JPH073802Y2 - 共振形アクティブフィルタ - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本考案は、電源系統の負荷設備に並列に接続され、負荷
設備に流入する高調波電流を電源系統へ補償する共振形
アクティブフィルタに関するものである。

〔従来の技術〕

高速スイッチング素子で構成される３相PWMコンバー
タ、該３相PWMコンバータの交流側の各相に電源系統に
直列に接続される交流リアクトル、前記３相PWMコンバ
ータの直流側端子間に接続される直流コンデンサ等を基
本構成とするアクティブフィルタは、昭和61年８月に日
本自動制御協会発行の「システム制御」Vol30,No8に掲
載された「電力用アクティブフィルタの原理と制御法」
等で説明されている通り公知である。

第２図は従来の通常形アクティブフィルタの３相交流系
統の主回路構成図、第３図は前記アクティブフィルタの
直流コンデンサ電圧一定制御回路のブロック図、第４図
は共振形アクティブフィルタの３相交流系統の主回路構
成図である。

第２図、第３図、第４図において、１は系統電源、２は
負荷、３は交流リアクトル、４はPWMコンバータ、５は
直流コンデンサ、6は並列共振回路で6aのリアクトルと6
bのコンデンサよりなる、７はリアクトルである。

今、第２図に示した主回路構成において、負荷２に流入
する負荷電流をi_LU,i_LV,i_LWとし、アクティブフィルタ
に流入する電流をi_U,i_V,i_Wとすると、３相交流系統電源
１には負荷電流および補償電流をそれぞれの相でベクト
ル的に加算した電流（i_LU＋i_U），（i_LV＋i_V），（i_LW
＋i_W）が流れる。従って、アクティブフィルタに流入す
る補償電流i_U,i_V,i_Wはそれぞれ負荷電流i_LU,i_LV,i_LWの
高調波成分を打ち消す成分となっていればよい。

かような高調波補償を行うため、ここでは次に説明する
ような３相〜２相変換を行い、実電力および虚電力なる
概念を導入している。この概念は、まず次の（１）〜
（３）式を用いて３相の負荷電流をi_LU,i_LV,i_LWおよび
系統電圧e_U,e_V,e_Wを２相の電流i_{L α},i_{L β}およびｅ_α,e
_βに変換するものである。

ここで、〔Ｃ〕は３相〜２相の変換行列である。この
（１）〜（３）式により求めた２相の電圧および電流を
使うと、次の（４）式により瞬時実電力ｐおよび虚電力
ｑが求められる。

これら瞬時実電力ｐおよび虚電力ｑが従来の有効電力お
よび無効電力に対応するものであり、瞬時実電力ｐおよ
び虚電力ｑは次の（５），（６）式によりそれぞれ直流
分，と交流分，に分解される。

ｐ＝＋ …………………………（５） ｑ＝＋ …………………………（６） ここで、２相の負荷電流i_{L α},i_{L β}の基本波分は直流分
，に、高調波分は交流分，に変換され、これら
直流分と交流分は一般にハイパスフィルタを通して分離
することができる。

また、前記交流分の符号を反転し負荷実電力指令信号ｐ
^＊および負荷虚電力指令信号ｑ^＊が得られる。

ｐ^＊＝− …………………………（７） ｑ^＊＝− …………………………（８） これらは電流指令信号の原形をなすものである。すなわ
ち、（７）式により得られる負荷実電力指令信号ｐ^＊を
基に高調波有効電力が制御され、（８）式により得られ
る負荷虚電力指令信号ｑ^＊を基に高調波無効電力が制御
される。

次に（９）式〜（11）式に従って、２相電流指令信号ｉ
_α ^＊,i_β ^＊を得、２相〜３相変換を行って３相の電流指
令信号i_U ^＊,i_V ^＊,i_W ^＊を生成し、補償電流i_U,i_V,i_Wの検
出値が電流指令信号i_U ^＊,i_V ^＊,i_W ^＊に一致するように３
相PWMコンバータ４のスイッチング素子S₁〜S₆を制御す
るものである。

ここで第２図における直流コンデンサ５の一定制御は、
第３図の如きブロック図において直流電圧実電力指令信
号Pa_Vを生成し、これを基に３相PWMコンバータ４の電流
制御を行う事によって成し遂げられる。

