JP2022165495A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】単相電力脈動に伴う各セル変換器のコンデンサの大型化の抑制。【解決手段】複数のクラスタと、前記複数のクラスタを制御する制御部と、を備え、前記複数のクラスタは、それぞれ、一対の直流端子と、一対の交流端子と、一又は複数のセル変換器と、を有し、前記セル変換器は、それぞれ、一対の直流セル端子とコンデンサとの間に接続された直流－直流変換器と、一対の交流セル端子と前記コンデンサとの間に接続された直流－交流変換器と、を有し、前記セル変換器のそれぞれの前記一対の直流セル端子は、前記一対の直流端子に並列に接続され、前記セル変換器のそれぞれの前記一対の交流セル端子は、前記一対の交流端子の間で直列に接続され、前記制御部は、前記複数のクラスタのそれぞれにおいて、前記一対の交流端子側の交流電力の脈動と同じ周波数で、前記一対の直流端子側の直流電力を脈動させて、前記コンデンサの電圧リプルを低減する、電力変換装置。【選択図】図１

Description

本開示は、電力変換装置に関する。

従来、直列に接続された複数のセルを相ごとに備え、それらの複数のセルは、それぞれ、ＤＣ／ＤＣコンバータと、インバータと、ＤＣ／ＤＣコンバータとインバータとの間に接続されたコンデンサとを有するマルチセル電力変換装置が知られている。このマルチセル電力変換装置は、インバータの出力端を直列接続することで、高電圧に対応する（例えば、特許文献１参照）。

特開２０１６－６４４３６号公報

しかしながら、各相のセルは単相電力変換器として機能するので、各セルのコンデンサで単相電力脈動が発生する。各セルのコンデンサ容量が比較的小さい場合、各セルで起きる単相電力脈動によりコンデンサの電圧リプルが大きくなる。この電圧リプルが過大になると、各セルの交流側に流れる交流電流のひずみが大きくなるおそれがある。コンデンサの電圧リプルを小さくするため、各セルのコンデンサの容量を増やすと、各セルのコンデンサが大型化し、ひいては電力変換装置の大型化を招く。

本開示は、単相電力脈動に伴う各セル変換器のコンデンサの大型化を抑制可能な電力変換装置を提供する。

本開示は、
相互に結線された複数のクラスタと、
前記複数のクラスタを制御する制御部と、を備え、
前記複数のクラスタは、それぞれ、
一対の直流端子と、一対の交流端子と、一又は複数のセル変換器と、を有し、
前記セル変換器は、それぞれ、
コンデンサと、一対の直流セル端子と、一対の交流セル端子と、前記一対の直流セル端子と前記コンデンサとの間に接続された直流－直流変換器と、前記一対の交流セル端子と前記コンデンサとの間に接続された直流－交流変換器と、を有し、
前記セル変換器のそれぞれの前記一対の直流セル端子は、前記一対の直流端子に並列に接続され、
前記セル変換器のそれぞれの前記一対の交流セル端子は、前記一対の交流端子の間で直列に接続され、
前記制御部は、前記複数のクラスタのそれぞれにおいて、前記一対の交流端子側の交流電力の脈動と同じ周波数で、前記一対の直流端子側の直流電力を脈動させて、前記コンデンサの電圧リプルを低減する、電力変換装置を提供する。

本開示の技術によれば、単相電力脈動に伴う各セル変換器のコンデンサの大型化を抑制できる。

一実施形態に係る電力変換装置の構成例を示す図である。 電力変換装置の入出力電力とコンデンサ電圧との関係の一例を示すタイミングチャートである。 直流－直流変換器（コンバータ側）と直流－交流変換器（インバータ側）との間のコンデンサにおける入出力電力の関係を説明するための図である。 第１実施形態に係る制御部の構成例を示すブロック図である。 第１実施形態に係る制御部の構成例を具体的に示すブロック図である。 第１実施形態に係る制御部による動作例を示すタイミングチャートである。 第１実施形態に係る制御部による動作例を全体的に示すタイミングチャートである。 第２実施形態に係る制御部の構成例を示すブロック図である。 正相逆相分離部の構成例を示すブロック図である。 第２実施形態に係る制御部の第１構成例を具体的に示すブロック図である。 第２実施形態に係る制御部の第２構成例を具体的に示すブロック図である。 第３実施形態に係る制御部の構成例を示すブロック図である。 第３実施形態に係る制御部の構成例を具体的に示すブロック図である。

