JP2024011424A - 電力変換装置及びその制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】３レベルインバータの中性点の電位変動を抑制する。【解決手段】一対の直流端子に並列に接続された第１の絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ及び第２の絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータと、前記第１の絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの出力に接続された第１コンデンサと、前記第２の絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの出力に接続された第２コンデンサと、前記第１コンデンサと前記第２コンデンサの間の中性点に接続された３レベルインバータと、をそれぞれ有し、前記３レベルインバータの交流出力端を介して直列に接続された複数の変換セルと、前記複数の変換セルを制御する制御装置と、を備える、電力変換装置。【選択図】図１

Description

本開示は、電力変換装置及びその制御方法に関する。

従来、電力変換装置の一つとして、ＳＳＴ（Solid State Transformer）が知られている。ＳＳＴは、高周波トランスを搭載した絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータと、そのＤＣ／ＤＣコンバータの一方の直流側に接続されたインバータとをそれぞれ有する複数のセルを備える（例えば、非特許文献１参照）。各セルの直流出力端は、直流バスに並列に接続されている。ＳＳＴは、各セルの交流出力端が直列に接続されることで、昇圧トランスレスで高圧系統に連系できる。

また、３レベル変換器を用いた電力変換装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。この電力変換装置は、直列に接続された２つのコンデンサ（第１コンデンサと第２コンデンサ）の中間接続点に中性点が接続された３レベル変換器と、第１コンデンサの電圧と第２コンデンサの電圧とのバランスを制御する制御回路と、を備える。

Voltage and Power Balance Control for a Cascaded H-Bridge Converter-Based Solid-State Transformer (IEEE Transactions on Power Electronics, Vol.28, No.4, pp.1523-1532)

特開２０２０－１０２９３４号公報

通常、ＳＳＴのインバータは、単相２レベルインバータが適用される。しかし、２レベルインバータは３レベルインバータに比べ出力電圧が低い。そのため、ＳＳＴが連系する系統電圧が高くなるほど、セル数が増加し、セル数の増加に伴って装置寸法及びコストが増大する。

一方、ＳＳＴのようなセルを直列多重接続する装置において、３レベルインバータを適用した場合、インバータの中性点の電位が変動し、ＳＳＴが運転できない場合がある。

本開示は、３レベルインバータの中性点の電位変動を抑制可能な電力変換装置及びその制御方法を提供する。

本開示では、
一対の直流端子と、一対の直流リンクと、前記一対の直流リンクの間に直列に接続された第１コンデンサ及び第２コンデンサと、前記一対の直流端子と前記第１コンデンサとの間に接続された第１の絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータと、前記一対の直流端子と前記第２コンデンサとの間に接続された第２の絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータと、前記第１コンデンサと前記第２コンデンサの間の中性点と前記一対の直流リンクとに接続された３レベルインバータと、をそれぞれ有し、前記３レベルインバータの交流出力端を介して直列に接続された複数の変換セルと、
前記複数の変換セルの前記第１コンデンサの電圧及び前記複数の変換セルの前記第２コンデンサの電圧を制御する制御装置と、を備える、電力変換装置が提供される。

また、本開示では、
一対の直流端子と、一対の直流リンクと、前記一対の直流リンクの間に直列に接続された第１コンデンサ及び第２コンデンサと、前記一対の直流端子と前記第１コンデンサとの間に接続された第１の絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータと、前記一対の直流端子と前記第２コンデンサとの間に接続された第２の絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータと、前記第１コンデンサと前記第２コンデンサの間の中性点と前記一対の直流リンクとに接続された３レベルインバータと、をそれぞれ有し、前記３レベルインバータの交流出力端を介して直列に接続された複数の変換セルと、を備える電力変換装置の制御方法であって、
制御装置は、前記複数の変換セルの前記第１コンデンサの電圧及び前記複数の変換セルの前記第２コンデンサの電圧を制御する、電力変換装置の制御方法が提供される。

本開示によれば、３レベルインバータの中性点の電位変動を抑制できる。

一実施形態の電力変換装置の構成例を示す図である。 インバータの制御方式を例示する制御ブロック図である。 第１の双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの制御方式を例示する制御ブロック図である。 第２の双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの制御方式を例示する制御ブロック図である。

