈ、Ｌとして用いることができる。

双方向チョッパ型単位変換器１０８は、コンデンサ電圧ＶＣｊｋ（ｊ＝ＲＰ、ＳＰ、ＴＰ、ＲＮ、ＳＮ、ＴＮ、ｋ＝１、２、…、Ｍ）を検出する電圧センサ２０４を備えており、コンデンサ電圧検出線１１４を介して制御装置１１２に接続している。

また、双方向チョッパ型単位変換器１０８は、制御装置１１２からゲート信号線１１３を介して伝送されたゲート信号ＧＨｊｋ、ＧＬｊｋに基づいて、スイッチング素子２０１Ｈ、Ｌのそれぞれのゲート・エミッタ間にゲート電圧を印加するゲートドライバ２０５を備えている。

以下、双方向チョッパ型単位変換器１０８の出力電圧Ｖｊｋと、スイッチング素子２０１Ｈ、Ｌのオン・オフ状態の関係を説明する。

ハイサイドスイッチング素子２０１Ｈがオン、ローサイドスイッチング素子２０１Ｌがオフの場合、単位変換器１０８の電流Ｉｊ（ｊ＝ＲＰ、ＳＰ、ＴＰ、ＲＮ、ＳＮ、ＴＮ）に関わらず、出力電圧Ｖｊｋはコンデンサ電圧ＶＣｊｋと概ね等しくなる。

ハイサイドスイッチング素子２０１Ｈがオフ、ローサイドスイッチング素子２０１Ｌがオンの場合、電流Ｉｊに関わらず、出力電圧Ｖｊｋは零と概ね等しくなる。

以下、図３を用いて制御装置１１２の内部で実行されている制御方法を説明する。なお、本実施例では、変圧器１０３の巻数比が１：１である場合を想定して説明する。

図３は、電力変換装置１０２ａに与えるアーム電圧指令値を生成するアーム電圧指令値生成部３１１とアーム電圧指令値を各単位変換器１０８に分配する指令値分配部３１３を示している。まず、図３の動作を説明する。

図３は、交流系統１０１ａから電力変換装置１０２ａに流入する電力を一定に制御する電力制御機能と、アーム１０５ｊに流す電流Ｉｊ（ｊ＝ＲＰ、ＳＰ、ＴＰ、ＲＮ、ＳＮ、ＴＮ）を制御する電流制御機能と、上記２つの制御機能を実現するためのアーム電圧指令値を生成する機能を備えている。

以下、電力制御機能を説明する。
まず、交流側電力演算器３０５の内部の動作について説明する。

交流側電力演算器３０５は、電流センサ１１１を用いて検出したＲＰアーム１０５ＲＰを流れる電流ＩＲＰとＲＮアーム１０５ＲＮを流れる電流ＩＲＮの差ＩＲＰ−ＩＲＮ、すなわち交流系統１０１に流れる電流ＩＲを演算する。なお、ＩＲを検出する電流センサを別途設けてもよい。

同様に、交流側電力演算器３０５は、電流センサ１１１を用いて検出したＳＰアーム１０５ＳＰを流れる電流ＩＳＰとＳＮアーム１０５ＳＮを流れる電流ＩＳＮの差ＩＳＰ−ＩＳＮ、すなわち交流系統１０１に流れる電流ＩＳを演算する。なお、ＩＳを検出する電流センサを別途設けてもよい。

同様に、交流側電力演算器３０５は、電流センサ１１１を用いて検出したＴＰアーム１０５ＴＰを流れる電流ＩＴＰとＴＮアーム１０５ＴＮを流れる電流ＩＴＮの差ＩＴＰ−ＩＴＮ、すなわち交流系統１０１に流れる電流ＩＴを演算する。なお、ＩＴを検出する電流センサを別途設けてもよい。

まず、交流電流ＩＲ、ＩＳ、ＩＴにα−β変換を施してα軸電流Ｉａ、β軸電流Ｉｂを演算する。ここで、α−β変換は（１）式により実施する。

次に、交流電圧ＶＧＲ、ＶＧＳ、ＶＧＴにα−β変換を施してα軸電圧ＶＧａ、β軸電圧ＶＧｂを演算する。ここで、α−β変換は（２）式により実施する。

交流系統１０１から電力変換装置１０２ａに流入する有効電力Ｐおよび無効電力Ｑは、（３）式、（４）式にて計算する。

交流側電力演算器３０５は、（３）式、（４）式で計算した有効電力Ｐを有効電力調整器ＡＰＲへ伝送し、無効電力Ｑを無効電力調整器ＡＱＲに伝送する。

有効電力調整器ＡＰＲは、有効電力Ｐと有効電力指令値Ｐ^*の差Ｐ^*−Ｐを加減算器３０１で演算し、その結果を比例積分調整器３０２に入力し、出力としてｄ軸電流指令Ｉｄ^*を得る。

無効電力調整器ＡＱＲは、無効電力Ｑと無効電力指令値Ｑ^*の差Ｑ^*−Ｑを加減算器３０３で演算し、その結果を比例積分調整器３０４に入力し、出力としてｑ軸電流指令Ｉｑ^*を得る。

本実施例の説明では、ｄ軸電流が正の場合に、交流系統１０１ａから電力変換装置１０２ａに有効電力が流入し、ｄ軸電流が負の場合に電力変換装置１０２ａから交流系統１０１ａに有効電力が流出するようにｄ軸、ｑ軸を定めたものとする。

有効電力Ｐが指令値Ｐ^*より低下すれば、Ｉｄ^*は＋側に増加する。そのため、有効電力Ｐが上昇する。逆に、有効電力Ｐが指令値Ｐ^*より上昇すれば、Ｉｄ^*は−側に減少する。
そのため、有効電力Ｐの上昇が抑えられる。この作用により、有効電力Ｐを指令値Ｐ^*と一致するように、交流側のｄ軸電流指令Ｉｄ^*が生成される。

無効電力Ｑに関しても同様で、指令値Ｑ^*と無効電力Ｑが一致するようにｑ軸電流指令（無効分電流指令）Ｉｑ^*が生成される。また、ここでは、有効電力調整器ＡＰＲによりｄ軸電流指令Ｉｄ^*を作る構成で説明したが、有効電力調整器ＡＰＲに変えて、図１６に示す直流電圧調整器ＡＶＲでｄ軸電流指令Ｉｄ^*を生成するように構成してもよい。

