JP4616397B2

JP4616397B2 - Ｐｗｍ整流器

Info

Publication number: JP4616397B2
Application number: JP2009039667A
Authority: JP
Inventors: 平輔岩下; 肇置田; 正一丹羽; 健太山本
Original assignee: FANUC Corp
Current assignee: FANUC Corp
Priority date: 2009-02-23
Filing date: 2009-02-23
Publication date: 2011-01-19
Anticipated expiration: 2029-02-23
Also published as: CN101814851B; DE102010007184A1; CN101814851A; JP2010200412A; US8018747B2; US20100214809A1; DE102010007184B4

Description

本発明はＰＷＭ（パルス幅変調）信号でスイッチング制御される半導体素子により三相交流を直流に変換するＰＷＭ整流器に関する。

工作機械や産業機械、ロボット等を駆動するモータ制御装置においては、商用電力を直流の電力に変換し、モータを駆動する逆変換器（インバータ）に電力を供給する順変換器（コンバータ：整流器）が用いられている。

近年、電源高調波・無効電力低減への要求からパルス幅変調（ＰＷＭ）を用いた整流器の適用が広がっている。このＰＷＭ整流器においては、半導体素子による高速スイッチングが行われるため、スイッチング損失が発生する。このため、従来のダイオード整流方式の整流器に比べ電力変換装置の損失が大きくなり、装置の容積が増大するという問題がある。

従来、この問題を解決するために、電流の振幅が大きい領域でＰＷＭ周波数を下げるという手法が用いられている。この方法により、電力変換装置の損失および装置の容積増大を抑えることができる。

しかしながら従来の方法においては、ＰＷＭ周波数の低下に伴いフィードバックのサンプリング周期が長くなるため制御系の応答性が悪化してしまうという副作用がある。

なお、下記特許文献２には、順変換器（ＰＷＭコンバータ）のキャリア周波数を切り換えることが記載されている。特許文献３および特許文献４には、直流電圧からパルス変調を行い電動機等の負荷に電力を供給する電力変換装置において、三相変調方式と二相変調方式（正しくは変形二相変調方式：「谷口勝則著、『ＰＷＭ電力変換システム』、共立出版、ｐｐ９６−９８」参照）の間で変調方式を切り換えることが記載されている。特許文献１には、コンバータにインバータが接続されたコンバータ・インバータ装置において、コンバータまたはインバータの一方のＰＷＭ変調方式として変形二相変調方式を採用することが記載されている。

特開２００８−２５９３４３号公報特開平９−２５２５８１号公報特開２００４−４８８８５号公報特開昭６３−２９０１７０号公報

本発明の目的は、ＰＷＭ整流器において、制御系の応答性を悪化させることなく半導体素子のスイッチング損失を低減することにある。

本発明によれば、ＰＷＭ（パルス幅変調）信号で制御される半導体素子により三相交流を直流に変換するＰＷＭ整流器であって、前記ＰＷＭ整流器の出力電圧とその目標値との差に基づいて前記三相交流に同期したＰＷＭ電圧指令を生成し、該ＰＷＭ電圧指令を一定振幅一定周波数のＰＷＭ搬送波と比較することにより前記ＰＷＭ信号を生成する三相変調方式、または、前記三相変調方式におけるＰＷＭ電圧指令を構成する３相のうち選択された１相を前記ＰＷＭ搬送波の最大値または最小値まで飽和させ、飽和させるために必要な増加または減少分を他の２相にも適用したものをＰＷＭ電圧指令として前記ＰＷＭ搬送波と比較して前記ＰＷＭ信号を生成する変形二相変調方式に従って、前記ＰＷＭ信号を生成する制御器と、前記ＰＷＭ整流器の入力電流、出力電流、入力電力、出力電力、および前記半導体素子の温度の少なくとも１つを検出する検出器と、前記検出器の検出値と所定の閾値とを比較し、検出値が閾値よりも大であれば、前記制御器における変調方式を前記三相変調方式から前記変形二相変調方式へ切り換える変調方式切換部とを具備するＰＷＭ整流器が提供される。

電流が比較的小さい時は電流リップルを極力抑制するために三相変調方式を適用し、発熱（スイッチング損失）が問題となる電流の振幅が大きい領域では変形二相変調方式に切り換えることにより、同じＰＷＭ周波数でもスイッチング回数が２／３に低減し、スイッチング損失が低減する。

本発明の一実施形態に係るＰＷＭ整流器の構成を示すブロック図である。ＰＷＭ電圧指令とＰＷＭ搬送波との比較によるＰＷＭ信号の生成を説明する波形図である。変調度および過変調を説明するための波形図である。変形二相変調方式の一例を説明するための波形図である。変調方式設定処理のフローチャートである。三相変調方式と変形二相変調方式における変調度と高調波電流実効値の関係を示すグラフである。変形二相変調方式の第２の例を説明するための波形図である。変形二相変調方式の第３の例を説明するための波形図である。変形二相変調方式の第４の例を説明するための波形図である。

