JP2018174643A - コンバータ装置及びその制御方法並びにモータ駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】リアクタの大型化を回避しつつ、リアクタの損失低減および騒音低減を図ったコンバータ装置を提供する。【解決手段】コンバータ装置１０は、交流電源３０からの入力電圧を全波整流する整流部１１と、整流部１１の出力端子間に接続されたスイッチング素子１３と、スイッチング素子１３に並列に接続されたコンデンサ１４と、整流部１１とスイッチング素子１３との間の電力線に設けられたリアクタ１２と、スイッチング素子１３のオンオフを制御するコンバータ制御部１７とを備えている。コンバータ制御部１７は、スイッチング素子１３のオンオフ制御において、スイッチング素子１３のオン状態を連続的に維持するスイッチング停止期間を設ける。【選択図】図１

Description

本発明は、コンバータ装置及びその制御方法並びにモータ駆動装置に関するものである。

家庭用空調機などには、搭載される圧縮機のモータを駆動するためのモータ駆動装置が搭載されている。モータ駆動装置は、例えば、商用電源から入力された二相交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ装置と、コンバータ装置から出力された直流電圧を三相交流電圧に変換して圧縮機モータに供給するインバータ装置とを備えている。
このようなモータ駆動装置のコンバータ装置では、高効率技術の一つとして、スイッチング素子をＰＡＭ（Ｐｕｌｓｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御することによって、インバータ装置に供給する直流電圧を制御する技術が用いられている（例えば、特許文献１、２参照）。

特開２００１−１７８１３９号公報 特許第４０９２０８７号公報

上記ＰＡＭ制御を実施する場合、リアクタに流れる電流波形がスイッチ動作に依存して歪む、換言すると、高周波成分を含むため、リアクタの騒音およびリアクタで発生する電力損失（鉄損）の増加が課題となる。
上記リアクタは鉄心材と巻線（例えば、銅線）で構成されるため、他の電子部品に比べて重量が大きく、小型化や軽量化が強く要求されている。リアクタを小型化するには鉄心サイズを小さくする必要があり、電流密度の増加、すなわち、銅損の増加が課題となる。
逆に、鉄心サイズを大きくすることによって、損失を低下させることも可能であるが、重量が大きくなるため、好ましくない。
このように、コンバータ装置の小型化と損失低下とはトレードオフの関係にあり、両方を満足させることが難しかった。
更に、ＰＡＭ制御を行うコンバータ装置においては、上述のように、スイッチングによる高調波の発生による騒音の問題がある。例えば、従来、騒音を低減するために、スイッチング周波数を可聴領域外（例えば、２０ｋＨｚを超える周波数）に設定する方法が提案されている。この方法ではリアクタのサイズは小さくすることができるが、周波数が高いことからインバータ装置に入力される波形の歪みが大きくなる。このため、例えば、国際電気標準会議（ＩＥＣ）が定める高調波規制を満足するために、高性能なフィルタを設ける必要があり、コストの増大を免れない。

本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであって、リアクタの大型化を回避しつつ、リアクタの損失低減および騒音低減を図ることのできるコンバータ装置及びその制御方法並びにモータ駆動装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、本発明は以下の手段を採用する。
本発明の第一態様は、交流電源からの入力電圧を全波整流する整流部と、前記整流部の出力端子間に接続されたスイッチング素子と、前記スイッチング素子に並列に接続されたコンデンサと、前記整流部と前記スイッチング素子との間の電力線に設けられたリアクタと、前記スイッチング素子のオンオフを制御するコンバータ制御部とを備え、前記コンバータ制御部は、前記スイッチング素子のオンオフ制御において、前記スイッチング素子のオン状態を連続的に維持するスイッチング停止期間を設けるコンバータ装置である。

上記構成によれば、スイッチング素子のオンオフ制御において、スイッチング素子のオン状態を連続的に維持するスイッチング停止期間を設けるので、リアクタに流れる電流に高調波が発生しない期間を設けることが可能となる。これにより、リアクタを大型化させることなく、容易にリアクタ損失及びリアクタ騒音を低減することができる。