直流電圧調整器ＡＶＲは、電圧センサ２０４とコンデンサ電圧検出線１１４を介して検出したすべての単位変換器のコンデンサ電圧ＶＣｊｋの平均値ＶＣを平均値演算器７０１で演算する。コンデンサ電圧平均値ＶＣとコンデンサ電圧指令値ＶＣ^*（直流電圧指令値ＶＤＣ^*をアームのセル数Ｍで割ってＶＣ^*を求める）の差ＶＣ^*−ＶＣを加減算器７０２で演算し、その結果に制御ゲイン７０３を乗算し、ｄ軸電流指令Ｉｄ^*を得る。

アーム電圧指令値生成部３１１はさらに、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^*、ｑ軸電流指令値Ｉｑ^*に逆ｄ−ｑ変換３０７と逆α−β変換３０８を施して交流電流指令ＩＲ^*、ＩＳ^*、ＩＴ^*を演算する。ここで、逆ｄ−ｑ変換に用いる位相角θは、交流系統の電圧ＶＧＲ、ＶＧＳ、ＶＧＴから位相検出器３０６で検出した位相角であり、ＶＧＲの位相に同期している。
逆ｄ−ｑ変換と逆α−β変換は（５）式により表され、交流電流指令ＩＲ^*、ＩＳ^*、ＩＴ^*を演算する。

交流電流指令ＩＲ^*、ＩＳ^*、ＩＴ^*は、アーム電流指令演算器３０９に伝送される。

また、直流電流指令値Ｉｄｃｒｅｆは、交流系統から受け取る有効電力と直流系統に渡す電力が一致するように（６）式に従って作成する。

ここで、（６）式中のＶｄは、位相検出器３０６にて、（２）式および（７）式を用いて交流電圧から計算されるｄ軸電圧成分Ｖｄである。なお、本実施例の位相角θは、系統電圧ＶＧＲに同期するように作成されるため、（７）式中のｑ軸電圧成分Ｖｑはほぼ零となり、Ｖｄはほぼ系統電圧振幅の√（３／２）倍に等しくなる。

以下、アーム電流指令演算器３０９について図４を用いて説明する。

アーム電流基本指令値Ｉｊａ^*（ｊ＝ＲＰ、ＳＰ、ＴＰ、ＲＮ、ＳＮ、ＴＮ）は、直流電流指令値Ｉｄｃｒｅｆおよび交流電流指令ＩＲ^*、ＩＳ^*、ＩＴ^*から、（８）〜（１３）式に基づいて演算する。ここで、Ｘは相数またはレグ数を表し、図１の場合はＸ＝３である。

交流電流指令ＩＲ^*、ＩＳ^*、ＩＴ^*および（１４）式で計算する力率cosφを用い、（１５）〜（１７）式に基づいて、アーム電流補正指令値Ｉｊｂ^*（ｊ＝ＲＰ、ＳＰ、ＴＰ、ＲＮ、ＳＮ、ＴＮ）を演算する。

（１５）〜（１７）式から明らかなように、ＩＲＰｂ^*＋ＩＳＰｂ^*＋ＩＴＰｂ^*＝０となる。このため、交流および直流の電流には影響を与えない。

（１５）〜（１７）式中の力率cosφは、有効電力が小さいときに、アーム電流補正指令値Ｉｊｂ^*を小さくする効果を持つ。有効電力が小さいときは直流電流ＩＤＣ成分は小さくなるので、アーム電流のピーク値の正負のアンバランスは小さい。このため、ここでは力率cosφを乗じている。この力率cosφのかわりに、規格化した電力指令（｜Ｐ^*｜／Ｐ定格）や、規格化した電流指令｜Ｉｄ^*｜／電流定格のような、有効電力量に比例する量を用いても良い。

アーム電流指令値Ｉｊ^*（ｊ＝ＲＰ、ＳＰ、ＴＰ、ＲＮ、ＳＮ、ＴＮ）は、アーム電流基本指令値Ｉｊａ^*およびアーム電流補正指令値Ｉｊｂ^*（ｊ＝ＲＰ、ＳＰ、ＴＰ、ＲＮ、ＳＮ、ＴＮ）から、（１８）式に基づいて、を演算する。

ここで、（１８）式中の係数：Ｉｄｃｒｅｆ／｜Ｉｄｃｒｅｆ｜は、Ｉｄｃｒｅｆの符号を取り出している。

次に、図３に示すアーム電流調整器３１０について説明する。
アーム電流Ｉｊがアーム電流指令値Ｉｊ^*と一致するように、（１９）〜（２４）式に基づいて、アーム１０５ｊに与える出力電圧指令値Ｖｊ^*（ｊ＝ＲＰ、ＳＰ、ＴＰ、ＲＮ、ＳＮ、ＴＮ）を演算する。

（１９）〜（２４）式において、Ｇａｉｎは例えば比例積分調整器等で構成する。
（１９）〜（２４）式において、直流電圧指令値ＶＤＣ^*はシステム定格又はシステム運用上の目標値で定まる値である。

アーム電圧指令値Ｖｊ^*（ｊ＝ＲＰ、ＳＰ、ＴＰ、ＲＮ、ＳＮ、ＴＮ）は、指令値分配部３１３に伝送される。

次に、ゲートパルス生成部３１２の動作を説明する。
チョッパ群１０６ＲＰに対するゲートパルス生成部３１２は、例えばパルス幅変調方式（ＰＷＭ方式）を用い、（１９）式で得られた各電圧指令値ＶＲＰ^*と双方向チョッパ群１０６ＲＰの出力電圧ＶＲＰが極力一致するように双方向チョッパ群１０６ＲＰに含まれるＭ個の双方向チョッパ型単位変換器１０８の出力電圧ＶＲＰを制御するゲート信号ＧＨＲＰｋ、ＧＬＲＰｋを生成する。

同様に、チョッパ群１０６ＲＮに対するゲートパルス生成部３１２は、例えばパルス幅変調方式（ＰＷＭ方式）を用い、（２０）式で得られた各電圧指令値ＶＲＮ^*と双方向チョッパ群１０６ＲＮの出力電圧ＶＲＮが極力一致するように双方向チョッパ群１０６ＲＮに含まれるＭ個の双方向チョッパ型単位変換器１０８の出力電圧ＶＲＮを制御するゲート信号ＧＨＲＮｋ、ＧＬＲＮｋを生成する。

