JP2023158763A - 電力変換装置及びその制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】直流リンクの直流電圧の平滑用コンデンサの静電容量を低減すること。【解決手段】絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータと、直流リンクと、前記コンバータに前記直流リンクを介して接続されたインバータと、前記直流リンクの直流電圧の平滑用コンデンサと、をそれぞれ有し、前記インバータの交流出力端を介して直列に接続された複数の変換セルと、前記複数の変換セルを制御する制御装置と、を備え、前記制御装置は、前記インバータの交流出力端の電圧情報と電流情報に基づいて、前記直流リンクの直流電圧の変動を抑制するように前記コンバータを制御する、電力変換装置。【選択図】図１

Description

本開示は、電力変換装置及びその制御方法に関する。

従来、電力変換装置の一つとして、ＳＳＴ（Solid State Transformer）が知られている。ＳＳＴは、高周波トランスを搭載した絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータと、そのＤＣ／ＤＣコンバータの一方の直流側に接続されたインバータとをそれぞれ有する複数のセルを備える（例えば、非特許文献１参照）。各セルの直流出力端は、直流バスに並列に接続されている。ＳＳＴは、各セルの交流出力端が直列に接続されることで、昇圧トランスレスで高圧系統に連系できる。

Voltage and Power Balance Control for a Cascaded H-Bridge Converter-Based Solid-State Transformer (IEEE Transactions on Power Electronics, Vol.28, No.4, pp.1523-1532)

ＳＳＴの従来の制御方法では、連系運転の場合、各セルのインバータは、インバータと絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータとの間の直流リンクの電圧（直流中間電圧）を制御し、各セルの絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータは、直流出力の電圧（直流バス電圧）を制御する。

このように、従来の制御方法は、インバータが直流中間電圧を制御するため、インバータの出力電力に応じて直流中間電圧が振動する。この振動がインバータ又は絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの素子耐圧を超過すると、素子の破損を招くおそれがある。その対策のため、直流中間電圧の平滑用コンデンサの静電容量を大きくすることが考えられる。しかしながら、平滑用コンデンサの静電容量を大きくすると、電力変換装置のコスト増加を招くおそれがある。

本開示は、直流中間電圧の平滑用コンデンサの静電容量を低減可能な電力変換装置及びその制御方法を提供する。

本開示では、
絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータと、直流リンクと、前記コンバータに前記直流リンクを介して接続されたインバータと、前記直流リンクの直流電圧の平滑用コンデンサと、をそれぞれ有し、前記インバータの交流出力端を介して直列に接続された複数の変換セルと、
前記複数の変換セルを制御する制御装置と、を備え、
前記制御装置は、前記インバータの交流出力端の電圧情報と電流情報に基づいて、前記直流リンクの直流電圧の変動を抑制するように前記コンバータを制御する、電力変換装置が提供される。

また、本開示では、
絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータと、直流リンクと、前記コンバータに前記直流リンクを介して接続されたインバータと、前記直流リンクの直流電圧の平滑用コンデンサと、をそれぞれ有し、前記インバータの交流出力端を介して直列に接続された複数の変換セルを備える電力変換装置において、前記複数の変換セルを制御する方法であって、
前記インバータの交流出力端の電圧情報と電流情報に基づいて、前記直流リンクの直流電圧の変動を抑制するように前記コンバータを制御する、電力変換装置の制御方法が提供される。

本開示によれば、直流リンクの直流電圧の平滑用コンデンサの静電容量を低減できる。

一実施形態の電力変換装置の構成例を示す図である。 コンバータの第１制御方式を例示する制御ブロック図である。 コンバータの第１制御方式によるシミュレーション波形図である。 コンバータの第１制御方式によるシミュレーション波形図である。 コンバータの第２制御方式を例示する制御ブロック図である。 コンバータの第２制御方式によるシミュレーション波形図である。 コンバータの第２制御方式によるシミュレーション波形図である。 コンバータの第３制御方式を例示する制御ブロック図である。 コンバータの第３制御方式での制限判定部の入出力関係を示す図である。 コンバータの第３制御方式によるシミュレーション波形図である。 コンバータの第３制御方式によるシミュレーション波形図である。

