CN109964537A - 高频率高功率转换器系统 - Google Patents

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Abstract

一种高频率高功率转换器系统，包括：并联布置的多个谐振回路电路、多个变压器和真空电子设备，每个变压器具有单个初级绕组和多个次级绕组，每个谐振回路电路的输出被施加到相应的不同变压器，并且变压器的输出被布置成驱动真空电子设备。

Description

高频率高功率转换器系统
发明领域
本发明涉及高频率高功率转换器系统，更具体地，但不排他地，涉及包括磁控管的系统。
背景
对具有高功率密度和高效率的紧凑型电源的需求越来越大。在使用开关模式转换器的先前装置中，受控半导体设备用于在每次开关动作期间接通或断开整个负载电流。对于几千赫兹数量级的频率，例如2.5kHz，这种装置已经被证明是可以接受的。然而，在更高的频率下，存在半导体设备的开关损耗和开关应力，因为二者都与切换频率成线性比例。因此，由大的电流和电压导数产生的电磁干扰(EMI)可能会是一个重大问题。
概述
根据本发明，高频率高功率转换器系统包括：并联布置的多个谐振回路电路、多个变压器和真空电子设备，每个变压器具有单个初级绕组和多个次级绕组，每个谐振回路电路的输出被施加到相应的不同变压器，并且变压器的输出被布置成驱动真空电子设备。
例如，真空电子设备可以是磁控管或其它类型的真空电子设备，诸如速调管。在一个实施例中，磁控管作为连续波(CW)磁控管操作，但是在其他实施例中，是脉冲式的。
在一个实施例中，三个变压器被包括在三个并联的单相配置中，提供了宽范围的操作点的高效率特性和在谐振回路电路中有不平衡时的良好弹性属性。对于高功率高电压应用，多相配置的使用显著减轻了对于半导体设备和谐振元件的电压力，并且由于波纹消除，还导致滤波器需求的尺寸大大减小。其允许以高效率在高频率下操作，导致变压器、滤波器变小和相关联的成本降低。在一个实施例中，功率电平是100kW并且切换频率是20kW-30kW。
在一个实施例中，多个谐振回路电路中的每一个是串联谐振串联负载的谐振回路。串联谐振串联负载(SRSL)的谐振回路能够在开路条件下安全操作。这在负载是磁控管的情况下特别有利。在另一实施例中，多个谐振回路电路中的每一个是串联谐振并联负载(SRPL)的回路。其他配置是可能的。
在一个实施例中，包括多个逆变器电路。每个逆变器电路包括多个半导体开关，并且所述多个逆变器电路中的相应的不同逆变器连接到多个谐振回路电路中的每一个的输入端。逆变器电路可以各自包括连接成H桥的四个半导体开关。然而，也可以使用其他配置，诸如半桥或三相桥或其他类似的配置。
在一个实施例中，半导体开关是IGBT开关，但是也可以使用其它类型的开关。IGBT开关可以被包括在标准现成模块中，其成本相对较低并且易于获得。
逆变器电路可被控制以提供半导体开关的基本为零电压的软切换。可以实现这一点的一种有利方式是通过使用组合的频率和相移调制CFPM来控制逆变器电路提供基本上为零电流/零电压的软切换(ZVS)，即当半导体开关不导通电流或不支持电压时切换半导体开关。在一个实施例中，在每个相位中实现软切换的独立控制，从而供给灵活性。这与先前使用硬切换的系统形成对比。在硬切换中，存在从一个半导体开关器件到另一个半导体开关器件的电流的突然换向，伴随着器件两端电压的突然变化，并且每个开关转换都会导致能量损耗。由于平均功率损耗受器件上每个转换的能量损耗和切换频率的支配，因此这限制了对于可接受效率的切换频率限制。
变压器的大小直接与变压器被设计操作的频率有关，并且在较高的频率下，组件通常较小。然而，频率越高，与开关半导体相关联的损耗就越高并且系统效率就越低。软切换允许功率电子器件在高频下切换而不会显著影响效率。在高频下操作的另一个优点是降低了对负载处滤波的需求。对于磁控管负载，流经过管的电流应该具有最小的波纹，也就是说，该电流应该是平坦的，以获得高品质的RF输出。滤波被用来实现这一点，并且在更高的操作频率下，滤波分量可以更小。这具有另一个优点，即在磁控管中的电弧条件下，从滤波器组件传递到磁控管中的能量显著低于先前的系统，因此延长了磁控管的寿命。
