JP6526924B1 - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

高調波電圧または電流の抑制と、事故時の運転継続を実現することができる電力変換装置を提供する。電力変換器（２０）は、交流系統と直流系統とに接続され、内部にエネルギー蓄積部を有し、直流電力と交流電力とを相互に変換する。制御部（１０）は、前記直流系統の直流電流指令値（Ｉｄｃ＊）と、直流電流検出値（Ｉｄｃ）とを取得し、前記交流系統、又は前記直流系統に事故等の異常が生じていない場合、前記取得した直流電流指令値（Ｉｄｃ＊）に基づくフィードフォワード演算を行って、前記電力変換器（２０）に与える交流有効電力指令値（Ｐａｃ＊）を算出し、前記交流系統、又は前記直流系統に事故等の異常が生じている場合、前記取得した直流電流検出値（Ｉｄｃ）に基づくフィードフォワード演算を行って、前記交流系統と前記電力変換器との間で融通する有効電力を指示する前記交流有効電力指令値（Ｐａｃ＊）を算出する。

Description

本発明の実施形態は、電力変換装置に関する。

近年、異なる電力系統同士を接続する広域連系が進められている。周波数が互いに異なる交流系統の電力系統同士を接続する場合、例えば、モジュラー・マルチレベル変換器（Modular Multilevel Converter）などの電力変換器を用いて電力系統同士を接続する技術が知られている。この場合、電力変換器は、ある交流系統と直流系統との連系点、及び当該直流系統と接続対象の他の交流系統との連系点に設けられる。電力変換器は、交流系統の交流電力を直流電力に変換して直流系統に供給（融通）し、或いは直流系統の直流電力を交流電力に変換して交流系統に供給する。これにより、電力変換器は、電力系統の電力を交流周波数や位相に制約されずに、融通することが可能である。

同一地点、或いは同一変換所構内などの比較的近い位置に複数の電力変換器を設置し、それらの直流系統側を互いに接続した構成は、ＢＴＢ（Back-To-Back）システムと呼ばれる場合がある。ＢＴＢシステムは、互いに異なる地点に設置された複数の電力変換器の直流系統側を接続した構成であるＨＶＤＣ（High-Voltage Direct-Current）システムの直流系統による送電距離を小さくした構成と捉えることもできる。異なる地点間とは、例えば、各都市間、又は陸上と洋上の発電所の間等である。

ＢＴＢシステムは、ＨＶＤＣシステムと比較して、電力変換器のスイッチング制御に起因して、直流電流にリプル成分が含まれやすい。直流電流にリプル電流が多く含まれ、このリプルに応じて直流系統側の有効電力が脈動している状態において、交流系統側の有効電力を直流系統側の有効電力にリアルタイムに一致させようとすると、交流系統側の有効電力も脈動してしまう場合がある。

その脈動による高調波成分と、その成分が重畳する交流電圧の歪みが、規定の値よりも大きくなる場合、この高調波成分を除去するためには、大型の高調波フィルタが必要となる場合がある。大型の高調波フィルタを設置すると、電力変換装置の設置面積の増大、高コスト化につながることが想定される。

特開２０１７−２１６８０９号公報

本発明が解決しようとする課題は、高調波電圧、又は電流の抑制と事故時の運転継続を実現することができることができる電力変換装置を提供することである。

実施形態の電力変換装置は、電力変換器と、制御部と、を持つ。電力変換器は、交流系統と直流系統との間に接続され、エネルギー蓄積部を含み、直流電力と交流電力とを相互に変換する。制御部は、前記直流系統の直流電流指令値と、直流電流検出値とを取得し、前記交流系統、又は前記直流系統が所定の状態でない場合、前記取得した直流電流検出値に基づくフィードフォワード演算を行って、前記交流系統と前記電力変換器との間で融通する有効電力を指示する交流有効電力指令値を算出し、前記交流系統、又は前記直流系統が所定の状態である場合、前記取得した直流電流指令値に基づくフィードフォワード演算を行って、前記交流有効電力指令値を算出する。

第１の実施形態に係る二つの電力変換装置１ａ、１ｂによって連系された電力変換システムの一例を示す図である。 第１の実施形態に係る電力変換器２０の構成の一例について説明する。 第１の実施形態に係るセルＣＬの構成の一例を示す図である。 第１の実施形態に係るセルＣＬの構成の他の例を示す図である。 第１の実施形態に係る変換器制御装置１０の構成の一例を示す図である。 直流電流指令値Ｉｄｃ＊、又は直流電流検出値Ｉｄｃに基づく制御を行った交流系統の交流有効電力の変化の一例を示す図である。 従来の制御と変換器制御装置１０による制御結果の一例を示す図である。 第１実施形態に係る変換器制御装置１０の処理の一例を示すフローチャートである。 第２の実施形態に係る変換器制御装置１１の構成の一例を示す図である。 相コンデンサ電圧バランス制御部１２３の構成の一例を示す図である。

以下、実施形態の電力変換装置を、図面を参照して説明する。

（第１の実施形態）
［電力変換システムについて］
図１は、第１の実施形態に係る二つの電力変換装置１ａ、１ｂによって連系された電力変換システムの一例を示す図である。図１に示される電力変換システムには、第１交流系統と、第２交流系統と、直流系統とが含まれる。電力変換システムでは、第１交流系統と、直流系統とが、電力変換装置１ａを介して接続され、直流系統と、第２交流系統とが、電力変換装置１ｂを介して接続される。以降の説明において、電力変換装置１ａと、電力変換装置１ｂとを互いに区別しない場合には、総称して電力変換装置１と記載する。

電力変換装置１は、変換器制御装置１０と、電力変換器２０とを備える。変換器制御装置１０は、電力変換器２０の動作を制御する。電力変換器２０は、変換器制御装置１０の制御に基づいて動作し、交流系統の交流電力を直流電力に変換して直流系統に供給し、或いは、直流系統の直流電力を交流電力に変換して交流系統に供給する。電力変換器２０は、例えば、モジュラー・マルチレベル変換器（Modular Multilevel Converter）である。なお、電力変換器２０は、モジュラー・マルチレベル変換器によって実現される構成の他、３レベル変換器と、モジュラー・マルチレベル変換器とを組み合わせた回路等によって実現されてもよい。

電力変換システムの各電力系統間の電力の供給（融通）は、電力変換システム制御装置ＳＹＳによって制御される。電力変換システム制御装置ＳＹＳは、各電力変換装置１に対して指令信号を供給する。電力変換装置１は、電力変換システム制御装置ＳＹＳから取得した指令信号に基づいて動作する。指令信号には、例えば、コンデンサ電圧指令値Ｖｃ＊と、直流電圧指令値Ｖｄｃ＊と、直流電流指令値Ｉｄｃ＊とが含まれる。コンデンサ電圧指令値Ｖｃ＊は、電力変換器２０が備えるコンデンサ（不図示）の電圧を指示する値である。直流電圧指令値Ｖｄｃ＊は、直流系統の直流電圧を指示する値である。直流電流指令値Ｉｄｃ＊は、直流系統の直流電流を指示する値である。

変換器制御装置１０は、電力変換システム制御装置ＳＹＳから取得した指令信号と、電力変換器２０から取得した検出信号とに基づいて、電力変換器２０を制御する。検出信号とは、電力変換器２０の内部回路の各種値を検出した検出値を含む信号である。電力変換器２０の内部回路、及び検出信号の詳細については後述する。

具体的には、変換器制御装置１０は、検出信号と、コンデンサ電圧指令値Ｖｃ＊とに基づいて、電力変換器２０が備えるコンデンサの電圧をコンデンサ電圧指令値Ｖｃ＊に一致させるように電力変換器２０を制御する。変換器制御装置１０は、検出信号と、直流電圧指令値Ｖｄｃ＊に基づいて、直流系統の直流電圧が直流電圧指令値Ｖｄｃ＊に一致するように電力変換器２０を制御する。