以下、実施形態について説明する。

図１は、一実形態に係る電力変換装置の構成例を示す図である。図１に示す電力変換装置１０は、入力された直流電力を三相の交流電力に変換して三相の電力系統１４に出力する。電力変換装置１０は、複数のクラスタ１１（１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗ）、複数のリアクトル４０（４０Ｕ，４０Ｖ，４０Ｗ）及び制御部３０を備える。

複数のクラスタ１１は、相互に結線され、図１に示す例では、スター結線されている。複数のクラスタ１１は、それぞれ、一対の直流端子ａ，ｂと、一対の交流端子ｃ，ｄと、一又は複数のセル変換器２０と、を有する。図１に示す例では、複数のクラスタ１１は、それぞれ、同一構成の３つのセル変換器２０を有し、複数のリアクトル４０を介して電力系統１４に連系している。電力系統１４への連系は、不図示の変圧器を介してもよい。

複数のクラスタ１１のそれぞれの一対の直流端子ａ，ｂは、共通の直流経路に並列に接続される。Ｕ相のクラスタ１１Ｕの交流端子ｃは、リアクトル４０Ｕを介して電力系統１４のＵ相電力線に接続される。Ｖ相のクラスタ１１Ｖの交流端子ｃは、リアクトル４０Ｖを介して電力系統１４のＶ相電力線に接続される。Ｗ相のクラスタ１１Ｗの交流端子ｃは、リアクトル４０Ｗを介して電力系統１４のＷ相電力線に接続される。各相のクラスタ１１の交流端子ｄは、中性点で相互に接続される。

各相の複数のセル変換器２０は、共通の直流経路から入力される直流電力を交流電力に変換して出力する。各相の複数のセル変換器２０は、それぞれ、コンデンサ１５と、一対の直流セル端子ｅ，ｆと、一対の交流セル端子ｇ，ｈと、直流－直流変換器１２と、直流－交流変換器１３と、を有する。各相の複数のセル変換器２０は、それぞれ、一対の交流セル端子ｇ，ｈを介して直列に接続されている。

複数のセル変換器２０のそれぞれの一対の直流セル端子ｅ，ｆは、自身が属するクラスタ１１の一対の直流端子ａ，ｂに並列に接続されている。複数のセル変換器２０のそれぞれの一対の交流セル端子ｇ，ｈは、自身が属するクラスタ１１の一対の交流端子ｃ，ｄの間で直列に接続されている。

直流－直流変換器１２は、一対の直流セル端子ｅ，ｆとコンデンサ１５との間に接続されている。直流－直流変換器１２は、一対の直流セル端子ｅ，ｆから入力される直流電力を所定の電圧の直流電力に変換してコンデンサ１５に出力する。直流－直流変換器１２は、例えば、絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータである。直流－直流変換器１２は、例えば、直流電力を高周波の交流電力に変換するインバータ回路１６と、この交流電力を所定の交流電圧に変成する高周波変圧器１７と、変成された交流電力を所定の電圧の直流電力に変換するコンバータ回路１８とを有する。図１は、直流－直流変換器１２がＤＡＢ（Dual Active Bridge）コンバータの場合を例示する。

コンデンサ１５は、直流－直流変換器１２と直流－交流変換器１３との間の直流リンクの電圧を平滑化する容量素子であり、より具体的には、直流－直流変換器１２のコンバータ回路１８から出力される電圧を平滑化する。

直流－交流変換器１３は、一対の交流セル端子ｇ，ｈとコンデンサ１５との間に接続されている。直流－交流変換器１３は、コンデンサ１５から入力される直流電力を所定の電圧と周波数の交流電力に変換して一対の交流セル端子ｇ，ｈから出力する単相インバータである。直流－交流変換器１３は、直流電力を交流電力に変換するインバータ回路１９を有する。

インバータ回路１６、コンバータ回路１８及びインバータ回路１９は、それぞれ、複数のスイッチング素子を有する電力変換回路と、その電力変換回路を動作させる不図示の駆動回路部とを有する。スイッチング素子は、例えば、トランジスタと、そのトランジスタに逆並列に接続されるダイオードとを有する。トランジスタの具体例として、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）などが挙げられる。