以下、実施形態について説明する。なお、"ＤＣ"，"ＡＣ"は、それぞれ、"Direct Current"，"Alternative Current"の略語である。

図１は、一実施形態の電力変換装置の構成例を示す図である。図１に示す電力変換装置１は、３直列の変換セルを相ごとに備えるＳＳＴである。図１は、ＳＳＴを、太陽光発電装置と蓄電池を併設するマルチソースの自家消費型再生可能エネルギーシステムに適用した場合を例示する。太陽光発電装置は、光エネルギーを電気エネルギーに変換する太陽電池を用いた太陽光発電（ＰＶ）を行う。

太陽光発電装置は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１を介して直流バス１３に接続される。蓄電池は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２を介して直流バス１３に接続される。直流バス１３は、電力変換装置１の直流出力端に接続される。電力変換装置１は、直流バス１３の直流を交流に変換して出力する。電力変換装置１の交流出力端は、電線１４を介して、系統１５に接続される。電線１４には、電線１４から電力供給を受ける不図示の重要負荷が接続されている。

この自家消費型システムのメリットとして、非常用電源としての機能がある。系統１５の正常時、ＰＶで発電した直流電力は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１及び直流バス１３を介して電力変換装置１に供給され、電力変換装置１により交流電力に変換されて、系統１５に出力される。一方、停電時などの系統１５の異常時は、系統１５が不図示のスイッチで切り離された後、蓄電池は、非常用電源として活用される。非常用電源として機能する蓄電池から出力される直流電力は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２及び直流バス１３を介して電力変換装置１に供給され、電力変換装置１により交流電力に変換されて、電線１４に接続される不図示の重要負荷に供給される。

電力変換装置１が系統１５に連系するときの運転モードを連系運転と呼び、電力変換装置１が非常電源として動作する運転モードを自立運転と呼ぶ。

図１に示す電力変換装置１は、直流バス１３側の直流を系統１５側の交流に、又は、系統１５側の交流を直流バス１３側の直流に双方向に変換するＳＳＴである。電力変換装置１は、Ｕ相の３つの変換セルＵ１，Ｕ２，Ｕ３と、Ｖ相の３つの変換セルＶ１，Ｖ２，Ｖ３と、Ｗ相の３つの変換セルＷ１，Ｗ２，Ｗ３と、これらの変換セルのそれぞれの電力変換動作を制御する制御装置２０６と、を備える。なお、各相の変換セルの個数は、３つに限られず、一つでも二つ以上の数でもよい。また、各相の変換セルは、同一構成であるので、代表して、Ｕ相の変換セルについて以下説明する。

複数の変換セルＵ１，Ｕ２，Ｕ３は、それぞれ、直流バス１３側の直流を系統１５側の交流に、又は、系統１５側の交流を直流バス１３側の直流に双方向に変換するセル変換器である。複数の変換セルＵ１，Ｕ２，Ｕ３は、それぞれ、直流出力端ｒ，ｓ、絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２００、直流リンク３００、インバータ４００及び交流出力端ｐ，ｑを有する。以下、絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを、単に、コンバータとも称する。

直流出力端ｒ，ｓは、例えば、コンバータ２００の一方の直流出力側（直流バス１３側）に接続される出力端子である。高電位側の直流出力端ｒは、直流バス１３の高電位側の第１バスＰに接続され、低電位側の直流出力端ｓは、直流バス１３の低電位側の第２バスＮに接続される。直流端子ｒ，ｓは、後述の１次側回路２１０ａの直流出力端に接続される。

交流出力端ｐ，ｑは、例えば、コンバータ２００の他方の直流出力側（系統１５側）に接続される出力端子である。

複数の変換セルＵ１，Ｕ２，Ｕ３は、交流出力端ｐ，ｑをそれぞれ有し、交流出力端ｐ，ｑを介して直列に接続される。複数の変換セルＵ１，Ｕ２，Ｕ３は、それぞれ、自身の第１交流出力端ｐが自身に隣接する一方の変換セルの第２交流出力端ｑに接続され、自身の第２交流出力端ｑが自身に隣接する他方の変換セルの第１交流出力端ｐに接続される。交流出力端ｐ，ｑを介して直列に接続される複数の変換セルのうち、最も高電位側に位置する変換セル（この例では、変換セルＵ１）の第１交流出力端ｐは、Ｕ相の電線１４における連系リアクトルを介して系統１５に接続される。一方、交流出力端ｐ，ｑを介して直列に接続される複数のセルのうち、最も低電位側の変換セル（この例では、変換セルＵ３）の第２交流出力端ｑは、中性点１６に接続される。