上記コンバータ装置は、前記整流部に入力される入力電圧を検出する電圧検出部を備え、前記コンバータ制御部は、前記電圧検出部によって検出された入力電圧の振幅を所定の変調率で増加させることにより変調信号を生成する変調信号生成部と、前記電圧検出部によって検出された入力電圧を用いて、所定の周波数を有するキャリア波を生成するキャリア波生成部と、前記変調信号生成部によって生成された変調信号と前記キャリア波生成部によって生成されたキャリア波とを比較することにより、前記スイッチング素子の制御信号を生成する波形比較部とを備えていてもよい。

このように、入力電圧の振幅を所定の変調率で増加させることにより、容易にスイッチング停止期間を設けることが可能となる。

上記コンバータ装置において、前記変調率は、前記リアクタを流れるリアクタ電流に含まれる高調波が所定の高調波規制を満足する範囲に設定される。
上記変調率は、例えば、１１０％以上１２０％以下の範囲で設定されている。

変調率を上記範囲に設定することにより、高調波を好適に低減させることが可能となる。

上記コンバータ装置において、前記キャリア波の周波数は、可聴領域の範囲で設定されていてもよい。

キャリア波の周波数を上記範囲に設定することにより、高調波を低減するための高性能フィルタ等を不要にすることが可能となる。

本発明の第二態様は、上記いずれかに記載のコンバータ装置と、前記コンバータ装置から出力された直流電圧を交流電圧に変換するインバータ装置とを備えるモータ駆動装置である。

本発明の第三態様は、交流電源の出力を全波整流する整流部と、前記整流部の出力端子間に並列に接続されたスイッチング素子と、前記スイッチング素子に並列に接続されたコンデンサと、前記整流部と前記スイッチング素子との間の電力線に設けられたリアクタとを備えるコンバータ装置の制御方法であって、前記スイッチング素子のオンオフ制御において、前記スイッチング素子のオン状態を連続的に維持するスイッチング停止期間を設けるコンバータ装置の制御方法である。

本発明によれば、リアクタの大型化を回避しつつ、リアクタの損失低減および騒音低減を図ることができるという効果を奏する。

本発明の一実施形態に係るモータ駆動装置の概略構成を示した図である。 本発明の一実施形態に係るコンバータ制御部の概略構成を示した図である。 本発明の一実施形態に係る変調信号Ｖｓｉｎ、キャリア波Ｖｓ、及びＰＡＭ制御信号Ｖｐａｍの波形の一例を示した図である。 本発明の一実施形態に係るコンバータ装置において、変調波生成部の変調率を１００％に設定した場合、換言すると、スイッチング停止期間を設けない場合の変調信号Ｖｓｉｎ、キャリア波Ｖｓ、及びＰＡＭ制御信号Ｖｐａｍの波形の一例を示した図である。 本発明の一実施形態に係るコンバータ装置において、変調波生成部における変調率を１１５％に設定したときのリアクタ電圧の電圧波形を示した図である。 本発明の一実施形態に係るコンバータ装置において、変調波生成部における変調率を１１５％に設定したときのリアクタ電流の電流波形を示した図である。 本発明の一実施形態に係るコンバータ装置と同様の構成において、変調波生成部による振幅の変調率を１００％に設定した場合のリアクタ電圧の電圧波形を示した図である。 本発明の一実施形態に係るコンバータ装置と同様の構成において、変調波生成部による振幅の変調率を１００％に設定した場合のリアクタ電流の電流波形を示した図である。 本発明の一実施形態に係るコンバータ装置において、変調波生成部における変調率を１００％、１１０％、１１５％、１２０％に設定したときの試験結果を示した図であり、各変調率におけるリアクタ騒音、リアクタ損失、ＩＥＣによって規定されている高調波規制に対する高調波余裕度の最小値を比較して示した図である。 図９に示した試験において、変調率を１２０％に設定したときの入力電流、スイッチング素子の駆動信号、モータ電流の波形をそれぞれ示した図である。 図９に示した試験において、変調率を１００％に設定したときの入力電流、スイッチング素子の駆動信号、モータ電流の波形をそれぞれ示した図である。

以下に、本発明に係るコンバータ装置及びその制御方法並びにモータ駆動装置の一実施形態について、図面を参照して説明する。以下の説明において、モータ駆動装置は、例えば、家庭用空気調和機に適用される場合を例示して説明するが、本発明のコンバータ装置及びその制御方法並びにモータ駆動装置はその他の機器に対しても汎用的に広く適用可能である。

