JP6959400B2 - 直流電源装置および空気調和機 - Google Patents
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Description
そこで、特許文献1のように交流電源を直流電源に変換するときに力率改善や高調波抑制、直流電圧の昇圧を行う直流電源装置が提案されている。また、特許文献2には、全負荷領域で力率を改善するために全波整流モードと倍電圧整流モードと部分スイッチングモードと高速スイッチングモードを切り替える直流電源装置が提案されている。
この発明は上述した事情に鑑みてなされたものであり、小型で安価な直流電源装置および空気調和機を提供することを目的とする。
定格電圧が200V〜230Vであって4000W以下の直流電源装置では、スイッチング間隔が広い部分スイッチングを行う場合の直流電源に用いるリアクトルのインダクタンスは9mHから20mHとしていることが多く、スイッチング間隔が狭い高速スイッチングを行う場合の直流電源に用いるリアクトルのインダクタンスは500μHから6mHとしていることが多い。これは部分スイッチングを行う場合は、スイッチングのオン時間が長く、短絡電流が大きくなりやすいため高調波抑制を行うためにはインダクタンス値を大きくする必要があり、高速スイッチングを行う場合は、スイッチングのオン時間が短く、短絡電流が小さいため、インダクタンス値を小さくできるためである。
また、高速スイッチングの直流電源装置ではスイッチング回数が増え、効率が悪化してしまうという課題があった。特に空気調和機に用いる直流電源装置においてはAPF(Annual Performance Factor,通年エネルギ消費効率)を向上させるため低負荷で高効率が求められるが、高速スイッチングの直流電源装置はAPF向上に適さなかった。また高負荷では空気調和機に使用している圧縮機の回転数を上げるため高い出力電圧を求められるが、このとき部分スイッチングを採用すると、高調波電流の規格を満足することができなかった。
以降、本発明の一実施形態による直流電源装置の構成を、各図を参照して詳細に説明する。
図1は、本実施形態に係る直流電源装置1の構成図である。
図1に示すように、直流電源装置1は、交流電源VSから供給される交流電源電圧を直流電圧Vdに変換し、この直流電圧Vdを負荷H(インバータ、モータなど)に出力するコンバータである。直流電源装置1は、その入力側が交流電源VSに接続され、出力側が負荷Hに接続されている。
なお、MOSFET(Q1,Q2)はスイッチング素子であり、ダイオードD3はMOSFET(Q1)の寄生ダイオードであり、ダイオードD4はMOSFET(Q2)の寄生ダイオードである。また、MOSFET(Q1)とMOSFET(Q2)の飽和電圧は、ダイオードD1,D2や寄生ダイオードD3,D4の順方向電圧降下よりも低い。
ダイオードD2のアノードは、MOSFET(Q2)のソースに接続されている。
MOSFET(Q1)のドレインは、ダイオードD1のカソードに接続されている。
これは3mHよりも小さい場合は、後述する部分スイッチング動作時に高調波電流が大きくなり、高調波電流の規格を満足できないためである。また、6mHよりも大きな場合は、リアクトルL1が大型化して高価になってしまうためである。電磁鋼板に銅線あるいはアルミ線を巻いた構造のリアクトルでは12mHを6mHにすることで約30%減の小型化が実現できる。
シャント抵抗R1は、回路に通流する瞬時電流を検出する機能を有している。
電流検出部11は、回路に通流する平均電流を検出する機能を有している。
次に、本実施形態の直流電源装置1の動作モードについて説明する。
