JP2008017627A - 電源装置およびこれを用いた空気調和機 - Google Patents

Abstract

【課題】全波整流回路にて得られる直流電圧よりも低い平均出力電圧を含む広い出力電圧範囲を有する電源装置を提供する。
【解決手段】交流電圧を直流電圧に整流する整流回路２と、交流電源１と整流回路２との間に設けたリアクタ３と、整流回路２の直流出力端間に接続した第１のコンデンサ４と、直流出力端の＋極側に一端が接続した第２のコンデンサ５と、この第２のコンデンサ５の他端にアノードが接続した第１のダイオード６と、第１のダイオード６のカソードと直流出力端の−極側との間に接続した第３のコンデンサ７と、アノードが第１のダイオード６のカソードに接続し、カソードが直流出力端の＋極側に接続した第２のダイオード８と、アノードが直流出力端の−極側に接続し、カソードが第１のダイオード６のアノードに接続した第３のダイオード９と、第３のダイオード９と並列接続した開閉手段１０と、開閉手段１０を駆動する開閉制御手段１１とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、交流電源からの交流電圧を整流して負荷へ電力を供給する電源装置およびこれを用いた空気調和機に関する。

従来、空気調和機では希土類磁石を用いた高効率電動機を圧縮機に採用するなど、エネルギー消費効率（ＣＯＰ）を向上させるための取組みが進んでいる。

最近では、空気調和機の総運転時間中に占める割合が高い軽負荷時、すなわち圧縮機の低速運転時におけるシステム効率が特に重要視されるようになりつつある。

一般に、インバータを用いた電動機駆動におけるシステム効率は、電動機を駆動するために必要な直流電圧以上の電圧範囲であれば、電圧が低いほど電動機駆動におけるシステム効率が高く、同時に静音化を図ることができることが良く知られている。

したがって、空気調和機の電源装置においては、出力電圧を可変する手段を備え、圧縮機の低速運転時に、高速運転時に比べて低い出力電圧を出力することが望ましい。

従来、このような電源装置の１つとして、リアクタを介して交流電源を短絡する短絡手段と、この短絡手段を制御する短絡制御手段とを備え、この短絡制御手段によって短絡手段をスイッチング動作させることで昇圧動作を行う昇圧手段を備えるとともに、切替制御手段によって負荷に応じて整流回路を全波整流回路または倍電圧整流回路に切り替える方式が提案されている（例えば、特許文献１参照）。

図１４は、特許文献１に記載された電源装置の構成を示すものである。

図１４に示すように、従来の電源装置は、交流電源１からの交流電圧を整流して直流電圧を生成する整流回路２と、交流電源１に直列に接続されたリアクタ３と、該リアクタ３を介して交流電源１を短絡する短絡素子１８を制御する力率改善制御手段１０４と、整流回路２を全波整流回路または倍電圧整流回路に切り替えるように制御する倍電圧／全波整流制御手段１０５とを有している。
そして、倍電圧／全波整流制御手段１０５は、力率改善制御手段１０４の出力信号および電源装置への入力電流または電源装置からの出力電流に基づいて、整流回路２を全波整流回路または倍電圧整流回路へと切り替える制御を行う。
その結果、従来の電源装置は、広範囲の出力電圧可変範囲を得ることが可能となり、負荷に適した出力電圧を、負荷へ供給することができる。
特開平１１−２０６１３０号公報

しかしながら、上記従来の電源装置は、全波整流回路と倍電圧整流回路とを切り替える切替制御手段と、リアクタを介した交流電源の短絡による昇圧手段とによって構成されているため、電源装置として交流電源から通常全波整流回路によって得られる直流電圧（およそ交流電源の電源電圧×√２）よりも低い出力電圧を得ることができない。
つまり、このことが、インバータ負荷における軽負荷時の効率向上における１つの制約条件となっているという課題がある。

すなわち、一般に電動機の駆動に必要な直流電圧以上であれば、出力電圧が低いほどシステムとして高効率となることから、空気調和機の軽負荷時に、より低い出力電圧を圧縮機等の負荷へ供給することができれば、さほど電圧を必要としない軽負荷時におけるシステム効率を高めることが可能となる。

本発明は、上記従来の課題を解決するもので、簡単な構成で、全波整流回路によって得られる直流出力電圧よりも低い出力電圧を負荷へ供給することで、軽負荷時のシステム効率を向上することが可能な電源装置を提供することを目的とする。