制御部３０は、複数のクラスタ１１を制御する制御装置であり、例えば、メモリとプロセッサを有する。制御部３０の機能は、メモリに記憶されたプログラムによって、ＣＰＵ（Central Processing Unit）等のプロセッサが動作することにより実現される。制御部３０の機能は、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）又はＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）によって実現されてもよい。

電力変換装置１０は、制御部３０が複数のセル変換器２０のそれぞれに互いに異なる位相で電圧波形を出力させることで、スイッチング素子の耐圧以上の電圧を有し、且つ、高調波が低減されたマルチレベル電圧波形を出力できる。

電力変換装置１０は、例えば、太陽光発電装置のＰＣＳ（Power Conditioning System）、無効電力補償装置（ＳＴＡＴＣＯＭ）、直流送電システム（ＨＶＤＣ）などに適用可能である。

次に、コンデンサ１５の電圧リプルについて説明する。なお、考えをわかりやすくするため、各相のセル変換器の個数を１として説明する。

図２は、電力系統１４の系統電圧と系統電流がそれぞれ正弦波であるときの、電力変換装置の入出力電力とコンデンサ電圧との関係の一例を示すタイミングチャートである。図３は、直流－直流変換器１２（コンバータ側）と直流－交流変換器１３（インバータ側）との間のコンデンサ１５における入出力電力の関係を説明するための図である。図２及び図３は、対称三相負荷に電力を供給したときの、Ｕ相の入力電力、Ｕ相の出力電力、及びその差分電力（＝コンデンサ１５に出入りする電力）の関係図を示す。

入力力率が１の条件では、瞬時入力電力Ｐ_Ｕは、

と表される（例：Ｕ相）。ただし，Ｖ_Ｕは、Ｕ相の系統電圧の最大値、Ｉ_Ｕは、Ｕ相の系統電流の最大値、ωは系統角周波数、ｔは時間である。(1)式から明らかなように、Ｕ相の出力電力は、系統角周波数ωの２倍で脈動する。このとき、電力脈動でコンデンサ１５に出入りする電力によりコンデンサ１５の電圧（コンデンサ電圧Ｅ_ＤＣ）が脈動する（脈動ΔＥ_ＤＣ）。

コンデンサ１５の静電エネルギー変化分ΔＥは、

と表される。

(2)式及び(3)式より、コンデンサ電圧リプルＤは、

と表される。Ｕ相の系統電圧の最大値Ｖ_Ｕ、Ｕ相の系統電流の最大値Ｉ_Ｕ、系統角周波数ωおよびコンデンサ電圧Ｅ_ＤＣは、回路仕様で決定される（固定値）。コンデンサ電圧リプルＤを小さくするために、コンデンサ容量Ｃを増やすと、コンデンサ１５が大型化し、ひいては電力変換装置１０が大型化してしまう。

図１に示す本実施形態では、制御部３０は、複数のクラスタ１１のそれぞれにおいて、一対の交流端子ｃ，ｄ側の交流電力の脈動と同じ周波数で、一対の直流端子ａ，ｂ側の直流電力を脈動させて、コンデンサ１５の電圧リプルを低減する。より具体的には、制御部３０は、Ｕ相のクラスタ１１Ｕの一対の交流端子ｃ，ｄ側の交流電力の脈動と同じ周波数で、Ｕ相のクラスタ１１Ｕの一対の直流端子ａ，ｂ側の直流電力を脈動させて、Ｕ相のクラスタ１１Ｕのコンデンサ１５の電圧リプルを低減する。制御部３０は、Ｖ相のクラスタ１１Ｖの一対の交流端子ｃ，ｄ側の交流電力の脈動と同じ周波数で、Ｖ相のクラスタ１１Ｖの一対の直流端子ａ，ｂ側の直流電力を脈動させて、Ｖ相のクラスタ１１Ｖのコンデンサ１５の電圧リプルを低減する。制御部３０は、Ｗ相のクラスタ１１Ｗの一対の交流端子ｃ，ｄ側の交流電力の脈動と同じ周波数で、Ｗ相のクラスタ１１Ｗの一対の直流端子ａ，ｂ側の直流電力を脈動させて、Ｗ相のクラスタ１１Ｗのコンデンサ１５の電圧リプルを低減する。制御部３０がこのような制御を行うことで、本実施形態に係る電力変換装置１０は、複数のクラスタ１１のそれぞれにおいて、一対の交流端子ｃ，ｄに流れる交流電流のひずみを抑制でき、電力系統１４の系統電流に生ずるひずみを抑制できる。複数のクラスタ１１のそれぞれのコンデンサ１５の電圧リプルが低減されるので、各々のコンデンサ１５の容量の増大を抑制できる。その結果、各々のコンデンサ１５の大型化を抑制でき、ひいては電力変換装置１０の大型化を抑制できる。