直流電源装置1の動作モードを大別すると、(1)ダイオード整流モード(第3の動作モード)、(2)同期整流モード(他の第3の動作モード)、(3)部分スイッチングモード(第2の動作モード)、(4)高速スイッチングモード(第1の動作モード)の4つがある。部分スイッチングモード、高速スイッチングモードは、コンバータがアクティブ動作(力率改善動作)をするモードであり、整流回路10に力率改善電流を通流させることで直流電圧Vdの昇圧と力率の改善を行うモードである。例えばインバータやモータなどの負荷が大きい場合には、直流電圧Vdを昇圧することが多い。また、負荷が大きくなり、直流電源装置1に流れる電流が大きくなるにしたがって高調波電流も増大してしまう。そのため、高負荷の場合には、部分スイッチングモードまたは高速スイッチングモードで昇圧を行い、高調波電流の低減、すなわち電源入力の力率を改善させることが好ましい。
ダイオード整流モード(第3の動作モード)は、4つのダイオードD1〜D4を用いて全波整流を行なうモードである。このモードではMOSFET(Q1)及びMOSFET(Q2)はオフ状態である。
図2は、交流電源電圧vsが正の極性の場合において、ダイオード整流を行ったときに回路に流れる電流経路を示している。
図2において、交流電源電圧vsが正の半サイクルの期間では、破線矢印で示す向きに回路電流isが流れる。すなわち回路電流isは、交流電源VS→リアクトルL1→寄生ダイオードD3→平滑コンデンサC1→シャント抵抗R1→ダイオードD2→交流電源VSの順に流れる。
図3は、交流電源電圧vsが負の極性の場合において、ダイオード整流を行ったときに回路に流れる電流経路を示している。
図3において、交流電源電圧vsが負の半サイクルの期間では、破線矢印で示す向きに回路電流isが流れる。すなわち回路電流isは、交流電源VS→ダイオードD1→平滑コンデンサC1→シャント抵抗R1→寄生ダイオードD4→リアクトルL1→交流電源VSの順に流れる。
前述のダイオード整流に対して高効率動作を行うために、交流電源電圧vsの極性に応じてMOSFET(Q1,Q2)をスイッチング制御することにより、同期整流制御を行う動作モードを同期整流モード(他の第3の動作モード)という。
図4において、交流電源電圧vsが正の半サイクルの期間では、破線矢印で示す向きに回路電流isが流れる。すなわち回路電流isは、交流電源VS→リアクトルL1→MOSFET(Q1)→平滑コンデンサC1→シャント抵抗R1→ダイオードD2→交流電源VSの順に流れる。このとき、MOSFET(Q2)は常時オフ、MOSFET(Q1)は常時オン状態である。仮にMOSFET(Q1)がオン状態で無い場合には、前述のダイオード整流動作のように、回路電流isはMOSFET(Q1)の寄生ダイオードD3を流れる。しかし通常、MOSFETの寄生ダイオードは、電圧ドロップが大きいため、大きな導通損失が発生してしまう。そこで、MOSFET(Q1)をオンさせて、MOSFET(Q1)のオン抵抗の部分に電流を流すことで、導通損失の低減を図ることが可能である。これが、いわゆる同期整流制御の原理である。なお、MOSFET(Q1)のオン動作開始のタイミングとしては、交流電源電圧vsの極性が負から正に切り替わるゼロクロスのタイミングから行う。MOSFET(Q1)をオフさせるタイミングとしては、交流電源電圧vsの極性が正から負に切り替わるタイミングである。
図5において、交流電源電圧vsが負の半サイクルの期間では、破線矢印で示す向きに回路電流isが流れる。すなわち、交流電源VS→ダイオードD1→平滑コンデンサC1→シャント抵抗R1→MOSFET(Q2)→リアクトルL1→交流電源VSの順に回路電流isが流れる。このとき、MOSFET(Q1)は常時オフ、MOSFET(Q2)は常時オン状態である。なお、MOSFET(Q2)のオン動作開始のタイミングとしては、交流電源電圧vsの極性が正から負に切り替わるゼロクロスのタイミングから行う。MOSFET(Q2)のオフさせるタイミングとしては、交流電源電圧vsの極性が負から正に切り替わるタイミングである。
以上のように直流電源装置1を動作させることで、高効率動作が可能となる。
