JP2005137168A - 負荷駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】広い入力範囲において高力率かつ高効率な負荷駆動装置を提供する。
【解決手段】交流電源１に直列接続したリアクトル２、第１の整流回路３、及びスイッチング素子４からなり、第１の整流回路及びスイッチング素子からなる直列回路の両端に昇圧出力を生成する第１の電圧制御手段と、第１の電圧制御手段の出力を整流平滑する第２の電圧制御手段５，７と、第２の電圧制御手段の出力を交流電圧に変換して負荷をＰＷＭ駆動する負荷駆動回路９と、ゼロクロス検出回路１３、入力電流検出回路１７、及び前記第２の電圧制御手段の直流電圧検出回路１６を備え、前記入力電流検出回路１７、及び直流電圧検出回路１６の検出出力をもとに、スイッチング素子４を駆動する駆動信号を生成する演算制御手段１０を備え、スイッチング素子オン期間を前記入力電流検出回路１７により検出した入力電流に応じた制限値内に制限する。
【選択図】図１

Description

本発明は、負荷駆動装置に係り、交流電源電圧を昇圧して直流に変換した後、負荷を駆動する負荷駆動装置に関する。

図１１は、従来の昇圧回路を備えた電力変換装置を示す図である（例えば特許文献１参照）。この従来装置は、
（１）交流電源１に直列に接続したリアクトル２及び交流電源１を第１の整流器３を介してオンオフするスイッチング素子４並びにそのドライブ回路１１を備えた電圧昇圧回路、
（２）第２の整流器５、分圧コンデンサ６ａ，６ｂ及び平滑コンデンサ７を備えた倍電圧整流回路、
（３）倍電圧整流回路により生成した直流を電源として負荷を駆動するインバータ回路９、及びインバータ回路９のドライブ回路１２をからなる負荷駆動回路、を備える。

なお、電圧昇圧回路のスイッチング素子４をオフに設定した場合において、交流電源１の電圧が例えば１００Ｖの場合、得られる直流電圧は理論的には１００×１.４１×２＝２８２(Ｖ)である。しかし、リアクトル２等の電圧降下が存在するため得られる直流電圧は通常２３０Ｖ程度になる。

また、従来装置では、負荷１５が電動機であり、回転数が低い場合には、前述のように昇圧回路のスイッチング素子４をオフにして直流電圧を２３０Ｖの状態とし、インバータ回路９のＰＷＭ制御におけるデューティを変化させることにより回転数を制御する。

この場合、倍電圧整流回路等により、インバータ回路に供給する直流電圧を電動機を最大回転速度で駆動するに要する電圧に設定しておき、インバータ回路９のＰＷＭのデューティを小さく制御することで負荷１５を低速で運転することができる。しかし、この場合は負荷を、高い直流電圧で、かつ小さなＰＷＭデューティで制御することになるため、負荷に流れる電流変化（ｄｉ／ｄｔ）が大きくなり、負荷の鉄損などが増大し、効率の悪い負荷駆動になる。

また、前記従来装置では、インバータ回路９のＰＷＭデューティを増大することにより高速運転を行うことができる。しかし、インバータ回路９はＰＷＭデューティが１００％になると、負荷１５をそれ以上高速で運転することはできない。

このような場合は、デューティが１００％となった時点でスイッチング素子４を所定デューティでオンオフする。スイッチング素子４をオンすると、交流電源１にはリアクトル２を介して短絡電流が流れ、リアクトル２に電磁エネルギが蓄積される。この状態でスイッチング素子４をオフするとリアクトル４に蓄積された電磁エネルギは出力側に放出され、平滑コンデンサ７に蓄積される。この場合、直流出力電圧はスイッチング素子４のオンデューティに比例して上昇する。この場合は、直流出力電圧の上昇と共に負荷１５の速度は上昇する。このため、例えば２５０Ｖの設計の負荷１５であっても設計値以上の回転数に制御することができる。

また、交流電源の位相に合わせてスイッチング素子４のオンのタイミングとオンデューティを制御することで入力電流波形を正弦波状に近似し、電源力率および高調波電流を所定の値にすることも可能である。
特開平１１−１６４５６２号公報