制御部３０は、複数のクラスタ１１のそれぞれにおいて、一対の交流端子ｃ，ｄ側の交流電力の脈動に応じて変化する補償電力を、一対の直流端子ａ，ｂ側の直流電力に重畳する。制御部３０は、各相の当該補償電力を、対応する相の当該直流電力に重畳して、共通の直流経路から入力される直流電力の分配を三相間で調整することで、単相電力脈動でのコンデンサ電圧リプルＤを低減する。制御部３０がこのような制御を行うことで、本実施形態に係る電力変換装置１０は、複数のクラスタ１１のそれぞれにおいて、一対の交流端子ｃ，ｄに流れる交流電流のひずみを抑制でき、電力系統１４の系統電流に生ずるひずみを抑制できる。制御部３０は、入力電力の分配をクラスタ間で調整し、同じクラスタに属する変換器セルに入力する電力を均等に分配することで、各相のコンデンサ電圧リプルＤをより低減できる。

制御部３０が一対の交流端子ｃ，ｄ側の交流電力の脈動に応じて各相の一対の直流端子ａ，ｂに入力される直流電力を脈動させても、図１に示す回路は三相回路のため、各相の一対の直流端子ａ，ｂに接続される直流バス側に与える影響は、ほとんどない。

例えば、各相の一対の直流端子ａ，ｂ側の直流電力の定常分、および、各相の一対の交流端子ｃ，ｄ側の交流電力の定常分が、いずれも、２００ｋＷとする。また、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の各相の一対の交流端子ｃ，ｄ側の交流電力の脈動分が、それぞれ、２００sin２ωｔ、２００sin（２ωｔ－４π／３）、２００sin（２ωｔ－２π／３）とする（いずれも、単位はｋＷ）。また、αを、１よりも小さい補償係数とする。このとき、制御部３０は、Ｕ相の直流電力の定常分に、２００αsin２ωｔの補償電力を重畳し、Ｖ相の直流電力の定常分に２００αsin（２ωｔ－４π／３）の補償電力を重畳し、Ｗ相の直流電力の定常分に、２００αsin（２ωｔ－２π／３）の補償電力を重畳する。これにより、各相の一対の直流端子ａ，ｂに接続される直流バス側に与える影響は、ほとんどない（２００αsin２ωｔ＋２００αsin（２ωｔ－４π／３）+２００αsin（２ωｔ－２π／３）＝０）。

制御部３０は、各相の直流電力に重畳する補償電力の大きさを補償係数αで調整する。コンデンサ１５の容量を小さくしすぎると、電圧制御の外乱（制御の安定性）の悪化を招くおそれがある。しかしながら、補償係数αを導入することで、そのような悪化を招くおそれを低減できる。

図４は、第１実施形態に係る制御部の構成例を示すブロック図である。図４に示す制御部３０Ａは、上記の制御部３０の一例である。制御部３０Ａは、電流指令部３１および補償部３２Ａを有する。電流指令部３１は、コンデンサ１５の電圧が所定の目標電圧となるように直流－直流変換器１２内の複数のスイッチング素子をオン又はオフさせるための電流指令を生成する。電流指令部３１は、各相のクラスタ１１の電流指令を補償部３２Ａに供給する。補償部３２Ａは、複数のクラスタ１１のそれぞれにおいて、一対の交流端子ｃ，ｄから出力される交流電力の脈動と同じ周波数で同じ位相で変化する補償電力を、一対の直流端子ａ，ｂに入力される直流電力に重畳する。補償部３２Ａは、脈動抽出部３３、補償量算出部３４及び加算器３５（３５ｕ，３５ｖ，３５ｗ）を有する。

