JPH0685622B2 - 高調波補償装置 - Google Patents
高調波補償装置Info
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- JPH0685622B2 JPH0685622B2 JP62303404A JP30340487A JPH0685622B2 JP H0685622 B2 JPH0685622 B2 JP H0685622B2 JP 62303404 A JP62303404 A JP 62303404A JP 30340487 A JP30340487 A JP 30340487A JP H0685622 B2 JPH0685622 B2 JP H0685622B2
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- harmonic
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
- Y02E40/40—Arrangements for reducing harmonics
Landscapes
- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は電源系統の負荷設備に並列に接続され負荷設備
に流入する高調波電流を電源系統へ補償するアクティブ
フィルタ形の高調波補償装置の改良に関するものであ
る。
に流入する高調波電流を電源系統へ補償するアクティブ
フィルタ形の高調波補償装置の改良に関するものであ
る。
〔従来の技術〕 高速スイッチング素子で構成される３相PWMコンバー
タ、該３相PWMコンバータの交流側に直列に電源系統に
接続される交流リアクトル、前記３相PWMコンバータの
直流端子間に接続される直流コンデンサ等を基本構成と
する高調波補償装置は、昭和61年８月に日本自動制御協
会発行の「システム制御」Vol.30,No.8に掲載された
「電力用アクティブフィルタの原理と制御法」等でも解
説されている通り公知である。
タ、該３相PWMコンバータの交流側に直列に電源系統に
接続される交流リアクトル、前記３相PWMコンバータの
直流端子間に接続される直流コンデンサ等を基本構成と
する高調波補償装置は、昭和61年８月に日本自動制御協
会発行の「システム制御」Vol.30,No.8に掲載された
「電力用アクティブフィルタの原理と制御法」等でも解
説されている通り公知である。
以下、上記従来の高調波補償装置について説明する。第
３図は従来の高調波補償装置を具えた３相交流系統の主
回路構成図であり、第４図は高調波補償装置の制御装置
のブロック図である。
３図は従来の高調波補償装置を具えた３相交流系統の主
回路構成図であり、第４図は高調波補償装置の制御装置
のブロック図である。
３相交流系統電源１はサイリスタレオナード装置等の負
荷２に電力を供給しており、系統ラインには高調波電流
が流れる。この系統ラインに交流側の各相に交流リアク
トル４を直列に挿入して３相PWMコンバータ５が接続さ
れ、該３相PWMコンバータ５の直流側には直流コンデン
サ６が接続されている。
荷２に電力を供給しており、系統ラインには高調波電流
が流れる。この系統ラインに交流側の各相に交流リアク
トル４を直列に挿入して３相PWMコンバータ５が接続さ
れ、該３相PWMコンバータ５の直流側には直流コンデン
サ６が接続されている。
３相PWMコンバータ５はオン，オフ可能なスイッチング
素子S1〜S6およびダイオードD1〜D6から構成され、各ス
イッチング素子S1〜S6はそれぞれダイオードD1〜D6と並
列接続された上、３相ブリッジ回路として接続され、第
４図に示す制御装置で生成されるトリガ信号VGによりス
イッチング素子S1〜S6がオン，オフされて高調波補償を
行うものである。
素子S1〜S6およびダイオードD1〜D6から構成され、各ス
イッチング素子S1〜S6はそれぞれダイオードD1〜D6と並