図１は、本実施形態に係るモータ駆動装置の概略構成を示した図である。図１に示すように、本実施形態に係るモータ駆動装置は、コンバータ装置１０及びインバータ装置２０を主な構成として備えている。
コンバータ装置１０は、整流部１１、リアクタ１２、スイッチング素子１３、コンデンサ１４、及びコンバータ制御部１７を主な構成として備えている。

整流部１１は、交流電源３０から出力される二相の交流電圧である入力電圧を全波整流する。例えば、整流部１１は、２つで１対をなすダイオード素子がブリッジ接続された構成とされている。なお、整流部１１に用いられる素子は、ダイオードに限られず、サイリスタなどの整流素子を用いてもよい。
スイッチング素子１３は、整流部１１の出力端子間にリアクタ１２を介して整流部１１と並列に接続されている。スイッチング素子１３は、例えば、ＩＧＢＴ、ＦＥＴ等の半導体素子である。スイッチング素子のオンオフは、後述するコンバータ制御部１７によって制御される。
コンデンサ１４は、スイッチング素子１３の出力側に、スイッチング素子１３と並列に接続されている。コンデンサ１４は、スイッチング素子１３のオンオフに応じて、電荷の充電及び放電を行う。

リアクタ１２は、例えば、整流部１１とスイッチング素子１３との間の高圧側電力線に設けられている。なお、リアクタ１２の設置位置についてはこれに限られず、例えば、整流部１１とスイッチング素子１３との間の低圧側電力線に設けられてもよいし、高圧側と低圧側の両方（計２個）に設けられてもよい。また、スイッチング素子１３とコンデンサ１４との間の高圧側電力線にはダイオード１５が設けられている。図１では高圧側電力線にダイオード１５を設ける場合を例示しているが、ダイオード１５は、低圧側電力線に設けられていてもよく、また、高圧側電力線と低圧側電力線との両方に設けられていてもよい。ダイオード１５によって、コンデンサ１４に充電された電荷の逆流が防止される。なお、ダイオード１５に代えて、他の整流素子を用いてもよい。
更に、コンバータ装置１０は、交流電源３０から整流部１１に入力される入力電圧を検出し、コンバータ制御部１７に出力する電圧検出部１６を備えている。

コンバータ制御部１７は、スイッチング素子１３のオンオフを制御する。また、コンバータ制御部１７は、後述するように、スイッチング素子１３のオンオフ制御において、スイッチング素子１３のオン状態を連続的に維持するスイッチング停止期間を設ける。
コンバータ制御部１７は、例えば、マイクロコンピュータであり、ＣＰＵがＲＯＭなどに記憶された制御プログラムをＲＡＭに読みだして実行することにより、後述する各部の機能が実現される。なお、コンバータ制御部１７は、各種機能を実現するアナログ回路やデジタル回路等として構成されていてもよい。
スイッチング素子駆動回路１８は、コンバータ制御部１７から供給されるＰＡＭ制御信号Ｖｐａｍに基づいてスイッチング素子（例えば、ＩＧＢＴ）のゲート入力信号を生成し、スイッチング素子１３を駆動する。

インバータ装置２０は、コンバータ装置１０から出力された直流電圧を三相交流電圧に変換してモータ４０に出力する。本実施形態において、モータ４０は、家庭用空気調和機に用いられる圧縮機モータである。
インバータ装置２０は、例えば、６つのスイッチング素子を有する三相ブリッジ型のインバータ回路２１と、インバータ回路２１を制御するインバータ制御部２２を備えている。インバータ回路２１が備える各スイッチング素子は、例えば、インバータ制御部２２から出力されるＰＷＭ信号に基づいて駆動される。

図２は、本実施形態に係るコンバータ制御部１７の概略構成を示した図である。図２に示すように、コンバータ制御部１７は、変調波生成部１７１と、キャリア波（三角波）生成部１７２と、波形比較部１７３とを備える。
変調波生成部１７１は、電圧検出部１６によって検出された入力電圧を用いて変調信号Ｖｓｉｎを生成する。ここで、電圧検出部１６によって検出される入力電圧は、例えば、周波数５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの正弦波である。変調波生成部１７１は、入力電圧の正弦波を全波整流し、かつ、所定の振幅変調率で振幅を増加させた変調信号Ｖｓｉｎを生成する。ここで、所定の振幅変調率は、後述するように、高調波規制を満足する範囲に設定されており、具体的には、１１０％以上１２０％以下の範囲で設定されるとよい。