図５は、第１実施形態に係る制御部の構成例を具体的に示すブロック図である。図６は、各部の構成例を示す波形図である。補償部３２Ａは、複数のクラスタ１１のそれぞれにおいて、一対の交流端子ｃ，ｄから出力される交流電力の脈動を抽出し、抽出した脈動に応じて、一対の直流端子ａ，ｂに入力される直流電力に重畳する補償電力を調整する。補償部３２Ａは、脈動抽出部３３、補償量算出部３４及び加算器３５（３５ｕ，３５ｖ，３５ｗ）を有する。

脈動抽出部３３は、電力系統１４の系統電流と系統電圧を相ごとに乗算することで、各相の一対の交流端子ｃ，ｄ側の交流電力（各相の系統側の出力電力）を算出する。脈動抽出部３３は、各相の系統側の出力電力を合算し、その合算した値を相数（この場合、３）で除算する。脈動抽出部３３は、各相の系統側の出力電力から、その除算により得られた値をそれぞれ減算することで、各相の系統側の出力電力の定常分を除去でき、各相の系統側の出力電力の脈動分を抽出する。

補償量算出部３４は、抽出した各相の脈動分と補償係数αとの積である補償電力を算出する。これにより、各相に入力される直流電力に重畳する補償電力の大きさを補償係数αで調整できる。補償量算出部３４は、各相の補償電力を直流バス電圧の測定値でそれぞれ除算することで、各相の電流指令に重畳する補償電流（補償量の一例）を算出する。直流バス電圧は、一対の直流端子ａ，ｂに接続される直流経路の電圧でも、一対の直流端子ａ，ｂ間の電圧でもよい。

加算器３５（３５ｕ．３５ｖ，３５ｗ）は、各相の電流指令に、対応する相の補償電流を加算することで、各相の補償された電流指令を生成する。

制御部３０Ａは、各相の補償された電流指令から、各相のクラスタ１１内の直流－直流変換器１２を制御する制御指令を生成する。制御部３０Ａは、直流－直流変換器１２がＤＡＢコンバータの場合、一次側と二次側との間の位相差を制御指令として生成する。制御部３０Ａは、直流－直流変換器１２がＬＬＣコンバータの場合、ＬＬＣコンバータの動作周波数を制御指令として生成する。ＬＬＣコンバータは、変圧器の漏れインダクタンス及び励磁インダクタンスと容量素子のキャパシタンスとによる共振を利用したコンバータである。

補償部３２Ａによれば、図６に示すように、コンデンサ１５に出入りする電力の差が小さくなるので、コンデンサ１５の蓄積分が減る。コンデンサ１５の蓄積分が減るので、コンデンサ１５の電圧リプルが低減する。

補償量算出部３４は、例えば、コンデンサ１５の電圧リプルの目標値に応じて、補償係数αを調整することで、コンデンサ１５の電圧リプルを効果的に低減できる。コンデンサ１５の電圧リプルの目標値は、例えば、上記の(4)式に基づいて決定される。あるいは、補償係数αは、予め決められた固定値でもよく、この場合、補償量算出部３４による補償電力の演算量を削減できる。

図７は、第１実施形態に係る制御部による動作例を全体的に示すタイミングチャートである。図７に示すように、第１実施形態に係る制御部によれば、各相のコンデンサの電圧リプルを低減できる。

図８は、第２実施形態に係る制御部の構成例を示すブロック図である。第２実施形態において、第１実施形態と同様の構成及び効果についての説明は、上述の説明を援用することで、省略又は簡略する。図８に示す制御部３０Ｂは、上記の制御部３０の一例である。制御部３０Ｂは、電流指令部３１および補償部３２Ｂを有する。電流指令部３１は、第１実施形態と同様である。補償部３２Ｂは、複数のクラスタ１１のそれぞれにおいて、一対の交流端子ｃ，ｄから出力される交流電力の脈動と同じ周波数で同じ位相で変化する補償電力を、一対の直流端子ａ，ｂに入力される直流電力に重畳する。補償部３２Ｂは、正相逆相分離部３６、脈動抽出部３３、補償量算出部３４及び加算器３５（３５ｕ，３５ｖ，３５ｗ）を有する。