すなわち第３図において直流電圧指令vd^＊と直流電圧検
出信号vdを比較して、その差を積分回路Ｉに入力する事
によって直流電圧実電力指令信号Pa_Vを得る。

この直流電圧実電力指令信号Pa_Vは直流であるので、基
本波分が制御され、その結果直流コンデンサ電圧を制御
する事ができる。

すなわち９（式）において負荷実電力指令信号ｐ^＊に代
えて９′（式）の如く負荷実電力指令信号ｐ^＊と直流電
圧実電力指令信号pa_Vを加えた値を代入する事によって
電流指令信号i_U ^＊,i_V ^＊,i_W ^＊の中に基本波分が含まれる
ので負荷高調波電流の補償と直流コンデンサ電圧の制御
を行う事ができる。

このように構成される３相PWMコンバータの装置容量
は、３相交流系統電源１の電圧値と負荷電流中の高調波
成分の電流値との積、すなわち補償容量と同一であっ
た。

これに対して第４図に示す共振形アクティブフィルタ
は、それを構成する３相PWMコンバータ４の交流側に印
加される無駄な基本波電圧をカットするように、電源系
統周波数に共振する並列共振回路を交流リアクトル３の
電源側に接続したものであり、アクティブフィルタの構
成部品の中で一番値段の高い３相PWMコンバータの装置
容量を下げても、第２図に示すアクティブフィルタと同
一の補償容量を得ることができる。

この種の共振形アクティブフィルタについて第４図を用
いて説明する。なお、第２図と同一の符号は同一機能を
有する部分を示す。

サイリスタレオナード装置等の負荷２に電力を供給する
３相交流系統電源１の各相に、第１のリアクトル6aとコ
ンデンサ6bとが電源周波数に並列共振するように構成さ
れた並列共振回路6を、アクティブフィルタの交流リア
クトル３と直列に接続し、この並列共振回路6の交流リ
アクトル３側の各相間に、すなわちこの並列共振回路6
と交流リアクトル３との接続点間に第２のリアクトル７
を並列接続してある。

このように構成された共振形アクティブフィルタの動作
について、各回路構成要素が理想の状態であるものとし
て以下に説明する。第１のリアクトル6aとコンデンサ6b
とを並列接続した並列共振回路6は、３相交流系統電源
１の基本波周波数に同調した並列共振回路になっている
ので、並列共振回路6と第２のリアクトル７で構成され
る回路のインピーダンスは基本波に対しては無限大とな
り、３相交流系統電源１の基本波周波数の電圧は並列共
振回路6の両端に現れ、第２のリアクトル７の両端には
基本波周波数以外の周波数の電圧しか現れない。

一般に、負荷２によって発生する高調波成分は３次以上
の高調波成分から成るため、これらの高調波成分に対す
る並列共振回路6のインピーダンスは減少し、第２のリ
アクトル７のインピーダンスは増大するため、交流リア
クトル３から流出する電流は第２のリアクトル７には僅
かに流れるのみで、そのほとんどは並列共振回路６を通
って３相交流系統電源１へ流れる。

このように構成される共振形アクティブフィルタは、３
相交流系統電源１の基本波電圧が３相PWMコンバータ４
に印加されないため、直流コンデンサ５の充電電圧が低
くても適切な高調波補償を行うことができ、３相PWMコ
ンバータ４の装置容量を下げることができる。

〔考案が解決しようとする課題〕

第４図に示した共振形アクティブフィルタにおいて、第
３図に示すが如き直流コンデンサ電圧制御回路のブロッ
ク図によって電圧制御を行おうとしても、並列共振回路
6が基本波電流に対して高インピーダンスとなっている
ために、基本波電流をPWMコンバータ４が流す事ができ
ないので、直流電圧制御を行う事ができにくい。

その結果、共振形アクティブフィルタは正常な高調波補
償を行う事ができない。

〔課題を解決するための手段〕

本考案は上述したような点に鑑みなされたものである。
すなわち共振形アクティブフィルタにおいて３相PWMコ
ンバータの直流側端子間に接続された直流コンデンサ
と、該直流コンデンサに並列に接続された抵抗及びスイ
ッチング素子を直列に接続してなる放電回路と、該放電
回路の反PWMコンバータ側に直列に接続された平滑リア
クトルと、該平滑リアクトルの反PWMコンバータ側に前
記放電回路と並列に直流側を接続されたダイオードブリ
ッジと、該ダイオードブリッジの交流側に接続されたト
ランスと、該トランスと電源に直列に接続された接触器
を備え、前記直流コンデンサの電圧値がある一定以上と
なると前記スイッチング素子をオンとなし前記接触器を
オフする制御回路を構成してなるものである。