コンバータ２００は、複数の変換セルＵ１，Ｕ２，Ｕ３で共通の直流バス１３から入力される直流電圧を昇圧又は降圧して、所定の直流電圧を直流リンク３００に出力する。コンバータ２００は、直流リンク３００から入力される直流電圧を昇圧又は降圧して、所定の直流電圧を直流バス１３に出力してもよい。コンバータ２００は、例えば、トランス２０２と、１次側回路２１０ａと、２次側回路２１０ｂとを備える。１次側回路２１０ａと２次側回路２１０ｂとは、トランス２０２によって磁気的に結合する。１次側回路２１０ａは、ＤＣ／ＡＣ変換回路とも称される。２次側回路２１０ｂは、ＡＣ／ＤＣ変換回路とも称される。トランス２０２は、高周波変圧器とも称される。

例えば、コンバータ２００は、トランス２０２の１次側に設けられた１次側フルブリッジ回路とトランス２０２の２次側に設けられた２次側フルブリッジ回路とを有するＤＡＢ（Dual Active Bridge）コンバータである。ＤＡＢコンバータは、トランス２０２の漏れインダクタンス又はトランス２０２に直列に接続された外付けリアクトルに電圧が印加されることで、１次側と２次側との間で電力を伝送する。伝送される電力は、１次側のインバータ回路（１次側フルブリッジ回路）の２つの中間接続点から出力される出力電圧Ｖ_１と、２次側のインバータ回路（２次側フルブリッジ回路）の２つの中間接続点から出力される出力電圧Ｖ_２との位相差によって制御される。

トランス２０２は、１次側コイルと２次側コイルとを有し、１次側コイルと２次側コイルとが磁気的に結合する変圧器である。１次側回路２１０ａは、１次側フルブリッジ回路及び１次側駆動回路を有する。２次側回路２１０ｂは、２次側フルブリッジ回路及び２次側駆動回路を有する。

１次側フルブリッジ回路は、１次側第１上アームと１次側第１下アームとが直列に接続される１次側第１ハーフブリッジ回路と、１次側第２上アームと１次側第２下アームとが直列に接続される１次側第２ハーフブリッジ回路とを有する。トランス２０２の１次側コイルは、１次側第１上アームと１次側第１下アームとの中間接続点と１次側第２上アームと１次側第２下アームとの中間接続点との間に接続される。

２次側フルブリッジ回路は、２次側第１上アームと２次側第１下アームとが直列に接続される２次側第１ハーフブリッジ回路と、２次側第２上アームと２次側第２下アームとが直列に接続される２次側第２ハーフブリッジ回路とを有する。トランス２０２の２次側コイルは、２次側第１上アームと２次側第１下アームとの中間接続点と２次側第２上アームと２次側第２下アームとの中間接続点との間に接続される。

１次側第１上アーム、１次側第１下アーム、１次側第２上アーム及び１次側第２下アーム等の複数の１次側スイッチ素子は、１次側駆動回路によって駆動される。２次側第１上アーム、２次側第１下アーム、２次側第２上アーム及び２次側第２下アーム等の複数の２次側スイッチ素子は、２次側駆動回路によって駆動される。

１次側スイッチ素子及び２次側スイッチ素子の具体例として、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などの半導体スイッチング素子が挙げられる。

直流リンク３００は、２次側回路２１０ｂの直流出力端に接続される。直流リンク３００は、コンデンサ３０１を有する。コンデンサ３０１は、直流リンク３００の直流電圧の平滑用コンデンサである。直流リンク３００の直流電圧（直流中間電圧Ｅｄｃ）は、コンデンサ３０１によって平滑化される。

インバータ４００は、コンバータ２００に直流リンク３００を介して接続された回路である。インバータ４００は、直流リンク３００の直流電圧（直流中間電圧Ｅｄｃ）を交流電圧に変換して交流出力端ｐ，ｑに出力する。インバータ４００は、交流出力端ｐ，ｑから入力される交流を直流に変換して直流リンク３００に出力してもよい。