随着时间的推移，谐振回路电流和电压之间的相位差可能会改变，导致软切换的损耗。在一个实施例中，包括跟踪装置以抵消与半导体开关的基本上为零电流的软切换的任何偏差。跟踪装置可以是使得其生成校正频率来提供半导体开关的基本上为零电流的软切换(ZCS)。在ZCS中，半导体开关在他们不在电路电流路径中时被切换。
在一个实施例中，相应的高压整流器连接到多个次级绕组中的每一个次级绕组。电容可以跨每个高压整流器的输出端连接并且电容彼此串联连接。
在一个有利的实施例中，包括三个变压器并且施加到三个变压器的初级绕组的功率互相相移120度。在其他实施例中，可以包括两个变压器或三个以上的变压器。然而，在三个分支中使用三个变压器导致比两个变压器装置更低的波纹输出，并且比具有四个或更多变压器及其相关联的电路和组件的转换器具有更低的成本。采用多相方法实现了谐波消除，因此需要更少的滤波，降低了损耗和尺寸要求。
在一个实施例中，包括公用设施接口功率转换器，其具有用于接收主功率的输入端和用于经由公共直流链路向多个谐振电路施加功率的输出端。公用设施接口功率转换器可以包括多个固态开关。包括控制器用于使用脉宽调制来控制开关的状态。
公用设施接口功率转换器旨在向多个谐振电路提供稳定的直流电压源。它还应根据各种法规，例如工程导则G5/4，从公用设施主电源中提取电能。在一个实施例中，例如，从三相交流电源导出750V-1000V直流源。在另一实施例中，公用设施的品质差，例如源自发电机，其由于连接到该源的负载的性质而在品质上可能会产生变化。根据本发明的高频率高功率转换器系统的使用可以通过允许连接到差的公用设施或者在远程位置的发电机上或在移动系统上操作来提供显著的操作能力。
附图说明
现在将仅作为示例并参考附图来描述本发明的一些实施例，其中：
图1示意性地图示了根据本发明的系统；
图2示意性地图示了图1的系统的一部分；
图3是示出磁控管的电压-电流特性的曲线图；
图4更详细地示意性地图示了图1的系统中包括的公用设施接口功率转换器；
图5更详细地示意性地图示了图1的系统中包括的磁控管接口功率转换器；
图6示意性地图示了图1的系统的操作；
图7和图7b示意性地图示了图5的磁控管接口功率转换器的电容器装置；
图8示意性地图示了控制装置；
图9a图示了逆变器，以及图9b示意性地图示了三个逆变器及其输出；
图10示意性地图示了软切换；以及
图11示意性地图示了包括跟踪的控制装置。
详细描述
参考图1，高频率高功率发电机系统包括磁控管1，磁控管1产生高功率连续波(CW)RF输出，用于工业加工中使用或其它目的。在该实施例中，RF功率电平可以是100kW，并且频率可以是20kHZ-30kHZ。磁控管1经由公用设施接口功率转换器3和磁控管接口功率转换器4连接到主电源2，在这种情况下主电源2是电网。主电源2的输出易于品质可变，其中频率和电压有波动。这种品质上的变化对许多类型的负载都无害。然而，当负载是高功率磁控管的情况下，电源扰动可能会导致磁控管输出的品质下降并可能导致磁控管停止操作。如果发电机系统被部署在工业加工中，这可能会导致成本高昂以及破坏性的工厂停工。
公用设施接口功率转换器3从主电源2接收三相交流电源，并将其转换成750V-1000V的直流输出，从而以提高的稳定性和品质施加到磁控管接口4。公用设施接口功率转换器3还必须符合用于从电网提取电能的适用规定。
在另一实施例中，高频率高功率发电机系统连接到本地发电机作为主电源。本地发电机通常提供比电网显著更低的品质输出，特别是在发电机具有用于其他目的的附加需求负载的情况下，并且通常提供单相交流电源，公用设施接口功率转换器3将该单相交流电源转换成稳定的750V-1000V的直流输出。