キャリア波生成部１７２は、入力電圧に同期するとともに、予め設定された所定の周波数をもつ三角波を生成する。例えば、所定の周波数は、可聴領域の周波数範囲内で設定される。より具体的には、所定の周波数は、適宜設定することが可能であるが、過剰に大きくした場合（例えば、１０ｋＨｚを超える周波数）には、高性能なノイズフィルタが必要となり、また、過剰に小さくした場合（例えば、１ｋＨｚ未満）には、リアクタの重量（インダクタンス）増加が必要となる。したがって、上記のバランスを考慮し、例えば、所定の周波数を１ｋＨｚ以上１０ｋＨｚ以下に設定するとよい。

波形比較部１７３は、変調波生成部１７１によって生成された変調信号Ｖｓｉｎと、キャリア波生成部１７２によって生成されたキャリア波Ｖｓとを比較し、ＰＡＭ制御信号Ｖｐａｍを生成する。具体的には、波形比較部１７３は、変調信号Ｖｓｉｎがキャリア波Ｖｓ以上のレベルとなっている間はＨｉｇｈレベル、変調信号Ｖｓｉｎがキャリア波Ｖｓ以下のレベルとなっている間はＬｏｗレベルとなる矩形波信号であるＰＡＭ制御信号Ｖｐａｍを生成する。
波形比較部１７３は、生成したＰＡＭ制御信号Ｖｐａｍをスイッチング素子駆動回路１８に出力する。
スイッチング素子駆動回路１８は、波形比較部１７３によって生成された矩形波信号であるＰＡＭ制御信号Ｖｐａｍに基づいて、スイッチング素子１３のオンオフ制御を行う。これにより、ＰＡＭ制御信号ＶｐａｍがＨｉｇｈレベルのときにはスイッチング素子１３がオン状態に、ＰＡＭ制御信号ＶｐａｍがＬｏｗレベルのときにはスイッチング素子１３がオフ状態に制御される。

図３に、本実施形態に係る変調信号Ｖｓｉｎ、キャリア波Ｖｓ、及びＰＡＭ制御信号Ｖｐａｍの波形の一例を、図４に変調波生成部１７１において変調率を１００％に設定した場合、換言すると、変調を行っていない場合の変調信号Ｖｓｉｎ、キャリア波Ｖｓ、及びＰＡＭ制御信号Ｖｐａｍの波形の一例を示す。
図３に示すように、本実施形態に係る変調信号Ｖｓｉｎは、変調波生成部１７１において振幅が所定の変調率で増加させられていることから、図４に示した変調を行っていない場合と比べて、変調信号Ｖｓｉｎがキャリア波Ｖｓ以上となる期間が連続的に発生する。そして、この期間、ＰＡＭ制御信号Ｖｐａｍは、Ｈｉｇｈレベルを維持することとなる。したがって、本実施形態に係るコンバータ装置１０によれば、スイッチング素子１３を連続的にオン状態とする期間、換言すると、スイッチングを行わない期間を設けることができる。このように、スイッチング素子１３の連続したオン期間を設けることで、スイッチング回数を低減することができ、リアクタ１２に流れる電流が高周波成分を含まない期間を発生させることができる。これにより、リアクタの損失（鉄損、銅損）の低減を図ることができる。また、スイッチング停止期間を有することで、騒音を低減させることが可能となる。

次に、本実施形態に係るモータ駆動装置の動作について説明する。
まず、交流電源３０から出力された交流電圧は、整流部１１によって全波整流され、リアクタ１２を介してスイッチング素子１３、例えば、ＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ間に供給される。このとき、整流部１１からの出力電圧は、リアクタ１２により位相が遅れてスイッチング素子１３に供給される。

一方、交流電源３０から整流部１１に入力される入力電圧は、電圧検出部１６によって検出され、コンバータ制御部１７の変調波生成部１７１及びキャリア波生成部１７２に出力される。変調波生成部１７１は、入力された電圧波形を全波整流するとともに、振幅を所定変調率で変調した変調信号Ｖｓｉｎを生成する。これにより、例えば、入力電圧の周波数の２倍の周波数（例えば、入力電圧が６０Ｈｚの場合には、１２０Ｈｚ）を持つとともに、振幅が所定の変調率で増加された変調信号Ｖｓｉｎが生成される。なお、このとき、リアクタ１２による位相遅延を考慮し、入力電圧に対して所定の位相遅延を持たせた変調信号Ｖｓｉｎを生成するとよい。