以下、実施形態について説明する。なお、"ＤＣ"，"ＡＣ"は、それぞれ、"Direct Current"，"Alternative Current"の略語である。

図１は、一実施形態の電力変換装置の構成例を示す図である。図１に示す電力変換装置１は、３直列の変換セルを相ごとに備えるＳＳＴである。図１は、ＳＳＴを、太陽光発電装置と蓄電池を併設するマルチソースの自家消費型再生可能エネルギーシステムに適用した場合を例示する。太陽光発電装置は、光エネルギーを電気エネルギーに変換する太陽電池を用いた太陽光発電（ＰＶ）を行う。

太陽光発電装置は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１を介して直流バス１３に接続される。蓄電池は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２を介して直流バス１３に接続される。直流バス１３は、電力変換装置１の直流出力端に接続される。電力変換装置１は、直流バス１３の直流を交流に変換して出力する。電力変換装置１の交流出力端は、電線１４を介して、系統１５に接続される。電線１４には、電線１４から電力供給を受ける不図示の重要負荷が接続されている。

この自家消費型システムのメリットとして、非常用電源としての機能がある。系統１５の正常時、ＰＶで発電した直流電力は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１及び直流バス１３を介して電力変換装置１に供給され、電力変換装置１により交流電力に変換されて、系統１５に出力される。一方、停電時などの系統１５の異常時は、系統１５が不図示のスイッチで切り離された後、蓄電池は、非常用電源として活用される。非常用電源として機能する蓄電池から出力される直流電力は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２及び直流バス１３を介して電力変換装置１に供給され、電力変換装置１により交流電力に変換されて、電線１４に接続される不図示の重要負荷に供給される。

電力変換装置１が系統１５に連系するときの運転モードを連系運転と呼び、電力変換装置１が非常電源として動作する運転モードを自立運転と呼ぶ。

図１に示す電力変換装置１は、直流バス１３側の直流を系統１５側の交流に、又は、系統１５側の交流を直流バス１３側の直流に双方向に変換するＳＳＴである。電力変換装置１は、Ｕ相の３つの変換セルＵ１，Ｕ２，Ｕ３と、Ｖ相の３つの変換セルＶ１，Ｖ２，Ｖ３と、Ｗ相の３つの変換セルＷ１，Ｗ２，Ｗ３と、これらの変換セルのそれぞれの電力変換動作を制御する制御装置２０６と、を備える。なお、各相の変換セルの個数は、３つに限られず、一つでも二つ以上の数でもよい。また、各相の変換セルは、同一構成であるので、代表して、Ｕ相の変換セルについて以下説明する。

複数の変換セルＵ１，Ｕ２，Ｕ３は、それぞれ、直流バス１３側の直流を系統１５側の交流に、又は、系統１５側の交流を直流バス１３側の直流に双方向に変換するセル変換器である。複数の変換セルＵ１，Ｕ２，Ｕ３は、それぞれ、一対の直流出力端ｒ，ｓ、第１の絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２１０、第２の絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２２０、一対の直流リンクＰｍ，Ｎｍ、第１コンデンサ３０１、第２コンデンサ３０２、インバータ４００及び一対の交流出力端ｐ，ｑを有する。以下、絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを、単に、コンバータとも称する。

直流出力端ｒ，ｓは、例えば、コンバータ２１０，２２０の各々の一方の直流出力側（直流バス１３側）に接続される入出力端子である。高電位側の直流出力端ｒは、直流バス１３の高電位側の第１バスＰに接続され、低電位側の直流出力端ｓは、直流バス１３の低電位側の第２バスＮに接続される。直流出力端ｒ，ｓは、後述の１次側ブリッジ回路２１１，２２１の直流出力端に接続される。