磁控管接口功率转换器4接收公用设施接口功率转换器3的750-1000的直流输出并产生高电压、低波纹的直流源，以控制流入到磁控管1中的功率在6A-6.5A时大约为20kV。磁控管接口功率转换器4包括低压功率电子器件变压器，其用于提供电压缩放、高压整流和滤波。
提供关于电源2的状态的信息的公用设施测量结果沿着线路5被发送到全局控制单元6。全局控制单元6还从接收磁控管输出的目标应用接收线路7上的磁控管测量结果和线路8上的RF监测数据。测量结果和数据可以是直接读数，或者能够经由中间的一个或更多个测量模块被提供。
电源单元(PSU)控制器9向公用设施接口功率转换器3和磁控管接口功率转换器4施加控制信号。PSU控制器9还从公用设施接口功率转换器3和磁控管接口功率转换器4接收测量结果，以提供反馈来协助调节控制信号。PSU控制器9还分别接收线路5和7上的公用设施测量结果和磁控管测量结果。此外，全局控制单元6还向PSU控制器9发送控制信号。全局控制单元6还向磁控管加热器PSU 10和磁控管电磁体PSU 11发送需求信号。
参考图2，公用设施接口功率转换器3包括连接到主电源的扼流圈(choke)和脉宽调制器滤波器12。扼流圈和脉宽调制器滤波器12的输出被施加到有源前端模块13，有源前端模块13具有连接到包括在磁控管接口功率转换器4中的逆变器级15的直流链路输出端14。逆变器级15的输出经由谐振回路高压变压器16和高压整流器17被施加到磁控管1。图3示出了磁控管负载的电压-电流特性。由于磁控管的高度非线性电阻特性，当施加到磁控管1的电压低于磁控管阈值时，磁控管负载表现得像大电阻器。一旦磁控管开始导通，有效电阻就下降并且磁控管电流就增加。阈值由电磁体电流设定，允许磁控管操作穿过不同的电压-电流曲线。阈值点的位置决定了电阻曲线在磁控管开始导通后的斜率。小斜率值意味着任何小的电压波纹都会导致提供给磁控管的电流大的变化，并且降低所产生的RF的品质。
参考图4，图4更详细地示出了图1的系统的一部分，公用设施接口功率转换器3包括六个IGBT开关模块，每个模块包括IGBT开关18和反并联二极管，这六个IGBT开关模块以三个并联连接的半桥臂配置来布置，并与DC总线19连接。对公用设施电压和电流以及DC链路电压进行测量，并将隔离的和缩放的测量信号施加到PSU控制器9，PSU控制器9包括具有十个模数(A2D)信道的FPGA卡20。处理器21以预定的中断频率对FPGA卡20处的变换器输出进行采样。使用当前的数据样本在样本之间的中断期间评估控制机构的性能。全局控制单元6向FPGA卡20发送脉宽调制(PWM)需求，在FPGA卡20中PWM信号被转换成脉冲。得到的PWM脉冲经由光纤线路被传输到IGBT开关18的栅极驱动电路。隔离的栅极驱动电路电平偏移这些脉冲以将IGBT开关18驱动到接通状态和断开状态。这使得公用设施接口功率转换器3能够产生脉宽调制的电压，该电压通过公用设施接口功率转换器3控制所需的功率流，同时在主电源2处符合单位位移功率因数(DPF)。
预充电电路22被包括在主电源2和IGBT开关模块之间，以防止当主电源2连接时IGBT开关18被损坏或毁坏。所有正弦整流器都需要将转换器的DC链路预充电到电源电压的峰值线间幅度的装置。没有这种装置，一旦转换器连接到主电源2，大的涌入电流就会流动，可能对IGBT开关模块的二极管有应力或破坏IGBT开关模块的二极管，在该操作期间形成不受控制的三相二极管桥。
预充电电路22在每个相位上使用两条并联路径，一条路径具有经由限制冲击电流的电阻器的路径，而另一条路径实际上是短路。对于DC链路电容器的预充电，电阻路径首先在所有相位上操作，并且DC链路电容器通过限流电阻器被充电到电源的峰值线间电压。此时，主接触器被激活并且电阻路径断开，完成预充电循环并允许正常的电路操作开始。互锁确保了当转换器操作并从电源提取大量功率时电阻路径不在电路中，因为预充电电阻中的损耗将非常高。在其他实施例中，使用基于晶闸管的预充电辅助电路来代替图4中所示的接触器和电阻器装置。