チョッパ群１０６ＳＰに対するゲートパルス生成部３１２は、例えばパルス幅変調方式（ＰＷＭ方式）を用い、（２１）式で得られた各電圧指令値ＶＳＰ^*と双方向チョッパ群１０６ＳＰの出力電圧ＶＳＰが極力一致するように双方向チョッパ群１０６ＳＰに含まれるＭ個の双方向チョッパ型単位変換器１０８の出力電圧ＶＳＰを制御するゲート信号ＧＨＳＰｋ、ＧＬＳＰｋを生成する。

同様に、チョッパ群１０６ＳＮに対するゲートパルス生成部３１２は、例えばパルス幅変調方式（ＰＷＭ方式）を用い、（２２）式で得られた各電圧指令値ＶＳＮ^*と双方向チョッパ群１０６ＳＮの出力電圧ＶＳＮが極力一致するように双方向チョッパ群１０６ＳＮに含まれるＭ個の双方向チョッパ型単位変換器１０８の出力電圧ＶＳＮを制御するゲート信号ＧＨＳＮｋ、ＧＬＳＮｋを生成する。

チョッパ群１０６ＴＰに対するゲートパルス生成部３１２は、例えばパルス幅変調方式（ＰＷＭ方式）を用い、（２３）式で得られた各電圧指令値ＶＴＰ^*と双方向チョッパ群１０６ＴＰの出力電圧ＶＴＰが極力一致するように双方向チョッパ群１０６ＴＰに含まれるＭ個の双方向チョッパ型単位変換器１０８の出力電圧ＶＴＰを制御するゲート信号ＧＨＴＰｋ、ＧＬＴＰｋを生成する。

同様に、チョッパ群１０６ＴＮに対するゲートパルス生成部３１２は、例えばパルス幅変調方式（ＰＷＭ方式）を用い、（２４）式で得られた各電圧指令値ＶＴＮ^*と双方向チョッパ群１０６ＴＮの出力電圧ＶＴＮが極力一致するように双方向チョッパ群１０６ＴＮに含まれるＭ個の双方向チョッパ型単位変換器１０８の出力電圧ＶＴＮを制御するゲート信号ＧＨＴＮｋ、ＧＬＴＮｋを生成する。

以上で、電力変換装置１０２ａの構成と制御方法を説明した。
ここで、本実施例で得られる効果とそのメカニズムについて、説明する。

従来は、（８）〜（１３）式の結果Ｉｊａ^*（ｊ＝ＲＰ、ＳＰ、ＴＰ、ＲＮ、ＳＮ、ＴＮ）となるように、上アームと下アームに対称性のある電圧指令を与えていた。そのため、ＩＲ^*、ＩＳ^*、ＩＴ^*のピーク値、即ちＭａｘ（｜ＩＲ^*｜、｜ＩＳ^*｜、｜ＩＴ^*｜）をＩａｃ^*とすると、アームに流れる電流のピーク値は｜Ｉｄｃｒｅｆ｜／Ｘ＋Ｉａｃ^*／２となっていた。

本実施例では、アーム毎の電流調整器を持ち、さらにアーム電流指令値にアーム電流補正値Ｉｊｂ^*を加える構成とした。この構成とすることで、アーム電流指令値Ｉｊ^*の絶対値は、力率によらず、（２５）式または（２６）式で評価できる。ただし、（Ｘ−２）×｜Ｉａｃ^*｜＜２×｜Ｉｄｃｓ^*｜が成り立つ場合は（２５）式が必ず成り立ち、その他の場合はどちらが成り立つ場合もある。

ここで（２５）式、（２６）式でのＩｄｃｓ^*は、力率が１の時の直流電流指令値であり、Ｉｄｃｓ^*＝√（ＶＧＲ²＋ＶＧＳ²＋ＶＧＴ²）・√（ＩＲ²＋ＩＳ²＋ＩＴ²）／ＶＤＣで表される。

交流電流の絶対値｜ＩＲ^*｜、｜ＩＳ^*｜、｜ＩＴ^*｜は全てＩａｃ^*以下であるので、（２５）式右辺の｜Ｉｄｃｓ^*｜／Ｘ＋（｜ＩＲ^*｜＋｜ＩＳ^*｜＋｜ＩＴ^*｜）／（２Ｘ）≦｜Ｉｄｃｓ^*｜／Ｘ＋Ｉａｃ^*／２が成り立つ。特に本実施例の様にＸ＝３の場合、（２５）式は、｜ＩＲ^*｜＋｜ＩＳ^*｜＋｜ＩＴ^*｜＝２×max（｜ＩＲ^*｜、｜ＩＳ^*｜、｜ＩＴ^*｜）の関係を用いて解くと、｜Ｉｄｃｓ^*｜／Ｘ＋（｜ＩＲ^*｜＋｜ＩＳ^*｜＋｜ＩＴ^*｜）／（２Ｘ）≦｜Ｉｄｃｓ^*｜／３＋Ｉａｃ^*／３となる。

以下、本実施例において、実際の交流・直流の電流波形を与えた時に得られるアーム電流波形を示し、得られる効果について説明する。

直流電流は、図７に示す通り一定の電流を与え、Ｉｄｃｒｅｆ＝１２００［Ａ］とする。交流電流は、図８に示す通り周波数５０Ｈｚ、力率１の３相交流を与え、交流の相ピーク値Ｉａｃ^*＝１７７５［Ａ］とする。

図９に、ＲＰアーム１０５ＲＰ、ＲＮアーム１０５ＲＮのアーム電流基本指令値ＩＲＰａ^*、ＩＲＮａ^*の波形を示す。これは従来制御におけるアーム電流波形と一致し、ピーク値は１２００／３＋１７７５／２＝１２８８［Ａ］である。なお、Ｓ相レグ、Ｔ相レグについては図示を省略したが、図９の波形をそれぞれ１２０°、２４０°遅らせた波形となり、ピーク値はＲ相の場合と一致する。

図１０に、ＲＰアーム１０５ＲＰ、ＲＮアーム１０５ＲＮのアーム電流補正指令値ＩＲＰｂ^*、ＩＲＮｂ^*の波形を示す。補正指令値ＩＲＰｂ^*およびＩＲＮｂ^*は、ＩＲＰａ^*またはＩＲＮａ^*がピーク値付近で−となり、それ以外の部分、即ち他アームのアーム電流基本指令値がピーク値付近となる部分で＋となる。なお、Ｓ相レグ、Ｔ相レグについては図示を省略したが、図１０の波形を、基本波５０Ｈｚを１周期とした波形に対してそれぞれ１２０°、２４０°遅らせた波形となる。