図6(a)は交流電源電圧vsの波形を示し、図6(b)は回路電流isの波形を示している。図6(c)はMOSFET(Q1)の駆動パルス波形を示し、図6(d)はMOSFET(Q2)の駆動パルス波形を示している。
図6(a)に示すように交流電源電圧vsは、略正弦波状の波形である。
図6(c)に示すようにMOSFET(Q1)の駆動パルスは、交流電源電圧vsの極性が正のときにHレベル、負のときにLレベルとなる。
図6(d)に示すようにMOSFET(Q2)の駆動パルスは、MOSFET(Q1)の駆動パルスとは反転しており、交流電源電圧vsの極性が正のときにLレベル、負のときにHレベルとなる。
図6(b)に示すように、回路電流isは、交流電源電圧vsが所定振幅に達した場合、つまり交流電源電圧vsが直流電圧Vdに対して大きい場合に流れる。
次に直流電圧Vdの昇圧と力率の改善を行う高速スイッチングモード(第2の動作モード)について説明する。
この動作モードでは、あるスイッチング周波数でMOSFET(Q1,Q2)をスイッチング制御して、リアクトルL1を介して回路を短絡させ(以降、力率改善動作と呼ぶ)、回路に短絡電流(以降、力率改善電流と呼ぶ)を通流させることで、直流電圧Vdの昇圧と力率の改善を行う。スイッチング回数の目安としては、人間の聴感が鋭い2kHz〜8kHzを避けた、電源半周期に80回以上のスイッチングを行うことが好ましい。まず、力率改善電流を通流させた場合の動作について説明する。
そこで、複数回に亘って回路に力率改善電流を通流させ、回路電流を正弦波に近づけることで力率の改善を行い、高調波電流を低減する。
力率改善電流ispの経路としては、交流電源VS→リアクトルL1→MOSFET(Q2)→ダイオードD2→交流電源VS、の順である。このとき、リアクトルL1には、以下の式(1)で表されるエネルギが蓄えられる。このエネルギが平滑コンデンサC1に放出されることで、直流電圧Vdが昇圧される。
電流の経路としては、交流電源VS→ダイオードD1→MOSFET(Q1)→リアクトルL1→交流電源VSの順となる。このときも、前記したようにリアクトルL1にエネルギが蓄えられ、そのエネルギによって直流電圧Vdが昇圧される。
図9(a)は交流電源電圧vsの波形を示し、図9(b)は回路電流isの波形を示している。図9(c)はMOSFET(Q1)の駆動パルス波形を示し、図9(d)はMOSFET(Q2)の駆動パルス波形を示している。
図9(a)に示すように交流電源電圧vsは、略正弦波状の波形である。
図9(c)に示すようにMOSFET(Q2)の駆動パルスは、MOSFET(Q1)の駆動パルスとは反転している。これは、力率改善動作と同期整流を組み合わせて行っているためである。例えば交流電源電圧vsが正の極性の場合において、MOSFET(Q2)がオンして力率改善動作を行う。その後MOSFET(Q1)がオフした後、MOSFET(Q2)がオンしている区間は同期整流動作となる。このように、力率改善動作と同期整流動作を組み合わせることで、力率改善を行いつつ高効率動作が可能である。
図10(a)は交流電源電圧vsの波形を示し、図10(b)は回路電流isの波形を示している。図10(c)はMOSFET(Q1)の駆動パルス波形を示し、図10(d)はMOSFET(Q2)の駆動パルス波形を示している。
図10(a)に示すように交流電源電圧vsは、略正弦波状の波形である。
直流電源装置1に流れる回路電流is(瞬時値)は、以下の式(2)で表すことができる。
なお、実際には上下短絡を回避するためにデッドタイムを考慮するとよい。
このように、所定のデッドタイムを付与すると、MOSFET(Q2)の駆動パルスのデューティは、このデッドタイム分だけ小さくなる。
MOSFET(Q2)のデューティdQ2を、以下の式(8)に示す。