前記文献には、力率を改善するための手法としてリアクタ２のインダクタンス値、平滑コンデンサ７の値、あるいは電源をオンオフするスイッチング素子４の短絡時間（オン期間）については開示されている。しかし、交流電源１のゼロクロス点からスイッチング素子４をオンするまでの時間、つまりゼロクロス点からの遅延時間については示されていない。

前記遅延時間を考慮しない場合は、ある程度以上の負荷がある場合、すなわち入力電流がある程度以上流れている場合には、入力電流の波形は正弦波状に近似し、力率についても良好に制御を行うことができる。しかし、負荷が小さい場合、すなわち入力電流が小さい場合には、入力電流の波形は三角波状になるなどして力率が悪化する。

また、前記従来技術には、上記電源をオンオフする際のオン期間を決定する際、電源１の入力電力から短絡時間を決定し、さらに直流電圧を２６０Ｖに制御することで電源力率を良好に制御する旨の記載がある。しかしこの場合、電源電圧が通常１０％程度は変動することを考慮すると、例えば１００Ｖ系入力の場合には９０Ｖから１１０Ｖまで、２００Ｖ系入力の場合には１８０Ｖから２２０Ｖの間で変動することになる。すなわち、１００Ｖ系入力では１００Ｖ、２００Ｖ系入力では２００Ｖ入力時に力率を良好に制御する場合と、１００Ｖ系入力では９０Ｖあるいは１１０Ｖ、２００Ｖ系入力では１８０Ｖあるいは２２０Ｖ入力時において力率を良好に制御する場合では、力率を良好に制御するために行うスイッチング素子４の短絡時間等のスイッチング条件が大きく変化する。このため、前記従来技術では、電源変動時に力率が大きく低下することになる。

本発明はこれらの問題点に鑑みてなされたもので、最適な入力力率を得ることのできる負荷駆動装置を提供する。

本発明は上記課題を解決するため、次のような手段を採用した。

交流電源に直列接続したリアクトル、第１の整流回路、及びスイッチング素子からなり、前記第１の整流回路及びスイッチング素子からなる直列回路の両端に昇圧出力を生成する第１の電圧制御手段と、第１の電圧制御手段の出力を整流平滑する第２の電圧制御手段と、第２の電圧制御手段の出力を交流電圧に変換して負荷をＰＷＭ駆動する負荷駆動回路と、前記交流電源電圧のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出回路、交流電源からの入力電流を検出する入力電流検出回路、及び前記第２の電圧制御手段の出力電圧を検出する直流電圧検出回路を備え、前記入力電流検出回路、及び直流電圧検出回路の検出出力をもとに、それぞれ前記第１の電圧制御手段のスイッチング素子を駆動する駆動信号、及び負荷をＰＷＭ駆動する駆動信号を生成する演算制御手段を備え、該演算制御手段は、前記駆動信号によりスイッチング素子をオンにする期間を前記入力電流検出回路により検出した入力電流に応じた制限値内に制限する。

本発明は、以上の構成を備えるため、最適な入力力率を得ることのできる負荷駆動装置を提供することができる。

以下、最良の実施形態を添付図面を参照しながら説明する。図１は、本実施形態にかかる負荷駆動装置を説明する図であり、次のように構成されている。

（１）交流電源１に直列に接続されたリアクトル２と、交流電源１を第１の整流器３を介してオンオフする第１のスイッチング素子４およびそのドライブ回路１１から構成される第１の電圧制御手段、
（２）第２の整流器５と分圧コンデンサ６ａ、６ｂと平滑コンデンサ７と倍電圧整流電圧と全波整流電圧に切り換えるスイッチ８から構成される第２の電圧制御手段、
（３）第２の電圧制御手段の発生する直流電圧を電源とし、負荷１５を駆動するためのインバータ回路９からなる負荷駆動回路、
（４）交流電源のゼロクロス点検出回路１３の出力信号、負荷１５の磁極位置と回転数を検出するための磁極位置検出回路あるいは負荷電流検出回路１４の出力信号および図示しない上位制御装置からの負荷運転制御指令を入力信号とし、定められた制御演算を行って、第１の電圧制御手段のスイッチング素子４をＰＷＭ駆動するドライブ回路１１への動作信号出力、第２の電圧制御手段の第２のスイッチ８への切換え信号出力および負荷１５をＰＷＭ駆動するインバータ回路９への動作信号出力を行うマイコン（演算制御手段）。