公用设施接口功率转换器3还包括放电电路23或类似系统，其允许在不利的操作条件下或在切断系统时安全地放电系统中存储的电荷。
参考图5，磁控管接口功率转换器4具有三个并联的单相配置，提供了宽范围的操作点的高效率特性和在谐振电路中有不平衡时的良好弹性。磁控管接口转换器4的每个相位或分支都包括单相H桥逆变器24a、24b和24c及其相关联的相应的谐振电路25a、25b和25c、高压变压器单元(HVTRU)26a、26b和26c以及整流级27a、27b和27c。每个逆变器24a、24b和24c都包括四个双向半导体开关，在这种情况下是具有反并联二极管的IGBT开关。因此，总共包括十二个IGBT开关。
逆变器24a、24b和24c产生频率和占空比可变的一组平衡的准方波电压，以激励谐振电路(或振荡回路)25a、25b和25c。在一个实施例中，频率可以是20kHz，并且占空比可以是π。在逆变器操作期间，频率和占空比都可以改变。
DC链路电容器28连接在三个逆变器24a、24b和24c的两端，并由公用设施接口功率转换器3的输出供电。DC链路电容器28可以被认为是幅度为1kV的DC电压源。
电容滤波器装置29在整流级27a、27b和27c的后面，并建立驱动磁控管负载所需的电压。
多相配置的每一相贡都献总功率的三分之一，因此与全部总功率仅由一个相位承载的装置相比，对半导体设备和谐振元件的限制明显没那么繁重。在逆变器输出端处设定120度的三个方波电压之间互相相移，以便在负载侧提供波纹消除。
每个逆变器24a、24b和24c的输出被施加到其相应的谐振电路25a、25b和25c，以调谐逆变器电压和电流之间的相移。这使得能够实现软切换转换，从而在高切换频率下实现高转换效率。在该实施例中，振荡回路品质因数Q为2.5，其定义了存储在振荡回路中的能量和每个开关周期提供给负载的能量之间的比。振荡回路谐振频率为20kHz。
谐振电路25a、25b和25c是串联谐振串联负载(SRSL)的谐振回路。SRSL谐振回路能够在开路条件下安全操作。在磁控管开始导通之前，磁控管接口转换器4的有效负载是磁控管动态电阻，该磁控管动态电阻的值非常大，因此能够将其视为开路。在该实施例中，磁控管动态电阻为26kΩ。与串联谐振并联负载(SRPL)的谐振回路装置能实现的相比，SRSL谐振回路提供更低的传导损耗和更高的转换效率。
SRSL谐振回路装置的使用使得磁控管接口转换器4能够以由磁控管电磁体的电流设定的不同V-I曲线之间的可变操作点操作。在该实施例中，例如，磁控管接口转换器4在14kV至19kV和90kW至120kW之间操作。磁控管接口转换器的设计和组件选择是从确定最大输出功率的指定工作点导出的。例如，在Vout＝19kV和Pout＝120kW时，相应的等效电阻为3kΩ。磁控管开始导通后，电压从阈值增加到指定值，导致负载电阻从26kΩ降低到3kΩ。
每个HVTRU 26a、26b和26c具有单个初级绕组和多个次级绕组。单个初级绕组的使用是有利的，因为其使寄生参数最小化并便于制造。
HVTRU 26a、26b和26c将来自谐振电路25a、25b和25c的电压升高到磁控管负载所需的电平。HVTRU 26a、26b和26c还提供谐振电路25a、25b和25c与整流级27a、27b和27c之间的电隔离。三个HVTRU 26a、26b和26c的次级绕组电压由相应的单相整流级27a、27b和27c整流，目的是完全去耦相间的相互作用。
SRSL谐振电路25a、25b和25c中的每一个对于随后的HVTRU 26a、26b和26c都表现为正弦电流源。因此，在整流级27a、27b和27c后面的滤波级中只需要电容。不需要使用电感平滑整流器，因为只存在寄生电感。
由于三相是解耦的，因此转换器能够穿越相位故障。例如，如果B相损坏，则转换器可以只利用A相和C相操作来产生较低的电压输出。相位中的故障可以发生在任何地方，只要DC链路正常，并且故障相整流器中有健康的桥臂来旁路电流，例如，如图6所示的在B相发生故障并且旁路路径由虚线表示的情况下。