また、変換器制御装置１０は、検出信号と、直流電流指令値Ｉｄｃ＊に基づいて、電力変換器２０から直流系統に流れる直流電流が（、或いは直流系統から電力変換器２０に流れる直流電流が）、直流電流指令値Ｉｄｃ＊に一致するように電力変換器２０を制御する。直流電流指令値Ｉｄｃ＊は、直流系統の有効電力の指示値（以下、直流有効電力指示値Ｐｄｃ＊）と、直流系統の直流電圧を指示する値（以下、直流電圧指令値Ｖｄｃ＊）とに基づく値であり、直流有効電力指示値Ｐｄｃ＊を直流電圧指令値Ｖｄｃ＊によって除した値である。

これにより、電力変換システム制御装置ＳＹＳは、指令信号によって電力変換装置１を制御し、電力変換システムを適切な状態にする。

なお、上述では、電力変換システム制御装置ＳＹＳが直流系統に関する指令信号（例えば、直流電圧指令値Ｖｄｃ＊、及び直流電流指令値Ｉｄｃ＊）によって電力変換装置１を制御する場合について説明したが、これに限られない。電力変換システム制御装置ＳＹＳは、交流系統に関する指令信号（例えば、交流電圧指令値や交流電流指令値）によって電力変換装置１を制御する構成であってもよい。また、電力変換システム制御装置ＳＹＳは、直流系統に関する指令信号と、交流系統に関する指令信号との両方によって電力変換装置１を制御する構成であってもよい。以降の説明では、電力変換システム制御装置ＳＹＳが直流系統に関する指令信号（例えば、直流電圧指令値Ｖｄｃ＊、及び直流電流指令値Ｉｄｃ＊）によって電力変換装置１を制御する場合について説明する。

［ＢＴＢシステムについて］
ここで、電力変換装置１ａと、電力変換装置１ｂとが、同一地点、或いは同一変換所構内などの比較的近い位置に設置し、それらの直流系統側を互いに接続した構成は、ＢＴＢ（Back-To-Back）システムと呼ばれる。比較的近い位置とは、例えば、数［ｍ］、数十［ｍ］、或いは数百［ｍ］である。ＢＴＢシステムは、互いに異なる地点に設置された複数の電力変換器の直流系統側を接続した構成であるＨＶＤＣ（High-Voltage Direct-Current）システムの直流系統による送電距離を小さくした構成と捉えることもできる。異なる地点間とは、例えば、各都市間、又は陸上と洋上の発電所の間等である。

［電力変換器２０について］
図２は、第１の実施形態に係る電力変換器２０の構成の一例について説明する。電力変換器２０は、直流系統の正極（図示する正極Ｐ）と、直流系統の負極（図示する負極Ｎ）との間に複数のレグＬＧを備える。レグＬＧの数は、例えば、交流系統が供給する交流電力の相数に対応する。本実施形態では、交流系統は、第１相（図示するＲ相）、第２相（図示するＳ相）及び第３相（図示するＴ相）の三相三線式の交流電力を供給する。このため、電力変換器２０は、Ｒ相に対応するレグＬＧｒと、Ｓ相に対応するレグＬＧｓと、Ｔ相に対応するレグＬＧｔとを備える。以降の説明において、レグＬＧｒと、レグＬＧｓと、レグＬＧｔとを互いに区別しない場合には、総称して「レグＬＧ」と記載する。

レグＬＧには、トランス（図示するトランスＴＲ）を介して、交流系統が供給する交流電力の三相のうち、ある相が接続される。具体的には、レグＬＧｒには、Ｒ相が接続され、レグＬＧｓには、Ｓ相が接続され、レグＬＧｔには、Ｔ相が接続される。以降の説明において、レグＬＧｒと、Ｒ相との接続点を接続点ＣＰｒと記載し、レグＬＧｓと、Ｓ相との接続点を接続点ＣＰｓと記載し、レグＬＧｔと、Ｔ相との接続点を接続点ＣＰｔと記載する。

また、以降の説明において、電力変換器２０が出力する直流電圧の正極Ｐと同電位となる部位を、レグＬＧの正極Ｐとも記載し、当該直流電圧の負極Ｎと同電位となる部位を、レグＬＧの負極Ｎとも記載する。また、レグＬＧの正極Ｐから各相の接続点までの間を上アームとも記載する。また、各相の接続点からレグＬＧの負極Ｎまでの間を下アームとも記載する。

各レグＬＧは、互いに同様の構成を備える。以降の説明において、レグＬＧｒに係る構成には、符号の末尾に「ｒ」を付し、レグＬＧｓに係る構成には、符号の末尾に「ｓ」を付し、レグＬＧｔに係る構成には、符号の末尾に「ｔ」を付す。また、いずれのレグＬＧに係る構成であるかを互いに区別しない場合には、「ｒ」、「ｓ」、又は「ｔ」を省略して示す。以下、各レグＬＧを代表してレグＬＧｒについて説明する。

レグＬＧｒは、上アームと、下アームとに、それぞれｎ個のセルＣＬ（図示するセルＣＬ１−１ｒ〜ＣＬ１−ｎｒ、及びセルＣＬ２−１ｒ〜ＣＬ２−ｎｒ）と、複数のリアクトルＲＴ（図示するリアクトルＲＴ１ｒ〜ＲＴ２ｒ）とを備える。ｎは、自然数である。レグＬＧｒの上アームには、正極Ｐから接続点ＣＰｒに向けて、セルＣＬ１−１ｒ〜ＣＬ１−ｎｒと、リアクトルＲＴ１ｒとが記載の順に直列接続される。また、レグＬＧｒの下アームには、接続点ＣＰｒから負極Ｎに向けて、リアクトルＲＴ２ｒと、セルＣＬ２−１ｒ〜ＣＬ２−ｎｒとが記載の順に直列に接続される。なお、リアクトルＲＴとトランスＴＲとは、リアクトルの機能を代替するだけの漏れリアクタンスを有する特殊な巻線構造のトランスに置き換えてもよい。

各レグＬＧの上アームの正極Ｐ端には、各レグＬＧの上アームを流れる電流を検出する電流センサＡＭ（図示する電流センサＡＭｒ−１、電流センサＡＭｓ−１、電流センサＡＭｔ−１）と、各レグＬＧの下アームを流れる電流を検出する電流センサＡＭ（図示する電流センサＡＭｒ−２、電流センサＡＭｓ−２、電流センサＡＭｔ−２）が備えられる。電流センサＡＭｒ−１は、レグＬＧｒから正極Ｐに流れる電流（以下、Ｒ相上アーム電流）を検出する。電流センサＡＭｓ−１は、レグＬＧｓから正極Ｐに流れる電流（以下、Ｓ相上アーム電流）を検出する。電流センサＡＭｔ−１は、レグＬＧｔから正極Ｐに流れる電流（以下、Ｔ相上アーム電流）を検出する。電流センサＡＭｒ−２は、負極ＮからレグＬＧｒに流れる電流（以下、Ｒ相下アーム電流）を検出する。電流センサＡＭｓ−２は、負極ＮからレグＬＧｓに流れる電流（以下、Ｓ相下アーム電流）を検出する。電流センサＡＭｔ−２は、負極ＮからレグＬＧｔに流れる電流（以下、Ｔ相下アーム電流）を検出する。

［セルＣＬについて］
図３は、第１の実施形態に係るセルＣＬの構成の一例を示す図である。セルＣＬとは、例えば、ハーフブリッジ回路である。図３に示される通り、セルＣＬは、例えば、複数のスイッチング素子Ｑ（図示するスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ２）と、スイッチング素子Ｑに応じた数のダイオードＤ（図示するダイオードＤ１〜Ｄ２）と、コンデンサＣ１とを備える。スイッチング素子Ｑは、例えば、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（以下、ＩＧＢＴ：Insulated Gate Bipolar Transistor）である。ただし、スイッチング素子Ｑは、ＩＧＢＴに限定されない。スイッチング素子Ｑは、コンバータ又はインバータを実現可能な自己消弧型スイッチング素子であれば、いかなる素子でもよい。本実施形態では、スイッチング素子ＱがＩＧＢＴである場合について説明する。

