KR101852419B1 - 직류 전원 장치 및 공기 조화기 - Google Patents

직류 전원 장치 및 공기 조화기 Download PDF

Info

Publication number
KR101852419B1
KR101852419B1 KR1020160022597A KR20160022597A KR101852419B1 KR 101852419 B1 KR101852419 B1 KR 101852419B1 KR 1020160022597 A KR1020160022597 A KR 1020160022597A KR 20160022597 A KR20160022597 A KR 20160022597A KR 101852419 B1 KR101852419 B1 KR 101852419B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
power supply
voltage
mosfet
switching
circuit
Prior art date
Application number
KR1020160022597A
Other languages
English (en)
Other versions
KR20160134470A (ko
Inventor
고지 츠키이
마사히로 다무라
겐지 다무라
가즈히로 우에타
Original Assignee
히타치 존슨 컨트롤즈 쿠쵸 가부시키가이샤
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Family has litigation
First worldwide family litigation filed litigation Critical https://patents.darts-ip.com/?family=57352787&utm_source=google_patent&utm_medium=platform_link&utm_campaign=public_patent_search&patent=KR101852419(B1) "Global patent litigation dataset” by Darts-ip is licensed under a Creative Commons Attribution 4.0 International License.
Application filed by 히타치 존슨 컨트롤즈 쿠쵸 가부시키가이샤 filed Critical 히타치 존슨 컨트롤즈 쿠쵸 가부시키가이샤
Publication of KR20160134470A publication Critical patent/KR20160134470A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR101852419B1 publication Critical patent/KR101852419B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/21—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/217—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M7/219—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a bridge configuration
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
    • H02M1/4266—Arrangements for improving power factor of AC input using passive elements
    • F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
    • F24—HEATING; RANGES; VENTILATING
    • F24F—AIR-CONDITIONING; AIR-HUMIDIFICATION; VENTILATION; USE OF AIR CURRENTS FOR SCREENING
    • F24F13/00—Details common to, or for air-conditioning, air-humidification, ventilation or use of air currents for screening
    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
    • G05F1/70—Regulating power factor; Regulating reactive current or power
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H02M1/083—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters for the ignition at the zero crossing of the voltage or the current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output
    • H02M1/126—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output using passive filters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/21—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/217—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M7/219—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a bridge configuration
    • H02M7/2195—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a bridge configuration the switches being synchronously commutated at the same frequency of the AC input voltage
    • H02M2001/0058—
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
    • Y02B70/123—
    • Y02B70/1491—

Abstract

본 발명은, 고효율이며 신뢰성이 높은 직류 전원 장치를 제공하는 것을 과제로 한다.
이러한 과제를 해결하기 위해, 직류 전원 장치(1)는, 교류 전력을 직류 전력으로 정류해서 부하(H)를 구동시킨다. 이 직류 전원 장치(1)는, 다이오드(D1, D2), 및 MOSFET(Q1, Q2)가 브리지 접속되는 브리지 정류 회로(10)와, 교류 전원(VS)과 브리지 정류 회로(10) 사이에 설치되는 리액터(L1)와, 브리지 정류 회로(10)의 출력측에 접속되어 전압을 평활화하는 평활 콘덴서(C1)와, 교류 전원(VS)의 전압 극성에 동기해서 MOSFET(Q1, Q2)를 쌍방향으로 스위칭하는 동기 정류 제어를 실시함과 함께, 리액터(L1)를 교류 전원(VS)에 단락시키는 회로 단락 제어를 반복해 복수 회 실시하는 컨버터 제어부(18)를 구비한다.