〔作用〕

このように構成されたことによりPWMコンバータの直流
コンデンサは、定常時アクティブフィルタで発生するス
イッチング損失を償なう如くトランス及びダイオードブ
リッジよりエネルギーが供給され、トランス比で定まる
直流コンデンサ電圧が一定に保たれる。

しかして、異常時に直流コンデンサが過電圧となるとス
イッチング素子をオンすることによって抵抗を通してコ
ンデンサに蓄えられたエネルギーが放出されると共に、
接触器により電源よりしゃ断するために、直流コンデン
サ電圧を下げる事ができる。

〔実施例〕

第１図は本考案を適用した共振形アクティブフィルタの
一実施例で、８は平滑用のリアクトル、９は交流を直流
にするダイオードブリッジ、10は直流コンデンサ電圧を
決めるトランス、11は放電用の抵抗、12はスイッチング
素子、13は直流コンデンサ電圧が過大の時回路を遮断す
る接触器である。

図中、第２図，第４図と同符号の部分は同じ機能を有す
る部分を示す。

すなわち、本考案を適用した第１図の共振形アクティブ
フィルタは第４図に示す従来の共振形アクティブフィル
タの直流コンデンサ５の両端に放電用の抵抗５とスイッ
チング素子12よりなる直列回路を接続し、同時に前記直
流コンデン５の正極にダイオードブリッジ９の直流出力
正端子を、負極にダイオードブリッジ９の直流出力負端
子を接続し、さらにダイオードブリッジ９の交流側端子
をトランス11の２次側に接続し、該トランス11の一次側
は遮断器13を介し電源１に接続する構成となしたもので
ある。

いま、第１図において直流コンデンサ電圧が一定値以上
に大きくなったとすると、それを検出して（制御回路は
図示せず）スイッチング素子12を介して放電抵抗11で直
流コンデンサ５のエネルギーを放出すると共に、接触器
13を遮断して直流コンデンサ電圧を下げるようにした構
造である。

〔考案の効果〕

以上説明したように、本考案によれば共振形アクティブ
フィルタの直流コンデンサ電圧制御をトランス、スイッ
チング素子および接触器により行えるので、共振形アク
ティブフィルタの高調波補償を正常に行い得る実用上極
めて有用な装置を提供できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本考案が適用された共振用アクティブフィルタ
の一実施例を示す３相交流系統の主回路構成図、第２図
は従来の通常形アクティブフィルタの３相交流系統の主
回路構成図、第３図はアクティブフィルタの直流コンデ
ンサ電圧一定制御回路のブロック図、第４図は従来の共
振形アクティブフィルタの３相交流の主回路構成図であ
る。 １……系統電源、２……負荷、３……交流リアクトル、
４……PWMコンバータ、５……直流コンデンサ、6……共
振回路、6a……コンデンサ、6b,7,8……リアクトル、９
……ダイオードブリッジ、10……トランス、11……抵
抗、12……スイッチング素子、13……接触器。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 【請求項１】電源系統に負荷設備と並列に接続された並
   列共振回路を有する共振形アクティブフィルタにおい
   て、３相PWMコンバータの直流側端子間に接続された直
   流コンデンサに並列に接続された直列の抵抗およびスイ
   ッチング素子よりなる放電回路と、前記直流コンデンサ
   の正側に平滑コイルを接続し、該平滑コイルの他端にダ
   イオードブリッジの直流正側を、該ダイオードブリッジ
   の直流負側を前記直流コンデンサの負側に、前記ダイオ
   ードブリッジの交流側をトランスの二次側に接続し、該
   トランスの一次側は接触器を介して電源に接続する構成
   となし、前記直流コンデンサの電圧値が一定値を越える
   と前記スイッチング素子をオンになして前記接触器をオ
   フならしめる制御回路に備えた事を特徴とする共振形ア
   クティブフィルタ。