スイッチング素子Ｑ１と、スイッチング素子Ｑ２とは、互いに直列に接続される。スイッチング素子Ｑ１、及びスイッチング素子Ｑ２と、コンデンサＣ１とは、互いに並列に接続される。各スイッチング素子Ｑと、ダイオードＤとは、互いに並列に接続される。スイッチング素子Ｑ１と、ダイオードＤ１とは、互いに並列に接続され、スイッチング素子Ｑ２と、ダイオードＤ２とは、互いに並列に接続される。

図３に示されるセルＣＬは、レグＬＧの正極Ｐ側に接続される正極端子と、負極Ｎ側に接続される負極端子とを備える。セルＣＬの正極端子は、スイッチング素子Ｑ１と、スイッチング素子Ｑ２との接続点に接続され、セルＣＬの負極端子は、スイッチング素子Ｑ２のエミッタ端子に接続される。

なお、上述では、図３を用いてセルＣＬがハーフブリッジ回路である場合について説明したが、これに限られない。図４は、第１の実施形態に係るセルＣＬの構成の他の例を示す図である。図４に示す一例では、セルＣＬとは、例えば、スイッチング素子Ｑと、ダイオードＤの並列回路を直列に接続した２組の回路に対し、コンデンサＣを互いに並列に接続したフルブリッジ回路である。図４に示される通り、セルＣＬは、例えば、複数のスイッチング素子Ｑ（図示するスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６）と、スイッチング素子Ｑに応じた数のダイオードＤ（図示するダイオードＤ３〜Ｄ６）と、コンデンサＣ２とを備える。

スイッチング素子Ｑ３と、スイッチング素子Ｑ４とは、互いに直列に接続され、スイッチング素子Ｑ５と、スイッチング素子Ｑ６とは、互いに直列に接続される。スイッチング素子Ｑ３、及びスイッチング素子Ｑ４と、スイッチング素子Ｑ５、及びスイッチング素子Ｑ６と、コンデンサＣ２とは、互いに並列に接続される。各スイッチング素子Ｑと、ダイオードＤとは、互いに並列に接続される。具体的には、スイッチング素子Ｑ３と、ダイオードＤ３とは、互いに並列に接続される。スイッチング素子Ｑ４と、ダイオードＤ４とは、互いに並列に接続される。スイッチング素子Ｑ５と、ダイオードＤ５とは、互いに並列に接続される。スイッチング素子Ｑ６と、スイッチング素子Ｑ６とは、互いに並列に接続される。

図４に示されるセルＣＬは、レグＬＧの正極Ｐ側に接続される正極端子と、負極Ｎ側に接続される負極端子とを備える。セルＣＬの正極端子は、スイッチング素子Ｑ３と、スイッチング素子Ｑ４との接続点に接続され、セルＣＬの負極端子は、スイッチング素子Ｑ５と、スイッチング素子Ｑ６との接続点に接続される。

本実施形態の電力変換器２０において、セルＣＬは、図３に示すハーフブリッジ回路のセルＣＬと、図４示すフルブリッジ回路のセルＣＬとのいずれを用いてもよい。以降の説明では、セルＣＬが図３に示すハーフブリッジ回路である場合について説明する。

各スイッチング素子Ｑには、スイッチング素子Ｑのオン、オフを切り替える切替端子（不図示）を備え、切替端子は、変換器制御装置１０と接続され、制御信号が入力される。制御信号に基づいて各スイッチング素子Ｑがオン、又はオフに切り替えられることにより、セルＣＬが備えるコンデンサＣ１は、充電又は放電される。電力変換器２０は、検出信号として、コンデンサＣ１の電圧に基づく値（以下、コンデンサ電圧検出値Ｖｃ）を変換器制御装置１０に供給する。本実施形態の一例において、コンデンサ電圧検出値Ｖｃは、電力変換器２０が備えるコンデンサＣ１の電圧の平均値である。また、コンデンサＣ１の電圧を指示するコンデンサ電圧指令値Ｖｃ＊は、電力変換器２０が備える各セルＣＬのコンデンサＣ１の電圧の平均値を指示する値である。電力変換器２０から変換器制御装置１０に供給される検出信号には、コンデンサ電圧検出値Ｖｃを示す情報が含まれる。

変換器制御装置１０は、交流系統の交流電力を、直流系統の直流電力に変換する場合には、交流系統側から電力変換器２０に流入する交流有効電力と、電力変換器２０から直流系統に流出する直流有効電力とが一致するように各スイッチング素子Ｑのオン、オフを切り替える。また、変換器制御装置１０は、直流系統の直流電力を、交流系統の交流電力に変換する場合には、直流系統から電力変換器２０に流入する直流有効電力と、電力変換器２０から交流系統に流出する交流有効電力とが一致するように各スイッチング素子Ｑのオン、オフを切り替える。このように変換器制御装置１０が電力変換器２０を制御することにより、電力変換器２０の各セルＣＬのコンデンサＣ１の電圧が一定に維持され、電力変換システムの安定した動作を実現する。以降の説明において、コンデンサＣ１の電圧を「コンデンサ電圧」とも記載する。

また、変換器制御装置１０は、電力変換器２０の内部で電力変換に伴う電力損失が生じるため、交流系統と、直流系統とのうち、いずれか一方を制御の基準点とし、コンデンサ電圧のフィードバック制御を行う。本実施形態では、直流系統の直流有効電力を基準とし、交流系統の交流有効電力を制御することにより、コンデンサ電圧のフィードバック制御を行う場合について説明する。

変換器制御装置１０は、交流系統と直流系統との有効電力に差が生じないように（つまり、交流系統の交流有効電力が直流系統の直流有効電力に一致するように）、電力変換器２０の交流有効電力をフィードフォワード制御する。さらに、変換器制御装置１０は、フィードフォワード制御に加えて、通常時や系統事故等の異常時において、コンデンサ電圧を規定電圧に維持するため、規定電圧以上のコンデンサ電圧を降圧する（放電する）ように、或いは規定電圧以下のコンデンサ電圧を昇圧する（充電する）ように、交流系統の交流有効電力を調整制御するフィードバック制御を行う。例えば、通常時においてフィードフォワード制御の作用で交流有効電力と直流有効電力を一致させても、電力変換器２０の内部において電力損失が発生し、各コンデンサ電圧は、徐々に低下する。そこで、変換器制御装置１０は、フィードフォワード制御に加え、電力変換器２０の交流有効電力をさらに電力損失に相当するだけ調整する（つまり、フィードバック制御する）ことでコンデンサを充電し、各コンデンサ電圧を維持する。

［変換器制御装置１０について］
図５は、第１の実施形態に係る変換器制御装置１０の構成の一例を示す図である。変換器制御装置１０は、第１算出部１０２と、切替部１０４と、第２算出部１０６と、第３算出部１０８と、ＰＩ制御部１１０と、第４算出部１１２と、変換部１１４と、ＰＷＭ制御部１１６と、第５算出部と１１８と、第６算出部１２０と、比較部１２２とをその機能部として備える。変換器制御装置１０は、例えば、ＣＰＵ（Central Processing Unit）等のハードウェアプロセッサがプログラム（ソフトウェア）を実行することにより、各機能部を実現する。また、これらの構成要素のうち一部又は全部は、ＬＳＩ（Large Scale Integration）やＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）、ＦＰＧＡ（Field-Programmable Gate Array）、ＧＰＵ（Graphics Processing Unit）等のハードウェア（回路部；circuitryを含む）によって実現されてもよいし、ソフトウェアとハードウェアの協働によって実現されてもよい。

第１算出部１０２は、電流センサＡＭｒ−１によって検出されたＲ相上アーム電流の電流値（以下、Ｒ相上アーム電流検出値Ｉｒ）を示す情報と、電流センサＡＭｓ−１によって検出されたＳ相上アーム電流の電流値（以下、Ｓ相上アーム電流検出値Ｉｓ）を示す情報と、電流センサＡＭｔ−１によって検出されたＴ相上アーム電流の電流値（以下、Ｔ相上アーム電流の電流値）を示す情報とに基づいて、直流系統を流れる直流電流の値（以下、直流電流検出値Ｉｄｃ）を算出する。