Description

직류 전원 장치 및 공기 조화기{DC POWER UNIT AND AIR CONDITIONER}
본 발명은, 교류 전압을 직류 전압으로 변환하는 직류 전원 장치 및, 이 직류 전원 장치를 이용한 공기 조화기에 관한 것이다.
전차(電車), 자동차, 공기 조화기 등에는 교류 전압을 직류 전압으로 변환하는 직류 전원 장치가 탑재되어 있다. 그리고, 직류 전원 장치로부터 출력되는 직류 전압을 인버터에 의해 소정 주파수의 교류 전압으로 변환하고, 이 교류 전압을 모터 등의 부하에 인가하도록 되어 있다. 이러한 직류 전원 장치는 전력 변환 효율을 높여 에너지 절약화를 도모하는 것이 요구되고 있다.
예를 들면, 특허문헌 1의 단락 0012에는, 「교류 전원으로부터 출력되는 교류 전압을 직류 전압으로 변환하는 정류 수단과, 상기 교류 전원과 상기 정류 수단 사이에 접속된 리액터와, 상기 정류 수단으로부터 출력되는 상기 직류 전압을 평활화하며 병렬로 부하가 접속되는 평활 수단과, 상기 교류 전압을 검출하는 전원 전압 검출 수단과, 상기 평활 수단의 양단의 직류 전압을 검출하는 직류 전압 검출 수단과, 상기 전원 전압 검출 수단에 의해 검출된 상기 교류 전압(이하, 「검출 교류 전압」이라 함), 및 상기 직류 전압 검출 수단에 의해 검출된 상기 직류 전압(이하, 「검출 직류 전압」이라 함)을 수신하는 제어 수단을 구비하고, 상기 정류 수단은 정류 소자로서 MOSFET를 갖고, 상기 제어 수단은 상기 검출 교류 전압 및 상기 검출 직류 전압에 의거해서 상기 MOSFET를 ON/OFF 동작시키며, 각각의 상기 MOSFET에 내장된 기생 다이오드에 전류가 흐르기 시작한 것을 검출했을 때에 그 MOSFET를 ON 동작시키고, 상기 기생 다이오드에 흐르는 전류가 정지한 것을 검출했을 때에 그 MOSFET를 OFF 동작시키고, 상기 MOSFET에 있어서의 상기 기생 다이오드에 전류가 흐르기 시작한 것을 검출하고 나서, 상기 검출 교류 전압, 상기 검출 직류 전압 및 상기 리액터의 인덕턴스에 의거한 적분값의 산출을 개시해, 당해 적분값이 0으로 되었을 경우에 상기 기생 다이오드에 흐르는 전류가 정지한 것으로 판단하는 것을 특징으로 한다.」라고 기재되어 있다.
일본국 특개2012-143154호 공보
그런데, 직류 전원 장치에는 에너지 절약화 외에, 전자 기기나 배전(配電)·수전(受電) 설비의 보호라는 관점에서 고조파 전류의 저감이 요구되고 있으며, 그를 위해서는 전원 역률의 개선이 필요하다. 일반적으로 1차 전원측을 단락시켜 회로에 단락 전류를 통류시킴으로써 역률을 개선하는 것이 행해진다. 그러나, 단락 횟수가 1회이면 부하가 큰 영역에서는 역률의 개선에는 불충분하다.
또한, 전원 역률을 개선하기 위해서는, 단순히 회로에 단락 전류를 통류시키는 것만으로는 충분치 않으며 그 통류 타이밍 등을 조정할 필요가 있다.
그래서, 본 발명은, 고효율이며 고조파 전류의 억제를 양립 가능한 직류 전원 장치 및, 이 직류 전원 장치를 이용한 공기 조화기를 제공하는 것을 과제로 한다.
상기한 과제를 해결하기 위해, 제1 발명에서는, 제1 스위칭 소자와 제2 스위칭 소자를 갖는 정류 회로와, 교류 전원과 상기 정류 회로 사이에 설치되는 리액터와, 상기 정류 회로의 출력측에 접속되며, 상기 정류 회로부터 인가되는 전압을 평활화하는 평활 콘덴서와, 상기 교류 전원의 전압의 극성에 동기해서 상기 제1 스위칭 소자와 상기 제2 스위칭 소자를 쌍방향으로 스위칭해 부하에 전류를 흘려보내는 동기 정류 제어를 실시함과 함께, 상기 교류 전원의 반주기(半週期) 동안에 상기 리액터를 상기 교류 전원에 단락시키는 회로 단락 제어를 반복해 복수 회 실시하는 제어부를 구비하는 것을 특징으로 하는 직류 전원 장치로 했다.
제2 발명에서는, 제1 발명에 기재된 직류 전원 장치를 구비한 것을 특징으로 하는 공기 조화기로 했다.
그 밖의 수단에 대해서는 발명을 실시하기 위한 형태 중에서 설명한다.
본 발명에 따르면, 고효율이며 고조파 전류의 억제를 양립 가능한 직류 전원 장치 및, 이 직류 전원 장치를 이용한 공기 조화기가 제공 가능해진다.
도 1은 본 실시형태에 있어서의 직류 전원 장치를 나타내는 개략 구성도.
도 2는 교류 전원 전압이 양의 극성인 경우에 있어서 전파(全波) 정류를 행했을 때에 회로에 흐르는 전류 경로를 나타낸 도면.
도 3은 교류 전원 전압이 음의 극성인 경우에 있어서 전파 정류를 행했을 때에 회로에 흐르는 전류 경로를 나타낸 도면.
도 4는 전파 정류 시에 있어서의 전원 전압과 회로 전류와 MOSFET의 구동 펄스의 파형도.
도 5는 교류 전원 전압이 양의 극성인 경우에 있어서 회로를 단락시켰을 경우에 회로에 흐르는 전류 경로를 나타낸 도면.
도 6은 교류 전원 전압이 음의 극성인 경우에 있어서 회로를 단락시켰을 경우에 회로에 흐르는 전류 경로를 나타낸 도면.
도 7은 단락 전류를 통류시켰을 경우에 있어서의 전원 전압과 회로 전류와 MOSFET의 구동 펄스의 파형도.
도 8은 고속 스위칭을 행했을 경우의 전원 전압과 회로 전류와 MOSFET의 구동 펄스의 파형도.
도 9는 고속 스위칭을 행했을 경우의 MOSFET의 듀티의 관계를 나타낸 도면.
도 10은 고속 스위칭을 행하며 데드 타임을 고려했을 경우의 MOSFET의 듀티의 관계를 나타낸 도면.
도 11은 고속 스위칭을 행했을 경우의 교류 전원 전압과 회로 전류의 관계를 나타낸 도면.
도 12는 교류 전원 전압이 양극성일 경우에 리액터에 의한 전류 위상의 지연분을 고려했을 경우의 MOSFET의 듀티를 나타낸 도면.
도 13은 교류 전원 전압이 양극성, 또한 한쪽의 MOSFET에 데드 타임을 설정했을 경우, 목표 전류에 대해 통류 전류가 부족한 모습을 나타낸 도면.
도 14는 교류 전원 전압이 양극성일 때 양쪽의 MOSFET에 데드 타임을 설정한 모습을 나타낸 도면.
도 15는 교류 전원 전압이 음극성일 때 양쪽의 MOSFET에 데드 타임을 설정한 모습을 나타낸 도면.
도 16은 부분 스위칭의 개요를 설명한 도면.
도 17은 MOSFET의 등가 회로를 나타내는 도면.
도 18은 본 실시형태에 있어서의 공기 조화기의 실내기, 실외기, 및 리모컨의 정면도.
도 19는 부하의 크기에 따라 직류 전원 장치의 동작 모드와 공기 조화기의 운전 영역을 전환하는 모습을 설명한 개요도.
도 20은 변형예에 있어서의 직류 전원 장치를 나타내는 개략 구성도.
이후, 본 발명을 실시하기 위한 형태를 각 도면을 참조해서 상세히 설명한다.
도 1은 본 실시형태에 따른 직류 전원 장치(1)의 구성도이다.
도 1에 나타내는 바와 같이, 직류 전원 장치(1)는, 교류 전원(VS)으로부터 공급되는 교류 전원 전압(Vs)을 직류 전압(Vd)으로 변환하며, 이 직류 전압(Vd)을 부하(H)(인버터, 모터 등)에 출력하는 컨버터이다. 직류 전원 장치(1)는 그 입력측이 교류 전원(VS)에 접속되고 출력측이 부하(H)에 접속되어 있다.
직류 전원 장치(1)는, 리액터(L1)와, 평활 콘덴서(C1)와, 다이오드(D1, D2), MOSFET(Q1, Q2) 및 션트 저항(R1, R2)을 포함하는 브리지 정류 회로(10)를 구비하고 있다. 직류 전원 장치(1)는 또한, 게인 제어부(12)와, 교류 전압 검출부(13)와, 제로크로스 판정부(14)와, 부하 검출부(15)와, 승압비 제어부(16)와, 직류 전압 검출부(17)와, 컨버터 제어부(18)를 구비하고 있다.
다이오드(D1, D2)와 MOSFET(Q1, Q2)는 브리지 접속되어 있다. 다이오드(D1)의 애노드는 다이오드(D2)의 캐소드에 접속되며 그 접속점(P1)은 배선(ha)을 통해 교류 전원(VS)의 일단에 접속되어 있다.
MOSFET(Q1)의 소스는 션트 저항(R1)을 개재해 MOSFET(Q2)의 드레인에 접속되어 있다. MOSFET(Q1)의 소스와 션트 저항(R1)의 접속점(P2)은 배선(hb)을 통해 교류 전원(VS)의 일단에 접속되어 있다.
다이오드(D2)의 애노드는 MOSFET(Q2)의 소스에 접속된 션트 저항(R2)에 접속되어 있다.
MOSFET(Q1)의 드레인은 다이오드(D1)의 캐소드에 접속되어 있다.
또한, 다이오드(D1)의 캐소드와 MOSFET(Q1)의 드레인은 배선(hc)을 통해 평활 콘덴서(C1)의 양극과 부하(H)의 일단에 접속되어 있다. 또한 다이오드(D2)의 애노드는 배선(hd)을 통해서, MOSFET(Q2)의 소스는 션트 저항(R2)과 배선(hd)을 통해서, 각각 평활 콘덴서(C1)의 음극 및 부하(H)의 타단에 접속되어 있다.
리액터(L1)는 배선(ha) 상에, 즉 교류 전원(VS)과 브리지 정류 회로(10) 사이에 설치되어 있다. 이 리액터(L1)는 교류 전원(VS)으로부터 공급되는 전력을 에너지로서 축적하며, 또한 이 에너지를 방출함으로써 승압을 행한다.
평활 콘덴서(C1)는 다이오드(D1)나 MOSFET(Q1)를 통해 정류된 전압을 평활화해서 직류 전압(Vd)으로 한다. 이 평활 콘덴서(C1)는 브리지 정류 회로(10)의 출력측에 접속되어 있으며, 양극측이 배선(hc)에 접속되고 음극측이 배선(hd)에 접속된다.
스위칭 소자인 MOSFET(Q1, Q2)는 후기하는 컨버터 제어부(18)로부터의 지령에 의해 온/오프 제어된다. 스위칭 소자로서 MOSFET(Q1, Q2)를 이용함으로써 스위칭을 고속으로 행할 수 있으며, 또한 전압 드롭이 작은 MOSFET에 전류를 흘려보냄으로써 소위 동기 정류 제어를 행하는 것이 가능해 회로 손실을 저감할 수 있다.
또, MOSFET(Q1)는 그 내부에 기생 다이오드(D11)를 갖고 있다. 마찬가지로, MOSFET(Q2)는 그 내부에 기생 다이오드(D21)를 갖고 있다.
이 MOSFET(Q1, Q2)로서 온 저항이 작은 수퍼 정크션 MOSFET를 이용함으로써 도통 손실을 더 저감하는 것이 가능하다. 여기에서, MOSFET의 기생 다이오드에는 액티브 동작 시에 역회복(逆回復) 전류가 발생한다. 특히 수퍼 정크션 MOSFET의 기생 다이오드는 통상의 MOSFET의 기생 다이오드에 대해 역회복 전류가 커 스위칭 손실이 크다는 과제가 있다. 그래서, MOSFET(Q1, Q2)로서 역회복 시간(trr)이 작은 MOSFET를 사용함으로써 스위칭 손실을 저감할 수 있다.