図１は本発明の一実施形態に係るＰＷＭ整流器の構成を示すブロック図である。

このＰＷＭ整流器の主回路部１０は、図示されているように接続されたトランジスタ１２〜１７、ダイオード１８〜２３および平滑コンデンサ２４から構成されている。主回路部１０の入力側には、交流リアクトル２６および変流器２８を介して三相交流電源３０が接続され、出力側には、ＰＷＭインバータなど、負荷３２が接続される。

加算器３６は、ＰＷＭ整流器の出力電圧、すなわち、平滑コンデンサ２４の電圧の、電圧指令からの偏差（電圧偏差）を出力する。電圧制御器３４は、加算器３６が出力する電圧偏差と三相交流電源３０の電圧とから、三相交流電源に同期し、電圧偏差に比例した振幅を有する信号である電流指令を出力する。加算器３８は、変流器２８において検出される電流の、電流指令からの偏差（電流偏差）を出力する。

電流制御器４０は、変調方式設定部４２から設定される変調方式が三相変調方式であるときは、この電流偏差をそのままＰＷＭ電圧指令として一定振幅一定周波数のＰＷＭ搬送波と比較し、その比較結果をトランジスタ１２〜１７の制御のためのＰＷＭ信号として出力する。変調方式設定部４２から設定される変調方式が変形二相変調方式であるときは、変形二相変調方式に従って後述するようにして生成されたＰＷＭ電圧指令をＰＷＭ搬送波と比較し、比較結果をＰＷＭ信号として出力する。

図２を参照して、ＰＷＭ電圧指令とＰＷＭ搬送波との比較によるＰＷＭ信号の生成を説明する。図２において、三相変調方式におけるＲ相、Ｓ相およびＴ相のＰＷＭ電圧指令が実線で示され、これらと比較されるＰＷＭ搬送波が破線で示されている。各相のＰＷＭ電圧指令と三角波のＰＷＭ搬送波が比較され、ＰＷＭ電圧指令の方が大きい場合には図１中上側のトランジスタ１２，１４または１６がオンに、下側のトランジスタ１３，１５または１７がオフにされ、小さい場合には、下側のトランジスタ１３，１５または１７がオンにされ、上側のトランジスタ１２，１４または１６がオフにされる。各相のＰＷＭ電圧指令の値の変化と共に各相のトランジスタがオンになる期間の割合が変化し、ＰＷＭ電圧指令の値がＰＷＭ搬送波の最大値に近づくとその相の上側のトランジスタがオンになる期間が長くなり、最小値に近づくとその相の下側のトランジスタがオンになる期間が長くなる。

ＰＷＭ変調における変調度（ＰＷＭ変調度）は次式で定義される。
ＰＷＭ変調度（％）＝（ＰＷＭ電圧指令の振幅）／（ＰＷＭ搬送波の振幅）×１００…（１）
図３に示すように、このＰＷＭ変調度が１００％を超えるＰＷＭ過変調の領域では、ＰＷＭ電圧指令がＰＷＭ搬送波の最大値を超える区間および最小値を下回る区間でスイッチングが停止するのでスイッチングの回数が減少する。図３の例では、例えばＲ相のＰＷＭ電圧指令は位相６０〜１２０°の区間で最大値を超え、２４０〜３００°の区間で最小値を下回るのでスイッチングが停止する。

次に、変形二相変調方式について説明する。変形二相変調では、前述の三相変調における３相のＰＷＭ電圧指令のうち、いずれか１相をＰＷＭ搬送波の最大値または最小値まで飽和させ、そのための増加または減少分を他の２相にも同様に適用したものをＰＷＭ電圧指令とする。図４に示した例では、位相０〜６０°の区間で（ｂ）欄のＳ相のＰＷＭ電圧指令がＰＷＭ搬送波の最小値まで飽和され、位相６０〜１２０°の区間で（ａ）欄のＲ相のＰＷＭ電圧指令がＰＷＭ搬送波の最大値まで飽和されている。このように、３つの相のうち常にいずれか１相がＰＷＭ搬送波の最大値または最小値まで飽和させられてスイッチングが停止するので、トランジスタ１２〜１７のスイッチングの回数は三相変調方式の２／３に減少し、スイッチング損失が低減される。

図５は変調方式設定部４２（図１）における変調方式設定処理の一例を示す。初期状態では、変調方式として、電流リップルが少ない三相変調方式が適用される。変調方式設定処理において、まず、ＰＷＭ過変調の状態、すなわち、（１）式で定義される変調度が１００％を超えている状態にあるかが調べられ（ステップ１０００）、ＰＷＭ過変調の状態にあるときは変調方式を通常の三相変調方式に設定する（ステップ１００２）。