切替部１０４は、比較部１２２の比較結果に基づいて、第２算出部１０６に供給するフィードフォワード制御の元情報を、直流電流検出値Ｉｄｃ、又は直流電流指令値Ｉｄｃ＊に切り替える。具体的には、切替部１０４は、比較部１２２の比較結果が直流系統に外乱が生じていないことを示す場合、直流電流指令値Ｉｄｃ＊を第２算出部１０６に供給し、当該比較結果が直流系統に外乱が生じていることを示す場合、直流電流検出値Ｉｄｃを第２算出部１０６に供給する。

外乱が生じている状態とは、「所定の状態でない場合」の一例であり、系統事故などで直流電流指令値Ｉｄｃ＊と直流電流検出値Ｉｄｃの差が大きくなる状態である。具体的には、外乱が生じている状態とは、ＢＴＢシステムにおける直流系統の対向に存在する電力変換装置１が急停止し、直流電力が供給されない状況（つまり、直流電流が流れなくなる状況）などが相当する。

第２算出部１０６は、切替部１０４から取得する直流電流検出値Ｉｄｃ、又は直流電流指令値Ｉｄｃ＊と、電力変換システム制御装置ＳＹＳから取得する直流電圧指令値Ｖｄｃ＊とに基づいて、直流系統の直流有効電力ＦＦ量Ｐｄｃｆｆを算出する。直流有効電力ＦＦ量Ｐｄｃｆｆとは、直流系統の直流電力の変化に基づき、交流系統の交流電力を指示するためのフィードフォワード量を示す値である。直流有効電力ＦＦ量Ｐｄｃｆｆは、外乱が生じていない場合、直流電流指令値Ｉｄｃ＊に直流電圧指令値Ｖｄｃ＊を乗じた値であり、外乱が生じている場合、直流電流検出値Ｉｄｃに直流電圧指令値Ｖｄｃ＊を乗じた値である。

図６は、直流電流指令値Ｉｄｃ＊、又は直流電流検出値Ｉｄｃに基づく制御を行った交流系統の交流有効電力の変化の一例を示す図である。図６に示される各波形Ｗのうち、波形Ｗ１１１は、直流系統の直流有効電力の時間変化を示す波形である。また、波形Ｗ１１２は、直流電流検出値Ｉｄｃに基づいて制御された交流系統の交流有効電力の時間変化を示す波形である。また、波形Ｗ１１３は、直流電流指令値Ｉｄｃ＊に基づいて制御された交流有効電力の交流有効電力の時間変化を示す波形である。

波形Ｗ１１１が示す通り、直流電流検出値Ｉｄｃには、電力変換装置１のスイッチングに伴う高調波成分が重畳する。これに対し、直流電流指令値Ｉｄｃ＊（不図示）は、電力変換システム制御装置ＳＹＳから出力された値であるため、スイッチング素子Ｑのスイッチングに伴う高調波成分が重畳しない。したがって、直流電流検出値Ｉｄｃに基づいて制御された交流有効電力（例えば、波形Ｗ１１２）と、直流電流指令値Ｉｄｃ＊に基づいて制御された交流有効電力（例えば、波形Ｗ１１３）とでは、後者の方が高調波が交流系統に影響するのを抑制することができる。

したがって、第２算出部１０６は、外乱が生じていない場合、直流有効電力ＦＦ量Ｐｄｃｆｆの算出に直流電流指令値Ｉｄｃ＊を用いることにより、高調波が交流系統に影響するのを防止することができる。また、第２算出部１０６は、外乱が生じている場合（つまり、直流電流指令値Ｉｄｃ＊と、直流電流検出値Ｉｄｃとの差が大きくなる場合）に、直流有効電力ＦＦ量Ｐｄｃｆｆの算出に直流電流検出値Ｉｄｃを用いることにより、交流系統の交流有効電力と、直流系統の直流有効電力との差が拡大し、コンデンサ電圧が変動するのを抑制することができる。

第３算出部１０８は、コンデンサ電圧指令値Ｖｃ＊と、コンデンサ電圧検出値Ｖｃとの差を算出し、コンデンサ電圧の差分を取得する。具体的には、第３算出部１０８は、コンデンサ電圧指令値Ｖｃ＊からコンデンサ電圧検出値Ｖｃを差し引いた値を、コンデンサ電圧の差分として取得する。このコンデンサ電圧の差分は、電力損失や外乱によって発生する。

ＰＩ制御部１１０は、第３算出部１０８によって取得されたコンデンサ電圧の差分に基づいて、コンデンサＣ１をＰＩ（Proportional-Integral）制御する際の交流有効電力の操作量ΔＰａｃを取得する。

第４算出部１１２は、ＰＩ制御部１１０によって取得された操作量ΔＰａｃと、第２算出部１０６によって算出された直流有効電力ＦＦ量Ｐｄｃｆｆとに基づいて、交流系統の有効電力を指示する値（以下、交流有効電力指令値Ｐａｃ＊）を算出する。具体的には、第４算出部１１２は、操作量ΔＰａｃと、直流有効電力ＦＦ量Ｐｄｃｆｆとを足し合わせた値を、交流有効電力指令値Ｐａｃ＊として算出する。この交流有効電力指令値Ｐａｃ＊によって交流系統の交流有効電力を変化させることにより、変換器制御装置１０は、電力損失に相当するコンデンサ電圧の低下分を補うように、又は規定電圧より上下したコンデンサ電圧の変化分を削減するように電力変換器２０を制御することができる。

ここで、交流有効電力指令値Ｐａｃ＊に直流有効電力ＦＦ量Ｐｄｃｆｆが含まれない場合、まず、コンデンサ電圧は、直流系統の直流電力の変動に応じて変動し、その後、交流系統の交流電力は、この変動に伴うコンデンサ電圧の低下分を補うように、又はコンデンサ電圧の上昇分を削減するように変動（応答）する。この場合、変換器制御装置１０は、コンデンサ電圧の変動に応答して交流有効電力指令値Ｐａｃ＊を算出し、交流系統の交流有効電力を変化させる。したがって、直流系統の直流電力が変動した際に交流系統の交流有効電力が応答するのは、コンデンサ電圧が変動し、変換器制御装置１０によって電力変換器２０の制御が行われた後になるため、外乱が生じた際にコンデンサ電圧の変動が大きく、コンデンサ電圧を一定に保つことができず、電力変換システムの運転継続性が損なわれる恐れがある。本実施形態の第４算出部１１２は、交流有効電力指令値Ｐａｃ＊に直流有効電力ＦＦ量Ｐｄｃｆｆを含めるため、コンデンサ電圧の変動によって交流系統の交流有効電力が応答するのを待たずに、直流有効電力に合わせて交流有効電力指令値Ｐａｃ＊を変化させることによってコンデンサ電圧の低下分を補う、又はコンデンサ電圧の上昇分を削減することができる。

変換部１１４は、第４算出部１１２によって算出された交流有効電力指令値Ｐａｃ＊を、交流有効電流指令値Ｉａｃ＊に変数変換する。交流有効電流は、有効電力伝送に寄与する交流電流成分である。変換部１１４は、交流有効電力指令値Ｐａｃ＊を交流電圧の振幅（最大値）によって除した値を、交流有効電流指令値Ｉａｃ＊として算出する。交流系統の交流電圧は、電力変換システム制御装置ＳＹＳの指令値であってもよく、検出値であってもよい。

なお、変換部１１４は、交流有効電力指令値Ｐａｃ＊を変換し、交流有効電流指令値Ｉａｃ＊を算出する場合について説明したが、これに限られない。変換部１１４は、電力変換器２０に対する指令値として有効電力値（単位：Ｗ）を与えてもよい。交流有効電力値は、交流有効電流値に交流系統の交流電圧のピーク値を乗じることによって変換可能である。