列接続された上、３相ブリッジ回路として接続され、第
４図に示す制御装置で生成されるトリガ信号VGによりス
イッチング素子S1〜S6がオン，オフされて高調波補償を
行うものである。
なお、３相PWMコンバータ５の交流側に直列に挿入され
た交流リアクトル４は、３相PWMコンバータ５の電流の
立ち上りを制限するためのものであり、直流側に接続さ
れた直流コンデンサ６は、３相PWMコンバータ５の直流
側の電圧を安定化させるためのものであって、通常は３
相交流系統電源１の２倍程度の電圧に充電される。
た交流リアクトル４は、３相PWMコンバータ５の電流の
立ち上りを制限するためのものであり、直流側に接続さ
れた直流コンデンサ６は、３相PWMコンバータ５の直流
側の電圧を安定化させるためのものであって、通常は３
相交流系統電源１の２倍程度の電圧に充電される。
すなわち、高調波補償装置は、３相PWMコンバータ5,交
流リアクトル4,直流コンデンサ６および３相PWMコンバ
ータ５のスイッチング素子をオン，オフするための第４
図に示した制御装置から構成されている。
流リアクトル4,直流コンデンサ６および３相PWMコンバ
ータ５のスイッチング素子をオン，オフするための第４
図に示した制御装置から構成されている。
今、第３図に示した主回路構成において、負荷２に流入
する負荷電流をiLU,iLV,iLWとし、高調波補償装置に流
入する電流をiU,iV,iWとすると、系統電源１には負荷電
流および補償電流をそれぞれの相でベクトル的に加算し
た電流iLU＋iU,iLV＋iV,iLW＋iWが流れる。従って、高
調波補償装置に流入する補償電流iU,iV,iWはそれぞれ負
荷電流iLU,iLV,iLWの高調波成分を打ち消す成分となっ
ていればよい。
する負荷電流をiLU,iLV,iLWとし、高調波補償装置に流
入する電流をiU,iV,iWとすると、系統電源１には負荷電
流および補償電流をそれぞれの相でベクトル的に加算し
た電流iLU＋iU,iLV＋iV,iLW＋iWが流れる。従って、高
調波補償装置に流入する補償電流iU,iV,iWはそれぞれ負
荷電流iLU,iLV,iLWの高調波成分を打ち消す成分となっ
ていればよい。
上述のような高調波補償を行うため、ここでは以下に説
明するような３相〜２相変換を行い、実電力および虚電
力なる概念を導入している。この概念は、まず次の〜
式を用いて３相の負荷電流iLU,iLV,iLWおよび系統電
圧eU,eV,eWを２相の電流ｉＬα,iＬβおよび電圧ｅα,e
βに変換するものである。
明するような３相〜２相変換を行い、実電力および虚電
力なる概念を導入している。この概念は、まず次の〜
式を用いて３相の負荷電流iLU,iLV,iLWおよび系統電
圧eU,eV,eWを２相の電流ｉＬα,iＬβおよび電圧ｅα,e
βに変換するものである。
ここで〔Ｃ〕は３相〜２相の変換行列である。
上記〜式により求めた２相の電圧および電流を使う
と、次の式により瞬時実電力ｐおよび虚電力ｑが求め
られる。
と、次の式により瞬時実電力ｐおよび虚電力ｑが求め
られる。
これら瞬時実電力ｐおよび虚電力ｑが従来の有効電力お
よび無効電力に対応するものであり、瞬時実電力ｐおよ
び虚電力ｑは次の，式によりそれぞれ直流分，
と交流分，に分解される。
よび無効電力に対応するものであり、瞬時実電力ｐおよ
び虚電力ｑは次の，式によりそれぞれ直流分，
と交流分，に分解される。
ｐ＝＋ ………………………… ｑ＝＋ ………………………… ここで、２相の負荷電流ｉＬα,iＬβの基本波分は直流
分，に、高調波分は交流分，に変換され、これ
ら直流分と交流分は一般にハイパスフィルタを通して分
離することができる。
分，に、高調波分は交流分，に変換され、これ
ら直流分と交流分は一般にハイパスフィルタを通して分
離することができる。
次に、以上述べた原理に基づいて構成された制御装置の
一例を第４図によって説明する。