ＰＷＭ過変調の状態にないときは、次に、変形二相変調への切換条件を取得し（ステップ１００４）、取得した切換条件を切換レベルと比較する（ステップ１００６）。取得した切換条件が切換レベル以上であれば変調方式を変形二相変調方式に設定する（ステップ１００８）。次に切換条件を（切換レベル−ヒステリシス）と比較し（ステップ１０１０）、それ以下であれば変調方式を三相変調方式に設定する。すなわち、切換条件の判定による切り換えにはヒステリシスが持たされる。

ここで切換条件とは、好ましくは、図１の変流器で取得される入力電流の振幅である。入力電流の振幅が振幅の切換レベルを超えているときは変形二相変調方式に切り換えられ、（切換レベル−ヒステリシス）以下であるときは三相変調方式に切り換えられる。或いはまた入力電流の振幅、トランジスタ１２〜１７の近傍に設けられた温度センサ（図示せず）で取得される温度、図示しない電流センサで取得される出力電流、入力電力および出力電力の中から選択される１つまたは複数の組み合わせを切り換え条件としても良い。複数の判定条件の組み合わせで判定するときは、そのうちのいずれか１つがそれぞれの判定レベルを超えているときは変形二相変調方式に切り換えられ、すべてがそれぞれの（判定レベル−ヒステリシス）以下であるとき、三相変調方式に切り換えられるように構成することが好ましい。

この例では、電流振幅の小さい領域で通常の三相変調方式を適用しているが、電圧指令の周波数の３倍の周波数をもつ補償信号を電圧指令に重畳する方式、いわゆる第３次高調波注入方式を適用してもよい。

図６に、シミュレーションにより得られた、三相変調方式と変形二相変調方式における変調度と高調波電流実効値の関係を示す。変形二相変調方式ではスイッチング回数が通常の三相変調方式の２／３に減少するので、ＰＷＭ周波数６kHzの変形二相変調方式のスイッチング回数はＰＷＭ周波数４kHzの三相変調方式のスイッチング回数と同等になる。しかしながら図６に示されるように、変調度が１００％以上となるＰＷＭ過変調領域では三相変調方式と比べて変形二相変調方式の方が特性がより悪化する。一方、ＰＷＭ過変調領域では、図３を参照して説明したように三相変調方式であってもスイッチング回数が減少する。

そこで図５を参照して説明したように、ＰＷＭ過変調の領域では切換条件が切換レベルを超えていても三相変調方式を維持するようにすることが望ましい。

図７〜図９に変形二相変調方式の他の例を示す。図７に示す例は、Ｒ相、Ｓ相およびＴ相のＰＷＭ電圧指令のうち最大のものをＰＷＭ搬送波の最大値のレベルまで飽和させ、その増加分を他の２相にも適用するものである。図８に示す例は、Ｒ相、Ｓ相およびＴ相のＰＷＭ電圧指令のうち最小のものをＰＷＭ搬送波の最小値のレベルまで飽和させ、その減少分を他の２相にも適用するものである。図９に示した例は、図７の、最大のＰＷＭ電圧指令をＰＷＭ搬送波の最大値のレベルまで飽和させることと、図８の、最小のＰＷＭ電圧指令をＰＷＭ搬送波の最小値のレベルまで飽和させることとを交互に繰り返すものである。なお、図９では繰り返しの周期が搬送波の周期の２倍となっていて両者は同期しているように描かれているが、繰り返しの周期は搬送波の周期の２倍である必要も整数倍である必要もなく、両者が同期している必要もない。

Claims

ＰＷＭ（パルス幅変調）信号で制御される半導体素子により三相交流を直流に変換するＰＷＭ整流器であって、
前記ＰＷＭ整流器の出力電圧とその目標値との差に基づいて前記三相交流に同期したＰＷＭ電圧指令を生成し、該ＰＷＭ電圧指令を一定振幅一定周波数のＰＷＭ搬送波と比較することにより前記ＰＷＭ信号を生成する三相変調方式、または、前記三相変調方式におけるＰＷＭ電圧指令を構成する３相のうち選択された１相を前記ＰＷＭ搬送波の最大値または最小値まで飽和させ、飽和させるために必要な増加または減少分を他の２相にも適用したものをＰＷＭ電圧指令として前記ＰＷＭ搬送波と比較して前記ＰＷＭ信号を生成する変形二相変調方式に従って、前記ＰＷＭ信号を生成する制御器と、
前記ＰＷＭ整流器の入力電流、出力電流、入力電力、出力電力、および前記半導体素子の温度の少なくとも１つを検出する検出器と、
前記検出器の検出値と所定の閾値とを比較し、検出値が閾値よりも大であれば、前記制御器における変調方式を前記三相変調方式から前記変形二相変調方式へ切り換える変調方式切換部とを具備し、
前記ＰＷＭ搬送波の振幅に対する前記三相変調方式におけるＰＷＭ電圧指令の振幅の比をＰＷＭ変調度とするとき、前記変調方式切換部は、該ＰＷＭ変調度が所定値以上のとき、前記検出値と閾値の比較の結果にかかわらず、前記制御器における変調方式を三相変調方式とするＰＷＭ整流器。