ＰＷＭ制御部１１６は、変換部１１４によって変換された、交流有効電流指令値Ｉａｃ＊などに基づいて、交流有効電流検出値Ｉａｃが交流有効電流指令値Ｉａｃ＊に近づくように、且つ直流電流検出値Ｉｄｃが直流電流指令値Ｉｄｃ＊に近づくように、一般的なフィードバック電流制御系と三角波比較などの手法によってＰＷＭ制御信号を制御信号として生成する。電力変換器２０は、ＰＷＭ制御部１１６によって生成された制御信号に基づいてスイッチング素子Ｑをオン、オフ動作させる。これにより、交流系統から電力変換器２０に流入、或いは電力変換器２０から交流系統に流出する有効電力を、電力変換器２０から直流系統に流出、或いは直流系統から電力変換器２０に流入する有効電力とほぼ一致させ、電力変換装置１の安定した動作を実現する。なお、変換器制御装置１０には、無効電力制御や、各セルＣＬのコンデンサ電圧のばらつきを抑制する制御など様々な制御系が他に含まれるが、交流有効電力と直流有効電力に直接関連しない部分については図示せず省略している。

第５算出部と１１８は、直流電流指令値Ｉｄｃ＊に切替閾値ＴＨを加算し、切替上限閾値ＴＨＵを算出する。第６算出部１２０は直流電流指令値Ｉｄｃ＊から切替閾値ＴＨを差し引き、切替下限閾値ＴＨＤを算出する。

比較部１２２は、直流電流検出値Ｉｄｃと、切替上限閾値ＴＨＵと、切替下限閾値ＴＨＤとを比較する。図５に示す通り、比較部１２２は、端子ｔａ、端子ｔｂ、及び端子ｔｃの３つの端子を備え、端子ｔａには、切替上限閾値ＴＨＵが入力され、端子ｔｂには、直流電流検出値Ｉｄｃが入力され、端子ｔｃには、切替下限閾値ＴＨＤが入力される。比較部１２２は、端子ｔｃの値＜端子ｔｂの値＜端子ｔａの値のときには「０」（＝外乱が生じていないことを示す比較結果）を、それ以外のときには「１」（＝外乱が生じていることを示す比較結果）を出力する。

なお、比較部１２２は、直流系統の直流電流を比較し、比較結果を出力する場合について説明したが、これに限られない。比較部１２２は、例えば、直流系統の直流有効電力に基づいて比較結果を出力してもよく、直流有効電力の直流電圧に基づいて比較結果を出力してもよく、交流系統の交流電流に基づいて比較結果を出力してもよく、交流系統の交流有効電力に基づいて比較結果を出力してもよく、交流系統の交流電圧に基づいて比較結果を出力してもよい。

これにより、切替部１０４は、比較部１２２の比較結果が、直流電流検出値Ｉｄｃが、直流電流指令値Ｉｄｃ＊±切替閾値ＴＨの範囲内であることを示す場合、第２算出部１０６に直流電流指令値Ｉｄｃ＊を供給し、比較部１２２の比較結果が、当該範囲から直流電流検出値Ｉｄｃが逸脱したことを示す場合、第２算出部１０６に直流電流検出値Ｉｄｃを供給する。切替閾値ＴＨは、直流系統の定格直流電流値よりも小さく、直流系統の通常運転時の直流電流の変動幅よりも大きな値に設定される。これにより、切替部１０４は、高調波成分を低減したい通常時に不要な切替が発生しないようにすることができる。切替閾値ＴＨは、例えば、直流系統の定格直流電流値の５〜１０％程度に設定される。

なお、上述では、切替部１０４は、第２算出部１０６に供給する情報（直流電流指令値Ｉｄｃ＊、又は直流電流検出値Ｉｄｃ）を比較部１２２の比較結果に基づいて切り替える構成に代えて、外部の保護装置（不図示）等から受信した系統事故検知信号に基づいて切り替える構成であってもよい。この場合、保護装置は、検出された直流系統の直流電力、又は検出された交流系統の交流電力が、予め設定された閾値以下になった場合、系統事故検知信号を変換器制御装置１０に出力し、変換器制御装置１０の切替部１０４は、その信号を受信した場合、第２算出部１０６に供給する情報を、直流電流指令値Ｉｄｃ＊から直流電流検出値Ｉｄｃに切り替える。また、切替部１０４は、これら複数の切替方法を組み合わせた論理和に基づいて、第２算出部１０６に供給する情報を切り替える構成であってもよい。この場合、切替部１０４は、外乱が発生したことを示す条件のうち、いずれか１つの条件が該当した場合に、第２算出部１０６に供給する情報を、直流電流指令値Ｉｄｃ＊から直流電流検出値Ｉｄｃに切り替える。

第２算出部１０６、及び第４算出部１１２による一連の演算は、交流有効電力制御における「フィードフォワード演算」の一例である。また、第３算出部１０８、及びＰＩ制御部１１０による一連の演算は、「フィードバック演算」の一例である。

［従来の制御と変換器制御装置１０による制御の比較］
図７は、従来の制御と変換器制御装置１０による制御結果の一例を示す図である。具体的には、図７の左側に示すグラフが従来の制御による制御結果の一例を示し、図７の右側に示すグラフが電力変換装置１による制御結果の一例を示すである。

ここで、従来の制御とは、変換器制御装置１０のうち、切替部１０４、及び比較部１２２を備えない制御装置による電力変換器２０の制御である。この場合、従来の制御では、直流電流検出値Ｉｄｃと、直流電流指令値Ｉｄｃ＊との切替を行わず、第２算出部１０６は、常に直流電流指令値Ｉｄｃ＊に基づいて、直流有効電力ＦＦ量Ｐｄｃｆｆを算出する。

図７に示される各波形Ｗのうち、波形Ｗ１１と、波形Ｗ２１とは、交流系統の交流有効電力の変化を示し、波形Ｗ１２と、波形Ｗ２２とは、直流系統の直流有効電力の変化を示し、波形Ｗ１３と、波形Ｗ２３とは、直流電流指令値Ｉｄｃ＊の変化を示し、波形Ｗ１４と、波形Ｗ２４とは、直流電流検出値Ｉｄｃの変化を示し、波形Ｗ１５と、波形Ｗ２５とは、直流有効電力ＦＦ量Ｐｄｃｆｆの変化を示し、波形Ｗ１６と、波形Ｗ２６とは、コンデンサ電圧検出値Ｖｃの変化を示し、波形Ｗ２７は、比較部１２２の出力の変化を示す。

また、図７に示される一例において、交流系統の交流有効電力と直流系統の直流有効電力と、直流電流検出値Ｉｄｃとは、交流系統側から直流系統側に電力を融通（送電）する場合に正の値をとり、直流系統側から交流系統側に電力を融通（送電）する場合は負の値になる。

図７に示される一例において、時刻ＴＭ１において、外乱が生じ、直流電力が供給されない状況となる。波形Ｗ１２、及び波形Ｗ２２が示す通り、直流系統の直流有効電力は、時刻ＴＭ１において、ほぼ０［ｐｕ］に減少する。また、波形Ｗ１４、及び波形Ｗ２４が示す通り、直流電流検出値Ｉｄｃは、時刻ＴＭ１において、ほぼ０［ｐｕ］に減少する。したがって、波形Ｗ１３、及び波形Ｗ１４と、波形Ｗ２３、及び波形Ｗ２４とが示す通り、時刻ＴＭ１において、直流電流検出値Ｉｄｃと、直流電流指令値Ｉｄｃ＊との差が大きくなる。

従来の制御では、上述したように、第２算出部１０６は、常に直流電流指令値Ｉｄｃ＊に基づいて、直流有効電力ＦＦ量Ｐｄｃｆｆを算出するため、波形Ｗ１５が示すように、直流有効電力ＦＦ量Ｐｄｃｆｆは、一定の値を維持し、交流系統は、直流系統に電力を融通し続ける。