一例を第４図によって説明する。
電力演算回路11は系統電圧eU,eV,eWと負荷電流iLU,iLV,
iLWの検出値から、〜式に従って瞬時実電力ｐおよ
び虚電力ｑを演算し、これらをハイパスフィルタ12へ送
る。
iLWの検出値から、〜式に従って瞬時実電力ｐおよ
び虚電力ｑを演算し、これらをハイパスフィルタ12へ送
る。
ハイパスフィルタ12はこれらから直流分を除去して、瞬
時実電力の交流分および瞬時虚電力の交流分を符号
反転回路13へ送出する。符号反転回路13はこれらの符号
を反転し、実電力指令信号ｐ＊および虚電力指令信号ｑ
＊として電力指令値演算回路14へ出力する。
時実電力の交流分および瞬時虚電力の交流分を符号
反転回路13へ送出する。符号反転回路13はこれらの符号
を反転し、実電力指令信号ｐ＊および虚電力指令信号ｑ
＊として電力指令値演算回路14へ出力する。
ｐ＊＝− ………………………… ｑ＊＝− ………………………… これらは電流指令値演算回路14において生成する電流指
令信号の原形をなすものである。すなわち、式により
得られる実電力指令信号ｐ＊を基に高調波有効電力が制
御され、式により得られる虚電力指令信号ｑ＊を基に
高調波無効電力が制御される。
令信号の原形をなすものである。すなわち、式により
得られる実電力指令信号ｐ＊を基に高調波有効電力が制
御され、式により得られる虚電力指令信号ｑ＊を基に
高調波無効電力が制御される。
電流指令値演算回路14は、実電力指令信号ｐ＊，虚電力
指令信号ｑ＊および系統電圧eU,eV,eWを受けて、前記
式および次の〜式に従って、２相電流指令信号ｉα
＊,iβ ＊を得、２相〜３相変換を行って３相の電流指令
信号iU ＊,iV ＊,iW ＊を生成し、電流制御回路15へ出力す
る。
指令信号ｑ＊および系統電圧eU,eV,eWを受けて、前記
式および次の〜式に従って、２相電流指令信号ｉα
＊,iβ ＊を得、２相〜３相変換を行って３相の電流指令
信号iU ＊,iV ＊,iW ＊を生成し、電流制御回路15へ出力す
る。
なお、〔Ｃ〕-1は〔Ｃ〕の逆変換行列である。
電流制御回路15はヒステリシスコンパレータを具え、電
流指令信号iU ＊,iV ＊,iW ＊と補償電流iU,iV,iWの検出値
を比較し、例えば iU ＊≧０ で且つ iU≦iU ＊ なるとき、３相PWMコンバータ５のスイッチング素子S4
をオンし、 iU ＊≧０ で且つ iU＞iU ＊ なるとき、スイッチング素子S4をオフし、また iU ＊＜０ で且つ iU≦iU ＊ なるとき、スイッチング素子S1をオフするようなトリガ
信号VGを生成するものであり、このトリガ信号VGによっ
てスイッチング素子S1〜S6がオン，オフされ、高調波補
償装置の各相の電流瞬時値が制御される。
流指令信号iU ＊,iV ＊,iW ＊と補償電流iU,iV,iWの検出値
を比較し、例えば iU ＊≧０ で且つ iU≦iU ＊ なるとき、３相PWMコンバータ５のスイッチング素子S4
をオンし、 iU ＊≧０ で且つ iU＞iU ＊ なるとき、スイッチング素子S4をオフし、また iU ＊＜０ で且つ iU≦iU ＊ なるとき、スイッチング素子S1をオフするようなトリガ
信号VGを生成するものであり、このトリガ信号VGによっ
てスイッチング素子S1〜S6がオン，オフされ、高調波補
償装置の各相の電流瞬時値が制御される。
第３図に示した従来の高調波補償装置においては、それ
を構成する３相PWMコンバータの容量は、３相交流系統
電源１の電圧値と負荷電流中の高調波分の大きさにより
決定されていた。
を構成する３相PWMコンバータの容量は、３相交流系統
電源１の電圧値と負荷電流中の高調波分の大きさにより
決定されていた。
３相PWMコンバータ５の定格電圧は系統電源１の基本波
電圧の最大値より十分高くしておかねばならず、この定
格電圧を下げるために高調波補償装置と電源系統との間
に変圧器を挿入することも可能であるが、この場合には