制御装置２０６は、電力変換装置１の各相の複数の変換セルを制御する。制御装置２０６は、例えば、メモリとプロセッサ（例えば、ＣＰＵ（Central Processing Unit））を有し、制御装置２０６の各機能は、メモリに記憶されたプログラムによって、プロセッサが動作することにより実現される。制御装置２０６の各機能は、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）又はＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）によって実現されてもよい。

制御装置２０６は、コンバータ２００が直流バス１３から入力される直流電圧を昇圧又は降圧して所定の直流電圧を直流リンク３００に出力するようにコンバータ２００を制御する。各相のコンバータ２００は、相間で同一の制御方法により制御されてよい。一方、制御装置２０６は、インバータ４００が直流リンク３００の直流電圧（直流中間電圧Ｅｄｃ）を交流電圧に変換して交流出力端ｐ，ｑに出力するようにインバータ４００を制御する。各相のインバータ４００は、相間で同一の制御方法により制御されてよい。

次に、制御装置２０６が実行する電力変換装置１の制御方法（具体的には、コンバータ２００の制御方法）について説明する。各相のコンバータ２００は、相間で同一の制御方法で制御されてよいので、代表して、変換セルＵ１のコンバータ２００の制御方法について、以下説明する。

図２は、コンバータ２００の第１制御方式を例示する制御ブロック図である。制御装置２０６は、コンバータ２００用の直流電流指令演算部３０とコンバータ２００用のゲート信号演算部２０を有し、直流中間電圧Ｅｄｃを所望の電圧（目標電圧）に制御する。

直流電流指令演算部３０は、コンバータ２００から直流リンク３００に出力される直流電流Ｉｄｃの指令値（直流電流指令）を演算する。直流電流指令演算部３０は、定常量演算部３２と、変動量演算部３１と、加算器３３と、を有する。

定常量演算部３２は、直流中間電圧Ｅｄｃの指令値（直流中間電圧指令）と、直流中間電圧Ｅｄｃの検出値（直流中間電圧検出値）を移動平均フィルタ３７により移動平均演算した値との偏差を減算器３８により算出する。定常量演算部３２は、減算器３８により算出された偏差をＰＩ調節器３９によりＰＩ調節演算して、コンバータ２００から直流リンク３００に出力される直流電流Ｉｄｃの定常指令値（直流電流指令（定常））を生成する。

なお、ここでは、直流中間電圧Ｅｄｃの定常値を導出するために移動平均演算を用いたが、一次遅れフィルタを用いることも可能である。また、ＰＩ調節演算は、後出のＰＩ調節演算を含め、ＰＩＤ調節器によるＰＩＤ調節演算に置換されてもよい。Ｐは比例制御、Ｉは積分制御、Ｄは微分制御を表す。

変動量演算部３１は、インバータ４００から交流出力端ｐ，ｑに出力される出力電圧Ｖｕの指令値（インバータ出力電圧指令）とインバータ４００から交流出力端ｐ，ｑに出力される出力電流Ｉｕの指令値（インバータ出力電流指令）とを乗算器３４により乗算する。変動量演算部３１は、この乗算結果から、インバータ４００から交流出力端ｐ，ｑに出力される有効電力の指令値（インバータ出力有効電力指令）を、減算器３５により減算して、インバータ４００から交流出力端ｐ，ｑに出力される電力の変動量を演算する。変動量演算部３１は、この電力変動量を、移動平均フィルタ３７により算出された「直流中間電圧検出値の移動平均後の値」で、除算器３６により除算して、直流電流Ｉｄｃの変動指令値（直流電流指令（変動））を生成する。

なお、インバータ出力有効電力指令は、インバータ出力電圧指令とインバータ出力電流指令から計算で求められてもよい。また、出力電圧、出力電流、又は、有効電力には、指令値ではなく、実測値（検出値）が用いられてもよい。

直流電流指令演算部３０は、定常量演算部３２により生成された「直流電流指令（定常）」と変動量演算部３１により生成された「直流電流指令（変動）」を加算器３３により加算して、コンバータ２００用の直流電流指令を生成する。