交流系統は、時刻ＴＭ１において、電力変換器２０を介して直流系統に電力を融通することができなくなるが、直流有効電力ＦＦ量Ｐｄｃｆｆが一定の値に維持されるため、波形Ｗ１１が示す通り、交流系統の交流有効電力は、時刻ＴＭ１から徐々に減少する。これは、各コンデンサＣ１が、交流系統から直流系統に融通できなくなった電力を蓄積（充電）し、同時に、それを減少させるように操作量ΔＰａｃが徐々に増加していくためである。したがって、波形Ｗ１６が示す通り、コンデンサ電圧は、時刻ＴＭ１から徐々に上昇する。また、波形Ｗ１６が示す通り、コンデンサ電圧は、時刻ＴＭ２において過電圧保護電圧に達するため、充電を停止し、一定の値になる。これに伴い、運転が停止し、交流系統が直流系統に融通できなくなった電力をいずれの構成も消費しないため、交流有効電力は、波形Ｗ１１が示す通り、時刻ＴＭ２においてほぼ０［ｐｕ］に減少する。

なお、波形Ｗ１１と、波形Ｗ１２とに囲まれた面積は、電力変換器２０から直流系統へ電力を融通することができなくなることに伴い余剰する電力量（エネルギー）に相当し、この電力量が各セルＣＬのコンデンサＣ１に蓄積される。

このように、従来の制御では、外乱が生じることに伴い、コンデンサ電圧が過電圧保護電圧に達しているため、外乱が解消され、電力変換器２０の運転再開が可能になった際には、長時間かけてコンデンサＣ１から電力を放電し、コンデンサ電圧を下げないと運転を再開することができない。

これに対し、電力変換装置１の制御では、時刻ＴＭ１において直流電流指令値Ｉｄｃ＊と、直流電流検出値Ｉｄｃとの差が大きくなるため、波形Ｗ２７が示す通り、比較部１２２は、時刻ＴＭ２において、切替部１０４に「１」（＝外乱が生じていることを示す比較結果）を出力する。これに伴い、切替部１０４は、第２算出部１０６に供給する情報を、直流電流指令値Ｉｄｃ＊から直流電流検出値Ｉｄｃに切り替える。したがって、波形Ｗ２５が示す直流有効電力ＦＦ量Ｐｄｃｆｆは、時刻ＴＭ２においてほぼ０［ｐｕ］に減少する。

交流系統は、時刻ＴＭ２において、直流有効電力ＦＦ量Ｐｄｃｆｆがほぼ０［ｐｕ］に減少することに伴い、波形Ｗ２２が示す通り、交流系統の交流有効電力は、時刻ＴＭ２においてアンダーシュートし、ほぼ０［ｐｕ］に減少する。これにより、従来の制御と異なって、各コンデンサＣ１が、交流系統が直流系統に融通できなくなった電力を蓄積（充電）する必要がないため、波形Ｗ２６が示す通り、時刻ＴＭ１から時刻ＴＭ２の間において、コンデンサ電圧検出値Ｖｃがほとんど上昇しない。

このように、電力変換装置１は、外乱が生じることに伴い、コンデンサ電圧がほとんど上昇しないため、外乱が解消され、電力変換器２０の運転再開が可能になった際には、コンデンサＣ１の放電を行うことなく、すぐに運転を再開することができる。したがって、電力変換装置１は、電力変換システムの運転継続性を高めることができる。

［処理フロー］
図８は、第１実施形態に係る変換器制御装置１０の処理の一例を示すフローチャートである。まず、変換器制御装置１０の第１算出部１０２は、各電流センサＡＭによって検出されたＲ相上アーム電流検出値Ｉｒ、Ｓ相上アーム電流検出値Ｉｓ、及びＴ相上アーム電流検出値Ｉｔに基づいて、直流電流検出値Ｉｄｃを算出する（ステップＳ１０２）。次に、変換器制御装置１０は、電力変換システム制御装置ＳＹＳから直流電流指令値Ｉｄｃ＊を取得する（ステップＳ１０４）。

次に、比較部１２２は、直流電流検出値Ｉｄｃと、直流電流指令値Ｉｄｃ＊＋切替閾値ＴＨとを比較する（ステップＳ１０６）。比較部１２２の比較結果が、直流電流検出値Ｉｄｃが、直流電流指令値Ｉｄｃ＊＋切替閾値ＴＨより大きい値である（つまり、直流電流検出値Ｉｄｃが、直流電流指令値Ｉｄｃ＊±切替閾値ＴＨの範囲を逸脱している）ことを示す場合、切替部１０４は、第２算出部１０６に供給する情報を直流電流検出値Ｉｄｃに切り換え、第２算出部１０６は、直流電流検出値Ｉｄｃに基づいて、直流有効電力ＦＦ量Ｐｄｃｆｆを算出する（ステップＳ１０８）。変換器制御装置１０は、ステップＳ１０８の後、処理をステップＳ１１４に進める。

次に、比較部１２２は、直流電流検出値Ｉｄｃが、直流電流指令値Ｉｄｃ＊＋切替閾値ＴＨより小さい値である場合、直流電流検出値Ｉｄｃと、直流電流指令値Ｉｄｃ＊−切替閾値ＴＨとを比較する（ステップＳ１１０）。変換器制御装置１０は、比較部１２２の比較結果が、直流電流検出値Ｉｄｃが、直流電流指令値Ｉｄｃ＊−切替閾値ＴＨより小さい値である（つまり、直流電流検出値Ｉｄｃが、直流電流指令値Ｉｄｃ＊±切替閾値ＴＨの範囲を逸脱している）ことを示す場合、処理をステップＳ１０８に進める。

直流電流検出値Ｉｄｃが、直流電流指令値Ｉｄｃ＊±切替閾値ＴＨの範囲内である場合、切替部１０４は、第２算出部１０６に供給する情報を直流電流指令値Ｉｄｃ＊に切り換え、第２算出部１０６は、直流電流指令値Ｉｄｃ＊に基づいて、直流有効電力ＦＦ量Ｐｄｃｆｆを算出する（ステップＳ１１２）。

次に、第４算出部１１２は、第２算出部１０６によって算出された直流有効電力ＦＦ量Ｐｄｃｆｆと、ＰＩ制御部１１０によって取得された操作量ΔＰａｃとに基づいて、交流有効電力指令値Ｐａｃ＊を算出する（ステップＳ１１４）。次に、変換部１１４は、第４算出部１１２によって算出された交流有効電力指令値Ｐａｃ＊を、交流有効電流指令値Ｉａｃ＊に変数変換する（ステップＳ１１６）。次に、ＰＷＭ制御部１１６は、変換部１１４によって変換された、交流有効電流指令値Ｉａｃ＊等に基づいて、交流有効電流検出値Ｉａｃが交流有効電流指令値Ｉａｃ＊に近づくように（且つ、直流電流検出値Ｉｄｃが直流電流指令値Ｉｄｃ＊に近づくように、）ＰＷＭ制御信号を制御信号として生成する（ステップＳ１１８）。

［第１実施形態のまとめ］
以上説明したように、本実施形態の電力変換装置１は、制御部（この一例では、変換器制御装置１０）と、電力変換器２０とを持つ。電力変換器２０は、交流系統と直流系統とに接続され、内部にエネルギー蓄積部（この一例では、コンデンサＣ１）を有し、直流電力と交流電力とを相互に変換する。変換器制御装置１０は、直流系統の直流電圧指令値Ｖｄｃ＊と、直流電流検出値Ｉｄｃとを取得し、交流系統、又は直流系統が所定の状態でない場合、取得した直流電流検出値Ｉｄｃに基づくフィードフォワード演算を行って、電力変換器２０に与える交流有効電力指令値Ｐａｃ＊を算出し、交流系統、又は直流系統が所定の状態である場合、取得した直流電流指令値Ｉｄｃ＊に基づくフィードフォワード演算を行って、交流有効電力指令値Ｐａｃ＊を算出する。これにより、本実施形態の電力変換装置１は、通常時に高調波が交流系統に影響するのを抑止しつつ、異常時に外乱が解消され、電力変換システムの運転が再開される際には、すぐに運転を再開することができる。これにより、本実施形態の変換器制御装置１０は、高調波を除去する交流フィルタが不要もしくは小型なために省スペース、及び低コストで、異常時にも交流系統側の交流有効電力を直流系統側の直流有効電力に一致させた運転継続性能の高い運転が可能である。