图7示出了图5所示的装置的一部分，其中图7b是一个分支的电容滤波器装置29的一部分的放大视图。HVTRU 26a的多个次级绕组30a、30b和30c中的每一个都连接到相应的全桥二极管整流器31a、31b…31n，其输出两端具有电容32a、32b…32n。电容32a、32b…32n串联连接。另外两个分支具有相同的电容器配置，并且所有三个分支的电容串联连接在磁控管负载两端。
磁控管1产生的RF输出的品质直接受到施加到磁控管1的电流的波纹和变化的影响。闭环电流控制装置用于控制提供给磁控管负载的输出功率。测量五个电流变量以用于输出电流控制和保护：提供给磁控管1的磁控管接口功率转换器4的输出电流、由DC链路14提供的总电流以及流经三个谐振电路或振荡回路25a、25b和25c的电流。使用光学变换器或其他合适的变换器以及与(前面参考图4讨论的)FPGA 20和处理器21连接的隔离和缩放的测量信号进行测量。DC链路电压由公用设施接口功率转换器3监测和调节。使用DC链路14的电压电平和输出电流需求，逆变器24a、24b和24c的IGBT开关的相应栅极信号由FPGA 20和处理器21确定，FPGA 20和处理器21经由如图5中虚线所示的光纤线路将控制信号发送到逆变器24a、24b和24c的IGBT开关的栅极驱动电路。
通过控制磁控管电磁体的电流，磁控管1可以沿着不同的V-I曲线操作。磁控管1的电磁体电流和目标RF输出功率一起使用，以达到相应的磁控管电流参考值Ioutput*。在该实施例中，2D查找表被包括在全局控制单元6中并且用于从电磁体电流和目标RF功率获得Ioutput*。
参考图8，高带宽电流变换器33测量流向磁控管负载1的电流Ioutput。测量的电流Ioutput在比较器34处与电流参考Ioutput*进行比较，以给出误差信号，该误差信号被传输到比例积分(PI)控制器35。PI控制器35的输出被施加到调制指数计算器36，调制指数计算器36也在37处接收DC链路14的实际电压，并使用这些输入根据以下公式计算相应的转换器调制指数(MI)：
其中，Q是振荡回路品质因数，F是切换频率和振荡回路谐振频率之间的比，是振荡回路输入电压和电流之间的相位。
得到的调制指数MI被传输到组合的频率和相移调制(CFPM)调制器38，该调制器控制栅极信号发生器39以实现H桥逆变器24a、24b和24c的所有IGBT开关的软切换。
使用组合的频率和相移调制能够实现IGBT开关的软切换，从而确保高转换效率。
H桥逆变器24a、24b和24c之一如图9a所示。图9b图示了逆变器24a、24b和24c的三相配置和输出。图10图示了参照图9a的CFPM调制和开关波形的概念，其中Vdc代表DC链路电压；VAN和VBN代表每个逆变器桥臂的输出电压；VAB和VABf代表振荡回路输入电压及其基波分量；IT代表振荡回路电流；IT1、IT2、IT3、IT4、ID3和ID4分别代表流经IGBT T1、T2、T3、T4、二极管D3和D4的电流。
当逆变器24a、24b和24c之一的两个H桥半部的相移被设置为振荡回路输入电压和电流之间的相移的两倍(即)时，IGBT T1和T2总是在振荡回路电流的过零点处接通和断开，并且IGBT T3和T4具有软接通和硬断开。缓冲电容器降低了电压的上升速度，以实现非常接近零电压开关(ZVS)的操作。因此，当系统在指定工作点操作时，逆变器24a、24b和24c的所有IGBT开关都在全功率下实现了软切换，使得品质因数Q基本恒定。
当谐振回路电流超前或滞后于振荡回路输入电压时，可能会有软切换的损耗。零电流开关(ZCS)跟踪装置能够恢复软切换。参考图11，CFPM调制器38包括频率计算器40、相移计算器41和三角波发生器42，三角波发生器42的输出用于在39处生成栅极信号。