補償部３２Ｂは、系統電圧及び系統電流の各々の正相成分と逆相成分から、補償電力を決定する。各クラスタからの出力電力が不平衡の状態では、当該出力電力に脈動が現れるからである。正相逆相分離部３６は、系統電圧と系統電流の測定結果から、下式に示す正相電圧、正相電流、逆相電圧及び逆相電流を算出する。

図９は、正相逆相分離部の構成例を示すブロック図である。正相逆相分離部は、測定された系統電圧と系統電流のそれぞれを、ａｂｃ相からｄｑ軸変換を行い、正相分と逆相分に分離して、正相電圧、逆相電圧、正相電流および逆相電流を算出する。

図１０は、第２実施形態に係る制御部の第１構成例を具体的に示すブロック図である。補償部３２Ｂａは、上記の補償部３２Ｂの一例である。補償部３２Ｂａは、複数のクラスタ１１のそれぞれにおいて、一対の交流端子ｃ，ｄから出力される交流電力の脈動を抽出し、抽出した脈動に応じて、一対の直流端子ａ，ｂに入力される直流電力に重畳する補償電力を調整する。補償部３２Ｂａは、正相逆相分離部３６、脈動抽出部３３、補償量算出部３４及び加算器３５（３５ｕ，３５ｖ，３５ｗ）を有する。

脈動抽出部３３は、正相逆相分離部３６の出力である正相電流と正相電圧とを相ごとに乗算することによって各相の第１電力を算出し、正相逆相分離部３６の出力である逆相電流と逆相電圧とを相ごとに乗算することによって各相の第２電力を算出する。脈動抽出部３３は、第１電力と第２電力を相ごとに合算することで、各相の正相電力（第１電力と第２電力との和）を算出し、各相の正相電力を相数（この場合、３）で除算する。脈動抽出部３３は、各相の正相電力から、その除算により得られた値をそれぞれ減算することで、各相の系統側の出力電力の定常分を除去でき、各相の系統側の出力電力の脈動分を抽出する。

図１１は、第２実施形態に係る制御部の第２構成例を具体的に示すブロック図である。補償部３２Ｂｂは、上記の補償部３２Ｂの一例である。図１１の補償部３２Ｂｂは、脈動抽出部３３の構成が異なる点で図１０の補償部３２Ｂａと相違するが、機能的には補償部３２Ｂａと同じである。

図１１の脈動抽出部３３は、正相逆相分離部３６の出力である正相電流と正相電圧とを相ごとに乗算することによって各相の第１電力を算出し、正相逆相分離部３６の出力である逆相電流と逆相電圧とを相ごとに乗算することによって各相の第２電力を算出する。脈動抽出部３３は、各相の第１電力を合算した値を相数（この場合、３）で除算する。脈動抽出部３３は、各相の第１電力から、その除算により得られた値をそれぞれ減算することで、各相の系統側の第１電力の定常分を除去でき、各相の系統側の第１電力の脈動分を抽出する。脈動抽出部３３は、各相の第２電力から、その除算により得られた値をそれぞれ減算することで、各相の系統側の第２電力の定常分を除去でき、各相の系統側の第２電力の脈動分を抽出する。

脈動抽出部３３は、各相の系統側の第１電力の脈動分と各相の系統側の第２電力の脈動分とを合算し、その合算した各相の脈動分を、補償量算出部３４に出力する。

図１２は、第３実施形態に係る制御部の構成例を示すブロック図である。第３実施形態において、第１及び第２実施形態と同様の構成及び効果についての説明は、上述の説明を援用することで、省略又は簡略する。図１２に示す制御部３０Ｃは、上記の制御部３０の一例である。図１２の補償部３２Ｃは、複数のクラスタ１１に接続される電力系統１４の各相の系統電圧の位相を取得し、取得した各相の系統電圧の位相に応じて、直流電力を脈動させる。補償部３２Ｃは、位相検出部３７、基準信号生成部３８、補償量算出部３４及び加算器３５（３５ｕ，３５ｖ，３５ｗ）を有する。図１３は、第３実施形態に係る制御部の構成例を具体的に示すブロック図である。

位相検出部３７は、電力系統１４の各相の系統電圧の位相を取得する。基準信号生成部３８は、位相検出部３７により検出された各相の系統電圧の位相θを用いて、各相の基準信号を生成する。基準信号生成部３８は、Ｕ相の基準信号sin２θ、Ｖ相の基準信号sin（２θ－４π／３）、Ｗ相の基準信号sin（２θ－２π／３）を生成する。