다이오드(D1, D2)는 액티브 동작 시에 있어서도 역회복 전류가 발생되지 않기 위해 그 순방향 전압이 작은 것을 선정하는 것이 바람직하다. 예를 들면, 일반적인 정류 다이오드나 높은 내압(耐壓)의 쇼트키 배리어 다이오드를 사용함으로써 회로의 도통 손실을 저감하는 것이 가능하다.
션트 저항(R1, R2)(전류 검출부)은 배선(ha, hb)을 통해 흐르는 전류(부하)를 검출하는 것이다. 그러나 후기하는 도 19에 나타내는 바와 같이, 전류 검출부로서 트랜스를 이용해도 되며, 또는 홀 소자 등을 이용해도 된다.
게인 제어부(12)는 회로 전류 실효값(Is)과 직류 전압 압축비(a)로부터 결정되는 전류 제어 게인(Kp)을 제어하는 기능을 갖고 있다. 이때 Kp×Is를 소정값으로 제어함으로써 교류 전원 전압(Vs)으로부터 직류 전압(Vd)을 a배로 승압할 수 있다.
교류 전압 검출부(13)는 교류 전원(VS)으로부터 인가되는 교류 전원 전압(Vs)을 검출하는 것이며 배선(ha, hb)에 접속되어 있다. 교류 전압 검출부(13)는 그 검출값을 제로크로스 판정부(14)에 출력한다.
제로크로스 판정부(14)는, 교류 전압 검출부(13)에 의해 검출되는 교류 전원 전압(Vs)의 값에 관해, 그 양음이 전환되었는지, 즉 제로크로스점에 도달했는지의 여부를 판정하는 기능을 갖고 있다. 제로크로스 판정부(14)는 교류 전원 전압(Vs)의 극성을 검출하는 극성 검출부이다. 예를 들면, 제로크로스 판정부(14)는, 교류 전원 전압(Vs)이 양인 기간 중에는 컨버터 제어부(18)에 '1'의 신호를 출력하고, 교류 전원 전압(Vs)이 음인 기간 중에는 컨버터 제어부(18)에 '0'의 신호를 출력한다.
부하 검출부(15)는 예를 들면 션트 저항에 의해 구성되고, 교류 전원(VS)으로부터 흐르는 전류를 검출하며, 따라서 부하(H)에 공급되는 전류값(부하)을 검출하는 기능을 갖고 있다. 또, 부하(H)가 모터일 경우, 부하 검출부(15)에 의해 모터의 회전 속도를 검출하고, 이 회전 속도로부터 전류값(부하)을 추정하도록 해도 된다. 부하 검출부(15)는 그 검출값을 승압비 제어부(16)에 출력한다.
승압비 제어부(16)는 부하 검출부(15)의 검출값으로부터 직류 전압(Vd)의 승압비 1/a를 선정하고, 그 선정 결과를 컨버터 제어부(18)에 출력한다. 그리고 목표 전압까지 직류 전압(Vd)을 승압하도록 컨버터 제어부(18)가 MOSFET(Q1, Q2)에 구동 펄스를 출력함으로써 스위칭 제어를 행한다.
직류 전압 검출부(17)는 평활 콘덴서(C1)에 인가되는 직류 전압(Vd)을 검출하는 것이며, 그 양측이 배선(hc)에 접속되고 음측이 배선(hd)에 접속되어 있다. 직류 전압 검출부(17)는 그 검출값을 컨버터 제어부(18)에 출력한다. 또, 직류 전압 검출부(17)의 검출값은 부하(H)에 인가되는 전압값이 소정의 목표값에 도달해 있는지의 여부의 판정에 이용된다.
컨버터 제어부(18)는 예를 들면 마이크로컴퓨터(Microcomputer : 도시하지 않음)이며, ROM(Read Only Memory)에 기억된 프로그램을 읽어내서 RAM(Random Access Memory)에 전개시켜 CPU(Central Processing Unit)가 각종 처리를 실행하도록 되어 있다. 컨버터 제어부(18)는, 전류 검출부(11) 또는 션트 저항(R1, R2), 게인 제어부(12), 제로크로스 판정부(14), 승압비 제어부(16), 및 직류 전압 검출부(17)로부터 입력되는 정보에 의거해서 MOSFET(Q1, Q2)의 온/오프를 제어한다. 또, 컨버터 제어부(18)가 실행하는 처리에 대해서는 후기한다.
직류 전원 장치(1)의 동작 모드로서는, 전파 정류 모드, 부분 스위칭 모드, 고속 스위칭 모드의 3가지를 생각할 수 있다. 부분 스위칭 모드, 고속 스위칭 모드는 컨버터가 액티브 동작을 하는 모드이며, 브리지 정류 회로(10)에 단락 전류를 통류시킴으로써 직류 전압(Vd)의 승압과 역률의 개선을 행하는 모드이다. 이하, 각 모드에 있어서의 직류 전원 장치(1)의 동작에 대해 설명한다.
예를 들면 인버터나 모터 등의 부하가 클 경우에는 직류 전압(Vd)을 승압할 필요가 있다. 또한, 부하가 커져 직류 전원 장치(1)에 흐르는 전류가 커짐에 따라 고조파 전류도 증대되어 버린다. 그 때문에, 고부하일 경우에는 부분 스위칭 모드 또는 고속 스위칭 모드로 승압을 행해 고조파 전류의 저감, 즉 전원 입력의 역률을 개선시킬 필요가 있다.
≪전파 정류 동작≫
본 발명의 주 목적인 고효율 동작 실현을 위해, 교류 전원 전압(Vs)의 극성에 따라 MOSFET(Q1, Q2)를 스위칭 제어함으로써 동기 정류 제어를 행한다.
도 2는 교류 전원 전압(Vs)이 양의 극성일 경우에 있어서 전파 정류를 행했을 때에 회로에 흐르는 전류 경로를 나타낸 도면이다.
도 2에 있어서, 교류 전원 전압(Vs)이 양인 반(半)사이클 기간에서는 파선 화살표로 나타내는 방향으로 전류가 흐른다. 즉 전류는 교류 전원(VS)→리액터(L1)→다이오드(D1)→평활 콘덴서(C1)→션트 저항(R2)→MOSFET(Q2)→교류 전원(VS)의 순으로 흐른다. 이때, MOSFET(Q1)는 상시 오프, MOSFET(Q2)는 상시 온 상태이다. 가령 MOSFET(Q2)가 온 상태가 아닐 경우에는 전류는 MOSFET(Q2)의 기생 다이오드(D21)(도 1 참조)를 흐른다. 그러나 통상적으로, MOSFET의 기생 다이오드의 특성은 나쁘기 때문에 큰 도통 손실이 발생해 버린다. 그래서, MOSFET(Q2)를 온시켜 MOSFET(Q2)의 온 저항의 부분에 전류를 흘려보냄으로써 도통 손실의 저감을 도모하는 것이 가능하다. 이것이 소위 동기 정류 제어의 원리이다. 또, MOSFET(Q2)의 온 동작 개시의 타이밍으로서는 교류 전원 전압(Vs)의 극성이 음으로부터 양으로 전환되는 제로크로스의 타이밍에 행한다. MOSFET(Q2)의 오프시키는 타이밍으로서는 교류 전원 전압(Vs)의 극성이 양으로부터 음으로 전환되는 타이밍이다.
도 3은 교류 전원 전압이 음의 극성인 경우에 있어서 전파 정류를 행했을 때에 회로에 흐르는 전류 경로를 나타낸 도면이다.
도 3에 있어서, 교류 전원 전압(Vs)이 음인 반사이클 기간에서는 파선 화살표로 나타내는 방향으로 전류가 흐른다. 즉, 교류 전원(VS)→션트 저항(R1)→MOSFET(Q1)→평활 콘덴서(C1)→다이오드(D2)→리액터(L1)→교류 전원(VS)의 순으로 전류가 흐른다. 이때, MOSFET(Q2)는 상시 오프, MOSFET(Q1)는 상시 온 상태이다. 또, MOSFET(Q1)의 온 동작 개시의 타이밍으로서는 교류 전원 전압(Vs)의 극성이 양으로부터 음으로 전환되는 제로크로스의 타이밍에 행한다. MOSFET(Q1)의 오프시키는 타이밍으로서는 교류 전원 전압(Vs)의 극성이 음으로부터 양으로 전환되는 타이밍이다.
이상과 같이 직류 전원 장치(1)를 동작시킴으로써 고효율 동작이 가능해진다.
도 4의 (a)∼(d)는 전파 정류 시에 있어서의 교류 전원 전압(Vs)과 회로 전류(is)와 MOSFET의 구동 펄스의 파형도이다.
도 4의 (a)는 교류 전원 전압(Vs)의 파형을 나타내고, 도 4의 (b)는 회로 전류(is)의 파형을 나타내고 있다. 도 4의 (c)는 MOSFET(Q1)의 구동 펄스 파형을 나타내고, 도 4의 (d)는 MOSFET(Q2)의 구동 펄스 파형을 나타내고 있다.
도 4의 (a)에 나타내는 바와 같이 교류 전원 전압(Vs)은 대략 정현파 형상의 파형이다.
도 4의 (c)에 나타내는 바와 같이 MOSFET(Q1)의 구동 펄스는 교류 전원 전압(Vs)의 극성이 양일 때에 L레벨, 음일 때에 H레벨로 된다.
도 4의 (d)에 나타내는 바와 같이 MOSFET(Q2)의 구동 펄스는 MOSFET(Q1)의 구동 펄스와는 반전되어 있으며, 교류 전원 전압(Vs)의 극성이 양일 때에 H레벨, 음일 때에 L레벨로 된다.
도 4의 (b)에 나타내는 바와 같이, 회로 전류(is)는 교류 전원 전압(Vs)이 소정 진폭에 도달했을 경우에 흐른다.
이상이 전원 전압의 극성에 따라 회로 단락 동작을 행했을 경우의 전류의 흐름과 MOSFET(Q1, Q2)의 스위칭 동작이다. 다음으로, 고속 스위칭 동작에 대해 설명한다.
≪고속 스위칭 동작≫
다음으로 직류 전압(Vd)의 승압과 역률의 개선을 행하는 고속 스위칭 동작에 대해 설명한다.
이 동작 모드에서는 임의의 스위칭 주파수로 MOSFET(Q1, Q2)를 스위칭 제어해서 회로에 단락 전류를 통류시킴으로써 직류 전압(Vd)의 승압과 역률의 개선을 행한다. 우선, 회로를 단락시켰을 경우의 동작에 대해 설명한다.
교류 전원 전압(Vs)이 양인 사이클로 전파 정류를 행했을 경우, 전류의 흐름은 도 2와 같으며 MOSFET(Q1, Q2)의 동작에 대해서는 상기한 바와 같다. 이때, 도 4의 (b)에 나타낸 바와 같이 전원 전압에 대해 회로 전류(is)는 변형되어 있다. 이것은, 전류가 흐르는 타이밍이 교류 전원 전압(Vs)에 대해 직류 전압(Vd)이 작아졌을 경우뿐인 것과, 리액터(L1)의 특성에서 생기는 것이다.
그래서, 복수 회에 걸쳐 회로에 단락 전류를 통류시킴으로써 회로 전류를 정현파에 가깝게 함으로써 역률의 개선을 행해 고조파 전류를 저감한다.
도 5는 전원 전압이 양인 사이클로 MOSFET(Q1)를 온시켰을 경우에 흐르는 단락 전류(isp)의 경로를 나타낸 도면이다.
단락 전류(isp)의 경로로서는 교류 전원(VS)→리액터(L1)→다이오드(D1)→MOSFET(Q1)→션트 저항(R1)→교류 전원(VS)의 순이다. 이때, 리액터(L1)에는 이하의 식(1)로 표시되는 에너지가 축적된다. 이 에너지가 평활 콘덴서(C1)에 방출됨으로써 직류 전압(Vd)이 승압된다.
[수식 1]
Figure 112016018670531-pat00001
교류 전원 전압(Vs)이 음인 사이클로 전파 정류를 행했을 경우의 전류의 흐름은 도 3과 같으며 MOSFET(Q1, Q2)의 동작에 대해서는 상기와 같다.
도 6은 MOSFET(Q2)를 온시켜 단락 전류(isp)를 통류시켰을 경우의 경로를 나타낸 도면이다.