上記従来の課題を解決するために、本発明の電源装置は、交流電源からの交流電圧を直流電圧に整流する整流回路と、交流電源と整流回路との間に接続されたリアクタと、整流回路の直流出力端間に接続された第１のコンデンサと、整流回路の＋極側の直流出力端に一端が接続された第２のコンデンサと、第２のコンデンサの他端にアノードが接続された第１のダイオードと、第１のダイオードのカソードと整流回路の−極側の直流出力端との間に接続された第３のコンデンサと、アノードが第１のダイオードのカソードに、カソードが整流回路の＋極側の直流出力端にそれぞれ接続された第２のダイオードと、アノードが整流回路の−極側の直流出力端に、カソードが第１のダイオードのアノードにそれぞれ接続された第３のダイオードと、第３のダイオードに並列に接続された開閉手段と、開閉手段を駆動する開閉制御手段とを備えて第１のコンデンサに並列に接続された負荷へ電力を供給する電源装置において、第１のコンデンサの静電容量を、第２のコンデンサおよび第３のコンデンサよりも小さく設定するものであり、本構成において開閉手段を開とすることによって、負荷へ供給される出力電圧波形を交流電源周期にて脈動させた波形とするものである。

また、リアクタを介して交流電源を短絡する短絡手段を備えることによって、電源装置の昇圧能力を向上させて、出力電圧範囲を拡大するものである。

本発明の電源装置は、全波整流回路で構成される電源装置よりも低い平均出力電圧を得ることができるため、圧縮機などに用いる電動機等のインバータ負荷に対して、軽負荷時に効率よく駆動することができる。

第１の発明は、交流電源からの交流電圧を直流電圧に整流する整流回路と、交流電源と整流回路との間に接続されたリアクタと、整流回路の直流出力端間に接続された第１のコンデンサと、整流回路の＋極側の直流出力端に一端が接続された第２のコンデンサと、第２のコンデンサの他端にアノードが接続された第１のダイオードと、第１のダイオードのカソードと整流回路の−極側の直流出力端との間に接続された第３のコンデンサと、アノードが第１のダイオードのカソードに、カソードが整流回路の＋極側の直流出力端にそれぞれ接続された第２のダイオードと、アノードが整流回路の−極側の直流出力端に、カソードが第１のダイオードのアノードにそれぞれ接続された第３のダイオードと、第３のダイオードに並列に接続された開閉手段と、開閉手段を駆動する開閉制御手段とを備えて第１のコンデンサに並列に接続された負荷へ電力を供給する電源装置において、第１のコンデンサの静電容量を、第２のコンデンサおよび第３のコンデンサよりも小さく設定するものである。

本構成によって、開閉手段の開時に負荷へ供給される出力電圧波形を交流電源周期にて脈動した波形とすることで平均出力電圧を低くするものである。

第２の発明は、接続された負荷が、予め定められた負荷よりも軽い場合に、開閉制御手段によって開閉手段を開とするものである。

これにより、通常負荷時には高い出力電圧を得ることができ、高い出力電圧を必要としない軽負荷時においてのみ、全波整流回路で通常得られる電圧よりも低い出力電圧を得ることができる。

第３の発明は、開閉手段が開時に負荷へ供給される直流電圧を、略台形状の波形であって、直流電圧の瞬時値の下限値が整流回路にて全波整流した時の直流出力電圧の略１／２とするものであり、直流電圧の下限値を引き下げることによって平均出力電圧をさらに下げるものである。

第４の発明は、第３のコンデンサの耐圧を第２のコンデンサよりも低く設定するものである。

これによって電源装置のコスト、サイズを小さくすることができる。

第５の発明は、開閉手段および第３のダイオードをＭＯＳＦＥＴにて構成するものであり、これによって部品点数を削減することで回路を簡素化でき、電源装置を小型化するものである。

第６の発明は、リアクタを介して交流電源を短絡する短絡手段を備えるものであり、昇圧作用によって開閉手段が閉時のモードにおける最大出力電圧を高くすることができることから、電源装置の出力電圧範囲を拡大することができる。

第７の発明は、短絡手段を交流電源の電源半周期毎に１回だけ短絡するものであり、これにより、スイッチング損失の低減により常に高いコンバータ効率を得ることで、高いシステム効率を実現できる。

第８の発明は、負荷に応じて予め定められた短絡回数だけリアクタを介して交流電源を電源半周期毎に短絡するものであり、高い出力電圧が必要な場合にのみ短絡回数を増加させて昇圧能力を高め、高い出力電圧が不要な場合には短絡回数を減少させることで、広負荷範囲において高いシステム効率を有する電源装置とすることができる。

第９の発明は、軽負荷時、すなわち負荷の値が所定の値よりも小さいときには、短絡手段を開とすることにより、さほど出力電圧が不要となる低速運転時における出力電圧を可能な限り低くするとともに不要なスイッチングをなくすことで、システム効率をさらに向上することができる。