前記したように、高速スイッチング動作を行うことで回路電流isを正弦波に成形することができ、高力率を確保することができる。しかし、スイッチング周波数が大きければ大きいほどスイッチング損失は大きくなる。
そこで、スイッチング損失の増大を抑えつつ、力率を改善する場合には部分スイッチング動作を行えばよい。
図15(a)〜(d)は、交流電源電圧vsが正のサイクルにおける、MOSFET(Q1)の駆動パルスと交流電源電圧vs、回路電流isの関係を示した図である。
図15(a)は交流電源電圧vsを示し、図15(b)は回路電流isを示している。図15(c)はMOSFET(Q2)の駆動パルスを示し、図15(d)はMOSFET(Q1)の駆動パルスを示している。
図15(a)に示すように交流電源電圧vsは、略正弦波状である。
図15(b)の一点鎖線は、理想的な回路電流isを略正弦波状に示している。このとき、最も力率が改善される。
なお、場合によっては部分スイッチング動作とダイオード整流動作を組み合わせて実施してもよい。
入力電圧を200V、リアクトルのインダクタンス値を5.3mHとし、入力電流4A、消費電力700Wで3回オンしたとき(すなわち部分スイッチングモード)の動作波形を図16に示す。また入力電流10Aで消費電力1800Wのときの動作波形を図17に示す。入力電流4Aおよび10Aに対して、次数1〜40の高調波は表1に示すようになる。また、表1には、高調波電流の規制値(例えば、IEC 61000-3-2 による規制値)を併記する。
更に、各制御の切り替えは電源電圧のゼロクロスのタイミングで行うことで、安定的に制御の切り替えを行うことができる。
すなわち、制御部(M)は、
動作モードを第1の動作モード(部分スイッチングモード)から第2の動作モード(高速スイッチングモード)に切り替える前に、交流電源(VS)から流れる回路電流(is)のピーク値が従前の値よりも低くなるように制御する機能と、
動作モードを第2の動作モード(高速スイッチングモード)から第1の動作モード(部分スイッチングモード)に切り替える前に、交流電源(VS)から流れる回路電流(is)のピーク値が従前の値よりも高くなるように制御する機能と、を有する。
負荷Hが高負荷である場合には、直流電圧Vdを高くする(特に交流電源電圧実効値Vsの√2倍よりも高くする)ことがある。このような場合は、動作モードは高速スイッチングモードを選択することが好ましい。その理由は、直流電圧Vdが交流電源電圧実効値Vsの√2倍よりも高い状態で、部分スイッチングモードを採用すると、高調波電流が大きくなってしまうからである。消費電力に応じて直流電圧Vdを変更する場合における、消費電力、直流電圧Vd、および動作モードの関係の一例を図20に示す。
負荷Hが低負荷である場合には、同期整流モードを採用すると、効率を高めることができる。そこで、低負荷の場合に同期整流モードを採用できるようにしておくことが好ましい。これを実現する場合の、消費電力、直流電圧Vd、および動作モードの関係の一例を図21に示す。
図22は、本実施形態における空気調和機の室内機、室外機、およびリモコンの正面図である。
図22に示すように、空気調和機Aは、いわゆるルームエアコンであり、室内機100と、室外機200と、リモコンReと、不図示の直流電源装置(図1参照)とを備えている。室内機100と室外機200とは冷媒配管300で接続され、周知の冷媒サイクルによって、室内機100が設置されている室内を空調する。また、室内機100と室外機200とは、通信ケーブル(図示せず)を介して互いに情報を送受信するようになっている。更に室外機200には配線(図示せず)で繋がれており室内機100を介して交流電圧が供給されている。直流電源装置は、室外機200に備えられており、室内機100側から供給された交流電力を直流電力に変換している。