一方、キャリア波生成部１７２は、入力電圧に同期し、予め設定された所定の周波数を有するキャリア波を生成する。なお、キャリア波についても、リアクタ１２による位相遅延を考慮し、入力電圧に対して所定の位相遅延を持たせたキャリア波Ｖｓとしてもよい。なお、所定の位相遅延は、変調信号Ｖｓｉｎとキャリア波Ｖｓとで同じ値とする。

波形比較部１７３は、変調波生成部１７１からの変調信号Ｖｓｉｎと、キャリア波生成部１７２からのキャリア波Ｖｓとを比較することにより、矩形波信号であるＰＡＭ制御信号Ｖｐａｍを生成する。
波形比較部１７３によって生成された矩形波信号であるＰＡＭ制御信号Ｖｐａｍは、スイッチング素子駆動回路１８に供給される。スイッチング素子駆動回路１８は、ＰＡＭ制御信号Ｖｐａｍに基づくデューティ比でスイッチング素子１３をオン／オフ制御する。ここで、インバータ装置２０に供給される出力電圧の大きさは、スイッチング素子１３をオンオフするデューティ比に応じて決定される。

このようにして、スイッチング素子１３がオンすると、リアクタ１２を流れる電流が増加し、リアクタ１２にエネルギーが蓄積される。そして、スイッチング素子１３がオフされると、リアクタ１２に蓄積されていたエネルギーが放出され、ダイオード１５を通じてコンデンサ１４であるコンデンサを充電する。そして、コンデンサ１４に充電された電圧がインバータ装置２０のインバータ回路２１に出力電圧として供給される。

インバータ装置２０では、インバータ制御部２２によってインバータ回路２１のスイッチング素子が所定のデューティ比でオンオフされることにより、三相交流電圧が生成され、この三相交流電圧がモータ４０に供給されることにより、モータ４０が回転制御される。

図５及び図６は、上述した本実施形態に係るコンバータ装置１０において、変調波生成部１７１における変調率を１１５％に設定したときの試験結果を示した図であり、図５はリアクタ電圧の電圧波形を示した図、図６はリアクタ電流の電流波形を示した図である。
また、図７及び図８は、本実施形態に係るコンバータ装置１０と同様の構成において、変調波生成部１７１による振幅の変調率を１００％に設定した場合の試験結果を示した図であり、図７はリアクタ電圧の電圧波形を示した図、図８はリアクタ電流の電流波形を示した図である。
また、図５〜８はいずれも、入力電流を６．０Ａｒｍｓ、キャリア周波数を８ｋＨｚ、リアクタのインダクタンスを１０ｍＨとした場合の試験結果を示している。
図５及び図７からわかるように、本実施形態に係るコンバータ装置１０によれば、スイッチング素子１３が連続的にオン状態とされている期間、換言すると、スイッチング素子１３のオンオフ制御が連続的に停止されている期間において、リアクタ電圧に高調波が発生しない。これにより、図６及び図８からわかるように、リアクタ電流に含まれる高調波を低減することができ、騒音及び損失を低減することが可能となる。

また、図９は上述した本実施形態に係るコンバータ装置１０において、変調波生成部１７１における変調率を１００％、１１０％、１１５％、１２０％に設定したときの試験結果を示した図であり、各変調率におけるリアクタ騒音、リアクタ損失、ＩＥＣによって規定されている高調波規制に対する高調波余裕度の最小値を比較して示した図である。また、図９に示した試験結果を得たときの試験条件は以下の通りである。

入力電流：８Ａｒｍｓ
入力電圧：２２０Ｖ
入力電圧の周波数：５０Ｈｚ
キャリア周波数：４ｋＨｚ
リアクタのインダクタンス：１０ｍＨ

また、図１０は上記試験において変調率１２０％に設定したときの入力電流、スイッチング素子１３の駆動信号、具体的には、スイッチング素子１３をＩＧＢＴとしたときのコレクタ−エミッタ間の電圧、モータ電流の波形をそれぞれ示した図、図１１は上記試験において変調率１００％に設定したときの入力電流、スイッチング素子の駆動信号、モータ電流の波形をそれぞれ示した図である。