第１０の発明は、整流回路を構成するダイオードブリッジ内のダイオードのうち、互いに接続された２個のダイオードにそれぞれ並列接続された２個のスイッチング素子にて短絡手段が構成されるものであり、これにより、昇圧動作時の効率がさらに改善されることで、より高効率な電源装置を得ることができる。

第１１の発明は、電動機と、この電動機を駆動するインバータ手段とを備え、電動機の回転数が低い場合に開閉手段を開とする本発明の電源装置を備えるものであり、電動機の回転数が高い場合には、開閉手段を閉とすることで高い出力電圧を供給し、より誘起電圧の高い電動機を駆動することができるとともに、高い出力電圧を必要としない低速運転時において、従来よりも低い出力電圧を負荷に供給することができるため、トータルとして高いシステム効率を得ることができる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１における電源装置の構成を示すものである。

図１に示すように、本発明における電源装置は、交流電源１からの交流電圧を直流電圧に整流する整流回路２と、交流電源１と整流回路２との間に接続されたリアクタ３と、整流回路２の直流出力端間に接続された第１のコンデンサ４と、整流回路２の＋極側の直流出力端に一端が接続された第２のコンデンサ５と、第２のコンデンサ５の他端にアノードが接続された第１のダイオード６と、第１のダイオード６のカソードと整流回路２の−極側の直流出力端との間に接続された第３のコンデンサ７と、アノードが第１のダイオード６のカソードに、カソードが整流回路２の＋極側の直流出力端にそれぞれ接続された第２のダイオード８と、アノードが整流回路２の−極側の直流出力端に、カソードが第１のダイオード６のアノードにそれぞれ接続された第３のダイオード９と、第３のダイオード９に並列に接続された開閉手段１０と、開閉手段１０を駆動する開閉制御手段１１とから構成され、第１のコンデンサ４に並列に接続された負荷１２へと電力を供給している。

開閉制御手段１１は、マイコンなどの制御装置２７によって構成されており、負荷検出手段（図示せず）によって負荷１２の状態を検出し、負荷１２が所定の負荷よりも軽い場合には開閉手段１０を開に、負荷１２が重い場合には開閉手段１０を閉に制御する。

本発明における電源装置は、第１のコンデンサ４の静電容量が、第２のコンデンサ５および第３のコンデンサ７に比べて極めて小さく設定されている。
その一例としては、第２のコンデンサ５および第３のコンデンサ７を３００μＦとした場合、第１のコンデンサの静電容量を４７μＦとする組合せがある。

図２は、本発明の実施の形態１における電源装置の電圧・電流波形を示したものである。

図２に示すように、本発明の電源装置は、開閉手段１０を開とした場合の動作として、図中Ａ〜Ｄの４つの動作モードを有する。

以下に各動作モードについて詳細を説明する。

なお、図３および図４は、いずれも開閉手段１０を開とした時の、実施の形態１における電源装置の等価回路構成を示すものである。

図３は、交流電源１における交流電圧の瞬時値（瞬時電圧)が高く、第１のコンデンサ４の電圧が上昇する期間における、本実施の形態１における電源装置の等価回路構成を表したものである。

第１のコンデンサ４の電圧１３が上昇する状態には、次の２つの動作モードがある。

第１の動作モード（図中Ａ）は、交流電源１の瞬時電圧１５が第１のコンデンサ４の電圧１３よりは高いが、第２のコンデンサ５の電圧と第３のコンデンサ７の電圧の和よりは低く、第１のダイオード６がオフとなる状態である。

この第１の動作モードにおいては、第１のコンデンサ４のみが充電されるため、交流電源１の瞬時電圧１５の上昇につれて第１のコンデンサ４の電圧１３は上昇するが、この間、第２のコンデンサ５および第３のコンデンサ７の電圧はほぼ一定となる。

第２の動作モード（図中Ｂ）は、交流電源１の瞬時電圧１５が第２のコンデンサ５の電圧と第３のコンデンサ７の電圧の和よりも高く、第１のダイオード６がオンとなる状態である。

この第２の動作モードにおいては、第１のコンデンサ４および、第２のコンデンサ５、第３のコンデンサ７がともに充電される。

図３に示すように、第２の動作モードでは、第２のコンデンサ５と第３のコンデンサ７は、第１のダイオード６を介して直列に接続された状態で充電されるため、第２のコンデンサ５および第３のコンデンサ７に充電される電圧（ＶＣ２ｐｋ）は、それぞれ第１のコンデンサ４に充電される電圧（ＶＣ１ｐｋ）の概略１／２となる。

さらに交流電源１の電圧位相が進んで、第１のコンデンサ４の電圧がピークを迎えた後は、交流電源１の瞬時電圧１５の低下とともに負荷１２による放電のため、第１のコンデンサ４の電圧は低下し始める。