本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、種々の変形が可能である。上述した実施形態は本発明を理解しやすく説明するために例示したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成を加えることも可能である。また、各実施形態の構成の一部について削除し、若しくは他の構成の追加・置換をすることが可能である。上記実施形態に対して可能な変形は、例えば以下のようなものである。
なお、図23〜図25において、省略している部分の構成は図1のものと同様である。
本願の親出願の出願当初の特許請求の範囲の内容は以下の通りであるので付記する。
[請求項1]
実効値が100V以上、230V以下の交流電圧を出力する交流電源に接続されたリアクトルと、
前記リアクトルを前記交流電源に適宜短絡するスイッチングを行いつつ、前記交流電圧を直流電圧に変換し負荷に印加する整流回路と、
前記交流電圧の半周期間に1回以上、20回以下のスイッチングを行う第1の動作モードまたは前記交流電圧の半周期間に80回以上のスイッチングを行う第2の動作モードのうち何れか一方の動作モードを、前記負荷の増減に応じて増減する量である負荷対応量と所定の閾値との比較結果に基づいて選択する制御部と、
を有し、前記リアクトルのインダクタンス値は3mH以上、6mH以下である
ことを特徴とする直流電源装置。
前記整流回路と前記負荷との間に接続され、前記直流電圧を平滑化する平滑コンデンサをさらに備え、
前記整流回路は、第1および第2のダイオードと第1および第2のスイッチング素子とを有し、
前記第1のスイッチング素子は、寄生ダイオードである第3のダイオードを有し、該第3のダイオードの順方向電圧降下よりも低い飽和電圧を有するものであり、
前記第2のスイッチング素子は、寄生ダイオードである第4のダイオードを有し、該第4のダイオードの順方向電圧降下よりも低い飽和電圧を有するものであり、
前記第1のダイオードのカソードと、前記第1のスイッチング素子の一端とが前記平滑コンデンサの正極側に接続され、
前記第1のダイオードのアノードと、前記第2のダイオードのカソードとが前記交流電源の一端側に接続され、
前記第1のスイッチング素子の他端と前記第2のスイッチング素子の一端とが前記リアクトルを介して前記交流電源の他端側に接続され、
前記第2のダイオードのアノードと前記第2のスイッチング素子の他端とが前記平滑コンデンサの負極側に接続され、
前記制御部は、前記交流電圧の極性に同期して前記第1のスイッチング素子および第2のスイッチング素子を相補的にオン状態にする動作モード、または前記第1および第2のスイッチング素子を共にオフ状態にし前記第1〜第4のダイオードによって整流動作を行う動作モードのうち少なくとも一方の動作モードを第3の動作モードとし、前記負荷対応量に応じて、前記第1ないし第3の動作モードのうち何れか一の動作モードを選択する機能を有する
ことを特徴とする請求項1に記載の直流電源装置。
前記制御部は、
前記動作モードを前記第1の動作モードから前記第2の動作モードに切り替える前に、前記交流電源から流れる回路電流のピーク値が従前の値よりも低くなるように制御する機能と、
前記動作モードを前記第2の動作モードから前記第1の動作モードに切り替える前に、前記交流電源から流れる回路電流のピーク値が従前の値よりも高くなるように制御する機能と
を有することを特徴とする請求項1または2に記載の直流電源装置。
前記直流電圧を、前記交流電圧の実効値の√2倍以上にするときは、
前記動作モードとして前記第2の動作モードを選択する
ことを特徴とする請求項1〜3の何れか1項に記載の直流電源装置。
前記制御部は、
前記交流電圧のゼロクロスのタイミングを検出するゼロクロス判定部を有し、
前記ゼロクロス判定部が検出したゼロクロスのタイミングで、前記動作モードを、前記第1の動作モードから前記第2の動作モードに、または前記第2の動作モードから前記第1の動作モードに切り替える
ことを特徴とする請求項1〜4の何れか1項に記載の直流電源装置。