전류의 경로로서는 교류 전원(VS)→MOSFET(Q2)→션트 저항(R2)→다이오드(D2)→리액터(L1)의 순으로 된다. 이때에도 상기한 바와 같이 리액터(L1)에 에너지가 축적되며 그 에너지에 의해 직류 전압(Vd)이 승압된다.
도 7의 (a)∼(d)는 단락 전류를 통류시켰을 경우에 있어서의 교류 전원 전압(Vs)과 회로 전류(is)와 MOSFET의 구동 펄스의 파형도이다.
도 7의 (a)는 교류 전원 전압(Vs)의 파형을 나타내고, 도 7의 (b)는 회로 전류(is)의 파형을 나타내고 있다. 도 7의 (c)는 MOSFET(Q1)의 구동 펄스 파형을 나타내고, 도 7의 (d)는 MOSFET(Q2)의 구동 펄스 파형을 나타내고 있다.
도 7의 (a)에 나타내는 바와 같이 교류 전원 전압(Vs)은 대략 정현파 형상의 파형이다.
도 7의 (c)에 나타내는 바와 같이 MOSFET(Q1)의 구동 펄스는 교류 전원 전압(Vs)의 극성이 양일 때에 L레벨로 되며, 또한 소정 타이밍에 2회의 H레벨의 펄스로 된다. 교류 전원 전압(Vs)의 극성이 음일 때에 H레벨로 되며, 또한 소정 타이밍에 2회의 L레벨의 펄스로 된다.
도 7의 (d)에 나타내는 바와 같이 MOSFET(Q2)의 구동 펄스는 MOSFET(Q1)의 구동 펄스와는 반전되어 있다.
도 7의 (b)에 나타내는 바와 같이, 회로 전류(is)는, 교류 전원 전압(Vs)이 양극성, 또한 MOSFET(Q1)의 구동 펄스가 H레벨로 되었을 때에 상승하고, 교류 전원 전압(Vs)이 음극성, 또한 MOSFET(Q2)의 구동 펄스가 H레벨로 되었을 때에 상승한다. 이에 따라 역률이 개선된다.
도 8의 (a)∼(d)는 고속 스위칭을 행했을 경우의 교류 전원 전압(Vs)과 회로 전류(is)와 MOSFET의 구동 펄스의 파형도이다.
도 8의 (a)는 교류 전원 전압(Vs)의 파형을 나타내고, 도 8의 (b)는 회로 전류(is)의 파형을 나타내고 있다. 도 8의 (c)는 MOSFET(Q1)의 구동 펄스 파형을 나타내고, 도 8의 (d)는 MOSFET(Q2)의 구동 펄스 파형을 나타내고 있다.
도 8의 (a)에 나타내는 바와 같이 교류 전원 전압(Vs)은 대략 정현파 형상의 파형이다.
도 8의 (c)에 나타내는 바와 같이 MOSFET(Q1)의 구동 펄스는 교류 전원 전압(Vs)의 극성이 양일 때 그 크기에 따른 오프·듀티로 된다. 교류 전원 전압(Vs)의 극성이 음일 때 그 크기에 따른 온·듀티로 된다.
도 8의 (d)에 나타내는 바와 같이 MOSFET(Q2)의 구동 펄스는 MOSFET(Q1)의 구동 펄스와는 반전되어 있으며, 교류 전원 전압(Vs)의 극성이 양일 때 그 크기에 따른 온·듀티로 된다. 교류 전원 전압(Vs)의 극성이 음일 때 그 크기에 따른 오프·듀티로 된다.
도 8의 (b)에 나타내는 바와 같이, 회로 전류(is)는 교류 전원 전압(Vs)과 같은 위상의 정현파 형상의 파형으로 된다. 이에 따라 도 7의 경우보다 역률이 더 개선된다.
고속 스위칭 동작에 있어서는, 예를 들면 전원 전압이 양의 극성일 경우, 회로 단락 동작 시에는 MOSFET(Q1)를 온, MOSFET(Q2)를 오프 상태로 함으로써 단락 전류(isp)를 통류시킨다. 다음으로 MOSFET(Q1)를 오프 상태로 하고 MOSFET(Q2)를 온 상태로 한다. 이렇게, 단락 동작의 유무에 따라 MOSFET(Q1, Q2)의 온, 오프를 전환하고 있는 것은 동기 정류를 행하고 있기 때문이다. 단순히 고속 스위칭 동작을 행하기 위해서는, MOSFET(Q2)가 상시 오프 상태이며 MOSFET(Q1)를 일정 주파수로 스위칭 동작을 행하면 된다. 그러나, 이때, MOSFET(Q1) 오프 시에 MOSFET(Q2)도 오프 상태이면 전류는 MOSFET(Q2)의 기생 다이오드(D22)를 흐르게 된다. 상기한 바와 같이, 이 기생 다이오드는 특성이 나쁘고 전압 드롭이 크기 때문에 도통 손실이 커져 버린다. 그래서 본 발명에서는, MOSFET(Q1) 오프 시에는 MOSFET(Q2)를 온 상태로 해서 동기 정류를 행함으로써 도통 손실을 저감하고 있는 것이다.
직류 전원 장치(1)에 흐르는 회로 전류(is)(순시값)는 이하의 식(2)로 표시할 수 있다.
[수식 2]
Figure 112016018670531-pat00002
단
Figure 112016018670531-pat00003
: 회로 전류 순시값
Figure 112016018670531-pat00004
: 전원 전압 실효값
Figure 112016018670531-pat00005
: 전류 제어 게인
Figure 112016018670531-pat00006
: 직류 전압
또한, 이 식(2)를 바꿔 쓰면 이하의 식(3)으로 된다.
[수식 3]
Figure 112016018670531-pat00007
식(4)는 회로 전류(is)(순시값)와 회로 전류 실효값(Is)의 관계를 나타내는 것이다.
[수식 4]
Figure 112016018670531-pat00008
단
Figure 112016018670531-pat00009
: 회로 전류 실효값
식(3)을 변형해서 식(4)를 대입하면 이하의 식(5)로 된다.
[수식 5]
Figure 112016018670531-pat00010
승압비의 역수(逆數)를 우변으로 하면 이하의 식(6)으로 된다.
[수식 6]
Figure 112016018670531-pat00011
단,
Figure 112016018670531-pat00012
: 회로 전류 실효값
Figure 112016018670531-pat00013
: 승압비
또한, MOSFET의 듀티(d)는 식(7)과 같이 나타내는 것이 가능하다.
[수식 7]
Figure 112016018670531-pat00014
이상으로부터, 식(6)에 나타낸 Kp×Is를 제어함으로써 교류 전원 전압(Vs)의 실효값의 a배로 승압 가능하며, 그때의 MOSFET의 듀티(d)(통류율)는 식(7)로 주어질 수 있다.
도 9는 전원 전압 반사이클(양의 극성)에 있어서의 MOSFET(Q1)와 MOSFET(Q2)의 구동 펄스의 온·듀티의 관계를 나타낸 도면이다. 도 9의 세로축은 온·듀티를 나타내고, 가로축은 양의 극성의 전원 전압의 반사이클분의 시간을 나타내고 있다.
파선으로 나타낸 MOSFET(Q2)의 구동 펄스의 온·듀티는 교류 전원 전압(Vs)과 비례해 있다. 2점 쇄선으로 나타낸 MOSFET(Q1)의 구동 펄스의 온·듀티는 1.0로부터 MOSFET(Q2)의 구동 펄스의 온·듀티를 감산한 것으로 된다.
도 9에 있어서, 식(7)로 나타낸 바와 같이, 회로 전류(is)가 커질수록 단락 전류를 흘려보내기 위해 스위칭 동작을 행하는 MOSFET(Q1)의 구동 펄스의 듀티(d)는 작아지고, 반대로 회로 전류(is)가 작을수록 MOSFET(Q1)의 구동 펄스의 듀티(d)는 커진다. 동기 정류를 행하는 측의 MOSFET(Q1)의 구동 펄스의 듀티(d)는 MOSFET(Q2)의 구동 펄스의 듀티(d)와는 반대 특성으로 된다.
도 10은 전원 전압 반사이클(양의 극성)에 있어서의 데드 타임을 고려한 MOSFET(Q2)의 구동 펄스의 온·듀티를 실선으로 추기한 도면이다. 도 10의 세로축은 온·듀티를 나타내고, 가로축은 교류 전원 전압(Vs)의 양극성의 반사이클분의 시간을 나타내고 있다.
이렇게, 소정의 데드 타임을 부여하면 MOSFET(Q2)의 구동 펄스의 듀티는 이 데드 타임분만큼 작아진다.
도 11은 교류 전원 전압(Vs)의 순시값(vs)과 회로 전류(is)(순시값)의 관계를 나타낸 도면이다. 실선은 교류 전원 전압(Vs)의 순시값(vs)을 나타내고 파선은 회로 전류(is)의 순시값을 나타내고 있다. 도 11의 가로축은 양의 극성의 전원 전압의 반사이클분의 시간을 나타내고 있다.
도 11에 나타내는 바와 같이, 고속 스위칭 제어에 의해 교류 전원 전압(Vs)의 순시값(vs)과 회로 전류(is)(순시값)는 양쪽 모두 대략 정현파 형상으로 되며, 따라서 역률을 개선할 수 있다.
MOSFET(Q1)의 듀티(dQ1)를 이하의 식(8)에 나타낸다.
[수식 8]
Figure 112016018670531-pat00015
MOSFET(Q2)의 듀티(dQ2)를 이하의 식(9)에 나타낸다.
[수식 9]
Figure 112016018670531-pat00016
또한, 전원 전압과 전류의 관계를 보면, 회로 전류(is)는 정현파 형상으로 제어되어 있기 때문에 역률은 좋은 상태이다. 또, 이것은 리액터(L1)(도 1 참조)의 인덕턴스가 작아 전원 전압에 대해 전류의 위상 지연이 없는 상태를 상정하고 있다. 가령, 리액터(L1)의 인덕턴스가 커 전류 위상이 전압 위상에 대해 지연될 경우에는 전류 위상을 고려해서 듀티(d)를 설정하면 된다.
도 12는 교류 전원 전압(Vs)이 양극성일 경우에 리액터(L1)에 의한 전류 위상의 지연분을 고려했을 경우의 MOSFET(Q1)의 듀티를 나타낸 도면이다. 도 12의 세로축은 MOSFET(Q1)의 듀티를 나타내고, 가로축은 양의 극성의 전원 전압의 반사이클분의 시간을 나타내고 있다.
실선은 리액터(L1)에 의한 전류 위상의 지연분을 고려하지 않은 경우의 MOSFET(Q1)의 듀티를 나타내고 있다. 파선은 리액터(L1)에 의한 전류 위상의 지연분을 고려했을 경우의 MOSFET(Q1)의 듀티를 나타내고 있다. 이렇게 제어함으로써 리액터(L1)의 인덕턴스가 큰 경우여도 전류를 정현파 형상으로 제어 가능하다.
브리지 정류 회로(10)의 제어에 있어서 MOSFET(Q1)가 온으로부터 오프로 전환되며 MOSFET(Q2)가 오프로부터 온으로 전환되는 타이밍에는 데드 타임을 설정할 필요가 있다. MOSFET(Q1)가 오프로부터 온으로 전환되며 MOSFET(Q2)가 온으로부터 오프로 전환되는 타이밍도 마찬가지이다. 데드 타임을 설정하고 있지 않을 경우에는 브리지 정류 회로(10)의 직류 출력측이 상하 단락되어 최악의 경우 직류 전원 장치(1)가 파괴될 우려가 있다.
도 13의 (a)∼(c)는 교류 전원 전압(Vs)이 양인 사이클의 경우에 있어서, MOSFET(Q1, Q2) 각각에 데드 타임을 설정했을 경우의 회로 전류와 MOSFET(Q1, Q2)의 구동 펄스의 관계를 나타낸 도면이다.