補償量算出部３４は、各相の基準信号と補償係数αとの積である補償電力を算出する。これにより、各相に入力される直流電力に重畳する補償電力の大きさを補償係数αで調整できる。以降の制御内容は、上記の実施形態と同様である。

以上、電力変換装置を実施形態により説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。他の実施形態の一部又は全部との組み合わせや置換などの種々の変形及び改良が、本発明の範囲内で可能である。

例えば、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータは、トランスの１次側と２次側のそれぞれにフルブリッジ回路が設けられた構成に限られず、１次側と２次側の少なくとも一方に設けられるブリッジ回路がハーフブリッジ回路でもよい。また、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータは、ＤＡＢコンバータに限られず、ＤＡＢコンバータ以外の形式（例えば、ＬＬＣコンバータ、フライバック式、フィードフォワード式など）のコンバータでもよい。

１０ 電力変換装置
１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗ クラスタ
１２ 直流－直流変換器
１３ 直流－交流変換器
１４ 電力系統
１５ コンデンサ
１６ インバータ回路
１７ 高周波変圧器
１８ コンバータ回路
１９ インバータ回路
２０ セル変換器
３０，３０Ａ 制御部
３１ 電流指令部
３２ 補償部
３３ 脈動抽出部
３４ 補償量算出部
３５ｕ，３５ｖ，３５ｗ 加算器
３６ 正相逆相分離部
３７ 位相検出部
３８ 基準信号生成部
４０Ｕ，４０Ｖ，４０Ｗ リアクトル
ａ，ｂ 一対の直流端子
ｃ，ｄ 一対の交流端子
ｅ，ｆ 一対の直流セル端子
ｇ，ｈ 一対の交流セル端子

Claims (9)

1. 相互に結線された複数のクラスタと、
   前記複数のクラスタを制御する制御部と、を備え、
   前記複数のクラスタは、それぞれ、
   一対の直流端子と、一対の交流端子と、一又は複数のセル変換器と、を有し、
   前記セル変換器は、それぞれ、
   コンデンサと、一対の直流セル端子と、一対の交流セル端子と、前記一対の直流セル端子と前記コンデンサとの間に接続された直流－直流変換器と、前記一対の交流セル端子と前記コンデンサとの間に接続された直流－交流変換器と、を有し、
   前記セル変換器のそれぞれの前記一対の直流セル端子は、前記一対の直流端子に並列に接続され、
   前記セル変換器のそれぞれの前記一対の交流セル端子は、前記一対の交流端子の間で直列に接続され、
   前記制御部は、前記複数のクラスタのそれぞれにおいて、前記一対の交流端子側の交流電力の脈動と同じ周波数で、前記一対の直流端子側の直流電力を脈動させて、前記コンデンサの電圧リプルを低減する、電力変換装置。
2. 前記制御部は、前記交流電力の脈動に応じて変化する補償電力を前記直流電力に重畳する、請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記制御部は、前記補償電力の大きさを補償係数に応じて調整する、請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記制御部は、前記コンデンサの電圧リプルの目標値に応じて、前記補償係数を調整する、請求項３に記載の電力変換装置。
5. 前記補償係数は、固定値である、請求項３に記載の電力変換装置。
6. 前記制御部は、前記交流電力の脈動を抽出し、抽出した脈動に応じて前記補償電力を調整する、請求項２から４のいずれか一項に記載の電力変換装置。
7. 前記制御部は、前記一対の交流端子側の電圧及び電流を測定し、測定した電圧および電流から前記交流電力の脈動を抽出する、請求項６に記載の電力変換装置。
8. 前記制御部は、前記一対の交流端子側の電圧及び電流を測定した結果から、正相電圧、正相電流、逆相電圧及び逆相電流を算出し、算出した正相電圧、正相電流、逆相電圧及び逆相電流から、前記交流電力の脈動を抽出する、請求項６に記載の電力変換装置。
9. 前記制御部は、前記複数のクラスタが接続される電力系統の各相の系統電圧の位相を取得し、取得した各相の系統電圧の位相に応じて、前記直流電力を脈動させる、請求項１から４のいずれか一項に記載の電力変換装置。

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