电流变换器检测谐振回路电流信息。谐振回路电流的值可以与H桥栅极信号一起使用来确定振荡回路电压和电流之间的实际状态可以确定。使用该输入，(ZCS)跟踪装置43生成补偿频率分量。补偿频率分量被注入到三角波发生器42，并用于通过增加或减少切换频率来调节切换频率。与控制回路动作相比，跟踪装置的动作较慢，因此其对转换器操作的影响低。
在另一实施例中，不包括跟踪系统。
图中所示的各种元件的功能，包括标记为“处理器”的任何功能块，可以通过使用专用硬件以及能够执行与适当软件相关联的软件的硬件来提供。在没有限制且适当的情况下，处理器和其他组件可以隐含地包括数字信号处理器(DSP)硬件、网络处理器、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)、用于存储软件的只读存储器(ROM)、随机存取存储器(RAM)和非易失性存储器。也可以包括常规和/或定制的其它硬件。
在不脱离本发明的精神或本质特征的情况下，本发明可以以其他具体形式体现。所描述的实施例在所有方面应被仅视为说明性的而非限制性的。因此，本发明的范围由所附权利要求表示，而不是由前面的描述表示。在权利要求的等同物的含义和范围内的所有变化都将被包括在其范围内。

Claims (18)

1.一种高频率高功率转换器系统，包括：并联布置的多个谐振回路电路、多个变压器和真空电子设备，每个变压器具有单个初级绕组和多个次级绕组，每个谐振回路电路的输出被施加到相应的不同变压器，并且所述变压器的输出被布置成驱动所述真空电子设备。
2.根据权利要求1所述的系统，其中，所述真空电子设备是磁控管。
3.根据权利要求2所述的系统，其中，所述磁控管具有连续波输出。
4.根据权利要求1、2或3所述的系统，其中，所述多个谐振回路电路中的每一个谐振回路电路是串联谐振串联负载的谐振回路。
5.根据权利要求1、2、3或4所述的系统，并且包括多个逆变器电路，每个逆变器电路包括多个半导体开关，并且所述多个逆变器电路的相应的不同逆变器连接到所述多个谐振回路电路的每一个谐振回路电路的输入端。
6.根据权利要求5所述的系统，其中，所述多个逆变器电路的每一个逆变器电路包括被连接成H桥的四个半导体开关。
7.根据权利要求5或6所述的系统，其中，所述半导体开关是IGBT开关。
8.根据权利要求5至7中任一项所述的系统，其中，所述逆变器电路被控制以提供所述半导体开关的基本为零电流的软切换。
9.根据权利要求8所述的系统，并且包括组合的频率和相移调制CFPM，以控制所述逆变器电路从而提供基本上为零电流的软切换。
10.根据权利要求9所述的系统，并且包括调制指数计算器，以计算用于应用CFPM的所述调制指数MI，其中
其中，Q是振荡回路品质因数，以及F是切换频率和振荡回路谐振频率之间的比。
11.根据权利要求8至10中任一项所述的系统，并且包括跟踪装置以抵消与所述半导体开关的基本上为零电流的软切换的任何偏差。
12.根据权利要求11所述的系统，其中，所述跟踪装置生成校正频率以提供所述半导体开关的基本上为零电流的软切换。
13.根据前述权利要求中任一项所述的系统，并且包括连接到所述多个次级绕组中的每一个次级绕组的相应的高压整流器。
14.根据权利要求13所述的系统，其中，电容跨每个高压整流器的输出端连接，并且所述电容彼此串联连接。
15.根据前述权利要求中任一项所述的系统，其中，包括三个变压器，并且施加到所述三个变压器的初级绕组的电压互相相移120度。
16.根据前述权利要求中任一项所述的系统，并且包括公用设施接口功率转换器，所述公用设施接口功率转换器具有用于接收主功率的输入端和用于经由公共直流链路向所述多个谐振电路施加功率的输出端。
17.根据权利要求16所述的系统，其中，所述公用设施接口功率转换器包括多个固态开关，并且包括用于使用脉宽调制来控制所述开关的状态的控制器。
18.根据前述权利要求中任一项所述的系统，其中，所述功率电平约为100kW，所述切换频率约为几十kHz，并且在全功率下所述振荡回路品质因数约为2.5。
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