도 13의 (a)의 회로 전류의 실선은 MOSFET(Q1)에 데드 타임을 설정했을 경우에 통류하는 전류를 나타내고 있다. 회로 전류의 파선은 목표값을 나타내고 있다.
도 13의 (b)는 MOSFET(Q1)의 구동 펄스 파형을 나타내고 있다. 파선은 데드 타임을 고려하지 않은 경우, 실선은 데드 타임을 고려한 경우이다. 주기 T는 PWM 주기를 나타내고, 시간 ton은 온 시간, 시간 toff는 오프 시간을 나타내고 있다.
도 13의 (c)는 MOSFET(Q1)의 구동 펄스 파형을 나타내고 있다. 도 13의 (a)∼(c) 모두 가로축은 공통되는 시간을 나타내고 있다. 시간 td는 데드 타임을 나타내고 있다.
도 13의 (b)의 t0의 타이밍에 있어서, 본래는 MOSFET(Q1)의 구동 펄스 파형에 있어서 파선으로 나타내는 부분까지 온·듀티를 확보해야 한다. 그러나 MOSFET(Q1)측에도 데드 타임을 설정함으로써, 설정된 온·듀티를 확보할 수 없다. 따라서 도 13의 (a)에 나타내는 바와 같이, 파선으로 나타내는 목표 전류까지 전류를 통류시킬 수 없다.
이 때문에, 직류 전압(Vd)을 목표값까지 승압할 수 없다.
예를 들면 목표로 하는 데드 타임을 확보하기 위해, 교류 전원 전압(Vs)이 양극성일 때, MOSFET(Q1)와 MOSFET(Q2)의 데드 타임의 분담비를 고려했을 경우에, MOSFET(Q1)의 분담비를 작게 하면 할수록 목표 전류에 가깝게 하는 것이 가능해진다. 즉, 이상적으로는 MOSFET(Q2)측에 데드 타임을 100% 분담시킴으로써 목표 전류를 통류시킬 수 있어, 결국은 목표로 하는 직류 전압(Vd)까지 승압하는 것이 가능하다. 이 내용을 도시하면 도 14와 같은 관계로 된다.
도 14의 (a), (b)는 교류 전원 전압(Vs)이 양극성일 때 MOSFET(Q2)에 데드 타임을 설정한 모습을 나타낸 도면이다. 도 14의 (a)는 MOSFET(Q1)의 구동 펄스를 나타내고, 도 14의 (b)는 MOSFET(Q2)의 구동 펄스를 나타내고 있다.
여기에서는 MOSFET(Q2)측에 데드 타임을 100% 분담시키고, MOSFET(Q1)측은 데드 타임을 분담하고 있지 않다.
도 14의 (a)와 같이, 온 시간 ton과 오프 시간 toff가 MOSFET(Q1)의 구동 펄스에 설정되어 있다. 이에 따라 회로 전류(is)를 목표 전류에 가깝게 하는 것이 가능해진다.
도 14의 (b)와 같이, MOSFET(Q1)의 구동 펄스에 대해 시간 td의 데드 타임을 MOSFET(Q2)의 구동 펄스에 설정하고 있다. 이에 따라, 브리지 정류 회로(10)의 직류 출력측의 상하 단락을 방지할 수 있다.
또한 마찬가지로 교류 전원 전압(Vs)이 음극성일 때 MOSFET(Q1)측에 데드 타임을 야기시킴으로써 직류 전압(Vd)을 목표값까지 승압 가능하다. 이 내용을 도시하면 도 15와 같은 관계로 된다.
도 15의 (a), (b)는 교류 전원 전압(Vs)이 음극성일 때 MOSFET(Q1)에 데드 타임을 설정한 모습을 나타낸 도면이다. 도 15의 (a)는 MOSFET(Q1)의 구동 펄스를 나타내고, 도 15의 (b)는 MOSFET(Q2)의 구동 펄스를 나타내고 있다.
여기에서는 MOSFET(Q1)측에 데드 타임을 100% 분담시키고, MOSFET(Q2)측은 데드 타임을 분담하고 있지 않다.
도 15의 (a)와 같이, MOSFET(Q1)의 구동 펄스에 대해 시간 td의 데드 타임을 MOSFET(Q2)의 구동 펄스에 설정하고 있다. 이에 따라, 브리지 정류 회로(10)의 직류 출력측의 상하 단락을 방지할 수 있다.
도 15의 (b)와 같이, 온 시간 ton과 오프 시간 toff가 MOSFET(Q2)의 구동 펄스에 설정되어 있다. 이에 따라, 회로 전류(is)를 목표 전류에 가깝게 하는 것이 가능해진다.
이상, 정리하면 본 발명의 직류 전원 장치(1)에 있어서 데드 타임은, 교류 전원 전압(Vs)이 양일 경우에는 MOSFET(Q2)측의 구동 펄스의 데드 타임의 분담에 대해 MOSFET(Q1)측을 작게 하며, 이상적으로는 MOSFET(Q2)측에 데드 타임을 설정한다. 교류 전원 전압(Vs)이 음일 경우에는 MOSFET(Q1)의 구동 펄스의 데드 타임의 분담에 대해 MOSFET(Q2)측을 작게 하며, 이상적으로는 MOSFET(Q1)측에 데드 타임을 설정한다.
이상과 같이, 교류 전원 전압(Vs)의 극성에 맞춰서 데드 타임을 설정했을 경우, MOSFET(Q1, Q2)의 듀티나 온 시간, 오프 시간의 관계를 나타내면 이하와 같아진다.
MOSFET(Q1)의 온 시간 ton_Q1은 이하의 식(10)으로 산출된다. 여기에서 T는 주기이다.
[수식 10]
Figure 112016018670531-pat00017
MOSFET(Q1)의 오프 시간 toff_Q1은 이하의 식(11)로 산출된다.
[수식 11]
Figure 112016018670531-pat00018
MOSFET(Q2)의 온 시간 ton_Q2는 이하의 식(12)로 산출된다. 여기에서 td는 데드 타임이다.
[수식 12]
Figure 112016018670531-pat00019
MOSFET(Q2)의 오프 시간 toff_Q2는 이하의 식(13)으로 산출된다.
[수식 13]
Figure 112016018670531-pat00020
MOSFET(Q2)의 듀티(dQ2)는 이하의 식(14)로 산출된다.
[수식 14]
Figure 112016018670531-pat00021
이상과 같이 데드 타임을 설정함으로써, 직류 전압(Vd)을 목표값까지 승압하면서 역률의 개선에 의한 고조파 전류의 저감이 가능하다. 또한, 본 발명의 직류 전원 장치(1)에 있어서는 동기 정류를 행하고 있기 때문에 고효율 동작도 가능하다.
≪부분 스위칭 동작≫
상기한 바와 같이, 고속 스위칭 동작을 행함으로써 회로 전류(is)를 정현파로 성형할 수 있어 높은 역률을 확보할 수 있다. 그러나, 스위칭 주파수가 크면 클수록 스위칭 손실은 커진다.
회로의 입력이 클수록 고조파 전류도 증대하므로, 특히 고차(高次)의 고조파 전류의 규제값을 만족하는 것이 어려워지기 때문에, 입력 전류가 클수록 높은 역률을 확보할 필요가 있다. 반대로 입력이 작을 경우에는 고조파 전류도 작아지므로 필요 이상으로 역률을 확보할 필요가 없는 경우가 있다. 즉, 환언하면 부하 조건에 따라 효율을 고려하면서 최적인 역률을 확보함으로써 고조파 전류를 저감하면 된다고 할 수 있다.
그래서, 스위칭 손실의 증대를 억제하면서 역률을 개선할 경우에는 부분 스위칭 동작을 행하면 된다.
부분 스위칭 동작이란, 고속 스위칭 동작과 같이 소정 주파수로 회로를 단락시키는 것이 아닌, 교류 전원 전압(Vs)의 반사이클 중에서 브리지 정류 회로를 반복해 복수 회 단락시킴으로써 직류 전압(Vd)의 승압과 역률의 개선을 행하는 동작 모드이다. 고속 스위칭 동작의 경우에 비해 MOSFET(Q1, Q2)의 스위칭 횟수가 적은 만큼 스위칭 손실의 저감이 가능하다. 이하, 도 16을 이용해 부분 스위칭 동작의 설명을 행한다.
도 16의 (a)∼(d)는, 교류 전원 전압(Vs)이 양인 사이클에 있어서의 MOSFET(Q1)의 구동 펄스와 교류 전원 전압(Vs), 회로 전류(is)의 관계를 나타낸 도면이다.
도 16의 (a)는 교류 전원 전압(Vs)을 나타내고, 도 16의 (b)는 회로 전류(is)를 나타내고 있다. 도 16의 (c)는 MOSFET(Q1)의 구동 펄스를 나타내고, 도 16의 (d)는 MOSFET(Q2)의 구동 펄스를 나타내고 있다.
도 16의 (a)에 나타내는 바와 같이 교류 전원 전압(Vs)은 대략 정현파 형상이다.
도 16의 (b)의 일점 쇄선은 이상적인 회로 전류(is)를 대략 정현파 형상으로 나타내고 있다. 이때, 가장 역률이 개선된다.
여기에서 예를 들면, 이상 전류 상의 점(P1)을 생각했을 경우, 이 점에서의 기울기를 di(P1)/dt로 놓는다. 다음으로, 전류가 제로인 상태로부터, MOSFET(Q1)를 시간 ton1_Q1에 걸쳐서 온했을 때의 전류의 기울기를 di(ton1_Q1)/dt로 놓는다. 또한 시간 ton1_Q1에 걸쳐서 온한 후, 시간 toff_Q1에 걸쳐서 오프했을 경우의 전류의 기울기를 di(toff1_Q1)/dt로 놓는다. 이때 di(ton1_Q1)/dt와 di(toff1_Q1)/dt의 평균값이 점(P1)에 있어서의 기울기di(P1)/dt와 동등해지도록 제어한다.
다음으로, 점(P1)과 마찬가지로, 점(P2)에서의 전류의 기울기를 di(P2)/dt로 놓는다. 그리고, MOSFET(Q1)를 시간 ton2_Q1에 걸쳐서 온했을 때의 전류의 기울기를 di(ton2_Q1)/dt로 놓고, 시간 toff2_Q1에 걸쳐서 오프했을 경우의 전류의 기울기를 di(toff2_Q1)/dt로 놓는다. 점(P1)의 경우와 마찬가지로, di(ton2_Q1)/dt와 di(toff2_Q1)/dt의 평균값이 점(P2)에 있어서의 기울기di(P2)/dt과 동등해지도록 한다. 이후 이것을 반복해간다. 이때, MOSFET(Q1)의 스위칭 횟수가 많을수록 이상적인 정현파에 근사하는 것이 가능하다.
도 16의 (d)에 있어서 우선 MOSFET(Q2)가 시간 ton1_Q2에 걸쳐서 온으로 되고, 그 후 시간 toff1_Q2에 걸쳐서 오프 상태로 된다.
도 16의 (c)에 나타내는 바와 같이, MOSFET(Q2)가 오프로 된 타이밍에, MOSFET(Q1)가 시간 ton1_Q1에 걸쳐서 온 상태로 된다. 그리고 MOSFET(Q1)가 오프 상태로 된 타이밍에 MOSFET(Q2)가 시간 ton2_Q2에 걸쳐서 온 상태로 된다. 이후, 마찬가지로 MOSFET(Q1, Q2)는 쌍방에서 온, 오프를 반복한다. 이것은, 고속 스위칭 동작에서 설명한 바와 같이, 회로 단락 동작을 행하면서 동기 정류를 행하고 있기 때문이다. 이 부분 스위칭 동작에 있어서도, MOSFET(Q1, Q2)의 온, 오프 전환의 타이밍에 상하 단락을 일으킬 위험성이 있기 대문에, 고속 스위칭 동작의 경우와 마찬가지로 데드 타임을 설정하고 있다. 즉, 교류 전원 전압(Vs)이 양일 경우에는 MOSFET(Q1)측의 데드 타임의 비율을 MOSFET(Q2)보다 작게 한다. 이상적으로는 MOSFET(Q2)측에서 데드 타임을 확보한다. 교류 전원 전압(Vs)이 음일 경우에는 MOSFET(Q2)측의 데드 타임의 비율을 MOSFET(Q1)보다 작게 한다. 이상적으로는 MOSFET(Q1)측에서 데드 타임을 확보한다. 이렇게 데드 타임을 설정함으로써, 고효율 동작을 행하면서 역률의 개선과 직류 전압(Vd)의 승압을 행하는 것이 가능하다.