次に、このように構成された負荷駆動装置の動作について説明する。

まず、図１において、スイッチ８がオフ、スイッチング素子４が連続的にオフ（開放）した状態における運転モード（第１の運転モード）について説明する。

図１において、前記第１の運転モードの状態では、倍電圧整流回路は一般的な全波整流回路として構成される。この時、整流回路がインバータ回路９に出力する直流電圧は、理論的に１００×１．４１＝１４１（Ｖ）となる。しかし、この電圧はリアクトル等の電圧降下により通常１２０Ｖ程度となる。なお、負荷１５は印加する直流電圧に比例して回転速度が増減する。このため負荷１５を低い回転速度域（例えば最大回転速度７０００ｒｐｍに対して２０００ｒｐｍ以下）で運転する場合は低い直流電圧で良い。

ここで、負荷１５を単に低回転速度で運転するのであれば、予め倍電圧整流回路等でインバータ回路に供給する直流電圧を負荷が最大回転速度で必要とする直流電圧に設定し、インバータ回路９のＰＷＭデューティを小さくすることで、低回転速度で運転制御することができる。しかし、前述のように、高い直流電圧で、かつ小さなＰＷＭデューティで負荷を制御すると負荷に流れる電流の変化（ｄｉ／ｄｔ）が大きくなり、負荷における鉄損などが増大し効率が悪化する。

一方、前述した第１の運転モードを設け、負荷を低回転速度で運転する際には、整流回路のインバータ回路９に出力する直流電圧を小さく設定すると、インバータ回路９のＰＷＭデューティを比較的大きく保つことができる。これにより負荷に流れる電流変化（ｄｉ／ｄｔ）の小さい負荷駆動を行うことができ、高効率な運転が可能になる。

次に、図１において、スイッチング素子４をオンオフ制御する運転モード（第２の運転モード）について説明する。

前記第１の運転モードにおいては、負荷が大きくなった場合あるいは負荷の回転速度を大きくする場合、交流電源１から入力する電流は大きくなる。

ところで、図１に示す負荷駆動装置は交流電源に直列にリアクトル２が接続されているにも係わらず基本的にコンデンサインプット回路を構成している。このため、入力電流は正弦波交流になることはできず、電流の流れない時間含むピーク値の大きい電流が流れる。このため、回路の電気抵抗で発生する損失は増大することになる。

そこで、第２の運転モードでは、ゼロクロス検出回路１３で検出したゼロクロス信号を基に、マイコン１０でスイッチング素子４を短絡するまでの所定の遅延時間とスイッチング素子４を短絡する時間を演算し、スイッチング素子４をオンオフするドライブ信号をドライブ回路１１に出力する。これにより、スイッチング素子４がオンオフ制御されて入力電流がリアクトル２及び第１の整流回路３を介して流れることになる。また、スイッチング素子４のオンオフするタイミングによって、入力電流が流れる時間（位相角）を拡大して入力電流のピークを小さくすることができる。また、リアクトル２の電磁エネルギー蓄積効果によってインバータ回路９に出力する直流電圧を制御することができる。これにより、入力電流のピークが小さくなり、回路の固定的な抵抗分で発生する損失を小さくすることができ、高効率な負荷運転を図ることができる。