電圧の低下に逆比例して取り扱うべき電流が増大すると
いう不具合があった。
電圧の最大値より十分高くしておかねばならず、この定
格電圧を下げるために高調波補償装置と電源系統との間
に変圧器を挿入することも可能であるが、この場合には
電圧の低下に逆比例して取り扱うべき電流が増大すると
いう不具合があった。
本発明にかかる高調波補償装置は、それを構成する３相
PWMコンバータの交流側に印加される無駄な基本波電圧
をカットするように、電源系統周波数に共振する並列共
振回路を利用したものである。
PWMコンバータの交流側に印加される無駄な基本波電圧
をカットするように、電源系統周波数に共振する並列共
振回路を利用したものである。
すなわち、本発明にかかる高調波補償装置は電源系統に
負荷設備と並列に接続されるものであって、３相PWMコ
ンバータと、該３相PWMコンバータの交流側の各相に直
列に挿入された交流リアクトルと、前記３相PWMコンバ
ータの直流端子間に接続された直流コンデンサと、前記
３相PWMコンバータを制御する制御装置より構成され、
前記負荷設備に流入する３相電流および各相電圧をそれ
ぞれ直交座標軸上でのd,q2軸成分に分解し、両軸電力を
演算の上その交流分のみを高調波分として３相各相補償
電流指令に換算し電源系統へ補償する高調波補償装置に
おいて、電源系統にYY結線変圧器の１次側を接続し、第
１のリアクトルとコンデンサが電源周波数に並列共振す
るよう構成された回路を前記高調波補償装置の交流リア
クトルと変圧器２次側各相端子間に直列に接続し、第２
のリアクトルを前記並列共振回路と交流リアクトルの接
続点と変圧器２次側の中性点間に接続し、前記変圧器の
漏れインピーダンスと前記並列共振回路のインピーダン
スと第２のリアクトルのインピーダンスの和を第２のリ
アクトルのインピーダンスで除したものを伝達関数の形
とし、前記補償電流指令を入力とし前記伝達関数により
補正補償電流指令を得て前記３相PWMコンバータのスイ
ッチングを行うことを特徴とするものである。
負荷設備と並列に接続されるものであって、３相PWMコ
ンバータと、該３相PWMコンバータの交流側の各相に直
列に挿入された交流リアクトルと、前記３相PWMコンバ
ータの直流端子間に接続された直流コンデンサと、前記
３相PWMコンバータを制御する制御装置より構成され、
前記負荷設備に流入する３相電流および各相電圧をそれ
ぞれ直交座標軸上でのd,q2軸成分に分解し、両軸電力を
演算の上その交流分のみを高調波分として３相各相補償
電流指令に換算し電源系統へ補償する高調波補償装置に
おいて、電源系統にYY結線変圧器の１次側を接続し、第
１のリアクトルとコンデンサが電源周波数に並列共振す
るよう構成された回路を前記高調波補償装置の交流リア
クトルと変圧器２次側各相端子間に直列に接続し、第２
のリアクトルを前記並列共振回路と交流リアクトルの接
続点と変圧器２次側の中性点間に接続し、前記変圧器の
漏れインピーダンスと前記並列共振回路のインピーダン
スと第２のリアクトルのインピーダンスの和を第２のリ
アクトルのインピーダンスで除したものを伝達関数の形
とし、前記補償電流指令を入力とし前記伝達関数により
補正補償電流指令を得て前記３相PWMコンバータのスイ
ッチングを行うことを特徴とするものである。
本発明にかかる高調波補償装置は、その交流リアクトル
の電源系統側に第１のリアクトルとコンデンサが電源系
統周波数に並列共振するよう構成された回路が直列に挿
入されているので、電源系統の電圧は並列共振回路より
高調波補償装置側に接続された第２のリアクトルの端子
間にはほとんど現れない。
の電源系統側に第１のリアクトルとコンデンサが電源系
統周波数に並列共振するよう構成された回路が直列に挿
入されているので、電源系統の電圧は並列共振回路より
高調波補償装置側に接続された第２のリアクトルの端子
間にはほとんど現れない。
すなわち、交流リアクトルを介して接続される３相PWM