ゲート信号演算部２０は、直流電流指令演算部３０により生成されたコンバータ２００用の直流電流指令と、コンバータ２００から直流リンク３００に出力される直流電流Ｉｄｃの検出値（直流電流検出値）との差分を、減算器２１により算出する。ゲート信号演算部２０は、減算器２１により算出された差分をＰＩ調節器２２によりＰＩ調節演算して、コンバータ２００の１次側（直流バス側）と２次側（ＡＣ側）の出力電圧の位相差を導出する。ゲート信号演算部２０は、この位相差をゲート指令に変換する演算をゲート指令演算部２３により行うことで、コンバータ２００を駆動するためのゲート指令を生成して、コンバータ２００を動かす。

図３及び図４は、コンバータの第１制御方式によるシミュレーション波形図である（コンバータの定格直流電圧：１００Ｖ）。図３は、有効電力：１ｋＷ、無効電力：０ｋＶａｒの場合を示し、図４は、有効電力：０ｋＷ、無効電力：１ｋＶａｒの場合を示す。いずれの場合でも、直流中間電圧Ｅｄｃは一定となり、直流中間電圧Ｅｄｃの変動が抑制されているので、その抑制の分だけ、直流リンク３００に設けられたコンデンサ３０１の静電容量を低減できる。

このように、制御装置２０６は、交流出力端ｐ，ｑの電圧情報と電流情報に基づいて、直流中間電圧Ｅｄｃの変動を抑制するようにコンバータ２００を制御することで、コンデンサ３０１の静電容量を低減できる。

図５は、コンバータ２００の第２制御方式を例示する制御ブロック図である。第２制御方式において、第１制御方式と同様の構成については、上述の説明を援用することで、省略する。第２制御方式は、変動量演算部３１の出力部に電流制限演算部４０が追加されている点で、第１制御方式と相違する。

電流制限演算部４０は、コンバータ２００から直流リンク３００に出力される直流電流Ｉｄｃが直流電流Ｉｄｃの定格値（定格直流電流）を超過しないように、直流電流Ｉｄｃの変動指令値（直流電流指令（変動））を所定の制限値に制限する。例えば、電流制限演算部４０は、「直流電流指令（変動）」を所定の下限値から所定の上限値までの範囲内に制限する。電流制限演算部４０は、直流電流Ｉｄｃが定格直流電流を超過しないように、「直流電流指令（変動）」に制限値を設定することで、電力変換装置１の仕様の範囲内で直流中間電圧Ｅｄｃの変動を抑制できる。

なお、電流制限演算部４０により設定される制限値（上限値又は下限値）は、コンバータ２００の交流電流（ＤＣ／ＡＣ変換器（１次側回路２１０ａ）と高周波トランス（トランス２０２）との間に流れる電流）を制限する値でもよい。

図６及び図７は、コンバータの第２制御方式によるシミュレーション波形図である（コンバータの定格直流電圧：１００Ｖ、コンバータの定格直流電流：１７Ａ）。電流制限値（上限値）は７Ａ、電流制限値（下限値）は－７Ａとした。図６は、有効電力：１ｋＷ、無効電力：０ｋＶａｒの場合を示し、図７は、有効電力：０ｋＷ、無効電力：１ｋＶａｒの場合を示す。いずれの場合でも、直流電流Ｉｄｃが定格１７Ａ以下の範囲で、直流中間電圧Ｅｄｃの変動が抑制されている。したがって、その抑制の分だけ、直流リンク３００に設けられたコンデンサ３０１の静電容量を低減できる。

なお、シミュレーションでは、直流中間電圧Ｅｄｃが定格電圧１００Ｖを中心に上下対称になるよう電流制限値の上限と下限を設定したが、上限のみ設定することも可能である。また、波形から判るように、無効電力出力時のコンバータ２００の直流電流Ｉｄｃの値は、有効電力出力時の直流電流Ｉｄｃの値に比べて小さい。そのため、電流制限演算部４０は、無効電力出力時の電流制限値を大きくして、直流中間電圧Ｅｄｃの変動の抑制効果を高めることも可能である。

このように、制御装置２０６は、交流出力端ｐ，ｑの電圧情報及び電流情報、並びにコンバータ２００の電流制限値の情報に基づいて、直流中間電圧Ｅｄｃの変動を抑制するようにコンバータ２００を制御することで、コンデンサ３０１の静電容量を低減できる。

