JP2001314085A - 電源装置と、インバータ装置および空気調和機 - Google Patents
電源装置と、インバータ装置および空気調和機Info
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Abstract
おける過大な入力電流を抑制した電源装置と、それを用
いたインバータ装置および空気調和機を提供する。 【解決手段】 スイッチング動作制御手段11は、力率
を改善し、かつ負荷7に出力する直流電圧が所定の目標
直流電圧になるようにスイッチング素子4のスイッチン
グ動作を制御するとき、交流電源1からの入力電流と目
標電流瞬時値との差が所定の範囲に収まらないとき、前
記スイッチング動作を停止するように制御する。また、
停止後における前記スイッチング動作の再開を交流電源
電圧のゼロクロスタイミングで行うように制御する。こ
れにより、交流電源電圧や交流直流変換回路における異
常を速やかに判断して対処し、過大な入力電流を抑制す
る。
Description
電子機器に安定な直流電圧を供給する電源装置と、それ
を用いたインバータ装置および空気調和機に関する。
て電力系統に高調波電流が流入し、各種機器の発熱や誤
動作などの問題が発生するようになった。これらの問題
に対して各種機器には高調波対策が求められ、それに伴
って機器内の電源装置には、リアクタとスイッチング素
子の動作とによるエネルギー蓄積効果を利用し、力率を
改善しながら出力電圧を昇圧する交流直流変換回路が用
いられるようになった。
ブロック図である。図11において、1は交流電源、2
は整流回路、3はリアクタ、4はスイッチング素子、5
はダイオード、6は平滑用コンデンサ、7は負荷、8は
電流検出手段、9は交流電圧検出手段、10は直流電圧
検出手段、11はスイッチング動作制御手段である。こ
こで、リアクタ3、スイッチング素子4、ダイオード
5、および平滑用コンデンサ6が交流直流変換回路を構
成している。
図12は上記従来の電源装置の動作を示すフローチャー
トである。直流電圧検出手段10で得られた直流電圧に
は、交流直流変換回路の特性上、図2(b)に示したよ
うな交流電源周波数の2倍の周波数のリップル成分が発
生する。このリップル成分を排除するために、カットオ
フ周波数の低いローパスフィルタ12により平滑化され
た直流電圧を得る。一方、目標電圧演算手段13が目標
直流電圧を設定しており、電圧比較手段14は、上記の
平滑化された直流電圧と所定の前記目標直流電圧とを比
較して電圧差分値を得る。目標電流実効値演算手段15
は、上記の電圧差分値と電圧ゲインとを乗算して目標電
流実効値を得る。目標電流瞬時値演算手段16は、交流
電圧検出手段9で得られた交流電源電圧を正規化し、そ
の値と前記目標電流実効値とを乗算して目標電流瞬時値
を得る。
値と電流検出手段8で得られる入力電流とを比較して電
流差分値を求める。PWMデューティ演算手段18は、
上記の電流差分値と電流ゲインとを乗算し、スイッチン
グ素子4をオンとするデューティを演算する。PWM出
力判定手段19は、PWMデューティ演算手段18で得
られたデューティのでスイッチング動作を行うか否か
を、制御の動作指令などに基づいて判定する。上記のス
イッチング動作が正常に実行されることにより、交流電
源電圧と入力電流とが同相、すなわち力率が1となるよ
うに、かつ直流電圧が所定の目標直流電圧になるように
制御される。
を示すブロック図である。なお、図12と同じ構成要素
には同一符号を付与している。図13において、2aお
よび2bは高速ダイオード、5aおよび5bは整流ダイ
オード、4aおよび4bはスイッチング素子である。こ
こでは、リアクタ3、高速ダイオード2aおよび高速ダ
イオード2b、スイッチング素子4aおよびスイッチン