ここで、スイッチ８を常時開放とし、スイッチング素子４をオンオフ制御する運転モード（第２−１の運転モード）について説明する。

まず、スイッチング素子４のオンオフを開始するまでの遅延時間は、インバータ回路９が制御する負荷１５の回転速度範囲や負荷条件によりある程度限定される。このため、前記遅延時間は固定値あるいは負荷１５の回転速度や負荷の大きさによって変化する値を用いることができる。この固定値あるいは負荷の回転速度に応じて変化する値は実験的に求めておくことができる。また遅延時間は固定値ではなくテーブルデータもしくは演算式を準備しておき、負荷の回転速度、直流電圧、出力電流、交流電源１の入力電圧、入力電流等の情報を基に算出しても良い。

第２−１の運転モードにおけるスイッチング素子４のオンオフ時間は、負荷１５が所定の回転速度範囲にある時は、予め所定の直流電圧に制御することと決定し、マイコン１０が検出した直流電圧情報と所定の直流電圧の偏差からマイコン１０で短絡時間の増加／減少幅を演算し、検出した直流電圧情報が所定の直流電圧値になるようにフィードバック制御を行うとよい。

予め決定する所定の直流電圧値は、入力する交流電源１の電圧変動を考慮しても、入力電流のピーク値がスイッチング素子４を連続的に開放とした場合より大きくなることなく実現できる電圧値とする。また、スイッチング素子４の短絡時間に上限値を設定し、入力電流のピーク値がスイッチング素子４を連続的に開放とした場合より大きくなることがないようにする。なお、この上限値は、図示しない入力電圧検出回路を用い、検出した入力電圧値に応じてインバータ回路９に供給する直流電圧値を変化させれば良い。このため、過電圧保護として利用することもできる。また、第２−１の運転モードのスイッチング素子４の短絡時間は、インバータ回路９が制御する負荷１５の回転速度範囲や負荷条件がある程度限定されるので、固定値もしくは負荷１５の回転速度や負荷によって強制的に変化させる制御を用いても良い。この場合には直流電圧をフィードバック制御しないことになるが、直流電圧の変化幅は比較的小さいため問題は少ない。

次に図１において、スイッチ８を常時オン、スイッチング素子４をオンオフ制御する第２−２、第２−３の運転モードについて説明する。

まず、負荷１５の回転速度が上昇し所定の回転速度以上になった場合、あるいは負荷１５の負荷が大きくなり電源１からの入力が大きくなった場合、あるいは電源１からの入力電流が大きくなった場合、スイッチ８を連続オンとして整流回路を全波整流から倍電圧整流に切り換える。なお、スイッチ８をオンするタイミングは、ゼロクロス検出回路１３で検出した交流電源のゼロクロスのタイミングで行う。これにより交流電源１から入力する入力電流とインバータ回路９に出力する直流電圧の変化を緩和することができる。また、このとき、スイッチング素子４は、第２−１の運転モードで制御していた遅延時間及び短絡時間で制御したまま、あるいはスイッチ８をオンする前後でオンオフ制御を一定時間停止してスイッチ８をオンし、その後遅延時間を所定の値に制御し、短絡時間を増減して所定の直流電圧を得るようにする。あるいは予めスイッチ８のオンするタイミングにおけるスイッチング素子４の遅延時間及び短絡時間を決定しておいても良い。

図２は、第２の運転モード（第２−２及び第２−３の運転モード）における、スイッチング素子４を短絡するときの交流電圧ゼロクロス点からの遅延時間を説明する図である。図２に示すように、入力電流検出回路１７で検出した入力電流情報に応じて、入力電流が大きくなるに従ってゼロクロス点からの遅延時間が小さくなるように制御を行う。

また、第２−２及び第２−３の運転運転モード時のスイッチング素子４のオンオフ制御は、インバータ回路９に出力する直流電圧が負荷１５の回転速度もしくは電源１からの入力電流に応じて予め決定した直流電圧値になるように、スイッチング素子４の短絡時間を増減する。この増減方法は、所定の直流電圧値と検出した直流電圧値の偏差をもとにマイコン１０が演算し、スイッチング素子４の短絡時間の増減幅を決定する。このフィードバック制御により精度の良い直流電圧を得ることができる。

なお、後述する図４、５に示すように、第２−２の運転モードと第２−３の運転モード時に制御を行う直流電圧はそれぞれ同じ値としても、また、独立した値としてもよい。

本実施形態における制御は、交流電源１から入力する交流電圧によりインバータ回路９に出力する直流電圧が大きく変化する特性を有する。従って、交流入力電圧を検出する手段を備える場合は、検出した交流電圧をもとにインバータ回路９に出力する直流電圧を補正することにより、入力電流のピーク値が小さい、言い換えると効率、力率の良い制御を行うことができる。なお、第１の運転モード、即ちスイッチ８及びスイッチ素子４が常時オフ状態にある場合には、直流電圧を検出して、この直流電圧値から交流入力電圧を推定しても良い。また、スイッチング素子４を短絡する時間に限度値を設けることにより同様な効果を簡易に得ることができる。

図３は、電源の入力電流に応じたスイッチング素子４の短絡時間に基準値を設け、この基準値からの上限及び下限値を予め設定し、この上限値と下限値の間でスイッチング素子４をオンオフ制御する方法を説明する図である。この場合は、入力電圧の検出や第１の運転モード時のように直流電圧値からの推定は行わない。

例えば、直流電圧が２５０Ｖになるようにスイッチング素子４のオンオフ時間をフィードバック制御している場合、電源１からの入力電圧が例えば１００Ｖから９０Ｖに低下したとする。通常のフィードバック制御であれば、スイッチング素子４の短絡時間を大きくして入力電流の波形は三角波状になり、力率を極端に低下しながらも直流電圧を２５０Ｖまで昇圧しようとする。ところが図３に示すように、入力電流に応じて予め短絡時間の上限値を入力電流波形が適正な力率を得られる程度に設けておくことにより、スイッチング素子４はこの上限値でオンオフを行い、直流電圧は制御しようとする２５０Ｖより低目となるが力率の低下は抑制することができる。

ここで、直流電圧が設定より低下することで負荷１５を所定の高速域の回転数まで上げられないことも考えられる。しかし、この場合には負荷１５に回転磁界を与える制御を行うインバータ回路９に、弱め界磁制御等を用いることにより高速域まで運転を行うことができる。一方、電源１の入力電圧が１００Ｖから１１０Ｖに上昇した場合には、直流電圧を２５０Ｖにするためスイッチング素子４の短絡時間は小さくなる。ここで、負荷１５の負荷が軽い場合は、スイッチング素子４のオンオフ時間が充分に小さくても直流電圧が２５０Ｖまで下がらない場合がある。このときの入力電流波形は、導通角が充分に大きくならず力率も低下する。

本実施形態では、入力電流に応じた短絡時間の下限値を、予め入力電流波形が適正な力率を得られる程度に設定しておく。スイッチング素子４はこの下限値でオンオフを行い、直流電圧は制御しようとする２５０Ｖより高目となるが、力率の低下を抑制することができる。

図４、５は、負荷１５の回転速度あるいは電源１からの入力電流に対する直流電圧の制御例を説明する図である。すなわち、図４，５に示すように、負荷の回転速度あるいは電源１からの入力電流に応じてインバータ回路に出力する直流電圧を変化させる。これにより、負荷を高効率で運転することができる。また、この直流電圧を得るためにスイッチング素子の短絡時間あるいはゼロクロス点からの遅延時間を前述のように制御することで、交流−直流変換の高効率（高力率）化を図ることができる。

なお、第２の運転モード時の直流電圧を、図４の例では２段階、図５の例では３段階に示したが、例えば図６に示すように第２−２、及び第２−３の運転モードにおける直流電圧をリニアに制御すれば、負荷駆動回路（インバータ回路）、交流−直流変換部ともに更に高効率化を図ることができる。

図７は、交流電源１の交流電圧が変動した場合における出力直流電圧の設定値の補正を説明する図である。図７において、実線はそれぞれ交流電源１の電圧が１００Ｖ、一点鎖線は電圧が１１０Ｖ、破線は９０Ｖの場合において、出力制御する直流電圧の一例を示している。

交流電圧が、例えば１１０Ｖ（標準）の場合、第２−２、第２−３の運転モード（スイッチ８をオンとする倍電圧整流時）では、スイッチング素子４をオンオフ制御しなくても２７０〜２８０Ｖ程度の直流電圧がインバータ回路の入力側に得られる。しかし、スイッチング素子４をオンオフ制御しない場合、交流電源１からの入力電流の通流時間が短くなる。このため入力力率が低下し、入力電流のピーク値も大きくなり、効率が低下する。

従って、交流電源の入力電圧が高い場合、言い換えると、スイッチング素子４の短絡制御を行わない場合、あるいは短絡時間が短い場合において、出力電圧が制御しようとする所定の電圧より大きくなるときは、前記所定の電圧に補正値を加味して（例えば入力電圧が１００Ｖのときよりも高めの直流電圧で制御するようにして）、入力力率が充分に高い運転を行う。

一方、交流電圧が例えば９０Ｖと低い場合において、出力直流電圧を例えば２８０Ｖに設定する場合にはスイッチング素子４のオンオフ制御における短絡時間を大きくしなければならない。しかし、この短絡時間を大きくしすぎると、図８に示すように高い直流電圧は得られるが、同時に力率（効率）は低下する（図８はスイッチング素子４の短絡時間に対する力率、効率の変化を表す図であり、破線で力率、効率の変化を表し、直流電圧の変化を実線で表している）。

そこで、入力電圧が低い場合には、インバータ回路９に出力する直流電圧の値を補正し、例えば入力電圧が１００Ｖ（標準）の時の出力電圧よりも低目に設定することにより、高力率（高効率）な運転を行うことができる。

図９は、本実施形態の負荷駆動装置におけるスイッチング素子の制御内容を説明する図である。

図９において、横軸に電源１からの入力電流を表しており、縦軸にスイッチング素子４のゼロクロス点から短絡するまでの遅延時間とスイッチング素子４の短絡時間、および直流電圧の変化の一例を各運転モードに対応して示している。

まず第１の運転モードにおいては、スイッチング素子４のオンオフ制御を行わないため、直流電圧は単に全波整流回路で得られる電圧値となっている。次に、入力電流が増加した場合、第２−１の運転モードとなり、このモードではスイッチング素子４のゼロクロス点から短絡するまでの遅延時間と短絡時間は所定の固定値となっている。これは前述したようにスイッチング素子４の制御方法として直流電圧のフィードバック制御を行っても良いが、運転領域が比較的小さい領域となるのが一般的であるので、制御の簡素化を図り所定の固定値としても充分に効果は得られる。

更に入力電流が増加すると運転モードは第２−２に遷移する。このモードでは、入力電流に応じてスイッチング素子４のゼロクロス点から短絡すまでの遅延時間を制御し、遅延時間を決定した後、直流電圧値が所定の値になるようにスイッチング素子４の短絡時間を増減する。模式的に表すと、この短絡時間は入力電流に直線的に変化する。またここでは、第２−２の運転モードの開始点と終了点において、スイッチング素子４の短絡時間の基準値Ａ、Ｂを設け、この基準値ＡＢ間を直線補完した入力電流に対するスイッチング素子４の短絡時間に一定のバンド幅を設定し、このバンド幅の上下をそれぞれスイッチング素子４の短絡時間の上下限値にする。これにより、電源１の入力電圧が変動した際にも前述したように力率や効率を良好に制御することができる。ただし、この上下限値でスイッチング素子４を制御している場合、直流電圧値は図９で示す値にならないことは言うまでもない。

更に入力電流が増加すると運転モードは第２−３の運転モードに遷移する。第２−３の運転モードでは、スイッチング素子４のゼロクロス点から短絡するまでの遅延時間は所定の固定値とする。スイッチング素子４の短絡時間は所定の直流電圧になるようにフィードバック制御を行い増減すると、スイッチング素子４の短絡時間は第２−２の運転モード時と同様に入力電流に応じて直線的に変化する。ここで、第２−３の運転モードにおいても、第２−２の運転モード時のスイッチング素子４の短絡時間同様に、第２−３の運転モードの開始点と終了点におけるスイッチング素子４の短絡時間に基準値Ｂ、Ｃを設け、この基準値ＢＣ間を直線補完した入力電流に対するスイッチング素子４の短絡時間に一定のバンド幅を設定し、このバンド幅の上下をそれぞれスイッチング素子４の短絡時間の上下限値にすることで、電源１の入力電圧が変動した際にも前述した通り力率や効率を良好に制御することができる。ただし、この上下限値でスイッチング素子４を短絡制御している場合、直流電圧値は図９で示す値にならないことは言うまでもない。なお、ここで説明した基準点はＡ、Ｂ、Ｃの３点とし、ＡＢ間、ＢＣ間の２区間をそれぞれ直線補完してスイッチング素子４の短絡時間の上下限値を設定したが、特に基準点３点による２区間から上記制御を行わず、１区間、３区間、４区間等で上下限値を設定しても同様な効果が得られる事は言うまでもない。

図１０は前記実施形態の変形例を示す図である。以上の説明では、図１に示す回路構成、すなわち全波整流と倍電圧整流回路を切り替える切替スイッチ８を備えた回路装置におけるスイッチング素子４の制御方法について説明をしたが、図１０に示すような全波整流回路のみを備えた（倍電圧整流回路を備えない）回路装置に対しても同様に適用することができる。この例は主として電源１の電源電圧が２００Ｖクラスの場合に適用すると有効である。

更に、前記従来例で説明した図１１のような倍電圧整流回路のみを備えた回路装置に対しても同様に適用することができる。特に第２−２の運転モードにおけるスイッチング素子４の電源のゼロクロス点から短絡までの遅延時間の設定、あるいは第２−２、第２−３の運転モードにおいてスイッチング素子４の短絡時間に、電源１からの入力電流に応じた上／下限値を設定する手法は、負荷１５の回転速度が小さいときには効率面で不利である。しかし、力率や負荷１５の回転速度が比較的大きい運転条件においては有利で効果的な制御手段となる。

以上説明したように、本実施形態によれば、電源電圧が変動した場合においても、簡素な構成で広い入力範囲において高力率かつ高効率な負荷駆動を得ることができる。特に負荷の低速運転領域（低入力領域）では高効率運転を、中高速運転領域（高入力領域）では高入力力率による高出力および高効率運転を実現できる。また、この駆動装置を冷凍装置の運転に適用する場合は、安価かつ低消費電力の冷凍装置を得ることができる。

本発明の実施形態にかかる負荷駆動装置を説明する図である。 第２の運転モードにおける、交流電圧ゼロクロス点からの遅延時間を説明する図である。 短絡時間の上限及び下限値の間でスイッチング素子をオンオフ制御する方法を説明する図である。 負荷の回転速度あるいは電源からの入力電流に対する直流電圧の制御例を説明する図である。 負荷の回転速度あるいは電源からの入力電流に対する直流電圧の制御例を説明する図である。 直流電圧をリニアに制御する運転モードを説明する図である。 交流電源の交流電圧が変動した場合における出力直流電圧の設定値の補正を説明する図である。 スイッチング素子４の短絡時間に対する力率、効率の変化を表す図である。 スイッチング素子の制御内容を説明する図である。 本実施形態の変形例を示す図である。 従来の電力変換装置を示す図である。

符号の説明

１ 交流電源
２ リアクトル
３ 第１の整流器
４ スイッチング素子
５ 第２の整流器
６ａ，６ｂ 分圧コンデンサ
７ 平滑コンデンサ
８ 切換スイッチ
９ インバータ回路
１０ 演算制御手段（マイコン）
１１ ドライブ回路
１３ ゼロクロス検出回路
１４ 磁極位置検出回路（電流検出回路）
１５ 負荷（電動機）
１６ 直流電圧検出回路
１７ 入力電流検出回路

Claims (6)

1. 交流電源に直列接続したリアクトル、第１の整流回路、及びスイッチング素子からなり、前記第１の整流回路及びスイッチング素子からなる直列回路の両端に昇圧出力を生成する第１の電圧制御手段と、
   第１の電圧制御手段の出力を整流平滑する第２の電圧制御手段と、
   第２の電圧制御手段の出力を交流電圧に変換して負荷をＰＷＭ駆動する負荷駆動回路と、
   前記交流電源電圧のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出回路、交流電源からの入力電流を検出する入力電流検出回路、及び前記第２の電圧制御手段の出力電圧を検出する直流電圧検出回路を備え、前記入力電流検出回路、及び直流電圧検出回路の検出出力をもとに、それぞれ前記第１の電圧制御手段のスイッチング素子を駆動する駆動信号、及び負荷をＰＷＭ駆動する駆動信号を生成する演算制御手段を備え、
   該演算制御手段は、前記駆動信号によりスイッチング素子をオンにする期間を前記入力電流検出回路により検出した入力電流に応じた制限値内に制限することを特徴とする負荷駆動装置。
2. 交流電源に直列接続したリアクトル、第１の整流回路、及びスイッチング素子からなり、前記第１の整流回路及びスイッチング素子からなる直列回路の両端に昇圧出力を生成する第１の電圧制御手段と、
   第１の電圧制御手段の出力をダイオードブリッジ回路と該ダイオードブリッジ回路の正負出力端子間に直列接続した少なくとも２つのコンデンサ、及び該コンデンサの中点と前記ダイオードブリッジ回路の交流入力端子間に接続した切換スイッチを有する倍電圧整流回路を備えた第２の電圧制御手段と、
   第２の電圧制御手段の出力を交流電圧に変換して負荷をＰＷＭ駆動する負荷駆動回路と、
   前記交流電源電圧のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出回路、交流電源からの入力電流を検出する入力電流検出回路、及び前記第２の電圧制御手段の出力電圧を検出する直流電圧検出回路を備え、前記入力電流検出回路、及び直流電圧検出回路の検出出力をもとに、それぞれ前記第１の電圧制御手段のスイッチング素子を駆動する駆動信号、前記第２の電圧制御手段の切換スイッチ、及び負荷をＰＷＭ駆動する駆動信号を生成する演算制御手段を備え、
   該演算制御手段は、前記駆動信号によりスイッチング素子をオンにする期間を前記入力電流検出回路により検出した入力電流に応じた制限値内に制限することを特徴とする負荷駆動装置。
3. 請求項２記載の負荷駆動装置において、
   前記演算制御手段は、前記検出した入力電流の増加に応じて、第１の電圧制御手段のスイッチング素子を常時オフに駆動する第１の運転モード、第１の電圧制御手段のスイッチング素子を前記ゼロクロス点から所定時間遅延してオンオフ駆動する第２−１の運転モード、及び第１の電圧制御手段のスイッチング素子を前記ゼロクロス点から入力電流に応じた所定時間遅延してオンオフ駆動するとともに倍電圧整流回路の切換スイッチをオンに駆動する第２−２の運転モードを備えたことを特徴とする負荷駆動装置。
4. 請求項３記載の負荷駆動装置において、
   前記第２−２の運転モードは、入力電流に応じてスイッチング素子のゼロクロス点からオンするまでの遅延時間を制御し、遅延時間を制御した後直流電圧値が所定の値になるようにスイッチング素子のオン期間を調整することを特徴とする負荷駆動装置。
5. 請求項４記載の負荷駆動装置において、
   前記第２−２の運転モードに続く第２−３の運転モードを備え、該運転モードは、スイッチング素子４のゼロクロス点から短絡するまでの遅延時間を所定の固定値とすることを特徴とする負荷駆動装置。
6. 請求項１または２記載の負荷駆動装置において、
   交流電源電圧が低い場合は第２の電圧制御手段の直流出力電圧の目標値を交流電源電圧が基準値の場合の直流出力電圧の目標値よりも低めに設定し、交流電源電圧が高い場合は第２の電圧制御手段の直流出力電圧の目標値を交流電源電圧が基準値の場合の直流出力電圧の目標値よりも高めに設定することを特徴とする負荷駆動装置。
   
   
   

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