図８は、コンバータ２００の第３制御方式を例示する制御ブロック図である。第３制御方式において、第１制御方式と同様の構成については、上述の説明を援用することで、省略する。第３制御方式は、変動量演算部３１の出力部に制限判定部４１が追加されている点で、第１制御方式と相違する。第３制御方式の制限判定部４１は、第２制御方式の電流制限演算部４０の下位概念と捉えることもできる。

図９は、第３制御方式での制限判定部の入出力関係を示す図である。制限判定部４１は、「直流電流指令（変動）」が所定の上限値よりも高い又は所定の下限値よりも低い場合、０を乗算器４２に入力することで、「直流電流指令（変動）」を零にする。一方、制限判定部４１は、「直流電流指令（変動）」が所定の下限値以上で且つ所定の上限値以下の場合、１を乗算器４２に入力することで、「直流電流指令（変動）」をそのまま出力する。

制限判定部４１が図９の関係に従って動作することで、直流中間電圧Ｅｄｃの変動のピーク点のみを抑制できる（直流中間電圧Ｅｄｃの変動幅を所定の値以下に抑制できる）。また、変動ピーク点以外のタイミングで、直流電流指令（変動）を零にすることで、コンバータ２００又はインバータ４００の半導体のスイッチング損失や導通損失を低減できる。

図１０及び図１１は、コンバータの第３制御方式によるシミュレーション波形図である（コンバータの定格直流電圧：１００Ｖ、コンバータの定格直流電流：１７Ａ）。電流制限値（上限値）は７Ａ、電流制限値（下限値）は－７Ａとした。図１０は、有効電力：１ｋＷ、無効電力：０ｋＶａｒの場合を示し、図１１は、有効電力：０ｋＷ、無効電力：１ｋＶａｒの場合を示す。いずれの場合でも、直流電流Ｉｄｃが定格１７Ａ以下の範囲で、直流中間電圧Ｅｄｃの変動が抑制されている。したがって、その抑制の分だけ、直流リンク３００に設けられたコンデンサ３０１の静電容量を低減できる。

このように、制御装置２０６は、直流中間電圧Ｅｄｃの変動幅が所定の値以下になるように補償して直流中間電圧Ｅｄｃの変動を抑制するようにコンバータ２００を制御することで、コンデンサ３０１の静電容量を低減できる。

以上、実施形態を説明したが、本開示の技術は上記の実施形態に限定されない。他の実施形態の一部又は全部との組み合わせや置換などの種々の変形及び改良が可能である。

１ 電力変換装置
１１，１２ ＤＣ／ＤＣコンバータ
１３ 直流バス
１４ 電線
１５ 系統
２００ 絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ
２０２ トランス
２０６ 制御装置
３００ 直流リンク
３０１ コンデンサ
４００ インバータ
ｐ，ｑ 交流出力端
ｒ，ｓ 直流出力端
Ｕ１，Ｕ２，Ｕ３，Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３，Ｗ１，Ｗ２，Ｗ３ 変換セル

Claims (4)

1. 絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータと、直流リンクと、前記コンバータに前記直流リンクを介して接続されたインバータと、前記直流リンクの直流電圧の平滑用コンデンサと、をそれぞれ有し、前記インバータの交流出力端を介して直列に接続された複数の変換セルと、
   前記複数の変換セルを制御する制御装置と、を備え、
   前記制御装置は、前記インバータの交流出力端の電圧情報と電流情報に基づいて、前記直流リンクの直流電圧の変動を抑制するように前記コンバータを制御する、電力変換装置。
2. 前記制御装置は、前記コンバータの電流制限値の情報に基づいて、前記直流リンクの直流電圧の変動を抑制するように前記コンバータを制御する、請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記制御装置は、前記直流リンクの直流電圧の変動幅が所定の値以下になるように補償して前記直流リンクの直流電圧の変動を抑制するように前記コンバータを制御する、請求項１又は２に記載の電力変換装置。
4. 絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータと、直流リンクと、前記コンバータに前記直流リンクを介して接続されたインバータと、前記直流リンクの直流電圧の平滑用コンデンサと、をそれぞれ有し、前記インバータの交流出力端を介して直列に接続された複数の変換セルを備える電力変換装置において、前記複数の変換セルを制御する方法であって、
   前記インバータの交流出力端の電圧情報と電流情報に基づいて、前記直流リンクの直流電圧の変動を抑制するように前記コンバータを制御する、電力変換装置の制御方法。

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