（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態の電力変換装置２について説明する。第１の実施形態の電力変換装置１では、直流電流検出値Ｉｄｃと、直流電流指令値Ｉｄｃ＊との比較結果に基づいて、切替部１０４を切り替える場合について説明した。第２の実施形態の電力変換装置２では、直流電流検出値Ｉｄｃと、直流電流指令値Ｉｄｃ＊、及び零相循環電流指令値とに基づく値との比較結果に更に基づいて、切替部１０４を切り替える場合について説明する。なお、上述した実施形態と同様の構成については、同一の符号を付して説明を省略する。

［電力変換装置１ａについて］
第２の実施形態に係る電力変換装置２は、電力変換装置１が備える構成のうち、変換器制御装置１０に代えて（、或いは加えて）、変換器制御装置１１を備える。図９は、第２の実施形態に係る変換器制御装置１１の構成の一例を示す図である。変換器制御装置１１は、変換器制御装置１０が備える構成に加えて、相コンデンサ電圧バランス制御部１２３と、第７算出部比較部１２４と、第８算出部１２６とを更に備える。

本実施形態において、相コンデンサ電圧バランス制御部１２３は、Ｒ相レグに循環する電流の指令値（以下、Ｒ相循環電流指令値Ｉｚｒ＊）と、Ｓ相レグに循環する電流の指令値（以下、Ｓ相循環電流指令値Ｉｚｓ＊）と、Ｔ相レグに循環する電流の指令値（以下、Ｔ相循環電流指令値Ｉｚｔ＊）とを算出する。図１０は、相コンデンサ電圧バランス制御部１２３の構成の一例を示す図である。相コンデンサ電圧バランス制御部１２３は、第１算出部１２３ａと、第２算出部１２３ｂと、第３算出部１２３ｃと、第１ＰＩ制御部１２３ｄと、第２ＰＩ制御部１２３ｅと、第３ＰＩ制御部１２３ｆとをその機能部として備える。

相コンデンサ電圧バランス制御部１２３は、例えば、電力変換器２０が備えるＲ相レグＬＧｒのコンデンサＣ１のコンデンサ電圧算術平均値（以下、Ｒ相コンデンサ電圧値Ｖｃｒ）と、Ｓ相レグＬＧｓの全コンデンサＣ１のコンデンサ電圧算術平均値（以下、Ｓ相コンデンサ電圧値Ｖｃｓ）と、Ｔ相レグＬＧｔの全コンデンサＣ１のコンデンサ電圧算術平均値（以下、Ｔ相コンデンサ電圧値Ｖｃｔ）とをそれぞれ取得し、各レグＬＧのコンデンサ電圧を維持するための指令値である、Ｒ相循環電流指令値Ｉｚｒ＊と、Ｓ相循環電流指令値Ｉｚｓ＊と、Ｔ相循環電流指令値Ｉｚｔ＊とを算出する。なお、Ｒ相循環電流指令値Ｉｚｒ＊、Ｓ相循環電流指令値Ｉｚｓ＊、及びＴ相循環電流指令値Ｉｚｔ＊には、直流電流指令値Ｉｄｃ＊を相ごとに等分した値（Ｉｄｃ＊／３）は含まれない。

具体的には、相コンデンサ電圧バランス制御部１２３において、第１算出部１２３ａは、Ｒ相コンデンサ電圧値Ｖｃｒとコンデンサ電圧指令値Ｖｃ＊との差を算出する。第１ＰＩ制御部１２３ｄは、第１算出部１２３ａによって算出されたＲ相コンデンサ電圧値Ｖｃｒとコンデンサ電圧指令値Ｖｃ＊との差を無くす、或いは差を小さくする操作量としてＲ相循環電流指令値Ｉｚｒ＊を出力する。

また、第２算出部１２３ｂは、Ｓ相コンデンサ電圧値Ｖｃｓとコンデンサ電圧指令値Ｖｃ＊との差を算出する。第２ＰＩ制御部１２３ｅは、第２算出部１２３ｂによって算出されたＳ相コンデンサ電圧値Ｖｃｓとコンデンサ電圧指令値Ｖｃ＊との差を無くす、或いは差を小さくする操作量としてＳ相循環電流指令値Ｉｚｓ＊を出力する。

また、第３算出部１２３ｃは、Ｔ相コンデンサ電圧値Ｖｃｔとコンデンサ電圧指令値Ｖｃ＊との差を算出する。第３ＰＩ制御部１２３ｆは、第３算出部１２３ｃによって算出されたＴ相コンデンサ電圧値Ｖｃｔとコンデンサ電圧指令値Ｖｃ＊との差を無くす、或いは差を小さくする操作量としてＴ相循環電流指令値Ｉｚｔ＊を出力する。

第７算出部比較部１２４は、コンデンサ電圧を維持するための、Ｒ相循環電流指令値Ｉｚｒ＊と、Ｓ相循環電流指令値Ｉｚｓ＊と、Ｔ相循環電流指令値Ｉｚｔ＊とを足し合わせた値を、零相循環電流指令値Ｉｚ０＊として算出する。ここで、零相循環電流指令値Ｉｚ０＊が「０」である場合、電力変換器２０から直流系統に電力を融通するための循環電流がないことを示すが、零相循環電流指令値Ｉｚ０＊が正の値である場合、電力変換器２０から直流系統に電力を融通することを示し、零相循環電流指令値Ｉｚ０＊が負の値である場合、直流系統から電力変換器２０に電力を融通することを示す。

なお、零相循環電流指令値Ｉｚ０＊が「０」である場合であって、Ｒ相循環電流指令値Ｉｚｒ＊と、Ｓ相循環電流指令値Ｉｚｓ＊と、Ｔ相循環電流指令値Ｉｚｔ＊とのうち、少なくともいずれかが「０」ではない場合は、電力変換器内部のレグＬＧ間で電力を融通することを意味する。

ここでは、コンデンサ電圧検出値Ｖｃがコンデンサ電圧指令値Ｖｃ＊に一致しない場合、操作量ΔＰａｃによって交流有効電力を調整制御し、コンデンサ電圧検出値Ｖｃをコンデンサ電圧指令値Ｖｃ＊に一致させるようにフィードバック制御が機能するが、さらに追加で零相循環電流Ｉｚ０によって直流電力も操作することで、コンデンサ電圧検出値Ｖｃをコンデンサ電圧指令値Ｖｃ＊に一致させる時間を短縮する効果を得るために、或いは、交流系統事故時に交流系統電圧が不足して、交流有効電力の調整制御のみではコンデンサ電圧検出値Ｖｃをコンデンサ電圧指令値Ｖｃ＊に一致させることが困難な場合に対応するために、制御系を構成したことを前提とする。

第８算出部１２６は、第７算出部比較部１２４によって算出された零相循環電流指令値Ｉｚ０＊と、直流電流指令値Ｉｄｃ＊とを足し合わせた値を算出する。

切替部１０４は、比較部１２２の比較結果に基づいて、第２算出部１０６に供給するフィードフォワード制御の元情報を、直流電流検出値Ｉｄｃ、又は第８算出部１２６によって算出された値（つまり、直流電流指令値Ｉｄｃ＊＋零相循環電流指令値Ｉｚ０＊）に切り替える。また、本実施形態の比較部１２２の端子ｔｂには、第８算出部１２６によって算出された値が入力される。