交流出力端ｐ，ｑは、例えば、インバータ４００の交流出力側（系統１５側）に接続される入出力端子である。

複数の変換セルＵ１，Ｕ２，Ｕ３は、交流出力端ｐ，ｑをそれぞれ有し、交流出力端ｐ，ｑを介して直列に接続される。複数の変換セルＵ１，Ｕ２，Ｕ３は、それぞれ、自身の第１交流出力端ｐが自身に隣接する一方の変換セルの第２交流出力端ｑに接続され、自身の第２交流出力端ｑが自身に隣接する他方の変換セルの第１交流出力端ｐに接続される。交流出力端ｐ，ｑを介して直列に接続される複数の変換セルのうち、最も高電位側に位置する変換セル（この例では、変換セルＵ１）の第１交流出力端ｐは、Ｕ相の電線１４における連系リアクトルを介して系統１５に接続される。一方、交流出力端ｐ，ｑを介して直列に接続される複数のセルのうち、最も低電位側の変換セル（この例では、変換セルＵ３）の第２交流出力端ｑは、中性点１６に接続される。

コンバータ２１０，２２０は、一対の直流出力端ｒ，ｓに並列に接続されている。コンバータ２１０は、一対の直流端子ｒ，ｓと第１コンデンサ３０１との間に接続され、一対の直流端子ｒ，ｓの電圧を第１コンデンサ３０１の電圧に又は第１コンデンサ３０１の電圧を一対の直流端子ｒ，ｓの電圧に変換する絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータである。コンバータ２２０は、一対の直流端子ｒ，ｓと第２コンデンサ３０２との間に接続され、一対の直流端子ｒ，ｓの電圧を第２コンデンサ３０２の電圧に又は第２コンデンサ３０２の電圧を一対の直流端子ｒ，ｓの電圧に変換する絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータである。

コンバータ２１０は、複数の変換セルＵ１，Ｕ２，Ｕ３で共通の直流バス１３から入力される直流電圧を昇圧又は降圧して、所定の直流電圧を第１直流リンクＰｍと中性点Ｍとの間の第１コンデンサ３０１に出力する。コンバータ２１０は、第１直流リンクＰｍと中性点Ｍとの間の直流電圧を昇圧又は降圧して、所定の直流電圧を直流バス１３に出力してもよい。

コンバータ２２０は、複数の変換セルＵ１，Ｕ２，Ｕ３で共通の直流バス１３から入力される直流電圧を昇圧又は降圧して、所定の直流電圧を第２直流リンクＮｍと中性点Ｍとの間の第２コンデンサ３０２に出力する。あるいは、コンバータ２１０は、第２直流リンクＮｍと中性点Ｍとの間の直流電圧を昇圧又は降圧して、所定の直流電圧を直流バス１３に出力してもよい。

コンバータ２１０は、例えば、トランス２１３と、１次側ブリッジ回路２１１と、２次側ブリッジ回路２１２とを備える。１次側ブリッジ回路２１１と２次側ブリッジ回路２１２とは、トランス２１３によって磁気的に結合する。一方、コンバータ２２０は、例えば、トランス２２３と、１次側ブリッジ回路２２１と、２次側ブリッジ回路２２２とを備える。１次側ブリッジ回路２２１と２次側ブリッジ回路２２２とは、トランス２２３によって磁気的に結合する。

１次側ブリッジ回路２１１，２２１は、ＤＣ／ＡＣ変換回路とも称される。２次側ブリッジ回路２１２，２２２は、ＡＣ／ＤＣ変換回路とも称される。トランス２１３，２２３は、高周波変圧器とも称される。

例えば、コンバータ２１０は、トランス２１３の１次側に設けられた１次側フルブリッジ回路とトランス２１３の２次側に設けられた２次側フルブリッジ回路とを有するＤＡＢ（Dual Active Bridge）コンバータである。同様に、コンバータ２２０は、トランス２２３の１次側に設けられた１次側フルブリッジ回路とトランス２２３の２次側に設けられた２次側フルブリッジ回路とを有するＤＡＢコンバータである。１次側フルブリッジ回路は、１次側ブリッジ回路２１１，２２１の一例である。２次側フルブリッジ回路は、２次側ブリッジ回路２１２，２２２の一例である。ＤＡＢコンバータは、トランスの漏れインダクタンス又はトランスに直列に接続された外付けリアクトルに電圧が印加されることで、１次側と２次側との間で電力を伝送する。伝送される電力は、１次側のインバータ回路（１次側フルブリッジ回路）の２つの中間接続点から出力される出力電圧Ｖ_１と、２次側のインバータ回路（２次側フルブリッジ回路）の２つの中間接続点から出力される出力電圧Ｖ_２との位相差によって制御される。

トランス２１３，２２３は、１次側コイルと２次側コイルとを有し、１次側コイルと２次側コイルとが磁気的に結合する変圧器である。

１次側フルブリッジ回路は、１次側第１上アームと１次側第１下アームとが直列に接続される１次側第１ハーフブリッジ回路と、１次側第２上アームと１次側第２下アームとが直列に接続される１次側第２ハーフブリッジ回路とを有する。トランス２１３の１次側コイルは、１次側第１上アームと１次側第１下アームとの中間接続点と１次側第２上アームと１次側第２下アームとの中間接続点との間に接続される。

２次側フルブリッジ回路は、２次側第１上アームと２次側第１下アームとが直列に接続される２次側第１ハーフブリッジ回路と、２次側第２上アームと２次側第２下アームとが直列に接続される２次側第２ハーフブリッジ回路とを有する。トランス２１３の２次側コイルは、２次側第１上アームと２次側第１下アームとの中間接続点と２次側第２上アームと２次側第２下アームとの中間接続点との間に接続される。

１次側第１上アーム、１次側第１下アーム、１次側第２上アーム及び１次側第２下アーム等の複数の１次側スイッチ素子は、制御装置２０６からの制御信号に従ってスイッチ制御される。２次側第１上アーム、２次側第１下アーム、２次側第２上アーム及び２次側第２下アーム等の複数の２次側スイッチ素子は、制御装置２０６からの制御信号に従ってスイッチされる。

１次側スイッチ素子及び２次側スイッチ素子の具体例として、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などの半導体スイッチング素子が挙げられる。

第１コンデンサ３０１及び第２コンデンサ３０２は、一対の直流リンクＰｍ，Ｎｍの間に直列に接続されている。第１コンデンサ３０１と第２コンデンサ３０２の間の中間接続点は、インバータ４００中性点Ｍ（第１コンデンサ３０１と第２コンデンサ３０２の間の中性点）である。

２次側ブリッジ回路２１２の直流出力端は、第１直流リンクＰm及び中性点Ｍの間の第１コンデンサ３０１に接続されている。第１コンデンサ３０１は、第１直流リンクＰm及び中性点Ｍの間の直流電圧（直流中間電圧ＥｄｃＵ１１）の平滑用コンデンサである。直流中間電圧ＥｄｃＵ１１は、第１コンデンサ３０１の電圧に相当する。直流中間電圧ＥｄｃＵ１１は、第１コンデンサ３０１によって平滑化される。

２次側ブリッジ回路２２２の直流出力端は、第２直流リンクＮm及び中性点Ｍの間の第２コンデンサ３０２に接続されている。第２コンデンサ３０２は、第２直流リンクＮm及び中性点Ｍの間の直流電圧（直流中間電圧ＥｄｃＵ１２）の平滑用コンデンサである。直流中間電圧ＥｄｃＵ１２は、第２コンデンサ３０２の電圧に相当する。直流中間電圧ＥｄｃＵ１２は、第２コンデンサ３０２によって平滑化される。

インバータ４００は、コンバータ２１０，２２０に一対の直流リンクＰｍ，Ｎｍ及び中性点Ｍを介して接続された回路であり、この例では、単相３レベルインバータである。インバータ４００は、一対の直流リンクＰｍ，Ｎｍ間の直流中間電圧（＝ＥｄｃＵ１１＋ＥｄｃＵ１２）を交流電圧に変換して交流出力端ｐ，ｑに出力する。インバータ４００は、交流出力端ｐ，ｑから入力される交流を直流に変換して一対の直流リンクＰｍ，Ｎｍに出力してもよい。

インバータ４００は、一対の直流リンクＰｍ，Ｎｍの間に接続されるｕ相アームと、一対の直流リンクＰｍ，Ｎｍの間に接続されるｖ相アームとを有する。

ｕ相アームは、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４及びクランプダイオードＤ１，Ｄ２を有する。スイッチ素子Ｑ１～Ｑ４のそれぞれには、逆並列ダイオードが接続されている。クランプダイオードＤ１は、アノードが中性点Ｍに接続され、カソードがスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２との間の接続点に接続されている。クランプダイオードＤ２は、カソードが中性点Ｍに接続され、アノードがスイッチ素子Ｑ３，Ｑ４との間の接続点に接続されている。スイッチ素子Ｑ２とスイッチ素子Ｑ３との間の接続点は、交流出力端ｐに接続されている。

ｖ相アームは、スイッチ素子Ｑ５，Ｑ６，Ｑ７，Ｑ８及びクランプダイオードＤ３，Ｄ４を有する。スイッチ素子Ｑ５～Ｑ８のそれぞれには、逆並列ダイオードが接続されている。クランプダイオードＤ３は、アノードが中性点Ｍに接続され、カソードがスイッチ素子Ｑ５，Ｑ６との間の接続点に接続されている。クランプダイオードＤ４は、カソードが中性点Ｍに接続され、アノードがスイッチ素子Ｑ７，Ｑ８との間の接続点に接続されている。スイッチ素子Ｑ６とスイッチ素子Ｑ７との間の接続点は、交流出力端ｑに接続されている。

スイッチ素子Ｑ１～Ｑ８は、例えば、ＩＧＢＴである。しかし、スイッチ素子Ｑ１～Ｑ８は、ＧＣＴ（Gate Commutated Turn-off）サイリスタやＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）などの他の半導体スイッチでもよい。

制御装置２０６は、電力変換装置１の各相の複数の変換セルを制御する。制御装置２０６は、例えば、メモリとプロセッサ（例えば、ＣＰＵ（Central Processing Unit））を有し、制御装置２０６の各機能は、メモリに記憶されたプログラムによって、プロセッサが動作することにより実現される。制御装置２０６の各機能は、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）又はＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）によって実現されてもよい。

制御装置２０６は、コンバータ２１０，２２０が直流バス１３から入力される直流電圧を昇圧又は降圧して所定の直流電圧を一対の直流リンクＰｍ，Ｎｍの間に出力するようにコンバータ２１０，２２０を制御する。各相のコンバータ２１０，２２０は、相間で同一の制御方法により制御されてよい。一方、制御装置２０６は、インバータ４００が一対の直流リンクＰｍ，Ｎｍの間の直流中間電圧を交流電圧に変換して交流出力端ｐ，ｑに出力するようにインバータ４００を制御する。各相のインバータ４００は、相間で同一の制御方法により制御されてよい。

制御装置２０６は、直列に多重接続された複数のインバータ４００のそれぞれに互いに異なる位相で電圧波形を出力させることで、電力変換装置１は、スイッチ素子の耐圧以上の電圧を有し、且つ、高調波が低減されたマルチレベル電圧波形を出力できる。直列に多重接続された複数のインバータ４００の両端電圧は、それらの複数のインバータ４００の各々の一対の交流出力端ｐ，ｑに発生する矩形波状の電圧を加算した（重ねた）値になる。そのため、それらの各段のインバータ４００が互いに異なる位相で電圧波形を出力することで、高調波の少ないマルチレベル波形を合成することができる。

インバータ４００は、上述のような構成にすることで、出力電圧を正弦波化するためのＬＣフィルタを小型化できる。また、３レベルインバータを適用したことで、１回のスイッチ動作当たりの電圧変動幅が２レベルインバータの半分となるため、半導体スイッチで発生するスイッチング損失を概ね半減できるなどの利点がある。

しかし、単相３レベルインバータでは、中性点Ｍに流れる電流（中性点電流）によって、中性点Ｍの電位が変動する場合がある。

一般に、インバータでは、出力電圧の周波数に対して搬送波の周波数を十分高く設定するため、搬送波の周波数帯におけるインバータ出力電力（高調波電力）は、微小であり、これによる中性点電位の変動は小さい。

しかしながら、共振抑制装置のように、搬送波の周波数が比較的低く、更に積極的に高調波を出力する装置の場合、高調波電力による中性点電位変動が大きい。そのため、従来の制御技術で中性点変動を抑制するためには、インバータの電気仕様に十分な余裕を設ける必要があり、装置の大型化を招くおそれがある。また、中性点の電位変動によって、一方のコンデンサ電圧が高くなり、素子耐圧の超過による素子破損を招くおそれがある。

そこで、本実施形態では、制御装置２０６は、複数の変換セルのそれぞれの第１コンデンサ３０１の電圧と複数の変換セルのそれぞれの第２コンデンサ３０２の電圧を同一の電圧値に制御する。第１コンデンサ３０１の電圧と第２コンデンサ３０２の電圧がそれぞれ同一の電圧値に制御されることで、中性点Ｍの電位変動が抑えられる。その結果、電力変換装置１の大型化や素子破損を未然に防ぐことができる。

次に、制御装置２０６が実行する電力変換装置１の制御方法について説明する。各相のセルは、相間で同一の制御方法で制御されてよいので、代表して、変換セルＵ１の制御方法について、以下説明する。

図２は、インバータの制御方式を例示する制御ブロック図である。制御装置２０６は、直流バス１３の直流電圧が所定の電圧値になるようにインバータ４００を動かすインバータ制御部４０を有する。減算器４１は、入力される直流バス電圧指令と直流バス電圧Ｖｂｕｓの検出値との差分を算出する。直流バス電圧指令は、直流バス１３の直流バス電圧Ｖｂｕｓの指令値である。ＰＩ調節器４２は、差分をＰＩ調節演算する。ＤＱ逆変換器４３は、ＰＩ調節器４２の出力をＤＱ逆変換（ＶＤ^－１）し、出力電流指令Ｉｕｒｅｆを生成する。出力電流指令Ｉｕｒｅｆは、系統１５側のＵ相の出力電流Ｉｕの指令値である。減算器４４は、出力電流指令Ｉｕｒｅｆと出力電流Ｉｕの検出値の差分を算出する。Ｐ調節器４５は、当該差分をＰ制御した結果を出力する。加算器４６は、Ｐ調節器４５の出力にＵ相の系統電圧Ｖｕの検出値を加算して、出力電圧指令Ｖｕｒｅｆを生成する。ゲート指令演算部４７は、出力電圧指令Ｖｕｒｅｆをゲート指令演算することで、インバータ４００の各スイッチング素子のゲート信号を生成して、インバータ４００を動かす。

図３は、第１の双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの制御方式を例示する制御ブロック図である。制御装置２０６は、直流中間電圧ＥｄｃＵ１１が所定の値になるようにコンバータ２１０を動かすコンバータ制御部２０を有する。減算器２１は、入力される第１直流中間電圧指令と直流中間電圧ＥｄｃＵ１１の検出値との偏差を算出する。第１直流中間電圧指令は、直流中間電圧ＥｄｃＵ１１の指令値である。ＰＩ調節器２２は、当該偏差をＰＩ調節演算して、コンバータ２１０の直流電流指令ＩｄｃＵ１１ｒを生成する。直流電流指令ＩｄｃＵ１１ｒは、第１直流バスＰｍに流れる直流電流の指令値である。減算器２３は、直流電流指令ＩｄｃＵ１１ｒと直流電流ＩｄｃＵ１１の検出値との差分を出力する。ＰＩ調節器２４は、当該差分をＰＩ調節演算して、コンバータ２１０の１次側（直流バス側）出力電圧と２次側（直流中間電圧側）出力電圧との位相差φ１を求める。ゲート指令演算部２５は、この位相差に基づいてゲート指令演算することで、コンバータ２１０の各スイッチング素子のゲート信号を生成して、コンバータ２１０を動かす。

図４は、第２の双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの制御方式を例示する制御ブロック図である。制御装置２０６は、直流中間電圧ＥｄｃＵ１２が所定の値になるようにコンバータ２２０を動かすコンバータ制御部３０を有する。減算器３１は、入力される第２直流中間電圧指令と直流中間電圧ＥｄｃＵ１２の検出値との偏差を算出する。第２直流中間電圧指令は、直流中間電圧ＥｄｃＵ１２の指令値である。ＰＩ調節器３２は、当該偏差をＰＩ調節演算して、コンバータ２２０の直流電流指令ＩｄｃＵ１２ｒを生成する。直流電流指令ＩｄｃＵ１２ｒは、中性点Ｍに流れる直流電流の指令値である。減算器３３は、直流電流指令ＩｄｃＵ１２ｒと直流電流ＩｄｃＵ１２の検出値との差分を出力する。ＰＩ調節器３４は、当該差分をＰＩ調節演算して、コンバータ２２０の１次側（直流バス側）出力電圧と２次側（直流中間電圧側）出力電圧との位相差φ２を求める。ゲート指令演算部３５は、この位相差に基づいてゲート指令演算することで、コンバータ２２０の各スイッチング素子のゲート信号を生成して、コンバータ２１０を動かす。

このように、本実施形態によれば、コンバータ２１０が直流中間電圧ＥｄｃＵ１１を制御し、コンバータ２２０が直流中間電圧ＥｄｃＵ１２を制御することで、中性点電位Ｍの変動を抑制できる。

以上の通り、実施形態を説明したが、上記実施形態は、例として提示したものであり、上記実施形態により本発明が限定されるものではない。上記実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の組み合わせ、省略、置き換え、変更などを行うことが可能である。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると共に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

１ 電力変換装置
１１，１２ ＤＣ／ＤＣコンバータ
１３ 直流バス
１４ 電線
１５ 系統
２０，３０ コンバータ制御部
４０ インバータ制御部
２１０ 第１の絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ
２１１，２２１ １次側ブリッジ回路
２１２，２２２ ２次側ブリッジ回路
２１３，２２３ トランス
２２０ 第２の絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ
２０６ 制御装置
３０１ 第１コンデンサ
３０２ 第２コンデンサ
４００ インバータ
ｐ，ｑ 交流出力端
ｒ，ｓ 直流出力端
Ｕ１，Ｕ２，Ｕ３，Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３，Ｗ１，Ｗ２，Ｗ３ 変換セル

Claims (5)

1. 一対の直流端子と、一対の直流リンクと、前記一対の直流リンクの間に直列に接続された第１コンデンサ及び第２コンデンサと、前記一対の直流端子と前記第１コンデンサとの間に接続された第１の絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータと、前記一対の直流端子と前記第２コンデンサとの間に接続された第２の絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータと、前記第１コンデンサと前記第２コンデンサの間の中性点と前記一対の直流リンクとに接続された３レベルインバータと、をそれぞれ有し、前記３レベルインバータの交流出力端を介して直列に接続された複数の変換セルと、
   前記複数の変換セルの前記第１コンデンサの電圧及び前記複数の変換セルの前記第２コンデンサの電圧を制御する制御装置と、を備える、電力変換装置。
2. 前記制御装置は、前記第１の絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータによって前記第１コンデンサの電圧を制御し、前記第２の絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータによって前記第２コンデンサの電圧を制御する、請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記制御装置は、前記第１コンデンサの電圧が所定の値になるように前記第１の絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを動かし、前記第２コンデンサの電圧が所定の値になるように前記第２の絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを動かす、請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記制御装置は、前記一対の直流端子が接続されるバスの直流電圧が所定の電圧値になるように前記３レベルインバータを動かす、請求項３に記載の電力変換装置。
5. 一対の直流端子と、一対の直流リンクと、前記一対の直流リンクの間に直列に接続された第１コンデンサ及び第２コンデンサと、前記一対の直流端子と前記第１コンデンサとの間に接続された第１の絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータと、前記一対の直流端子と前記第２コンデンサとの間に接続された第２の絶縁型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータと、前記第１コンデンサと前記第２コンデンサの間の中性点と前記一対の直流リンクとに接続された３レベルインバータと、をそれぞれ有し、前記３レベルインバータの交流出力端を介して直列に接続された複数の変換セルと、を備える電力変換装置の制御方法であって、
   制御装置は、前記複数の変換セルの前記第１コンデンサの電圧及び前記複数の変換セルの前記第２コンデンサの電圧を制御する、電力変換装置の制御方法。

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