コンバータの交流端子間には電源系統の基本波電圧は印
加されなくなり、３相PWMコンバータの直流端子間に接
続される直流コンデンサの電圧値も大幅に減少させるこ
とができる。
コンバータの交流端子間には電源系統の基本波電圧は印
加されなくなり、３相PWMコンバータの直流端子間に接
続される直流コンデンサの電圧値も大幅に減少させるこ
とができる。
このようにして、３相PWMコンバータの定格電圧は系統
ラインに含まれる高調波分に見合う程度に低下し、取り
扱う電流も負荷電流中の高調波分のみであるから、３相
PWMコンバータの容量を大幅に減少させることができ
る。
ラインに含まれる高調波分に見合う程度に低下し、取り
扱う電流も負荷電流中の高調波分のみであるから、３相
PWMコンバータの容量を大幅に減少させることができ
る。
しかしながら、高調波補償装置の交流側の相間電圧を安
定させるために接続した第２のリアクトルが存在するた
め、高調波補償装置の出力である補償電流の一部がこれ
に流れ、電源系統側へ流入しない。そのために、以下の
述べるように伝達関数によって補償電流の補正を行う。
定させるために接続した第２のリアクトルが存在するた
め、高調波補償装置の出力である補償電流の一部がこれ
に流れ、電源系統側へ流入しない。そのために、以下の
述べるように伝達関数によって補償電流の補正を行う。
変圧器の漏れインダクタンスLtと並列共振回路の第１の
リアクトルのインダクタンスLh,コンデンサのキャパシ
タンスChで構成される第１のインピーダンスをZ1、第２
のリアクトルのインダクタンスLgで構成される第２のイ
ンピーダンスをZ2、電源インピーダンスをZsとし、負荷
電流高調波分をIn、３相PWMコンバータの出力補償電流
をIcとすると、電源電流高調波分を零とするためには次
の式が成立しなければならない。
リアクトルのインダクタンスLh,コンデンサのキャパシ
タンスChで構成される第１のインピーダンスをZ1、第２
のリアクトルのインダクタンスLgで構成される第２のイ
ンピーダンスをZ2、電源インピーダンスをZsとし、負荷
電流高調波分をIn、３相PWMコンバータの出力補償電流
をIcとすると、電源電流高調波分を零とするためには次
の式が成立しなければならない。
故に、補償電流Icは次式で表される。
これを伝達関数の形で表すと次式のごとくなる。
先に式で算出した電流指令信号iU ＊,iV ＊,iW ＊は式
のInに相当するものであるから、先の電流指令信号に対
し式右辺の｛ ｝内の伝達関数、すなわち、変圧器の
漏れインピーダンスと並列共振回路のインピーダンスと
第２のリアクトルのインピーダンスの和を第２のインピ
ーダンスにより除したものを伝達関数の形とし、補償電
流指令をこの伝達関数に入力して補正補償電流指令を得
て、これにより３相PWMインバータを制御することによ
り、適切な高調波補償を行うことができる。
のInに相当するものであるから、先の電流指令信号に対
し式右辺の｛ ｝内の伝達関数、すなわち、変圧器の
漏れインピーダンスと並列共振回路のインピーダンスと
第２のリアクトルのインピーダンスの和を第２のインピ
ーダンスにより除したものを伝達関数の形とし、補償電
流指令をこの伝達関数に入力して補正補償電流指令を得
て、これにより３相PWMインバータを制御することによ
り、適切な高調波補償を行うことができる。
以下、実施例について図面を参照しつつ説明する。第１
図は本発明にかかる高調波補償装置の一実施例の主回路
構成図、第２図は本発明にかかる高調波補償装置の制御
装置のブロック図であって、第３図，第４図と同一の符
号は同一機能を有する部分を示す。
図は本発明にかかる高調波補償装置の一実施例の主回路
構成図、第２図は本発明にかかる高調波補償装置の制御
装置のブロック図であって、第３図，第４図と同一の符
号は同一機能を有する部分を示す。
サイリスタレオナード装置等の負荷２に電力を供給して
いる３相交流系統電源１のライン各相にYY結線変圧器７