<데드 타임 가변>
지금까지의 설명에서는, 데드 타임은 임의의 일정한 고정값으로 생각해 왔다. 그러나 데드 타임에 임의의 특성을 가지게 해 경우에 따라 변화시켜도 된다.
도 17은 MOSFET의 게이트 회로의 등가 회로이다.
MOSFET의 게이트 전압(Vgs)은 이하의 식(15)의 관계가 있다.
[수식 15]
Figure 112016018670531-pat00022
단, E는 전원 전압, Cgs는 게이트-소스간 용량, Cgd는 게이트-드레인간 용량, Rg는 게이트 저항을 나타내고 있다. 또한, 게이트의 입력 용량(Ciss)은 Cgd와 Cgs의 합으로 표시된다.
여기에서, 게이트의 입력 용량(Ciss)은 드레인-소스간 전압(Vds)이 커질수록 용량이 작아진다는 특성이 있다. 그 때문에 드레인-소스간 전압(Vds)이 클수록 빠르게 온된다고 할 수 있다. 본 발명의 직류 전원 장치(1)는 입력 전원이 교류 전원(VS)이기 때문에, 실제로는 온되기까지의 시간도 이 교류 전원 전압(Vs)과 함께 변화되고 있는 것으로 생각할 수 있다. 즉, 교류 전원 전압(Vs)의 제로크로스 부근에서의 온 시간 ton_zero와, 교류 전원 전압(Vs)의 피크 부근에서의 온 시간 ton_peak를 비교하면, 온 시간 ton_zero은 온 시간 ton_peak보다 크다.
그래서, 보다 최적으로 데드 타임을 설정하기 위해서는, 전원 전압 제로크로스 부근에서의 데드 타임에 대해, 전원 전압 피크 부근에서의 데드 타임은 작게 설정하면 된다. 이렇게 설정함으로써 동기 정류 기간이 늘어나게 되어 손실 저감 효과를 더 높이는 것이 가능하다.
예를 들면 데드 타임 td를 이하의 식(16)과 같이 설정한다.
[수식 16]
Figure 112016018670531-pat00023
단, td0은 데드 타임의 최대값, T는 스위칭 주기, ton은 온 시간, toff는 오프 시간이다.
여기에서, ton, toff는 변화한다. 듀티로 생각했을 경우, 도 9에 나타낸 바와 같이, 제로크로스 부근에서는 100%, 전압 피크 부근에서는 10% 이하라는 바와 같이, 피크 부근일수록 듀티는 작아지는, 즉 ton은 작아진다. 따라서 식(16)에 나타내는 바와 같이, 주기에 대해 온 시간의 비율만큼 데드 타임 td을 작게 하면 된다. 교류 전원 전압(Vs)과 MOSFET의 특성을 고려해서 데드 타임 td를 가변시킴으로써, 동기 정류 기간을 늘릴 수 있어 도통 손실 저감 효과를 더 높이는 것이 가능하다. 또, 데드 타임 td의 가변 방법으로서 식(16)에서 설명했지만, 이것은 어디까지나 대표적인 식이며 다른 식이나 방법으로 데드 타임을 가변시켜도 된다.
<공기 조화기와 직류 전원 장치의 동작>
도 18은 본 실시형태에 있어서의 공기 조화기의 실내기, 실외기, 및 리모컨의 정면도이다.
도 18에 나타내는 바와 같이, 공기 조화기(A)는 소위 룸 에어컨이며, 실내기(100)와, 실외기(200)와, 리모컨(Re)과, 도시하지 않은 직류 전원 장치(1)(도 1 참조)를 구비하고 있다. 실내기(100)와 실외기(200)는 냉매 배관(300)에 의해 접속되며, 주지의 냉매 사이클에 의해 실내기(100)가 설치되어 있는 실내를 공조한다. 또한, 실내기(100)와 실외기(200)는 통신 케이블(도시하지 않음)을 통해 서로 정보를 송수신하도록 되어 있다. 직류 전원 장치(1)는 이 실내기(100)와 실외기(200)에 직류 전력을 공급한다.
리모컨(Re)은 유저에 의해 조작되어 실내기(100)의 리모컨 송수신부(Q)에 대해서 적외선 신호를 송신한다. 이 적외선 신호의 내용은 운전 요구, 설정 온도의 변경, 타이머, 운전 모드의 변경, 정지 요구 등의 지령이다. 공기 조화기(A)는 이러한 적외선 신호의 지령에 의거해 냉방 모드, 난방 모드, 제습 모드 등의 공조 운전을 행한다. 또한, 실내기(100)는 리모컨 송수신부(Q)로부터 리모컨(Re)에 실온 정보, 습도 정보, 전기료 정보 등의 데이터를 송신한다.
공기 조화기(A)에 탑재된 직류 전원 장치(1)의 동작의 흐름에 대해 설명한다. 직류 전원 장치(1)는 고효율 동작과 역률의 개선에 의한 고조파 전류의 저감과 직류 전압(Vd)의 승압을 행하는 것이다. 그리고, 동작 모드로서는 상기와 같이, 전파 정류 동작, 고속 스위칭 동작, 부분 스위칭 동작의 3가지 동작 모드를 구비하고 있다.
예를 들면 부하(H)로서 공기 조화기(A)의 인버터나 모터를 고려했을 경우, 부하가 작으며 효율 중시의 운전이 필요하면 직류 전원 장치(1)를 전파 정류 모드로 동작시키면 된다.
부하가 커져 승압과 역률의 확보가 필요하면 직류 전원 장치(1)에 고속 스위칭 동작을 실행시키면 된다. 또한 공기 조화기(A)의 정격 운전 시와 같이 부하로서는 그다지 크지 않지만 승압이나 역률의 확보가 필요한 경우에는 부분 스위칭 동작을 실행시키면 된다.
도 19는 부하의 크기에 따라 직류 전원 장치(1)의 동작 모드와 공기 조화기(A)의 운전 영역을 전환하는 모습을 설명한 개요도이다.
정격 운전이란, JISC9612에 기재된 「JISB8615-1 표 1(냉방 능력 시험 조건)의 T1 조건 하에서의 운전」을 말한다. 구체적으로는 JISB8615-1의 제5항 「냉방 시험」과 제6항 「난방 시험」 중에 온도 조건이 기재되어 있다.
고부하 운전이란, 예를 들면 「JIS B 8615-1에 기재된 과부하 운전 조건 하에서의 운전」이지만, 정격 운전보다 입력이 더 큰 운전 영역이면 된다.
중간 운전이란, 「정격 운전의 반분의 운전 능력」을 말하며 JISC9612에 기재되어 있다.
부하에 문턱값 #1, #2을 설정하며, 또한 기기로서 공기 조화기(A)를 고려했을 경우, 부하가 작은 중간 영역에 있어서 직류 전원 장치(1)는 전파 정류를 행하고, 정격 운전 시에는 부분 스위칭을 행하며 필요에 따라서 고속 스위칭을 행한다.
정격 운전보다 부하가 더 큰 저온 난방 운전 영역 등에 있어서 직류 전원 장치(1)는 고속 스위칭을 행하며 필요에 따라서 부분 스위칭을 행한다.
이상과 같이, 직류 전원 장치(1)는 공기 조화기(A)의 운전 영역에 따른 최적인 동작 모드로 전환함으로써, 고효율 동작을 행하면서 고조파 전류의 저감을 행하는 것이 가능하다.
또, 부하(H)가 인버터나 모터 등일 경우, 부하의 크기를 결정하는 파라미터로서, 인버터나 모터에 흐르는 전류, 인버터의 변조율, 모터의 회전 속도를 생각할 수 있다. 또한, 직류 전원 장치(1)에 통류하는 회로 전류(is)에 의해 부하(H)의 크기를 판단해도 된다.
예를 들면 또는 부하의 크기가 문턱값 #1 이하이면 직류 전원 장치(1)는 전파 정류를 행하고, 문턱값 #1을 초과하면 부분 스위칭을 행한다. 또는 부하의 크기가 문턱값 #2를 초과하면 직류 전원 장치(1)는 고속 스위칭을 행하고, 문턱값 #2 이하이면 부분 스위칭을 행한다.
이상과 같이 직류 전원 장치(1)는 부하의 크기에 따른 최적인 동작 모드로 전환함으로써, 고효율 동작을 행하면서 고조파 전류의 저감을 행하는 것이 가능하다.
본 실시형태에서는, MOSFET(Q1, Q2)로서 수퍼 정크션 MOSFET를 사용한 예를 설명했다. 이 MOSFET(Q1, Q2)로서 SiC(Silicon Carbide)-MOSFET를 이용함으로써 한층 더 고효율 동작을 실현하는 것이 가능하다.
또한, 본 발명의 직류 전원 장치(1)를 공기 조화기(A)에 구비시킴으로써, 에너지 효율(즉, APF)이 높으며, 또한 신뢰성이 높은 공기 조화기(A)를 제공할 수 있다. 공기 조화기 이외의 기기에 본 발명의 직류 전원 장치(1)를 탑재해도 고효율이며 신뢰성이 높은 기기를 제공하는 것이 가능하다.
(변형예)
본 발명은 상기한 실시형태로 한정되는 것은 아니며 다양한 변형예가 포함된다. 예를 들면 상기한 실시형태는 본 발명을 알기 쉽게 설명하기 위해 상세히 설명한 것이며 반드시 설명한 모든 구성을 구비하는 것으로 한정되는 것은 아니다. 어느 실시형태의 구성의 일부를 다른 실시형태의 구성으로 치환하는 것이 가능하고, 어느 실시형태의 구성에 다른 실시형태의 구성을 부가하는 것도 가능하다. 또한, 각 실시형태의 구성의 일부에 대해 다른 구성의 추가·삭제·치환을 하는 것도 가능하다.
상기한 각 구성, 기능, 처리부, 처리 수단 등은 그들의 일부 또는 전부를 예를 들면 집적 회로 등의 하드웨어로 실현해도 된다. 상기한 각 구성, 기능 등은 프로세서가 각각의 기능을 실현하는 프로그램을 해석해서 실행함으로써 소프트웨어로 실현해도 된다. 각 기능을 실현하는 프로그램, 테이블, 파일 등의 정보는 메모리, 하드 디스크 등의 기록 장치, 또는, 플래시 메모리 카드, DVD(Digital Versatile Disk) 등의 기록 매체에 둘 수 있다.
각 실시형태에 있어서, 제어선이나 정보선은 설명상 필요한 것으로 생각되는 것을 나타내고 있으며 제품상 반드시 모든 제어선이나 정보선을 나타내고 있다고는 할 수 없다. 실제로는 거의 모든 구성이 상호 접속되어 있는 것으로 생각해도 된다.
예를 들면 도 20은 변형예에 있어서의 직류 전원 장치(1A)를 나타내는 개략 구성도이다. 전류 검출부(11)(전류 검출부)는 트랜스이며 배선(hb)에 설치되어 있고, 배선(ha, hb)을 통해 흐르는 전류(부하)를 검출한다. 본 발명은 이렇게 구성해도 된다. 또, 트랜스 대신에 홀 소자 등을 이용해도 된다.
1, 1A : 직류 전원 장치 10 : 브리지 정류 회로(정류 회로)
11 : 전류 검출부 R1, R2 : 션트 저항(전류 검출부)
12 : 게인 제어부 13 : 교류 전압 검출부
14 : 제로크로스 판정부(극성 검출부) 15 : 부하 검출부
16 : 승압비 제어부 17 : 직류 전압 검출부
18 : 컨버터 제어부 Vs : 교류 전원
C1 : 평활 콘덴서 D1, D2 : 다이오드
ha, hb, hc, hd : 배선 L1 : 리액터
Q1, Q2 : MOSFET