アーム電流補正指令値の（１５）〜（１７）式を見ると、相電流の絶対値の項が含まれている。正弦・余弦関数の絶対値は、元の関数の２倍周波数成分を含み、この２倍周波数成分により、アーム電流のピーク値を下げる効果がある。この２倍周波数成分の各相成分の和は０になる様に作成されるので、アーム電流ピークが下がったアーム以外ではアーム電流が増えることになる。

図１１に、ＲＰアーム１０５ＲＰ、ＲＮアーム１０５ＲＮのアーム電流指令値ＩＲＰ^*、ＩＲＮ^*の波形を示す。ピーク値は１２００／３＋１７７５／３＝９９２［Ａ］となり、従来制御（図９相当）に比べて約２３％低減することができる。なお、Ｓ相レグ、Ｔ相レグについては図示を省略したが、図９の波形をそれぞれ１２０°、２４０°遅らせた波形となり、ピーク値はＲ相の場合と一致する。

したがって、本実施例で説明した図１の回路構成および図３の制御方法によって、アームに流れる電流のピーク値を低減でき、電流定格の低い半導体素子２０１Ｈ、２０１Ｌ、２０２Ｈ、２０２Ｌを使用できるという効果が得られる。

以上で、図７〜図１１を用いて本実施例の概略動作波形を説明した。
なお、本実施例では、図１に示すように、リアクトル１０７ＲＰ、ＳＰ、ＴＰ、ＲＮ、ＳＮ、ＴＮが変圧器１０３の２次巻線に接続されている、すなわちＲ′点、Ｓ′点、Ｔ′点に接続している回路を例示しているが、リアクトル１０７ＲＰ、ＳＰ、ＴＰが直流端子Ｐ点との間に、また、リアクトル１０７ＲＮ、ＳＮ、ＴＮが直流端子Ｎ点との間に接続している回路でも同様の効果を得られる。

本発明を実施する第２の形態について説明する。
実施例２では、アーム電流指令の計算に微分可能な式を用いたことが特徴である。
実施例１と同様に、アームに流れる電流のピーク値を低減でき、電流定格の低いスイッチング素子２０１を使用できるという効果が得られる。

以下、実施例１と同様に得られる効果に加えて、実施例２で得られる効果を説明する。
実施例１において、（１５）〜（１７）式でアーム電流を補正した場合、アーム電流の波形は、図１１に示したように、滑らかで無い尖った点がある。３相交流の場合、滑らかでない点は交流１周期に６回現れる。これらの点は高調波成分を含むため、制御で追従させることが難しいという欠点がある。

一方で、図１２、図１３に示すように、実施例２では、アーム電流指令値の時間変化が滑らかになり、制御が容易になるという効果がある。

以下、実施例１と共通の構成である図１、図２については説明を省略し、図３、図４に代えて用いる図５、図６について説明する。

本実施例では、アーム電流補正指令値の作り方が実施例１と異なる。そのため、図６を用いてアーム電流補正指令値演算部５０１の内部で実行されている制御方法を説明する。
他の部分は実施例１と同様なので、説明を省略する。

アーム電流補正指令値Ｉｊｂ^*（ｊ＝ＲＰ、ＳＰ、ＴＰ、ＲＮ、ＳＮ、ＴＮ）の作り方について説明する。関数ｆ（ｘ）を、｜ｘ｜に近い値を取る微分可能な関数とする。交流電流指令ＩＲ^*、ＩＳ^*、ＩＴ^*から、（２７）〜（２９）式に基づいて、アーム電流補正指令値Ｉｊｂ^*（ｊ＝ＲＰ、ＳＰ、ＴＰ、ＲＮ、ＳＮ、ＴＮ）を演算する（大文字Ｘは相数）。

アーム電流基本指令値Ｉｊａ^*およびアーム電流補正指令値Ｉｊｂ^*からアーム電流指令値Ｉｊ^*（ｊ＝ＲＰ、ＳＰ、ＴＰ、ＲＮ、ＳＮ、ＴＮ）を計算する方法は実施例１と同様である。

ここで、本実施例で得られる効果とそのメカニズムについて、説明する。
実施例１の場合、アーム電流補正指令値Ｉｊｂ^*（ｊ＝ＲＰ、ＳＰ、ＴＰ、ＲＮ、ＳＮ、ＴＮ）の計算式に｜ＩＲ^*｜、｜ＩＳ^*｜、｜ＩＴ^*｜を含んでいる。そのため、ＩＲ^*、ＩＳ^*、ＩＴ^*のいずれかの正負が入れ替わる時に波形が滑らかでは無い。交流電流が３相交流の場合、図１０、図１１に示す様に、交流１周期に６箇所滑らかで無い点がある。

一方、実施例２では、アーム電流指令を微分可能な関数で演算するため、波形が滑らかになる。本実施例の、図５、図６では（２７）〜（２９）式の関数ｆ（ｘ）として、ｆ（ｘ）＝ｘ²／（２Ｉａｃ^*）を用いた例で説明する。

Ｉａｃ^*は、√（Ｉｄ^*2＋Ｉｑ^*2）・√（２／３）の計算で求める。図６は、アーム電流指令値演算部を示す。Ｒ相のアーム電流補正指令値の場合、（２７）式は定常状態では−Ｉａｃ^*／８・cos（２ωｔ）cosφとなり、系統電流の２倍の周波数のみで構成される電流指令となる。ここで、実施例１と同様Ｉｄｃｒｅｆ＝１２００［Ａ］、Ｉａｃ^*＝１７５５［Ａ］で、ＩＲ^*、ＩＳ^*、ＩＴ^*が平衡な３相交流である場合を例に効果を説明する。このアーム電流補正指令値の波形を示したのが図１２である。実施例１と同様、ＩＲＰａ^*またはＩＲＮａ^*がピーク値付近で−となり、それ以外の部分、即ち他アームのアーム電流基本指令値がピーク値付近となる部分で＋となっていることが分かる。なお、Ｓ相レグ、Ｔ相レグについては図示を省略したが、図１２の波形をそれぞれ１２０°、２４０°遅らせた波形となる。

図１３に、ＲＰアーム１０５ＲＰ、ＲＮアーム１０５ＲＮのアーム電流指令値ＩＲＰ^*、ＩＲＮ^*の波形を示す。ｆ（ｘ）は｜ｘ｜と完全には一致していないが、アームに流れる電流ピークを下げる効果があり、概ね｜Ｉｄｃｒｅｆ｜／３＋｜Ｉａｃ^*｜／３程度であることが分かる。

図１４に、ｄ軸電流指令Ｉｄ^*のステップ入力を行った時の波形を示す。基準電流を、相電圧１７７５［Ａ］の時のｄ軸電流値、即ち１７７５×√（３／２）＝２１７４［Ａ］とした時、時間ｔが０.０１未満の時Ｉｄ^*＝０［ｐｕ］、Ｉｑ^*＝０［ｐｕ］で、０.０１以上の時Ｉｄ^*＝１［ｐｕ］、Ｉｑ^*＝０［ｐｕ］となるような波形を入力した。この時、上アーム電流指令値はピークの絶対値が１０００［Ａ］程度であり、アームに流れる電流ピークを下げる効果があることが分かる。なお、図示は省略したが、下アーム電流指令値も同様にピークの絶対値が１０００［Ａ］程度となる。

図１５に、ｄ軸電流指令Ｉｑ^*のステップ入力を行った時の波形を示す。時間ｔが０.０１未満の時Ｉｄ^*＝０.７［ｐｕ］、Ｉｑ^*＝０.２［ｐｕ］で、０.０１以上の時Ｉｄ^*＝０.７［ｐｕ］、Ｉｑ^*＝０.７［ｐｕ］となるような波形を入力した。この時、上アーム電流指令値はピークの絶対値が概ね１０００［Ａ］程度であり、アームに流れる電流ピークを下げる効果があることが分かる。なお、図示は省略したが、下アーム電流指令値も同様にピークの絶対値が１０００［Ａ］程度となる。

また、実施例１と同様に、ＩＲＰｂ^*＋ＩＳＰｂ^*＋ＩＴＰｂ^*＝０、ＩＲＮｂ^*＋ＩＳＮｂ^*＋ＩＴＮｂ^*＝０であるので、直流端子側の電流に影響を与えない。

ＩＲＰｂ^*＝ＩＲＮｂ^*、ＩＳＰｂ^*＝ＩＳＮｂ^*、ＩＴＰｂ^*＝ＩＴＮｂ^*でもあるので、交流端子側の電流にも影響を与えない。

したがって、本実施例で説明した図６の制御方法によって、電流定格を大きく変えないまま電流波形を滑らかにすることができる。

以上で、図１２〜図１５を用いて本実施例の概略動作波形、本実施例で得られる効果とそのメカニズムを説明した。

本発明を実施する第３の形態について説明する。
以下、実施例１と共通の構成である図１、図２については説明を省略し、図３、図４に代えて用いる図１７、図１８について説明する。

図１７は、電流調整器の部分のみが図３と異なる。そのため、アーム電流調整器１７０１以外についての説明は省略する。

以下、図１８に示すアーム電流調整器１７０１について説明する。
アーム電流を、ｄ軸系統電流ＩｄＦＢ、ｑ軸系統電流ＩｑＦＢ、ｄ軸補正電流ＩｄｂＦＢ、ｑ軸補正電流ＩｑｂＦＢの４変数に変換し、それぞれ個別に制御を行う。これらの変数への変換方法について、以下説明する。

まず、（３０）〜（３２）式を用いて、アーム電流を系統電流ＩＲ、ＩＳ、ＩＴおよび補正電流ＩＲｂ、ＩＳｂ、ＩＴｂの６変数に変換する。

３相２相変換１８０２およびｄ−ｑ変換１８０３は、系統電流ＩＲ、ＩＳ、ＩＴを、（３３）式、（３４）式を用いてｄｑ軸系統電流ＩｄＦＢ、ＩｑＦＢに変換する。ここで、ｄ−ｑ変換１８０３に用いる位相角θは、交流系統の電圧ＶＧＲ、ＶＧＳ、ＶＧＴから位相検出器３０６で検出した位相角であり、ＶＧＲの位相に同期している。

３相２相変換１８０２およびｄ−ｑ変換１８０８は、補正電流ＩＲｂ、ＩＳｂ、ＩＴｂを、（３５）式、（３６）式を用いてｄｑ軸補正電流ＩｄｂＦＢ、ＩｑｂＦＢに変換する。ここで、ｄ−ｑ変換１８０８に用いる位相角２θは、位相検出器３０６で検出したθの２倍の位相角で、系統周波数の２倍の周波数となる。

次に、アーム電流指令値の演算について説明する。
系統電流の指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*は、実施例１で示したＡＰＲおよびＡＱＲの結果を用いる。以下、補正電流指令値Ｉｄｂ^*、Ｉｑｂ^*について説明する。

補正電流指令値Ｉｄｂ^*、Ｉｑｂ^*は、（３７）式にて系統電流と系統電圧の位相差の余弦cosφを有効電力に相当する系統電流指令値Ｉｄ^*および無効電力に相当する系統電流指令値Ｉｑ^*から計算し、cosφ、Ｉｄ^*およびＩｑ^*を用いて、（３８）式、（３９）式にて演算する。

また、Ｉａｃ^*は、Ｋ₂√（Ｉｄ^*2＋Ｉｑ^*2）の計算で求める。
ここで、上記Ｋ₁＝−１／（２√６）、Ｋ₃＝２／（２√６）とし、Ｋ₂＝√（２／３）とする。上記のcosφは（３７）式から求めても良いし、実施例１に示したようにＩｄ^*の代わりにＰ^*、Ｉｑ^*の代わりにＱ^*を用いて、（１４）式の計算で得られる値でもよい。

（３７）〜（３９）式中の位相差の余弦cosφは、有効電力が小さいときに、補正電流指令値Ｉｄｂ^*、Ｉｑｂ^*を小さくする効果を持つ。有効電力が小さいときは直流電流ＩＤＣ成分は小さくなるので、アーム電流のピーク値の正負のアンバランスは小さい。このため、ここではcosφを乗じている。このcosφのかわりに、規格化した電力指令（｜Ｐ^*｜／Ｐ定格）や、規格化した電流指令｜Ｉｄ^*｜／電流定格のような、有効電力量に比例する量を用いても良い。

Ｋ₃＝−２Ｋ₁の時、√（Ｉｄｂ^*2＋Ｉｑｂ^*2）＝Ｋ₁cosφ（Ｉｄ^*2−Ｉｑ^*2）／Ｉａｃ^*＝Ｋ₁／Ｋ₂・cosφ・√（Ｉｄ^*2−Ｉｑ^*2）となる。補正電流指令値ＩＲｂ^*、ＩＳｂ^*、ＩＴｂ^*の振幅は、系統電流指令値ＩＲ^*、ＩＳ^*、ＩＴ^*のＫ₁／Ｋ₂・cosφ倍となる。

ここで、Ｒ相上側アーム電流指令値ＩＲＰ^*＝１／２（ＩＲｂ^*＋ＩＲ^*）より、Ｒ相上側アーム電流は、振幅Ｉａｃ^*の基本波と、振幅Ｋ₁／Ｋ₂・cosφの第２調波の和となる。
本実施例ではＫ₁／Ｋ₂＝−１／４、φ＝０であるので、第２調波がアーム電流の基本波に対して振幅が１／４倍・位相がπ／２遅れた波形となる。なお、他アームについても、位相の異なる同様の波形となる。

次に、アーム電流調整について説明する。
ｄ軸系統電流ＩｄＦＢ、ｑ軸系統電流ＩｑＦＢ、ｄ軸補正電流ＩｄｂＦＢ、ｑ軸補正電流ＩｑｂＦＢがそれぞれの指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*、Ｉｄｂ^*、Ｉｑｂ^*と一致するように、（４０）〜（４３）式に基づいて、系統電圧指令値Ｖｄ^*、Ｖｑ^*および補正電圧指令値Ｖｄｂ^*、Ｖｑｂ^*を演算する（図中の記号１８０４は加減算器を表している）。

（４０）〜（４３）式において、Ｇａｉｎ１８０８は例えば比例積分調整器等で構成する。図中ゲイン１８０５と１８０８は同じゲインでなくても良い。またＶｄおよびＶｑは、α−β変換１８１０およびｄ−ｑ変換１８１１を行って演算したものである。ＶｄおよびＶｑを求める変換式は（２）式および（７）式に示す。

系統電圧指令値Ｖｄ^*、Ｖｑ^*に逆ｄ−ｑ変換１８０６および逆α−β変換１８０７を行い、相毎の系統電圧指令値ＶＲ^*、ＶＳ^*、ＶＴ^*を演算する。系統電圧指令値ＶＲ^*、ＶＳ^*、ＶＴ^*を求める変換式は、（４４）式および（４５）式に示す。

系統電圧指令値Ｖｄｂ^*、Ｖｑｂ^*に逆ｄ−ｑ変換１８０９および逆α−β１８０７変換を行い、相毎の系統電圧指令値ＶＲｂ^*、ＶＳｂ^*、ＶＴｂ^*を演算する。系統電圧指令値ＶＲｂ^*、ＶＳｂ^*、ＶＴｂ^*を求める変換式は、（４６）式および（４７）式に示す。

アーム１０５ｊに与える出力電圧指令値Ｖｊ^*（ｊ＝ＲＰ、ＳＰ、ＴＰ、ＲＮ、ＳＮ、ＴＮ）は、（４８）〜（５３）式の通りに演算する。

（４８）〜（５３）式において、直流電圧指令値ＶＤＣ^*はシステム定格又はシステム運用上の目標値で定まる値である。

アーム電圧指令値Ｖｊ^*（ｊ＝ＲＰ、ＳＰ、ＴＰ、ＲＮ、ＳＮ、ＴＮ）は、指令値分配部３１３に伝送される。

以上で、電力変換装置１０２ａの構成と制御方法を説明した。
ここで、本実施例で得られる効果とそのメカニズムについて、説明する。
従来は、（８）〜（１３）式の結果Ｉｊａ^*（ｊ＝ＲＰ、ＳＰ、ＴＰ、ＲＮ、ＳＮ、ＴＮ）となるように、上アームと下アームに対称性のある電圧指令を与えていた。そのため、ＩＲ^*、ＩＳ^*、ＩＴ^*のピーク値、即ちＭａｘ（｜ＩＲ^*｜、｜ＩＳ^*｜、｜ＩＴ^*｜）をＩａｃ^*とすると、アームに流れる電流のピーク値は｜Ｉｄｃｒｅｆ｜／３＋Ｉａｃ^*／２となっていた。

本実施例では、例えばＲ相の場合、上側および下側アームに流れる電流が（５４）式になる様に制御している。

上記式を、Ｉｄ^*＝√（３／２）Ｉａｃ^*cosφ、Ｉｑ^*＝√（３／２）Ｉａｃ^*sinφを代入して整理すると、（５５）式の様になり、前述した通り第２調波がアーム電流の基本波に対して振幅が１／４倍となる。

この時、例えばＲ相上側アームの場合、力率１（φ＝０）の時は電流の上ピークはＩａｃ・３／８＋｜Ｉｄｃｒｅｆ｜／３、下ピークは−Ｉａｃ・５／８＋｜Ｉｄｃｒｅｆ｜／３となる。

以下、本実施例において、実際の交流・直流の電流波形を与えた時に得られるアーム電流波形を示し、得られる効果について説明する。

直流電流は、図７に示す通り一定の電流を与え、Ｉｄｃｒｅｆ＝１２００［Ａ］とする。交流電流は、図８に示す通り周波数５０Ｈｚ、力率１の３相交流を与え、交流の相ピーク値Ｉａｃ^*＝１７７５［Ａ］とする。

図１３に、ＲＰアーム１０５ＲＰ、ＲＮアーム１０５ＲＮのアーム電流指令値ＩＲＰ^*、ＩＲＮ^*の波形を示す。上側ピーク値は１２００／３＋１７７５・３／８＝１０６６［Ａ］、下側ピーク値は１２００／３−１７７５・５／８＝−７０９［Ａ］となり、従来制御（図９相当）に比べて約１７％低減することができる。なお、Ｓ相レグ、Ｔ相レグについては図示を省略したが、図１３の波形をそれぞれ１２０°、２４０°遅らせた波形となり、ピーク値はＲ相の場合と一致する。

したがって、本実施例で説明した図１の回路構成および図１７、図１８の制御方法によって、アームに流れる電流のピーク値を低減でき、電流定格の低い半導体素子２０１Ｈ、２０１Ｌ、２０２Ｈ、２０２Ｌを使用できるという効果が得られる。

なお、本実施例では、図１に示すように、リアクトル１０７ＲＰ、ＳＰ、ＴＰ、ＲＮ、ＳＮ、ＴＮが変圧器１０３の２次巻線に接続されている、すなわちＲ′点、Ｓ′点、Ｔ′点に接続している回路を例示しているが、リアクトル１０７ＲＰ、ＳＰ、ＴＰが直流端子Ｐ点との間に、また、リアクトル１０７ＲＮ、ＳＮ、ＴＮが直流端子Ｎ点との間に接続している回路でも同様の効果を得られる。

１０１ａ、１０１ｂ 交流系統
１０２ａ、１０２ｂ 電力変換装置
１０３ 変圧器
１１０ 電圧検出器
１１１ 電流検出器
１１２ 制御装置
１１３ ゲート信号線
１１４ セル電圧検出線

Claims (17)

1. 電圧型電力変換装置からなる第１のアームと第２のアームを直列に接続し、前記第１のアームと前記第２のアームは直列接続されてレグを構成するものであり、前記第１のアームと前記第２のアームの接続部分に交流端子を構成するものであって、前記第１のアームの他端を第１の直流端子とし、前記第２のアームの他端を第２の直流端子とし、前記第１の端子を正側、前記第２の端子を負側とした前記レグを複数設け、前記第１のアームと第２のアームを貫いて流れる循環電流を抑制するための誘導性素子を前記レグの一部に設けた電圧型電力変換器の電流制御装置において、
   所定の相において、第１のアーム電流指令値を、前記第１の端子と前記第２の端子を通って電力変換器の第１の端子から流れ出る直流電流指令値の１／Ｎ（Ｎ：レグ数）、および、自相及び他相の交流端子を流れる電流指令値の絶対値の和の１／（２Ｎ）から、前記自相の交流端子の交流系統側に流れる交流電流指令値の絶対値の１／２を引き、さらに前記交流電流指令値の１／２を足して作成し、また、第２のアーム電流指令値を、前記直流電流および自相及び他相の交流端子を流れる電流指令値の絶対値の和の１／（２Ｎ）から、前記自相の交流端子の交流系統に流れる交流電流指令値の絶対値の１／２を引き、さらに前記交流電流指令値の１／２を引いて作成する電流指令値作成部と、前記第１、第２のアーム電流指令値に従い前記第１のアーム及び第２のアームに流れる電流を調整する電流調整部を備えることを特徴とする電圧型電力変換器の電流制御装置。
2. 請求項１記載において、前記第１の端子と前記第２の端子を通って流れる直流電流は、検出器で検出されるものであることを特徴とする電圧型電力変換器の電流制御装置。
3. 電圧型電力変換装置からなる第１のアームと第２のアームを直列に接続し、前記第１のアームと前記第２のアームは直列接続されてレグを構成するものであり、前記第１のアームと前記第２のアームの接続部分に交流端子を構成するものであって、前記第１のアームの他端を第１の直流端子とし、前記第２のアームの他端を第２の直流端子とし、前記第１の端子を正側、前記第２の端子を負側とした前記レグを複数設け、前記第１のアームと第２のアームを貫いて流れる循環電流を抑制するための誘導性素子を前記レグの一部に設けた電圧型電力変換器の電流制御装置において、
   前記第１の端子と前記第２の端子を通って流れる直流電流、および、前記交流端子の交流系統側に流れる交流電流に基づいて、各相における前記第１のアーム及び第２のアームに流れる電流の指令値を、前記第１の端子に流れる直流電流値の絶対値、前記第２の端子に流れる直流電流値の絶対値、前記各相の交流の絶対値の和の１／２Ｎ以下になるように計算し、前記計算結果に基づいて、前記各相の第１のアーム及び第２のアームに流れる電流を制御することを特徴とする電圧型電力変換器の電流制御装置。
4. 請求項３記載の電圧型電力変換器の電流制御装置において、各交流端子および直流端子に流れる電流を計測する計測手段を設け、前記計測手段に基づいて、前記各相の第１のアーム及び第２のアームに流れる電流を制御することを特徴とする電圧型電力変換器の電流制御装置。
5. 請求項４記載の電圧型電力変換器の電流制御装置において、各交流端子に接続された交流系統および各直流端子に接続された直流系統に流れる電流の指令値を計算する手段を有し、前記指令値を、前記第１の端子に流れる直流電流値の絶対値、前記第２の端子に流れる直流電流値の絶対値、前記各相の交流の絶対値の和の１／２Ｎ以下になるように補正することを特徴とする電圧型電力変換器の電流制御装置。
6. 電圧型電力変換装置からなる第１のアームと第２のアームを直列に接続し、前記第１のアームと前記第２のアームは直列接続されてレグを構成するものであり、前記第１のアームと前記第２のアームの接続部分に交流端子を構成するものであって、前記第１のアームの他端を第１の直流端子とし、前記第２のアームの他端を第２の直流端子とし、前記第１の端子を正側、前記第２の端子を負側とした前記レグを複数設け、前記第１のアームと第２のアームを貫いて流れる循環電流を抑制するための誘導性素子を前記レグの一部に設けた電圧型電力変換器の電流制御装置において、
   各相における前記第１のアームと前記第２のアームに流れる電流を独立的に制御するように各相における前記第１のアームと前記第２のアームに対して電流指令を出力することを特徴とする電圧型電力変換器の電流制御装置。
7. 電圧型電力変換装置からなる第１のアームと第２のアームを直列に接続し、前記第１のアームと前記第２のアームは直列接続されてレグを構成するものであり、前記第１のアームと前記第２のアームの接続部分に交流端子を構成するものであって、前記第１のアームの他端を第１の直流端子とし、前記第２のアームの他端を第２の直流端子とし、前記第１の端子を正側、前記第２の端子を負側とした前記レグを複数設け、前記第１のアームと第２のアームを貫いて流れる循環電流を抑制するための誘導性素子を前記レグの一部に設けた電圧型電力変換器の電流制御装置において、
   前記複数のレグのうち所定のレグの電流のピークを低減するように制御すると共に、前記所望の電力変換がなされるように、その抑制分を前記複数のレグのうち他のレグに振り分けて制御することを特徴とする電圧型電力変換器の電流制御装置。
8. 電圧型電力変換装置からなる第１のアームと第２のアームを直列に接続し、前記第１のアームと前記第２のアームは直列接続されてレグを構成するものであり、前記第１のアームと前記第２のアームの接続部分に交流端子を構成するものであって、前記第１のアームの他端を第１の直流端子とし、前記第２のアームの他端を第２の直流端子とし、前記第１の端子を正側、前記第２の端子を負側とした前記レグを複数設け、前記第１のアームと第２のアームを貫いて流れる循環電流を抑制するための誘導性素子を前記レグの一部に設けた電圧型電力変換器の電流制御方法であって、
   前記第１の端子と前記第２の端子を通って流れる直流電流、および、前記交流端子の交流系統側に流れる交流電流に基づいて、各相における前記第１のアーム及び第２のアームに流れる電流の指令値を、前記第１の端子に流れる直流電流値の絶対値、前記第２の端子に流れる直流電流値の絶対値、前記各相の交流の絶対値の和の１／２Ｎ以下になるように演算して、前記各相の第１のアーム及び第２のアームに流れる電流を制御する制御装置に対して指令を出力する電圧型電力変換器の電流制御方法。
9. 請求項８記載の電圧型電力変換器の電流制御方法において、前記第１の端子と前記第２の端子を通って流れる直流電流、および、前記交流端子の交流系統側に流れる交流電流に基づいて、各相における前記第１のアーム及び第２のアームに流れる電流の指令値を、前記第１の端子に流れる直流電流値の絶対値、前記第２の端子に流れる直流電流値の絶対値、前記各相の交流の絶対値の和の１／２Ｎ以下になるような指令値をＩａｒｅｆとして計算し、前記Ｉａｒｅｆを各アームに流れる電流のアーム毎の指令値として出力する電圧型電力変換器の電流制御方法。
10. 請求項８および請求項９のいずれかにおいて、前記第１のアームに対しては各アームに流れる電流の指令値がそれぞれ交流および直流の各相に流れる電流の絶対値の和の最大値の１／２Ｎから交流端子を通して交流系統に流出する電流を引いた電流指令を出力し、前記第２のアームに対しては各アームに流れる電流の指令値がそれぞれ交流および直流の各相に流れる電流の絶対値の和の１／２Ｎから交流端子を通して交流系統から流入する電流を引いた電流指令を出力する電圧型電力変換器の電流制御方法。
11. 請求項８および請求項９のいずれかにおいて、各相における第１のアーム及び第２のアームとしての各アームに流れる電流の指令値を、交流端子に流入する電流または流出する電流に、直流成分を加えて出力する電圧型電力変換器の電流制御方法。
12. 電圧型電力変換装置からなる第１のアームと第２のアームを直列に接続し、前記第１のアームと前記第２のアームは直列接続されてレグを構成するものであり、前記第１のアームと前記第２のアームの接続部分に交流端子を構成するものであって、前記第１のアームの他端を第１の直流端子とし、前記第２のアームの他端を第２の直流端子とし、前記第１の端子を正側、前記第２の端子を負側とした前記レグを複数設け、前記第１のアームと第２のアームを貫いて流れる循環電流を抑制するための誘導性素子を前記レグの一部に設けた電圧型電力変換器の電流制御方法であって、
    前記レグに周期的な電流を流すことによって前記直流端子と前記交流端子との間で所望の電力変換を制御するものであって、前記複数のアームのうち所定のアームの電流のピークを低減するように制御すると共に、前記所望の電力変換がなされるように、その抑制分を前記複数のレグのうち他のレグに振り分けて制御する電圧型電力変換器の電流制御方法。
13. 電圧型電力変換装置からなる第１のアームと第２のアームを直列に接続し、前記第１のアームと前記第２のアームは直列接続されてレグを構成するものであり、前記第１のアームと前記第２のアームの接続部分に交流端子を構成するものであって、前記第１のアームの他端を第１の直流端子とし、前記第２のアームの他端を第２の直流端子とし、前記第１の端子を正側、前記第２の端子を負側とした前記レグを複数設け、前記第１のアームと第２のアームを貫いて流れる循環電流を抑制するための誘導性素子を前記レグの一部に設けた電圧型電力変換器の電流制御装置であって、
    前記アームに、電力変換器が接続される交流系統の周波数に対して、２倍の周波数成分の電流を流し、前記複数のアームのうち所定のアームの電流のピークを低減するように制御すると共に、前記所望の電力変換がなされるように、その抑制分を前記複数のレグのうち他のレグに振り分けて、前記直流端子と前記交流端子との間で所望の電力変換を制御する電圧型電力変換器の電流制御装置。
14. 電圧型電力変換装置からなる第１のアームと第２のアームを直列に接続し、前記第１のアームと前記第２のアームは直列接続されてレグを構成するものであり、前記第１のアームと前記第２のアームの接続部分に交流端子を構成するものであって、前記第１のアームの他端を第１の直流端子とし、前記第２のアームの他端を第２の直流端子とし、前記第１の端子を正側、前記第２の端子を負側とした前記レグを複数設け、前記第１のアームと第２のアームを貫いて流れる循環電流を抑制するための誘導性素子を前記レグの一部に設けた電圧型電力変換器の電流制御装置において、
    前記交流端子に流れる交流電流を系統電圧の位相で座標変換して第一の所定値となるようにフィードバック制御し、前記循環電流を前記系統電圧の位相とは異なる第二の周波数の位相で座標変換して第二の所定値となるようにフィードバック制御して、前記交流系統と直流系統との間で所望の電力変換がなされるように、電力変換装置の電流を制御することを特徴とする電圧型電力変換器の電流制御装置。
15. 請求項１４記載の電圧型電力変換器の電流制御装置において、前記第二の周波数が、系統電圧の周波数の２倍であることを特徴とする電圧型電力変換器の電流制御装置。
16. 請求項１４記載の電圧型電力変換器の電流制御装置において、前記第二の所定値が、前記第一の所定値の演算結果であることを特徴とする電圧型電力変換器の電流制御装置。
17. 電圧型電力変換装置からなる第１のアームと第２のアームを直列に接続し、前記第１のアームと前記第２のアームは直列接続されてレグを構成するものであり、前記第１のアームと前記第２のアームの接続部分に交流端子を構成するものであって、前記第１のアームの他端を第１の直流端子とし、前記第２のアームの他端を第２の直流端子とし、前記第１の端子を正側、前記第２の端子を負側とした前記レグを複数設け、前記第１のアームと第２のアームを貫いて流れる循環電流を抑制するための誘導性素子を前記レグの一部に設けた電圧型電力変換器の電流制御方法において、
    前記交流端子に流れる交流電流を系統電圧の位相で座標変換して第一の所定値となるようにフィードバック制御し、前記循環電流を前記系統電圧の位相とは異なる第二の周波数の位相で座標変換して第二の所定値となるようにフィードバック制御して、前記交流系統と直流系統との間で所望の電力変換がなされるように、電力変換装置の電流を制御する電圧型電力変換器の電流制御方法。