の１次側を接続し、このYY結線変圧器７の２次側各相端
子と高調波補償装置の各相交流リアクトル４の間に、第
１のリアクトル22とコンデンサ21が電源周波数に並列共
振するよう構成された並列共振回路３を直列に接続し、
この並列共振回路３と交流リアクトル４の接続点と変圧
器７の２次側中性点の間に第２のリアクトル23を並列接
続してある。
いる３相交流系統電源１のライン各相にYY結線変圧器７
の１次側を接続し、このYY結線変圧器７の２次側各相端
子と高調波補償装置の各相交流リアクトル４の間に、第
１のリアクトル22とコンデンサ21が電源周波数に並列共
振するよう構成された並列共振回路３を直列に接続し、
この並列共振回路３と交流リアクトル４の接続点と変圧
器７の２次側中性点の間に第２のリアクトル23を並列接
続してある。
第３図で説明したと同様にスイッチング素子とダイオー
ドから構成された３相PWMコンバータ５の直流側には、
直流コンデンサ６が端子間に接続されており、第２図で
説明する制御装置の生成するトリガ信号VGによって３相
PWMコンバータ５のスイッチング素子がオン，オフされ
る。
ドから構成された３相PWMコンバータ５の直流側には、
直流コンデンサ６が端子間に接続されており、第２図で
説明する制御装置の生成するトリガ信号VGによって３相
PWMコンバータ５のスイッチング素子がオン，オフされ
る。
このように構成された高調波補償装置の動作について、
各回路構成素子が理想の状態であるものとして以下に説
明する。第１のリアクトル22とコンデンサ21を並列接続
した並列共振回路３は、３相交流系統電源１の基本波周
波数に同調した並列共振回路になっているので、並列共
振回路３と第２のリアクトル23で構成される回路のイン
ピーダンスは基本波に対しては無限大となり、３相交流
系統電源１の基本周波数の電圧は並列共振回路３の両端
に現れ、第２のリアクトル23の両端には基本波周波数以
外の周波数の電圧しか現れない。
各回路構成素子が理想の状態であるものとして以下に説
明する。第１のリアクトル22とコンデンサ21を並列接続
した並列共振回路３は、３相交流系統電源１の基本波周
波数に同調した並列共振回路になっているので、並列共
振回路３と第２のリアクトル23で構成される回路のイン
ピーダンスは基本波に対しては無限大となり、３相交流
系統電源１の基本周波数の電圧は並列共振回路３の両端
に現れ、第２のリアクトル23の両端には基本波周波数以
外の周波数の電圧しか現れない。
一般に、負荷２によって発生する高調波成分は３次以上
の高調波成分から成るため、これらの高調波成分に対す
る並列共振回路３のインピーダンスは減少し、第２のリ
アクトル23のインピーダンスは増大するため、交流リア
クトル４から流出する高調波補償装置による電流IPU,I
PV,IPWは第２のリアクトル23には僅かに流れるのみで、
そのほとんどは並列共振回路３を通って３相交流系統電
源１へ流れる。
の高調波成分から成るため、これらの高調波成分に対す
る並列共振回路３のインピーダンスは減少し、第２のリ
アクトル23のインピーダンスは増大するため、交流リア
クトル４から流出する高調波補償装置による電流IPU,I
PV,IPWは第２のリアクトル23には僅かに流れるのみで、
そのほとんどは並列共振回路３を通って３相交流系統電
源１へ流れる。
この第２のリアクトル23に僅かに流れる補償電流を補正
するために、第２図の電流指令値演算回路14の出力であ
る式で示される補償電流指令iU ＊,iV ＊,iW ＊を式の
｛ ｝内で示される伝達関数を内蔵する補正回路16に出
力し、補正回路16は式に基づいて補正された補正補償
電流指令iU′,iV′,iW′を電流制御回路15へ出力する。
するために、第２図の電流指令値演算回路14の出力であ
る式で示される補償電流指令iU ＊,iV ＊,iW ＊を式の
｛ ｝内で示される伝達関数を内蔵する補正回路16に出