第２算出部１０６、及び第４算出部１１２による一連の演算は、「フィードフォワード演算」の一例である。

比較部１２２は、第８算出部１２６によって算出された値と、切替上限閾値ＴＨＵと、切替下限閾値ＴＨＤとに基づいて、切替部１０４を切り替えるか否かを判定する。上述したように、比較部１２２は、端子ｔｃの値＜端子ｔｂの値＜端子ｔａの値のときには「０」（＝外乱が生じていないことを示す比較結果）を、それ以外のときには「１」（＝外乱が生じていることを示す比較結果）を出力する。

これにより、切替部１０４は、比較部１２２の比較結果が、直流電流検出値Ｉｄｃが、（直流電流指令値Ｉｄｃ＊＋零相循環電流指令値Ｉｚ０＊）±切替閾値ＴＨの範囲内であることを示す場合、第２算出部１０６に直流電流指令値Ｉｄｃ＊＋零相循環電流指令値Ｉｚ０＊を供給し、比較部１２２の比較結果が、当該範囲から直流電流検出値Ｉｄｃが逸脱したことを示す場合、第２算出部１０６に直流電流検出値Ｉｄｃを供給する。

したがって、第２算出部１０６は、外乱が生じていない場合には、直流電流指令値Ｉｄｃ＊＋零相循環電流指令値Ｉｚ０＊に基づいて直流有効電力ＦＦ量Ｐｄｃｆｆを算出し、外乱が生じている場合には、直流電流検出値Ｉｄｃに基づいて直流有効電力ＦＦ量Ｐｄｃｆｆを算出する。

ここで、各レグＬＧのコンデンサ電圧がコンデンサ電圧指令値Ｖｃ＊と異なっている場合、相コンデンサ電圧バランス制御部１２３は、電力変換器２０の各レグＬＧ内部の各セルＣＬのコンデンサＣ１が過充電されること、又は充電不足になることを抑制するために、変換器制御装置１０は、Ｒ相循環電流指令値、Ｓ相循環電流指令値、及びＴ相循環電流指令値を出力する。このＲ相循環電流指令値、Ｓ相循環電流指令値、及びＴ相循環電流指令値はＰＷＭ制御部に入力され（不図示）、電流制御の結果、電力変換器２０には指令値にしたがった各相の循環電流が流れる。Ｒ相循環電流指令値、Ｓ相循環電流指令値、及びＴ相循環電流指令値の合計（零相循環電流指令値Ｉｚ０＊に相当する電流）が「０」でない場合、直流系統の直流有効電力と、直流有効電力指示値Ｐｄｃ＊とが一致しなくなる。零相循環電流指令値Ｉｚ０＊は、直流系統の直流有効電力と、直流有効電力指示値Ｐｄｃ＊との不一致を補うための電流量に相当する。

この場合、第２算出部１０６は、実際の直流系統の直流電流に近い直流電流指令値Ｉｄｃ＊＋零相循環電流指令値Ｉｚ０＊に基づいて直流有効電力ＦＦ量Ｐｄｃｆｆを算出し、交流系統の交流有効電力と、直流系統の直流有効電力との差を抑制し、コンデンサ電圧の変化を小さくすることができる。これにより、電力変換器２０は、運転継続性を高めることができる。なお、コンデンサ電圧がコンデンサ電圧指令値Ｖｃ＊と一致している場合、零相循環電流指令値Ｉｚ０＊は、「０」となるため、第１実施形態の構成と同様となる。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれるものである。

１、１ａ、１ｂ、２…電力変換装置、１０、１１…変換器制御装置、２０…電力変換器、１０２…第１算出部、１０４…切替部、１０６…第２算出部、１０８…第３算出部、１１０…制御部、１１２…第４算出部、１１４…変換部、１１６…制御部、１２０…第６算出部、１２２…比較部、１２４…第７算出部、１２６…第８算出部、ＡＭ、ＡＭｒ−１、ＡＭｓ−１、ＡＭｔ−１、ＡＭｒ−２、ＡＭｓ−２、ＡＭｔ−２…電流センサ、Ｃ、Ｃ１、Ｃ２…コンデンサ、ＣＬ、ＣＬ１−１ｒ、ＣＬ１−ｎｒ、ＣＬ２−１ｒ、ＣＬ２−ｎｒ…セル、ＣＰｒ、ＣＰｓ、ＣＰｔ…接続点、Ｄ、Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６…ダイオード、ＬＧ、ＬＧｒ、ＬＧｓ、ＬＧｔ…レグ、Ｑ、Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６…スイッチング素子、ＲＴ、ＲＴ１ｒ、ＲＴ２ｒ…リアクトル、ＳＹＳ…電力変換システム制御装置、ＴＲ…トランス、Ｐｄｃｆｆ…直流有効電力ＦＦ量、Ｉｄｃ…直流電流検出値、Ｉｄｃ＊…直流電流指令値、Ｉｒ…Ｒ相上アーム電流検出値、Ｉｓ…Ｓ相上アーム電流検出値、Ｉｔ…Ｔ相上アーム電流検出値、Ｉｚ０＊…零相循環電流指令値、Ｉｚｒ＊…相循環電流指令値、Ｉｚｓ＊…相循環電流指令値、Ｉｚｔ＊…相循環電流指令値、Ｐａｃ＊…交流有効電力指令値、ＴＨ…切替閾値、Ｖｃ…コンデンサ電圧検出値、Ｖｃ＊…コンデンサ電圧指令値、Ｖｄｃ＊…直流電圧指令値、Ｖｄｃ…直流電圧値、ΔＰａｃ…操作量

Claims (8)

1. 交流系統と直流系統との間に接続され、エネルギー蓄積部を含み、直流電力と交流電力とを相互に変換する電力変換器と、
   前記直流系統の直流電流指令値と、直流電流検出値とを取得して前記電力変換器を制御する制御部であって、
   前記交流系統、又は前記直流系統が所定の状態でない場合、前記取得した直流電流検出値に基づくフィードフォワード演算を行って、前記交流系統と前記電力変換器との間で融通する有効電力を指示する交流有効電力指令値を算出し、
   前記交流系統、又は前記直流系統が所定の状態である場合、前記取得した直流電流指令値に基づくフィードフォワード演算を行って、前記交流有効電力指令値を算出する制御部と、
   を備える電力変換装置。
2. 前記制御部は、前記エネルギー蓄積部の電圧指令値と、前記エネルギー蓄積部の電圧検出値との差に基づいてフィードバック演算を行い、前記フィードバック演算の演算結果を、前記フィードフォワード演算の演算結果に加算し、前記交流有効電力指令値として算出する、
   請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記制御部は、前記直流電流指令値、及び直流電圧指令値に基づく直流電力指令値と、前記直流電流検出値、及び直流電圧指令値に基づく直流電力検出値との差の絶対値が、所定の閾値より大きい場合に、前記所定の状態でないとみなす、
   請求項１又は２に記載の電力変換装置。
4. 前記所定の閾値によって示される前記直流系統の電力は、前記直流系統の定格電力よりも小さく、且つ前記直流系統の通常時の直流電力検出値の変動幅よりも大きい、
   請求項３に記載の電力変換装置。
5. 前記制御部は、前記交流系統が所定の状態でない場合、前記電力変換器の循環電流指令値に更に基づいて前記フィードフォワード演算を行い、前記交流有効電力指令値を算出する、
   請求項１から４のいずれか一項に記載の電力変換装置。
6. 前記電力変換器は、ハーフブリッジセル、又はフルブリッジセルを備えたモジュラー・マルチレベル・コンバータである、
   請求項１から５のいずれか一項に記載の電力変換装置。
7. 前記制御部は、前記交流系統が所定の状態でない場合、前記電力変換器の循環電流指令値と前記直流電流指令値との和に更に基づいて前記フィードフォワード演算を行い、前記交流有効電力指令値を算出する、
   請求項１から６のいずれか一項に記載の電力変換装置。
8. 複数の前記電力変換器を備え、
   前記直流系統の両端に接続される前記電力変換器は、直流端子を互いに直接接続する、
   請求項１から７のいずれか一項に記載の電力変換装置。