図４は、交流電源１の交流電圧の瞬時値（瞬時電圧）が低くなって、第１のコンデンサ４の電圧が低下する期間における、本発明の実施の形態における電源装置の等価回路構成を表したものである。

第３の動作モード（図中Ｃ）は、交流電源１の瞬時電圧１５が第２のコンデンサ５、第３のコンデンサ７の電圧よりも高く、第２のダイオード８、第３のダイオード９がともにオフとなる状態である。

本発明の電源装置における第１のコンデンサ４は、第２のコンデンサ５および第３のコンデンサ７の静電容量に比べて極めて小さい値に設定されている。
よって、第３の動作モードにおいて、第１のコンデンサ４の電圧１３は、交流電源１の瞬時電圧１５が低下するにつれて負荷１２への放電により、急速に下降しようとする。

しかしながら、本発明の電源装置では、リアクタ３を備えているため、交流電源１からの入力電流の急激な変化は抑制される。

従って、リアクタ３は、入力電流１６の通電幅を広げる作用を有するだけでなく、第１のコンデンサ４の電圧が急速に低下することを抑制し、その結果、第１のコンデンサ４の電圧１３は、リアクタ３がない場合に比べて緩やかに低下する。

第４の動作モード（図中Ｄ）は、交流電源１の瞬時電圧が低くなり、第１のコンデンサ４の電圧１３が低下して第２のコンデンサ５および第３のコンデンサ７の電圧１４に等しくなることによって、第２のダイオード８、第３のダイオード９がともにオンとなる状態である。

図４に示すように、第２のダイオード８、第３のダイオード９がともにオンとなる状態になると、第２のコンデンサ５および第３のコンデンサ７は、それぞれ第２のダイオード８および第３のダイオード９を介し、負荷を通って放電されるため、第１のコンデンサ４は、第２のコンデンサ５および第３のコンデンサ７と並列接続状態となる。

その結果、平滑回路の合成容量は大きくなり、第１のコンデンサ４の電圧１３と第２のコンデンサ５および第３のコンデンサ７の電圧１４は、いずれも負荷１２の電圧と等しくなる（図３に示した第４のモード）。

なお、第２のコンデンサ５および第３のコンデンサ７の電圧１４は、負荷１２に対して十分な静電容量が確保されていることから、電圧リプルを無視すると、ほぼ一定の値（＝第１のコンデンサ４のピーク電圧の概略１／２）となる。

上記第４の動作モードは、交流電源１の瞬時電圧１５が再び第１のコンデンサ４の電圧１３よりも高くなるまで継続される。

以上のように、本発明の実施の形態１における電源装置は、４つの動作モードを順番に移行することによって、全波整流回路における出力電圧の概略１／２の電圧を下限値とするリプルの大きな出力電圧波形を実現する。

本発明の電源装置の出力電圧は、全波整流回路における出力電圧の概略１／２の電圧となる期間が長いことから、その平均出力電圧は、通常全波整流回路によって得られる直流電圧よりも低くなる。

したがって、本発明の電源装置は、通常全波整流回路によって得られる直流電圧よりも低い平均電圧を負荷１２へ供給することができる。

次に、図５は、本実施の形態１の電源装置において、各部の定数を変更した場合の電圧・電流波形を表すものである。

すなわち、電源装置は、第１のコンデンサ４の静電容量を３３μＦ、第２のコンデンサ５および第３のコンデンサ７の静電容量を１０００μＦとするとともに、リアクタ３のＬ値を大きくしており、図２に比べて負荷電力が大きな場合の波形を図５に示している。

図５に示すように、本実施の形態では、電源装置の負荷電力が大きいことから、交流電源１の瞬時電圧１５が大きい領域においても第１のコンデンサ４の電圧１３の上昇率が低く抑えられている（ＶＣ１ｐｋ１）。

したがって、第１のコンデンサ４の電圧１３、すなわち負荷１２へ供給される電圧は、通常全波整流回路から得られる電圧の概略１／２の電圧（ＶＣ２ｐｋ１）を下限値とする概略台形状の電圧波形となる。

以上のように、図５に示すような出力電圧波形を実現することによって、電圧のピーク値を効果的に抑制することができ、電源装置の平均出力電圧を極限まで低減することが可能となる。

図６は、本実施の形態１における電源装置の、開閉手段１０を閉とした時の等価回路構成を表すものである。

図６に示すように、開閉手段１０が閉の場合、第２のコンデンサ５は、第１のコンデンサ４と並列接続されるため、第１のコンデンサ４と同じ電圧まで充電されることになる。

したがって、第２のコンデンサ５の耐圧は、第１のコンデンサ４と同等の耐圧が必要である。

一方、開閉手段１０が閉の場合、第３のコンデンサ７は、第２のダイオード８によって耐圧を持たせることが可能である。

また、開閉手段１０が開の場合には、第３のコンデンサ７と第２のコンデンサ５の電圧の和が第１のコンデンサ４の電圧に等しくなることから、第３のコンデンサ７の耐圧を第１のコンデンサ４および第２のコンデンサ５よりも小さくすることができる。

本実施の形態１の電源装置は、第２のコンデンサ５と第３のコンデンサ７の静電容量が同じであることから、第３のコンデンサ７の耐圧は、設計マージンを考慮して第２のコンデンサ５の耐圧の１／２よりも若干高い電圧としている。

本実施の形態１の電源装置は、第３のコンデンサ７の耐圧を第２のコンデンサ５よりも低くすることによって、第３のコンデンサ７を小型化することができるため、電源装置のサイズをより小さくすることが可能となる。

以上のように、本実施の形態の電源装置は、交流電圧に対して通常全波整流回路から得られる直流電圧よりも低い平均出力電圧を得ることができるため、従来の電源装置に比べて低い直流電圧にて負荷を駆動することができることから、インバータなどの負荷を高効率にて駆動することができる。

（実施の形態２）
図７に本発明の実施の形態２における電源装置の回路構成を示す。

図７に示すように、本実施の形態２における電源装置は、実施の形態１で示した開閉手段１０をＭＯＳＦＥＴ３１とすることによって、ＭＯＳＦＥＴ３１の寄生ダイオード３１ａにて実施の形態１で示した第３のダイオード９を省略することができるため、電源装置の小型化を図ることができるというものである。

また、実施の形態１のように、開閉手段１０（図１中）にリレーを用いた場合では、開閉手段１０（図１中）の開・閉切替時に接点バウンスの影響を受けるが、開閉手段１０（図１中）の代わりにＭＯＳＦＥＴ３１を使用することによって、接点バウンスの影響を受けることなく、電源半周期以内に確実に開閉手段としてのＭＯＳＦＥＴ３１の開・閉状態を切り替えることができるため、運転モードの切替を円滑にすることが可能となる。
（実施の形態３）
図８は、本発明の実施の形態３における電源装置の回路構成を示すものである。

図８に示すように、本実施の形態３における電源装置は、交流電源１からの交流電圧を直流電圧に整流する整流回路２と、交流電源１と整流回路２の間に接続されたリアクタ３と、整流回路２の直流出力端間に接続された第１のコンデンサ４と、整流回路２の＋極側の直流出力端に一端が接続された第２のコンデンサ５と、第２のコンデンサ５の他端にアノードが接続された第１のダイオード６と、第１のダイオード６のカソードと整流回路２の−極側の直流出力端との間に接続された第３のコンデンサ７と、アノードが第１のダイオード６のカソードに、カソードが整流回路２の＋極側の直流出力端にそれぞれ接続された第２のダイオード８と、アノードが整流回路２の−極側の直流出力端に、カソードが第１のダイオード６のアノードにそれぞれ接続された第３のダイオード９と、第３のダイオード９に並列に接続された開閉手段１０と、開閉手段１０を駆動する開閉制御手段１１とから構成され、第１のコンデンサ４に並列に接続された負荷１２へと電力を供給する。

また第１のコンデンサ４の静電容量は、実施の形態１または２と同様に、第２のコンデンサ５および第３のコンデンサ７の静電容量よりも小さく設定されている。

さらに、本電源装置は、交流電源１のゼロクロスを検出するゼロクロス検出手段１９を備え、ダイオードブリッジ１７とＩＧＢＴ１８とから構成され、リアクタ３を介して交流電源１を短絡する短絡手段２０、およびゼロクロス検出手段１９から得られるゼロクロスのタイミングに同期して短絡手段２０を制御する短絡制御手段２１を備えている。

次に本実施の形態３における電源装置の動作モードについて説明する。

まず、開閉手段１０が開の場合には、短絡手段２０は常にオフ状態となり、本実施の形態１または２と同じ動作モードとなるため、記載を省略する。

図９に、開閉手段１０が閉の場合における実施の形態３の電源装置の短絡制御手段２１の動作および電源装置の電圧・電流波形を示す。

図９に示すように、短絡手段２０は、交流電源１の電源半周期に１回、ゼロクロス検出手段１９によって検出されたゼロクロス点から所定の時間ｔｄ経過後に所定の時間ｔｗだけ短絡動作を行う。

時間ｔｄおよび時間ｔｗは、負荷１２の状態に応じて予め制御装置２７に記憶された値を用いてもよいし、また電源装置の出力電圧（すなわち第１のコンデンサ４の電圧１３）が所望の電圧となるようにフィードバック制御してもよい。

本発明の電源装置の出力電圧は、短絡手段２０のオン・オフ動作に伴う昇圧作用によって、全波整流回路によって得られる直流電圧以上の電圧を得ることができるため、出力電圧範囲を大幅に拡大することが可能である。

また、図９に示すように、本制御によって、電源装置の入力電流１６の通電幅が大きく広がるため、あわせて高力率動作を実現することが可能となる。

また図１０に本実施の形態３における電源装置の別の形態を示す回路構成図を表す。

図１０に示すように、本実施の形態３の電源装置は、互いに直列に接続されて、整流回路２の各ダイオードに並列に接続された２個のＩＧＢＴ２２ａ、２２ｂから成る短絡手段を備える。

図１０の構成を備える電源装置においては、２個のＩＧＢＴ２２ａ、２２ｂが電源半周期毎に交互に短絡動作することによって、リアクタ３を介して交流電源１を短絡・開放することになる。

図１０に示す電源装置が有する昇圧作用自体は、図８の構成の電源装置と基本的に同じであるが、短絡時の損失がダイオードのＶＦ分だけ少なくなるため、図８の構成の電源装置に比べて高効率になるという利点を有する。

（実施の形態４）
図１１は、本発明の実施の形態４における電源装置の回路構成を示すものである。

図１１に示すように、本実施の形態４における電源装置は、交流電源１からの交流電圧を直流電圧に整流する整流回路２と、交流電源１と整流回路２の間に接続されたリアクタ３と、整流回路２の直流出力端間に接続された第１のコンデンサ４と、整流回路２の＋極側の直流出力端に一端が接続された第２のコンデンサ５と、第２のコンデンサ５の他端にアノードが接続された第１のダイオード６と、第１のダイオード６のカソードと整流回路２の−極側の直流出力端との間に接続された第３のコンデンサ７と、アノードが第１のダイオード６のカソードに、カソードが整流回路２の＋極側の直流出力端にそれぞれ接続された第２のダイオード８と、アノードが整流回路２の−極側の直流出力端に、カソードが第１のダイオード６のアノードにそれぞれ接続された第３のダイオード９と、第３のダイオード９に並列に接続された開閉手段１０と、開閉手段１０を駆動する開閉制御手段１１とから構成され、第１のコンデンサ４に並列に接続された負荷１２へと電力を供給する。

また第１のコンデンサ４の静電容量は、実施の形態１〜３と同様に、第２のコンデンサ５および第３のコンデンサ７の静電容量よりも小さく設定されている。

さらに、本電源装置は、交流電源１のゼロクロスを検出するゼロクロス検出手段１９と、ダイオード２４、ダイオード２５とＩＧＢＴ２６とから成る短絡手段２０とを備えており、ゼロクロス検出手段１９から得られるゼロクロスのタイミングに同期して短絡制御手段２１から制御信号を出力し、短絡手段２０を制御することで、リアクタ３を介した交流電源１の短絡を調整している。

なお、開閉手段１０が開状態における、本実施の形態の電源装置の詳細動作については実施の形態１と同様であり、説明を省略する。

図１２は、本実施の形態４における短絡制御手段２１の動作と、電源回路の電圧・電流波形を示したものである。

まず、開閉手段１０が閉状態の場合、短絡制御手段２１は、ゼロクロス検出手段１９から得られるゼロクロス点より時間ｔｄ１経過後に時間ｔｗ１だけＩＧＢＴ２６をオンする。
その後、ＩＧＢＴ２６をオフし、さらにゼロクロス点より時間ｔｄ２経過後に時間ｔｗ２だけ、再びＩＧＢＴ２６をオンする。そして、その後、ＩＧＢＴ２６を再びオフする。
すなわち、電源半周期毎に短絡手段であるＩＧＢＴ２６を２回オン・オフする。

図１２に示すように、ＩＧＢＴ２６をゼロクロス点の前後でオン・オフすることによって、入力電流の通電幅はさらに広がるため、実施の形態３に比べてさらに力率が向上する。

また、短絡手段であるＩＧＢＴ２６のトータルのオン時間（オンデューティ比）を増加させることができるため、ＩＧＢＴ２６のオン１回あたりのピーク電流を抑えながら、より高い昇圧作用を得ることが可能となる。

さらに、短絡制御手段２１は、負荷１２が軽負荷時でさほど昇圧が必要でない場合には、電源半周期における短絡回数を１回とし、さらに予め定められた負荷よりも軽負荷の場合には、さらに短絡手段であるＩＧＢＴ２６を常にオフ状態とする。

以上の制御により、必要に応じて短絡手段２０であるＩＧＢＴ２６のスイッチング回数を負荷１２に応じて増減することで、常に高効率な動作を実現することが可能となる。

さらに上記よりも軽負荷の場合には、開閉手段１０を開し、実施の形態１と同様の動作とすることで、負荷１２に供給する出力電圧を通常全波整流によって得られる出力電圧よりも低い電圧とすることができる。

以上のことから、本実施の形態４の電源装置は、従来の電源装置に比べてより広い出力電圧範囲を負荷へ供給することが可能となる。

また、本実施の形態４の電源装置は、図１１に示すように、電源半周期毎に交互にオンするダイオード２４、ダイオード２５を追加することによって、短絡手段２０を構成するＩＧＢＴ２６のエミッタ電位が常に出力電圧のＧＮＤ電位に等しくなることから、ＩＧＢＴ２６のゲート駆動用の電源として、新たに絶縁電源を必要とせず、構成を簡略化することができるという利点を奏する。

（実施の形態５）
本発明の実施の形態５として、空気調和機の概略構成を図１３に示す。

図１３に示すように、本発明の空気調和機は、交流電源１からの交流電圧を直流電圧に整流する整流回路２と、交流電源１と整流回路２の間に接続されたリアクタ３と、整流回路２の直流出力端間に接続された第１のコンデンサ４と、整流回路２の＋極側の直流出力端に一端が接続された第２のコンデンサ５と、第２のコンデンサ５の他端にアノードが接続された第１のダイオード６と、第１のダイオード６のカソードと整流回路２の−極側の直流出力端との間に接続された第３のコンデンサ７と、アノードが第１のダイオード６のカソードに、カソードが整流回路２の＋極側の直流出力端にそれぞれ接続された第２のダイオード８と、アノードが整流回路２の−極側の直流出力端に、カソードが第１のダイオード６のアノードにそれぞれ接続された第３のダイオード９と、第３のダイオード９に並列に接続された開閉手段１０と、開閉手段１０を駆動する開閉制御手段１１とから構成され、第１のコンデンサ４に並列に接続された負荷（インバータ手段３３を介した電動機３２）へ電力を供給している。

また第１のコンデンサ４の静電容量は、実施の形態１〜４と同様に、第２のコンデンサ５および第３のコンデンサ７の静電容量よりも小さく設定されている。

さらに、本発明の電源装置は、交流電源１のゼロクロスを検出するゼロクロス検出手段１９と、ダイオードブリッジ１７とＩＧＢＴ１８とから構成され、リアクタ３を介して交流電源１を短絡する短絡手段２０と、ゼロクロス検出手段１９から得られるゼロクロスのタイミングに同期して短絡手段２０を制御する短絡制御手段２１とを備えている。

本発明の空気調和機は、ＤＣブラシレスモータからなる電動機３２と、この電動機３２を駆動するインバータ手段３３を負荷に持ち、インバータ手段３３は、電源装置からの出力電圧によって駆動される。

なお、短絡手段２０の制御方法については、実施の形態３または４と同様であるため、記載を省略する。
また、電動機３２は、主として圧縮機に用いられる電動機を意図しているが、熱交換器に風を送る送風機に用いる電動機でもよい。

本実施の形態５の空気調和機は、通常、開閉手段１０を開としており、電動機３２の回転数が所定の回転数よりも高い場合には、開閉制御手段１１によって開閉手段１０を閉とする。

本発明の空気調和機は、軽負荷時すなわち、電動機３２の低速運転時において、開閉手段１０を開とすることで、実施の形態１〜４に示したように、通常全波整流回路によって得られる出力電圧よりも低い平均出力電圧でインバータを駆動することができるため、従来の電源装置を備えた空気調和機に比べて、高いインバータ効率およびモータ効率を得ることが可能となる。

また、開閉手段１０を閉とし、電動機３２を高速運転する場合には、電動機３２の回転数に応じて短絡手段２０のＩＧＢＴ１８をオン・オフする時間ｔｄ、ｔｗを調整することによって、必要十分な昇圧作用を得ることができる。

したがって、本発明の空気調和機は、電動機３２のターン数や磁石量の増加による電動機３２の高効率化の際に課題となる誘起電圧の増加にも対応することができる。

以上のことから、本実施の形態における空気調和機は、出力電圧範囲の広い電源装置を備えることによって、空気調和機としての最大暖房能力を犠牲にすることなく、電動機３２を高効率化することによって、省エネ性能を向上させることができるだけでなく、通常全波整流回路によって得られる直流電圧よりも低い出力電圧を負荷へ供給することができるので、特に低速域である軽負荷時において高いシステム効率を実現することが可能となる。

以上のように、本発明にかかる電源装置は、通常全波整流回路によって得られる直流電圧よりも低い平均出力電圧を得て電動機等のインバータ負荷に対する軽負荷時の効率を向上させることができるため、空気調和機だけでなく、冷蔵庫や洗濯機など電動機負荷を有する電化製品への用途に適用できる。