図９〜図１１から、ＰＡＭ変調率が高いほどリアクタ騒音及びリアクタ損失が低減されていることがわかる。その一方で、高調波余裕度については、ＰＡＭ変調率を増加させると、入力電流の低次高調波（３次、５次）の割合が高くなり、高調波規制に対する余裕度が小さくなる。したがってＰＡＭ変調率の上限値は、高調波規制を満足できる最大値となる。図９〜図１１の結果から、少なくともＰＡＭ変調率が１１０％以上１２０％以下の範囲であれば、リアクタ騒音、リアクタ損失、及び高調波余裕度の全ての観点から好適な結果が得られていることがわかる。

以上、本実施形態に係るコンバータ装置及びその制御方法並びにモータ駆動装置によれば、変調波生成部１７１が入力電圧の振幅を所定の変調率で増加させるので、図３に示したように、スイッチング素子１３の連続したオン時間を設けることができ、その間の高調波成分の発生を回避することができる。これにより、リアクタの大型化を回避しつつ、騒音及びリアクタ損失を低減させることが可能となる。
更に、所定の変調率を適切な値に設定することにより、高調波規制を満足することが可能となる。
更に、本実施形態に係るコンバータ装置及びモータ駆動装置によれば、キャリア波を可聴領域以下の周波数にとどめることにより、キャリア波をそれ以上の周波数帯域に設定した場合と比べて、高調波の発生を抑制することができる。これにより、例えば、高価なフィルタなどを必要とせずに、所定の高調波規制を満足させることが可能となる。

１０ ：コンバータ装置
１１ ：整流部
１２ ：リアクタ
１３ ：スイッチング素子
１４ ：コンデンサ
１５ ：ダイオード
１６ ：電圧検出部
１７ ：コンバータ制御部
１８ ：スイッチング素子駆動回路
２０ ：インバータ装置
２１ ：インバータ回路
２２ ：インバータ制御部
１７１ ：変調波生成部
１７２ ：キャリア波生成部
１７３ ：波形比較部
Ｖｓｉｎ ：変調信号
Ｖｓ ：キャリア波
Ｖｐａｍ ：ＰＡＭ制御信号

Claims (7)

1. 交流電源からの入力電圧を全波整流する整流部と、
   前記整流部の出力端子間に接続されたスイッチング素子と、
   前記スイッチング素子に並列に接続されたコンデンサと、
   前記整流部と前記スイッチング素子との間の電力線に設けられたリアクタと、
   前記スイッチング素子のオンオフを制御するコンバータ制御部と
   を備え、
   前記コンバータ制御部は、前記スイッチング素子のオンオフ制御において、前記スイッチング素子のオン状態を連続的に維持するスイッチング停止期間を設けるコンバータ装置。
2. 前記整流部に入力される入力電圧を検出する電圧検出部を備え、
   前記コンバータ制御部は、
   前記電圧検出部によって検出された入力電圧の振幅を所定の変調率で増加させることにより変調信号を生成する変調信号生成部と、
   前記電圧検出部によって検出された入力電圧を用いて、所定の周波数を有するキャリア波を生成するキャリア波生成部と、
   前記変調信号生成部によって生成された変調信号と前記キャリア波生成部によって生成されたキャリア波とを比較することにより、前記スイッチング素子の制御信号を生成する波形比較部と
   を備える請求項１に記載のコンバータ装置。
3. 前記変調率は、前記リアクタを流れるリアクタ電流に含まれる高調波が所定の高調波規制を満足する範囲に設定される請求項２に記載のコンバータ装置。
4. 前記変調率は、１１０％以上１２０％以下の範囲で設定されている請求項３に記載のコンバータ装置。
5. 前記キャリア波の周波数は、可聴領域の範囲で設定されている請求項２から請求項４のいずれかに記載のコンバータ装置。
6. 請求項１から請求項５のいずれかに記載のコンバータ装置と、
   前記コンバータ装置から出力された直流電圧を交流電圧に変換するインバータ装置と
   を備えるモータ駆動装置。
7. 交流電源の出力を全波整流する整流部と、前記整流部の出力端子間に並列に接続されたスイッチング素子と、前記スイッチング素子に並列に接続されたコンデンサと、前記整流部と前記スイッチング素子との間の電力線に設けられたリアクタとを備えるコンバータ装置の制御方法であって、
   前記スイッチング素子のオンオフ制御において、前記スイッチング素子のオン状態を連続的に維持するスイッチング停止期間を設けるコンバータ装置の制御方法。
   

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