前記負荷は、インバータとモータとを含むものであり、
前記負荷対応量は、消費電力、前記交流電源から流れる回路電流、前記モータに流れる電流、前記インバータに流れる電流、前記モータの回転速度、前記インバータの変調率、または前記直流電圧のうち何れかである
ことを特徴とする請求項1〜5の何れか1項に記載の直流電源装置。
前記整流回路は、前記交流電圧を前記直流電圧に変換するために複数のダイオードを含むものであり、
前記ダイオードの少なくとも一部はSiC−ショットキーバリアダイオードである
ことを特徴とする請求項1〜6の何れか1項に記載の直流電源装置。
前記整流回路は、前記交流電圧を前記直流電圧に変換するために複数のスイッチング素子を含むものであり、
前記スイッチング素子の少なくとも一部は、スーパージャンクションMOSFET、SiC−MOSFET、またはGaNのうちいずれかを用いたスイッチング素子である
ことを特徴とする請求項1〜7の何れか1項に記載の直流電源装置。
請求項1〜8の何れか1項に記載の直流電源装置を備えた、
ことを特徴とする空気調和機。
10,10a,10b 整流回路
14 ゼロクロス判定部
H 負荷
M 制御ブロック(制御部)
P 消費電力
C1 平滑コンデンサ
D1〜D4 ダイオード(第1〜第4のダイオード)
H 負荷
L1 リアクトル
M 制御ブロック(制御部)
P 消費電力(負荷対応量)
Q1,Q2 MOSFET(第1および第2のスイッチング素子)
VS 交流電源
Vd 直流電圧
Vs 交流電源電圧実効値(実効値)
is 回路電流(回路電流)
vs 交流電源電圧(交流電圧)
Claims (6)
- 実効値が100V以上、230V以下の交流電圧を出力する交流電源に接続されたリアクトルと、
前記リアクトルを前記交流電源に適宜短絡するスイッチングを行いつつ、前記交流電圧を直流電圧に変換し負荷に印加する整流回路と、
前記交流電圧の半周期間に1回以上、20回以下のスイッチングを行う第1の動作モードまたは前記交流電圧の半周期間に80回以上のスイッチングを行う第2の動作モードのうち何れか一方の動作モードを、前記負荷の増減に応じて増減する量である負荷対応量と所定の閾値との比較結果に基づいて選択する制御部と、
前記交流電圧のゼロクロスのタイミングを検出するゼロクロス判定部と、を備え、
前記ゼロクロス判定部が検出したゼロクロスのタイミングで、前記動作モードを、前記第2の動作モードから前記第1の動作モードに切り替える際に、前記交流電源から流れる回路電流の振幅が従前の値よりも大きくなるように制御する機能
を有することを特徴とする直流電源装置。 - 前記動作モードを前記第2の動作モードから前記第1の動作モードに切り替える際には、前記交流電源から流れる回路電流のオン時間を調整して切り替える機能
を有することを特徴とする請求項1に記載の直流電源装置。 - 前記制御部は、前記ゼロクロス判定部が検出したゼロクロスのタイミングで、前記動作モードを前記第1の動作モードから前記第2の動作モードに切り替える際に、前記交流電源から流れる回路電流の振幅が従前の値よりも小さくなるように制御する機能
を有することを特徴とする請求項1または2に記載の直流電源装置。 - 前記直流電圧を、前記交流電圧の実効値の√2倍以上にするときは、
前記動作モードとして前記第2の動作モードを選択する
ことを特徴とする請求項1〜3の何れか1項に記載の直流電源装置。 - 前記リアクトルのインダクタンス値は3mH以上、6mH以下である
ことを特徴とする請求項1〜4の何れか1項に記載の直流電源装置。 - 請求項1〜5の何れか1項に記載の直流電源装置を備えた、
ことを特徴とする空気調和機。
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2020
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