本発明の実施の形態１における電源装置の構成を示す回路構成図 本発明の実施の形態１における電源装置の電圧・電流波形を示す特性図 本発明の実施の形態１における電源装置の、開閉手段を開とした時の等価回路構成（第１の動作モード、第２の動作モード）を示す回路構成図 本発明の実施の形態１における電源装置の、開閉手段を開とした時の等価回路構成（第３の動作モード、第４の動作モード）を示す回路構成図 本発明の実施の形態１における別の構成の電源装置の電圧・電流波形を示す特性図 本発明の実施の形態１における電源装置の、開閉手段を閉とした時の等価回路構成を示す回路構成図 本発明の実施の形態２における電源装置の構成を示す回路構成図 本発明の実施の形態３における電源装置の構成を示す回路構成図 本発明の開閉手段が閉の場合における実施の形態３の電源装置の短絡制御手段の動作および電源装置の電圧・電流波形を示す特性図 本実施の形態３における電源装置の別の形態を示す回路構成図 本発明の実施の形態４における電源装置の構成を示す回路構成図 本実施の形態４における短絡制御手段の動作と電源装置の電圧・電流波形を示す特性図 本発明の実施の形態５における空気調和機の構成を示す回路構成図 従来の電力変換装置の構成を示す回路構成図

符号の説明

１ 交流電源
２ 整流回路
３ リアクタ
４ 第１のコンデンサ
５ 第２のコンデンサ
６ 第１のダイオード
７ 第３のコンデンサ
８ 第２のダイオード
９ 第３のダイオード
１０ 開閉手段
１１ 開閉制御手段
１２ 負荷
１７ ダイオードブリッジ
２０ 短絡手段
２１ 短絡制御手段
３１ ＭＯＳＦＥＴ
３２ 電動機
３３ インバータ手段

Claims (11)

1. 交流電源からの交流電圧を直流電圧に整流する整流回路と、前記交流電源と前記整流回路との間に接続されたリアクタと、前記整流回路の直流出力端間に接続された第１のコンデンサと、前記直流出力端の＋極側に一端が接続された第２のコンデンサと、この第２のコンデンサの他端にアノードが接続された第１のダイオードと、この第１のダイオードのカソードと前記直流出力端の−極側との間に接続された第３のコンデンサと、アノードが前記第１のダイオードのカソードに接続されるとともにカソードが前記直流出力端の＋極側にそれぞれ接続された第２のダイオードと、アノードが前記直流出力端の−極側に接続されるとともにカソードが前記第１のダイオードのアノードにそれぞれ接続された第３のダイオードと、この第３のダイオードに並列に接続された開閉手段と、この開閉手段を駆動する開閉制御手段とを備えて前記第１のコンデンサに並列に接続された負荷へ電力を供給する電源装置において、前記第１のコンデンサの静電容量は、前記第２のコンデンサおよび前記第３のコンデンサよりも小さく設定することを特徴とする電源装置。
2. 前記開閉制御手段は、予め定められた前記負荷よりも軽負荷の場合に前記開閉手段を開とすることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
3. 前記開閉手段が開時に前記負荷へ供給される前記直流電圧は、略台形状の波形であって、前記直流電圧の下限値が前記整流回路にて全波整流した場合の直流出力電圧の略１／２であることを特徴とする請求項１または２に記載の電源装置。
4. 前記第３のコンデンサの耐圧は前記第２のコンデンサよりも低く設定したことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の電源装置。
5. 前記開閉手段および前記第３のダイオードは、ＭＯＳＦＥＴにて構成されることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の電源装置。
6. 前記リアクタを介して前記交流電源を短絡する短絡手段を備えたことを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の電源装置。
7. 前記短絡手段は、前記交流電源の電源半周期毎に１回だけ短絡することを特徴とする請求項６に記載の電源装置。
8. 前記短絡手段は、前記負荷に応じて予め定められた短絡回数だけ前記交流電源の電源半周期毎に短絡することを特徴とする請求項６に記載の電源装置。
9. 前記負荷の値が所定値よりも小さいときには、前記短絡手段を開とすることを特徴とする請求項８に記載の電源装置。
10. 前記整流回路はダイオードブリッジで構成されており、前記短絡手段はダイオードブリッジを構成するダイオードのうち互いに接続された２個のダイオードにそれぞれ並列接続された２個のスイッチング素子で構成されることを特徴とする請求項６〜９のいずれか１項に記載の電源装置。
11. 電動機と、この電動機を駆動するインバータ手段とを備え、前記電動機の回転数が所定の回転数よりも低い場合に前記開閉手段を開とすることを特徴とする請求項１〜１０のいずれか１項に記載の電源装置を用いた空気調和機。

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