グ素子4b、整流ダイオード5aおよび整流ダイオード
5b、平滑用コンデンサ6が交流直流変換回路を構成し
ている。
に同期し、電圧極性に基づいてパルス信号を出力するも
のであり、目標電流瞬時値演算手段16は、前記パルス
信号を基に交流電源電圧の正規化した値を得て、その値
と目標電流実効値演算手段15で得られた目標電流実効
値とを乗算して目標電流瞬時値を得る。この方法では、
図13に示した交流直流変換回路で交流電源電圧を得る
ための回路を構成しようとすると、図14に示したよう
な電圧変換用のトランス20、および整流を行うダイオ
ードブリッジ21などを用いなければならず、回路が大
型化する。
装置では、図11に示した回路構成の場合、たとえば、
リアクタ3が磁気飽和を起こしたときには交流直流変換
回路には目標電流瞬時値より過大な電流が流れてしま
う。これに対処するために、電流検出手段8で得られる
入力電流が所定値以上になればスイッチング動作を停止
する過電流保護機能を設けるのが一般的であるが、異常
と判定する前記所定値までは電流が流れてしまう。
15(a)に示したような交流電源電圧の瞬停が起こっ
たときには、図15(b)に示したように、交流電圧検
出手段9から出力されるパルス信号からは電源電圧異常
を判定できず、図15(d)に示したように、目標電流
瞬時値に対して実際に交流直流変換回路に流れる入力電
流が全く増加しない状態のままスイッチング動作を継続
する。この状態で瞬停復帰すると、スイッチング素子4
aおよびスイッチング素子4bをオンとするデューティ
が電流を増加させようと最大となっているため、一気に
過大電流が流れてしまう。
流電源電圧や交流直流変換回路の異常をより速やかに判
定してスイッチング動作を停止することにより、過大電
流が流れないようにした電源装置と、それを用いたイン
バータ装置および空気調和機を提供することを目的とす
る。
は、少なくともスイッチング素子とリアクタとダイオー
ドとを備えて前記スイッチング素子のスイッチング動作
により交流電源から直流電圧を得る交流直流変換回路
と、前記スイッチング素子の動作を制御するスイッチン
グ動作制御手段とを備え、前記スイッチング動作制御手
段は、力率を改善しながら所定の前記直流電圧を得るよ
うに前記交流直流変換回路に流れる入力電流の目標電流
実効値および目標電流瞬時値を設定して前記スイッチン
グ素子のスイッチング動作を制御するとき、前記入力電
流と前記目標電流瞬時値との差が所定の範囲に収まらな
ければ前記スイッチング動作を停止するように制御する
電源装置である。
換回路の異常時における過大な入力電流が流れることを
防止することができる。
のゼロクロスタイミングでスイッチング動作を再開する
ように制御する請求項1に係わる電源装置である。
における過大な入力電流を防止することができる。
動作制御手段にマイクロコンピュータないしデジタルシ
グナルプロセッサのいずれかを用いた請求項1ないし請
求項2のいずれかに係わる電源装置である。
はデジタルシグナルプロセッサの優れた演算機能を活用
できるとともに、制御に用いる定数の任意な設定なども
容易にできる。
し請求項3のいずれかに係わる本発明の電源装置に直流
交流変換回路を設けたインバータ装置である。
ング動作の再開時における過大な入力電流を防止したイ
ンバータ装置を実現することができる。
わる本発明のインバータ装置により圧縮機用の電動機を
駆動する空気調和機である。
を実現することができる。
くともスイッチング素子とリアクタとダイオードとを備
えて前記スイッチング素子のスイッチング動作により交
流電源から直流電圧を得る交流直流変換回路と、前記交
流直流変換回路に流れる入力電流を検出する電流検出手
段と、前記交流電源の電圧出力状態を検出する交流電圧
検出手段と、前記交流直流変換回路が出力する直流電圧
を検出する直流電圧検出手段と、前記電圧出力状態と前
記入力電流と前記直流電圧とから前記入力電流の目標電
流実効値および目標電流瞬時値を演算しながら力率改善
を行うように、かつ、前記直流電圧を所定の目標直流電
圧になるように前記スイッチング素子の動作を制御する
スイッチング動作制御手段とを備え、前記スイッチング
動作制御手段は、演算された目標電流瞬時値と前記入力
電流との差が所定の範囲に収まらなければ前記スイッチ
ング動作を停止するように制御する電源装置である。
電圧検出手段、電流検出手段、および直流電圧検出手段
の構成については従来例と同じでよい。一方、スイッチ
ング動作制御手段は、従来例の構成および動作に加え
て、入力電流と目標電流瞬時値との差が所定の範囲に収
まらなければスイッチング動作を停止する。この停止動
作は、入力電流の実効値に対して行う従来手段の停止動
作よりも速やかであり、交流電源電圧や交流直流変換回
路の異常に速やかに反応して過大な入力電流を防止す
る。
動作制御手段は、交流電圧検出手段の出力に基づいて交
流電源の交流電源電圧のゼロクロスタイミングを検出す
るゼロクロスタイミング算出手段を備え、スイッチング
動作を前記ゼロクロスタイミングで再開するように制御
する請求項1に係わる電源装置である。
出手段は、交流電源電圧のゼロクロスタイミングを出力
する。このとき、交流電圧検出手段がアナログ処理であ
る場合は交流電源電圧が0Vとなるタイミングとして検
出し、一方、デジタル処理、すなわち交流電源電圧の波
形に同期したパルス信号を出力する場合は、前記パルス
信号の波形の周期とパルス幅とに基づいてゼロクロスタ
イミングを算出する。スイッチング動作制御手段は、前
記ゼロクロスタイミングでスイッチング動作を再開する
ことにより、再開時に大きい突入電流が流れることを防
止する。これにより、交流電源電圧や交流直流変換回路
の異常時における過大電流を防止するとともに、スイッ
チング動作の再開時にも過大電流が流れるのを防止す
る。
動作制御手段にマイクロコンピュータないしデジタルシ
グナルプロセッサのいずれかを用いた請求項1ないし請
求項2のいずれかに係わる電源装置である。
段にマイクロコンピュータないしデジタルシグナルプロ
セッサのいずれかを用い、プログラムにより制御動作を
実行することにより、システム化を容易にし、また、優
れた演算機能を活用して処理を高速化する。
し請求項3のいずれかに係わる本発明の電源装置と、前
記電源装置が出力する直流電圧を交流電圧に変換する直
流交流変換回路とを備えたインバータ装置である。
発明の電源装置が出力する直流電圧を交流電圧に変換し
て出力し、たとえば、電動機に供給する。したがって、
このインバータ装置は、交流電源電圧や交流直流変換回
路の異常に対して過大電流が流れることなく、安定に動
作する。
わる本発明のインバータ装置を備え、前記インバータ装
置により圧縮機用の電動機を駆動する空気調和機であ
る。
電源電圧や交流直流変換回路の異常に対して過大電流が
流れることなく、安定に動作して圧縮機用の電動機を駆
動する。
て図面を参照しながら説明する。本実施例は請求項1に
係わる。
である。なお、図11に示した従来例と同じ構成要素に
は同一符号を付与している。本実施例が上記従来例と異
なる点は、電流比較手段17の比較結果をPWM出力判
定手段19に入力し、電流検出手段8が検出した入力電
流と目標電流瞬時値演算手段16が演算した目標電流瞬
時値との差分値が所定の範囲に収まらなければスイッチ
ング動作を停止することにある。
回路は、交流電源1の出力をダイオードブリッジによる
整流回路2で整流し、整流回路2で得られる電圧をリア
クタ3を介してスイッチング素子4によりスイッチング
し、スイッチング素子4の両端電圧をダイオード5を介
して平滑用コンデンサ6により平滑し、負荷7に供給す
る。なお、上記交流直流変換回路には、入力電流を検出
する電流検出手段8と、交流電源1の交流電源電圧を検
出する交流電圧検出手段9と、上記交流直流変換回路が
出力する直流電圧を検出する直流電圧検出手段10とが
各所に配されている。
スイッチング素子4の動作はスイッチング動作制御手段
11により制御される。まず、直流電圧検出手段10で
得られた直流電圧は、カットオフ周波数の低いローパス
フィルタ12により平滑化される。これは、図2(b)
に示したように、交流直流変換回路の特性上発生する交
流電源周波数の2倍の周波数のリップル成分を排除する
ためである。たとえば、このリップル成分が含まれたま
ま以降に述べる制御演算を行うと、目標電流実効値にお
いてリップル成分が冗長され、最終的には入力電流波形
に歪みが生じてしまう。
化された直流電圧と目標電圧演算手段13が設定してい
る所定の目標直流電圧とを比較して電圧差分値を求め
る。つぎに、目標電流実効値演算手段15は、上記の電
圧差分値と電圧ゲインとを乗算して目標電流実効値を得
る。つぎに、目標電流瞬時値演算手段16は、交流電圧
検出手段9で得られた交流電源1の交流電源電圧を正規
化し、その値と前記目標電流実効値とを乗算して目標電
流瞬時値を得る。つぎに、電流比較手段17は、上記の
目標電流瞬時値と電流検出手段8で得られる入力電流と
を比較して電流差分値を求める。この電流差分値は、P
WMデューティ演算手段18とPWM出力判定手段19
とに入力される。
電流差分値と電流ゲインとを乗算してスイッチング素子
4をオンとするデューテイを演算する。PWM出力判定
手段19は、PWMデューティ演算手段18で得られた
デューテイでのスイッチング動作を行うか否かを、制御
の動作指令などに基づいて判定する。
4は、その詳細を示す波形図である。本実施例では、上
記制御において、PWM出力判定手段19でのスイッチ
ング動作を行うか否かの判定条件に、電流比較手段17
で得られる電流差分値が所定の範囲に収まらなければス
イッチング動作を停止すると言う条件を設けている。
ィは、通常、交流電源電圧のゼロクロスタイミングでは
最大となり、その後のデューティは、交流直流変換回路
に流れる入力電流が正弦波状になるように演算して出力
される。もし、リアクタ3が磁気飽和を起こしていたと
すると、図3および図4に示したように、スイッチング
動作を行うだけで目標電流瞬時値よりも大きな電流が交
流直流変換回路に流れるが、たとえば、電流比較手段1
7で得られる電流差分値が±7A以上になればスイッチ
ング動作を停止するようにしておけば、交流直流変換回
路に流れる入力電流が過大に流れても、目標電流瞬時値
との差が7Aになったタイミングでスイッチング動作が
停止される。リアクタ3の磁気飽和の程度によるが、目
標電流実効値が20A、目標電流瞬時値が10Aのとき
に本実施例の制御がかかれば、交流直流変換回路に流れ
る入力電流は17Aに抑制される。
ればスイッチング動作を停止する過電流保護機能を設
け、電流実効値で20Aまで流そうとするような場合に
は異常と判定する電流の値が概ね40A以上に設定さ
れ、異常時にはこの値まで電流が流れることになるが、
本実施例によれば、入力電流を目標電流瞬時値と瞬時値
で比較するので、従来例に比べてより速やかに交流直流
変換回路の異常を判定し、スイッチング動作を停止して
過大電流を抑えることができる。
と目標電流瞬時値との差が所定の範囲に収まらないとき
にはスイッチング動作を停止することにより、交流電源
電圧の異常を速やかに判定して過大な入力電流が流れる
のを防止することができる。
いて図面を参照しながら説明する。本実施例は、実施例
1と同様に、請求項1に係わる。
図、図6は本実施例における交流電圧検出手段9の構成
を示す回路図である。なお、図13に示した従来例と同
じ構成要素には同一符号を付与している。本実施例が図
13に示した従来例と異なる点は、実施例1と同様に、
電流検出手段8が検出した入力電流と目標電流瞬時値演
算手段16が設定している目標電流瞬時値との差分値を
PWM出力判定手段に入力し、前記差分値が所定の範囲
に収まらなければスイッチング動作を停止することにあ
る。また、実施例1と異なる主な点は、交流電圧検出手
段9が交流電源電圧の極性に基づくパルス信号を出力す
ることにある。
回路では、交流電源1の一方の出力端はリアクタ3を経
由を介して、スイッチング素子4aと高速ダイオード2
aとの並列接続による上アームと、スイッチング素子4
bと高速ダイオード2bとの並列接続による下アームと
の共通接続点に接続され、また、交流電源1の他方の出
力端は、整流ダイオード5aと整流ダイオード5bの共
通接続点に接続されて、これらの回路接続によりブリッ
ジ回路を構成している。このブリッジ回路で得られる電
圧を平滑用コンデンサ6により平滑して負荷7に供給す
る。
の周期に同期し、電圧極性に基づいてパルス信号を出力
する交流電圧検出手段9と、交流直流変換回路に流れる
入力電流を検出する電流検出手段8と、交流直流変換回
路が出力する直流電圧を検出する直流電圧検出手段10
とが各所に配されている。また、交流電圧検出手段9
は、図6に示したように、フォトカプラ9a、抵抗9
b、およびダイオード9cで構成した。その理由は、従
来例において図14で示した構成を簡単にするためであ
る。
スイッチング素子4aおよびスイッチング素子4bの動
作はスイッチング動作制御手段11により制御される。
スイッチング動作制御手段11での主な制御動作はほぼ
実施例1と同様であるが、目標電流瞬時値演算手段16
は、交流電圧検出手段9から出力されるパルス信号から
交流電源電圧の正規化した値を、 Vnorm=21/2・|sin(2π・fac・Tp)| により求め、その値と目標電流実効値演算手段15で得
られた目標電流実効値とを乗算して目標電流瞬時値を得
る。ここでfacは交流電源周波数、Tpは交流電源電圧
のゼロクロスタイミングからの時間である。
19でのスイッチング動作を行うか否かの判定条件に、
電流比較手段17で得られる電流差分値が、所定の範囲
に収まらなければスイッチング動作を停止すると言う条
件を設けている。
うな交流電源1の瞬停が交流電源電圧のゼロクロスタイ
ミングから電圧ピーク時にかけて発生したとすると、こ
の間に交流直流変換回路に流れる入力電流は0Aとな
る。一方、目標電流瞬時値は、上述のように、交流電圧
検出手段9から出力されるパルス信号に基づいて得られ
るため、パルス信号が電源周期に同期して正規の状態で
出力されている限り、正弦波状の値となっている。すな
わち、交流電源電圧の瞬停期間中は、目標電流瞬時値に
対して実際に交流直流変換回路に流れる入力電流が小さ
いと言う状況になり、PWMデューティ演算手段18で
得られるスイッチング素子4aおよびスイッチング素子
4bをオンとさせるデューティが大きくなる。この状態
のまま交流電源1の電圧ピ一ク時に瞬停復帰すると、瞬
時に過大電流が流れてしまう。
る電流差分値が所定の範囲に収まらなくなったときに交
流電源電圧の異常を判定してスイッチング動作を停止す
ることにより過大電流の防止を図っているため、たとえ
ば、電流差分値が±10A以上になったときにスイッチ
ング動作を停止するようにしておけば、目標電流実効値
が20Aのときには、図7に示したように、交流電源1
の交流電源電圧のゼロクロスタイミングから(20/3
60)周期のタイミングに異常が判定でき、瞬停復帰時
の過大電流を防止することができる。
と同様に、交流電源電圧の異常を速やかに判定してスイ
ッチング動作を停止することにより、過大な入力電流が
流れるのを防止するとともに、交流電圧検出手段の構成
を簡単なものとすることができる。
いて図面を参照しながら説明する。本実施例は請求項2
に係わる。
である。なお、実施例2と同じ構成要素には同一符号を
付与している。本実施例が実施例2と異なる点は、スイ
ッチング動作制御手段11の中にゼロクロスタイミング
算出手段22を設け、交流電源1の交流電源電圧のゼロ
クロスタイミングを検出し、そのゼロクロスタイミング
でスイッチング動作を再開することにある。
については、実施例1のように交流電圧検出手段9で交
流電源1の交流電源電圧が得られる場合には、その値が
0になったときをゼロクロスタイミングとする。また、
実施例2のように交流電圧検出手段9から交流電源1の
周期に同期し、電圧極性に基づいてパルス信号が出力さ
れるような場合には、パルス信号のパルス間隔から交流
電源周波数facを求め、交流電源周波数facとパルス信
号のパルス幅Tonとから下記の演算により交流電源1の
交流電源電圧のゼロクロスタイミングを求める。これ
は、図9に示したように、パルス信号の立ち下がり変化
からの時間である。
19に入力され、PWM出力判定手段19は、このゼロ
クロスタイミングと同時にスイッチング動作を再開する
ようにした。
電流差分値が、所定の範囲に収まらなくなりスイッチン
グ動作を停止した後にスイッチング動作を再開すると
き、急峻な突入電流が流れることを防止することができ
る。
電圧のゼロクロスタイミングでスイッチング動作を再開
することにより、再開時に過大な入力電流が流れるのを
防止することができる。
いて説明する。本実施例は請求項3に係わる。
11における制御をすべてマイクロコンピュータにより
行うデジタル制御とした。一連の演算処理をマイクロコ
ンピュータのプログラムにより実現することにより、電
子回路の組み合わせで構成した場合に比べて極めて容易
にシステム化することができ、また、優れた演算機能を
活用できるとともに、電圧ゲインおよび電流ゲインやフ
ィルタ定数、電流差分値を異常と判定するためのしきい
値などの制御演算に用いるパラメータを容易に変更でき
るため、システムの汎用性にも優れている。
いて説明する。本実施例は請求項3に係わる。
11における制御をすべてデジタルシグナルプロセッサ
により行うデジタル制御とした。一連の演算処理をデジ
タルシグナルプロセッサのプログラムにより実現してい
ることで、本実施例においても実施例4と同様の効果を
得ることができる。さらに、デジタルシグナルプロセッ
サには乗算器が内蔵されており、積和演算が非常に遠く
処理されるために演算処理時間の制約を受け難い構成と
することができる。
いて図面を参照しながら説明する。本発明は請求項4に
係わる。
図である。図10において、本実施例では、負荷7を、
交流直流変換回路から出力される直流電圧を交流電圧に
変換する直流交流変換回路23と、直流交流変換回路2
3に接続された電動機24とし、全体としてインバータ
装置を構成している。
が流れない信頼性の高いインバータ装置により、たとえ
ば電動機を駆動することができる。
いて説明する。本発明は請求項5に係わる。
ータ装置を空気調和機に搭載し、圧縮機用の電動機を駆
動するようにしている。
が流れない信頼性の高い空気調和機を実現することがで
きる。
スイッチング素子とリアクタとダイオードとを備えて前
記スイッチング素子のスイッチング動作により交流電源
から直流電圧を得る交流直流変換回路と、前記交流直流
変換回路に流れる入力電流を検出する電流検出手段と、
前記交流電源の電圧出力状態を検出する交流電圧検出手
段と、前記交流直流変換回路が出力する直流電圧を検出
する直流電圧検出手段と、前記電圧出力状態と前記入力
電流と前記直流電圧とから前記入力電流の目標電流実効
値および目標電流瞬時値を演算しながら力率改善を行う
ように、かつ、前記直流電圧を所定の目標直流電圧にな
るように前記スイッチング素子の動作を制御するスイッ
チング動作制御手段とを備え、前記スイッチング動作制
御手段は、演算された目標電流瞬時値と前記入力電流と
の差が所定の範囲に収まらなければ前記スイッチング動
作を停止するように制御する電源装置とすることによ
り、交流電源電圧や交流直流変換回路の異常時におい
て、過大電流が流れることなく安定した電力供給を行う
ことができると言う効果を奏する。
動作制御手段は、交流電圧検出手段の出力に基づいて交
流電源の交流電源電圧のゼロクロスタイミングを検出す
るゼロクロスタイミング算出手段を備え、スイッチング
動作を前記ゼロクロスタイミングで再開するように制御
する請求項1に係わる電源装置とすることにより、交流
電源電圧や交流直流変換回路の異常時における過大電流
の防止が可能になると言う効果を奏するとともに、スイ
ッチング動作の再開時にも急峻な突入電流が流れること
がないと言う効果も奏する。
動作制御手段にマイクロコンピュータないしデジタルシ
グナルプロセッサのいずれかを用いた請求項1ないし請
求項2のいずれかに係わる電源装置とすることにより、
請求項1ないし請求項2のいずれかに係わる本発明の効
果とともに、電子回路の組み合わせで構成した場合に比
べ部品点数を削減し、極めて容易にシステム化すること
が可能で、そのシステムも汎用性に優れたものになると
言う効果も奏する。
し請求項3のいずれかに係わる本発明の電源装置と、前
記電源装置が出力する直流電圧を交流電圧に変換する直
流交流変換回路とを備えたインバータ装置とすることに
より、インバータ装置の信頼性を向上させると言う効果
を奏する。
わる本発明のインバータ装置を備え、前記インバータ装
置により圧縮機用の電動機を駆動する空気調和機とする
ことにより、空気調和機の信頼性を向上させると言う効
果を奏する。
圧を示す波形図
す回路図
を示す回路図
Claims (5)
- 【請求項1】 少なくともスイッチング素子とリアクタ
とダイオードとを備えて前記スイッチング素子のスイッ
チング動作により交流電源から直流電圧を得る交流直流
変換回路と、前記交流直流変換回路に流れる入力電流を
検出する電流検出手段と、前記交流電源の電圧出力状態
を検出する交流電圧検出手段と、前記交流直流変換回路
が出力する直流電圧を検出する直流電圧検出手段と、前
記電圧出力状態と前記入力電流と前記直流電圧とから前
記入力電流の目標電流実効値および目標電流瞬時値を演
算しながら力率改善を行うように、かつ、前記直流電圧
を所定の目標直流電圧になるように前記スイッチング素
子の動作を制御するスイッチング動作制御手段とを備
え、前記スイッチング動作制御手段は、演算された目標
電流瞬時値と前記入力電流との差が所定の範囲に収まら
なければ前記スイッチング動作を停止するように制御す
る電源装置。 - 【請求項2】 スイッチング動作制御手段は、交流電圧
検出手段の出力に基づいて交流電源の交流電源電圧のゼ
ロクロスタイミングを検出するゼロクロスタイミング算
出手段を備え、スイッチング動作を前記ゼロクロスタイ
ミングで再開するように制御する請求項1記載の電源装
置。 - 【請求項3】 スイッチング動作制御手段にマイクロコ
ンピュータないしデジタルシグナルプロセッサのいずれ
かを用いた請求項1ないし請求項2のいずれかに記載の
電源装置。 - 【請求項4】 請求項1ないし請求項3のいずれかに記
載の電源装置と、前記電源装置が出力する直流電圧を交
流電圧に変換する直流交流変換回路とを備えたインバー
タ装置。 - 【請求項5】 請求項4に記載のインバータ装置を備
え、前記インバータ装置により圧縮機用の電動機を駆動
する空気調和機。
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