Claims (13)

  1. 제1 다이오드의 캐소드와 제1 스위칭 소자의 일단이 출력의 양극측에 접속되며, 상기 제1 다이오드의 애노드와 제2 다이오드의 캐소드가 교류 전원의 일단측에 접속되고, 상기 제1 스위칭 소자의 타단과 제2 스위칭 소자의 일단이 상기 교류 전원의 타단측에 접속되며, 상기 제2 다이오드의 애노드와 상기 제2 스위칭 소자의 타단이 출력의 음극측에 접속되어 있는 정류 회로와,
    상기 교류 전원과 상기 정류 회로 사이에 설치되는 리액터와,
    상기 정류 회로의 출력측에 접속되며, 상기 정류 회로부터 인가되는 전압을 평활화하는 평활 콘덴서와,
    상기 교류 전원의 전압의 극성에 동기해서 상기 제1 스위칭 소자와 상기 제2 스위칭 소자를 쌍방향으로 스위칭해 부하에 전류를 흘려보내는 동기 정류 제어를 실시함과 함께, 상기 교류 전원의 반주기(半週期) 동안에 상기 리액터를 상기 교류 전원에 단락(短絡)시키는 회로 단락 제어를 반복해 복수 회 실시하는 제어부를 구비하고,
    상기 교류 전원의 일단측의 전압이 양극성인 경우는, 동일한 스위칭 주기 중에서 상기 제1 스위칭 소자에 설정된 데드 타임에 대해, 상기 제2 스위칭 소자에 설정된 데드 타임을 상대적으로 크게 하고, 상기 교류 전원의 일단측의 전압이 음극성인 경우는, 상기 제1 스위칭 소자에 설정된 데드 타임에 대해, 상기 제2 스위칭 소자에 설정된 데드 타임을 상대적으로 작게 하는 것을 특징으로 하는 직류 전원 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 제어부는,
    교류 전주기(全週期)에 걸쳐서 상기 동기 정류 제어를 실시하는 전파(全波) 정류 동작과,
    상기 동기 정류 제어를 실시함과 함께, 상기 교류 전원의 소정 위상에서 부분적으로 상기 회로 단락 제어를 실시하는 부분 스위칭 동작과,
    교류 전주기에 걸쳐서 상기 동기 정류 제어와 상기 회로 단락 제어를 번갈아 실시하는 고속 스위칭 동작, 중 어느 하나의 동작으로 전환하는
    것을 특징으로 하는 직류 전원 장치.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 제어부는, 상기 정류 회로의 출력측의 부하의 크기에 따라서, 상기 전파 정류 동작과 상기 부분 스위칭 동작과 상기 고속 스위칭 동작 중 어느 하나의 동작으로 전환하는
    것을 특징으로 하는 직류 전원 장치.
  4. 제2항에 있어서,
    상기 제어부는, 상위 장치의 운전 영역에 따라서, 상기 전파 정류 동작과 상기 부분 스위칭 동작과 상기 고속 스위칭 동작 중 어느 하나의 동작으로 전환하는
    것을 특징으로 하는 직류 전원 장치.
  5. 삭제
  6. 제1항에 있어서,
    상기 제어부는, 상기 제1, 제2 스위칭 소자의 제어의 데드 타임을 상기 교류 전원의 전압의 크기에 따라서 변화시키는
    것을 특징으로 하는 직류 전원 장치.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 제어부는, 상기 제1, 제2 스위칭 소자의 제어의 데드 타임을 상기 교류 전원의 전압 위상에 따라서 변화시키는
    것을 특징으로 하는 직류 전원 장치.
  8. 제1항에 있어서,
    상기 제어부는, 상기 제1, 제2 스위칭 소자의 제어의 데드 타임을, 전원 전압 제로크로스 부근에 대해 전원 전압 피크 부근 쪽이 작아지도록 변화시키는
    것을 특징으로 하는 직류 전원 장치.
  9. 제1 다이오드의 캐소드와 제1 스위칭 소자의 일단이 출력의 양극측에 접속되며, 상기 제1 다이오드의 애노드와 제2 다이오드의 캐소드가 교류 전원의 일단측에 접속되고, 상기 제1 스위칭 소자의 타단과 제2 스위칭 소자의 일단이 상기 교류 전원의 타단측에 접속되며, 상기 제2 다이오드의 애노드와 상기 제2 스위칭 소자의 타단이 출력의 음극측에 접속되어 있는 정류 회로와,
    상기 교류 전원과 상기 정류 회로 사이에 설치되는 리액터와,
    상기 정류 회로의 출력측에 접속되며, 상기 정류 회로부터 인가되는 전압을 평활화하는 평활 콘덴서와,
    상기 교류 전원의 전압의 극성에 동기해서 상기 제1 스위칭 소자와 상기 제2 스위칭 소자를 쌍방향으로 스위칭해 부하에 전류를 흘려보내는 동기 정류 제어를 실시함과 함께, 상기 교류 전원의 반주기(半週期) 동안에 상기 리액터를 상기 교류 전원에 단락(短絡)시키는 회로 단락 제어를 반복해 복수 회 실시하는 제어부를 구비하고,
    상기 교류 전원의 일단측의 전압이 양극성인 경우는, 동일한 스위칭 주기 중에서, 상기 제2 스위칭 소자의 제어에 데드 타임을 설정하고, 상기 제1 스위칭 소자의 제어에는 설정하지 않으며, 상기 교류 전원의 일단측의 전압이 음극성인 경우는, 동일한 스위칭 주기 중에서, 상기 제1 스위칭 소자측의 제어에 데드 타임을 설정하고, 상기 제2 스위칭 소자측의 제어에는 설정하지 않는 것을 특징으로 하는 직류 전원 장치.
  10. 제1항에 있어서,
    상기 제1, 제2 다이오드는, SiC(Silicon Carbide)-쇼트키 배리어 다이오드 또는 정류 다이오드인
    것을 특징으로 하는 직류 전원 장치.
  11. 제1항에 있어서,
    상기 제1, 제2 스위칭 소자는, 수퍼 정크션 MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor) 또는 SiC-MOSFET인
    것을 특징으로 하는 직류 전원 장치.
  12. 제1항 내지 제4항 및 제6항 내지 제11항 중 어느 한 항에 기재된 직류 전원 장치를 구비한 것을 특징으로 하는 공기 조화기.
  13. 삭제
KR1020160022597A 2015-05-13 2016-02-25 직류 전원 장치 및 공기 조화기 KR101852419B1 (ko)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2015097890A JP6416690B2 (ja) 2015-05-13 2015-05-13 直流電源装置および空気調和機
JPJP-P-2015-097890 2015-05-13