力し、補正回路16は式に基づいて補正された補正補償
電流指令iU′,iV′,iW′を電流制御回路15へ出力する。
このようにして、本発明にかかる高調波補償装置におい
ては、３相交流系統電源１の基本波電圧が３相PWMコン
バータ５に印加されないため、直流コンデンサ６の充電
電圧が低くても、第２図により説明した制御装置によっ
て生成されるトリガ信号VGによって、３相PWMコンバー
タ５を構成するスイッチング素子をオン，オフせしめる
ことにより、適切な高調波補償を行うことができる。
ては、３相交流系統電源１の基本波電圧が３相PWMコン
バータ５に印加されないため、直流コンデンサ６の充電
電圧が低くても、第２図により説明した制御装置によっ
て生成されるトリガ信号VGによって、３相PWMコンバー
タ５を構成するスイッチング素子をオン，オフせしめる
ことにより、適切な高調波補償を行うことができる。
本発明では３相変圧器としてYY結線のものを使用した
が、△△結線としてもほぼ同様の効果を得ることができ
る。
が、△△結線としてもほぼ同様の効果を得ることができ
る。
以上、実施例によって詳細に説明したように、本発明に
かかる高調波補償装置は、第１のリアクトル22とコンデ
ンサ21からなる並列共振回路３の作用によって、３相PW
Mコンバータ５に印加される基本波電圧をカットしてい
るので、直流コンデンサ６の充電電圧が低い状態で動作
させることができ、３相PWMコンバータ５の装置容量を
減少させることができる。
かかる高調波補償装置は、第１のリアクトル22とコンデ
ンサ21からなる並列共振回路３の作用によって、３相PW
Mコンバータ５に印加される基本波電圧をカットしてい
るので、直流コンデンサ６の充電電圧が低い状態で動作
させることができ、３相PWMコンバータ５の装置容量を
減少させることができる。
更に、３相PWMコンバータ５の交流側電圧を安定させる
ために挿入した第２のリアクトル23に僅かに分流される
補償電流を、補正伝達関数を内蔵する補正回路16によっ
て補正することにより、完全な高調波補償を行うことが
できる。
ために挿入した第２のリアクトル23に僅かに分流される
補償電流を、補正伝達関数を内蔵する補正回路16によっ
て補正することにより、完全な高調波補償を行うことが
できる。
第１図は本発明にかかる高調波補償装置の一実施例の主
回路構成図、第２図はその制御装置のブロック図であ
り、第３図は従来の高調波補償装置を具えた３相交流系
統の主回路構成図、第４図はその制御装置のブロック図
である。 １……３相交流系統電源、２……負荷、３……並列共振
回路、４……交流リアクトル、５……３相PWMコンバー
タ、６……直流コンデンサ、７……３相変圧器、16……
補正伝達関数を内蔵する補正回路、21……コンデンサ、
22……第１のリアクトル、23……第２のリアクトル。
回路構成図、第２図はその制御装置のブロック図であ
り、第３図は従来の高調波補償装置を具えた３相交流系
統の主回路構成図、第４図はその制御装置のブロック図
である。 １……３相交流系統電源、２……負荷、３……並列共振
回路、４……交流リアクトル、５……３相PWMコンバー
タ、６……直流コンデンサ、７……３相変圧器、16……
補正伝達関数を内蔵する補正回路、21……コンデンサ、
22……第１のリアクトル、23……第２のリアクトル。
Claims (1)
- 【請求項１】電源系統に負荷設備と並列に接続される高
調波補償設備であって、３相PWMコンバータと、該３相P
WMコンバータの交流側の各相に直列に挿入された交流リ
アクトルと、前記３相PWMコンバータの直流端子間に接
続された直流コンデンサと、前記３相PWMコンバータを
制御する制御装置より構成され、前記負荷設備に流入す
る３相電流および各相電圧をそれぞれ直交座標軸上での
d,q2軸成分に分解し、両軸電力を演算の上その交流分の
みを高調波分として３相各相補償電流指令に換算し電源
系統へ補償する高調波補償装置において、電源系統にYY
結線変圧器の１次側を接続し、第１のリアクトルとコン
デンサが電源周波数に並列共振するよう構成された回路
を前記高調波補償装置の交流リアクトルと変圧器２次側
各相端子間に直列に接続し、第２のリアクトルを前記並
列共振回路と交流リアクトルの接続点と変圧器２次側の
中性点間に接続し、前記変圧器の漏れインピーダンスと
前記並列共振回路のインピーダンスと第２のリアクトル
のインピーダンスの和を第２のリアクトルのインピーダ
ンスで除したものを伝達関数の形とし、前記補償電流指
令を入力とし前記伝達関数により補正補償電流指令を得
て前記３相PWMコンバータのスイッチングを行うことを
特徴とする高調波補償装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62303404A JPH0685622B2 (ja) | 1987-12-02 | 1987-12-02 | 高調波補償装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62303404A JPH0685622B2 (ja) | 1987-12-02 | 1987-12-02 | 高調波補償装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01148024A JPH01148024A (ja) | 1989-06-09 |
| JPH0685622B2 true JPH0685622B2 (ja) | 1994-10-26 |
Family
ID=17920618
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62303404A Expired - Lifetime JPH0685622B2 (ja) | 1987-12-02 | 1987-12-02 | 高調波補償装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0685622B2 (ja) |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0783611B2 (ja) * | 1989-06-12 | 1995-09-06 | 株式会社東芝 | 電力変換装置の制御装置 |
| JP2673191B2 (ja) * | 1989-10-23 | 1997-11-05 | 東洋電機製造株式会社 | 共振形アクティブフィルタ |
| KR20030095130A (ko) * | 2002-06-11 | 2003-12-18 | 김규식 | 새로운 영상전류 주입법에 의한 다이오드 정류기의 고조파저감방식 |
| CN108521126B (zh) * | 2018-05-28 | 2023-06-27 | 南京南瑞继保电气有限公司 | 一种混合补偿器及其控制方法和装置 |
| CN108551173B (zh) * | 2018-05-28 | 2023-06-27 | 南京南瑞继保电气有限公司 | 一种串并联补偿器及其控制方法和装置 |
| CN108777488B (zh) * | 2018-05-28 | 2023-06-27 | 南京南瑞继保电气有限公司 | 一种串联补偿器及其控制方法和装置 |
| CN118518917A (zh) * | 2020-12-21 | 2024-08-20 | 江苏华网融智科技有限公司 | 一种提高电压传感器带负载能力的电路 |
-
1987
- 1987-12-02 JP JP62303404A patent/JPH0685622B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01148024A (ja) | 1989-06-09 |
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