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20160134470A KR20160134470A (ko) 2016-11-23
KR101852419B1 true KR101852419B1 (ko) 2018-04-26

Family

ID=57352787

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020160022597A KR101852419B1 (ko) 2015-05-13 2016-02-25 직류 전원 장치 및 공기 조화기

Country Status (3)

Country Link
JP (1) JP6416690B2 (ko)
KR (1) KR101852419B1 (ko)
CN (1) CN106160535B (ko)

Families Citing this family (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP3703248A4 (en) 2017-10-18 2021-07-21 Hitachi-Johnson Controls Air Conditioning, Inc. CURRENT CONVERSION DEVICE AND REFRIGERATION AIR CONDITIONER
CN108880302A (zh) * 2018-05-08 2018-11-23 电子科技大学 一种理想二极管桥式整流电路及其控制方法
JP7080120B2 (ja) * 2018-07-13 2022-06-03 三菱重工サーマルシステムズ株式会社 コンバータ装置、制御信号生成方法及びプログラム
US11923776B2 (en) 2019-04-12 2024-03-05 Mitsubishi Electric Corporation DC power supply device and air conditioner
US11162705B2 (en) 2019-08-29 2021-11-02 Hitachi-Johnson Controls Air Conditioning, Inc Refrigeration cycle control
US20220360192A1 (en) * 2019-08-30 2022-11-10 Mitsubishi Electric Corporation Power converting apparatus, motor driving apparatus, and air conditioner
JP7471948B2 (ja) 2020-08-03 2024-04-22 東芝テック株式会社 電力変換装置

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2002017087A (ja) 2000-06-30 2002-01-18 Shindengen Electric Mfg Co Ltd スイッチング電源
WO2015049882A1 (ja) 2013-10-04 2015-04-09 三菱電機株式会社 整流装置

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS6450686U (ko) * 1987-09-24 1989-03-29
JPH0779548B2 (ja) * 1987-10-29 1995-08-23 富士電機株式会社 Ａｃ／ｄｃ変換回路
JP2001314085A (ja) * 2000-04-28 2001-11-09 Matsushita Electric Ind Co Ltd 電源装置と、インバータ装置および空気調和機
KR100823923B1 (ko) * 2006-04-10 2008-04-22 엘지전자 주식회사 직류 전원 공급 장치 및 그 방법
RU2009128517A (ru) * 2007-01-24 2011-01-27 Панасоник Корпорэйшн (Jp) Устройство источника питания постоянного тока и кондиционер, имеющий устройство источника питания постоянного тока
JP2012019621A (ja) * 2010-07-08 2012-01-26 Panasonic Corp 整流装置
WO2013050620A2 (en) * 2011-10-07 2013-04-11 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. Rectifier circuit with ac side short-circuiting function and synchronized switch harvesting on inductor converter
JP5349636B2 (ja) * 2012-04-12 2013-11-20 三菱電機株式会社 直流電源装置、これを備えた冷凍サイクル装置、並びに、これを搭載した空気調和機及び冷蔵庫
JP5743995B2 (ja) * 2012-10-30 2015-07-01 三菱電機株式会社 直流電源装置、冷凍サイクル装置、空気調和機および冷蔵庫

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2002017087A (ja) 2000-06-30 2002-01-18 Shindengen Electric Mfg Co Ltd スイッチング電源
WO2015049882A1 (ja) 2013-10-04 2015-04-09 三菱電機株式会社 整流装置

Also Published As

Publication number Publication date
CN106160535A (zh) 2016-11-23
JP6416690B2 (ja) 2018-10-31
JP2016214015A (ja) 2016-12-15
KR20160134470A (ko) 2016-11-23
CN106160535B (zh) 2018-08-28

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR101820331B1 (ko) 직류 전원 장치 및 공기 조화기
KR101852419B1 (ko) 직류 전원 장치 및 공기 조화기
CN109874379B (zh) 电力转换装置和空调机
CN107546991B (zh) 电力变换装置、以及具备电力变换装置的空调机
CA2929041C (en) Dc power-supply device and refrigeration cycle device
JP6798802B2 (ja) 直流電源装置および空気調和機
JP6712104B2 (ja) 直流電源装置および空気調和機
CN109937531B (zh) 电力转换装置及冷冻空调机器
JP6671126B2 (ja) 直流電源装置および空気調和機
KR101566598B1 (ko) 역류 방지 수단, 전력 변환 장치 및 냉동 공기 조화 장치
JP6496607B2 (ja) 直流電源装置、並びにそれを用いる空気調和機
JP2017055475A (ja) 直流電源装置および空気調和機
JP2018007328A (ja) 電力変換装置、及びこれを備える空気調和機
CN112567618B (zh) 直流电源装置、马达驱动控制装置、送风机、压缩机及空气调和机
JP6906077B2 (ja) 直流電源装置および空気調和機
JP6955077B2 (ja) 直流電源装置および空気調和機
JP6959400B2 (ja) 直流電源装置および空気調和機
KR102043216B1 (ko) 전력 변환 장치와 그 제어방법 및 전력 변환 장치를 포함하는 공기 조화기
JP7175364B2 (ja) 直流電源装置および空気調和機
JP7152578B2 (ja) 直流電源装置および空気調和機
JP7304471B2 (ja) 直流電源装置および空気調和機
JP5721669B2 (ja) 電力変換装置および冷凍空調システム
JP2019080408A (ja) 直流電源装置、及び空気調和機
JP2008104250A (ja) 直流電源装置
JP2019161694A (ja) 力率改善回路

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
N231 Notification of change of applicant
E902 Notification of reason for refusal
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant