WO2023095265A1 - 電力変換装置、モータ駆動装置および冷凍サイクル適用機器 - Google Patents

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current
power
unit
circuit
current detection
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知宏 沓木
基 豊田
浩一 有澤
貴昭 ▲高▼原
遥 松尾
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三菱電機株式会社
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H02M1/34—Snubber circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
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    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
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    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode

Definitions

  • the present disclosure relates to a power conversion device, a motor drive device, and a refrigeration cycle application device that convert AC power into desired power.
  • a power conversion device that converts AC power into desired power is applied to equipment such as air conditioners, and generates AC power with a voltage suitable for operating the equipment.
  • a circuit having a plurality of switching elements turns on and off each switching element to generate AC power. Since a surge voltage is generated when the switching element is turned on and off, it is necessary to take measures to prevent the elements forming the circuit from being destroyed by the surge voltage.
  • Patent Literature 1 describes a power converter configured to suppress a surge voltage using a snubber circuit.
  • a shunt resistor is sometimes used as an element that constitutes a power conversion device for the purpose of detecting the current flowing in the circuit.
  • the shunt resistor also consumes power, and the amount of power consumed causes loss. Since the power consumption is proportional to the resistance value, the loss can be suppressed by reducing the value of the shunt resistance as much as possible.
  • the detection voltage that is, the potential difference between both ends of the shunt resistor is reduced, resulting in a problem that the resistance to noise is lowered and the accuracy of current detection is lowered.
  • these solutions increase the cost and size of the device.
  • the present disclosure has been made in view of the above, and an object thereof is to obtain a power conversion device capable of suppressing an increase in size of the device.
  • a power conversion device includes a switching element, a power conversion unit that switches the switching element to generate desired power, and a power conversion unit that flows into the power conversion unit. and a snubber circuit for suppressing a surge voltage generated by the switching operation of the switching element.
  • the snubber circuit and the circuit to be protected are connected such that the internal inductance of the circuit composed of the circuit to be protected is smaller than the external inductance.
  • the power conversion device according to the present disclosure has the effect of suppressing the size of the device.
  • FIG. 1 is a diagram showing a schematic configuration of a power conversion system realized by applying the power converter according to Embodiment 1;
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration example of a power converter according to a first embodiment;
  • FIG. Diagram showing another configuration example of the power supply unit
  • FIG. 3 is a diagram showing a first configuration example of a load unit included in the power conversion system according to the first embodiment;
  • FIG. 4 is a diagram showing an example of waveforms of currents flowing through each leg that constitutes the inverter of the power conversion device 1;
  • FIG. 2 is a diagram for explaining the details of the inverter of the first configuration example included in the power converter according to the first embodiment;
  • FIG. 4 is a diagram showing effects obtained by the power converter according to the first embodiment;
  • FIG. 1 is a diagram showing a schematic configuration of a power conversion system realized by applying the power converter according to Embodiment 1;
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration example of a power converter according to a
  • FIG. 5 is a diagram showing a second configuration example of the load unit included in the power conversion system according to the first embodiment;
  • FIG. 5 is a diagram for explaining details of the inverter of the second configuration example included in the power converter according to the first embodiment;
  • FIG. 5 is a diagram for explaining the arrangement of snubber circuits in the power converter according to the second embodiment;
  • FIG. 10 is a diagram showing effects obtained by the power converter according to the second embodiment;
  • FIG. 5 is a diagram showing a second configuration example of the load unit included in the power conversion system according to the first embodiment
  • FIG. 5 is a diagram for explaining details of the inverter of the second configuration example included in the power converter according to the first embodiment
  • FIG. 5 is a diagram for explaining the arrangement of snubber
  • FIG. 11 is a diagram for explaining details of a boosting unit of another configuration example included in the power converter according to the second embodiment;
  • FIG. 12 is a diagram showing an example of a processing block configuration of a shunt current detection unit included in the power converter according to the fifth embodiment; Diagram showing an example of operating waveforms of the shunt current detector
  • a power conversion device, a motor drive device, and a refrigeration cycle application device according to embodiments of the present disclosure will be described below in detail based on the drawings.
  • FIG. 1 is a diagram showing a schematic configuration of a power conversion system realized by applying a power conversion device according to a first embodiment.
  • the power conversion system according to the first embodiment includes a power supply unit 100 configured with a commercial power source, a rectifier circuit, etc., a smoothing unit 200 configured with a smoothing element such as an electrolytic capacitor, a motor, and a load unit 300 configured by an inverter or the like for driving the motor.
  • the current flowing from the power supply unit 100 to the smoothing unit 200 and the load unit 300 is I1
  • the current flowing into the load unit 300 is I2
  • the current flowing into the smoothing unit 200 is I3.
  • AC power supplied from an AC power supply such as a commercial power supply is rectified by a rectifier circuit.
  • the rectified power is output to smoothing section 200 .
  • the smoothing unit 200 smoothes DC power, which is rectified power output from the power supply unit 100 .
  • the smoothed DC power is output to the load section 300 and consumed by the motor that constitutes the load section 300 .
  • FIG. 2 is a diagram showing a configuration example of the power converter 1 according to the first embodiment.
  • the power converter 1 is connected to an AC power supply 110 such as a commercial power supply and a compressor 315 .
  • the power conversion device 1 converts first AC power supplied from the AC power supply 110 into second AC power having desired amplitude and phase, and supplies the second AC power to the compressor 315 .
  • Compressor 315 is, for example, a hermetic compressor applied to an air conditioner, and is equipped with a motor.
  • the power converter 1 is composed of a reactor 120 , a rectifying section 130 , a smoothing section 200 , an inverter 310 and a control section 400 .
  • Rectifying section 130 is configured by a bridge circuit including rectifiers 131 to 134, and rectifies the first AC power supplied from AC power supply 110 to generate DC power.
  • Reactor 120 and rectification unit 130 constitute converter 135 .
  • converter 135 and AC power supply 110 constitute power supply unit 100 of the power conversion system shown in FIG.
  • the DC power generated by the rectifying section 130 is smoothed by the smoothing section 200 .
  • the smoothing section 200 is composed of a smoothing capacitor 210 .
  • the DC power smoothed by smoothing section 200 is supplied to inverter 310 and converted into second AC power for driving compressor 315 .
  • the inverter 310 has a plurality of switching elements.
  • Control unit 400 controls on/off of each switching element of inverter 310 to convert DC power supplied from smoothing unit 200 into second AC power having desired amplitude and phase.
  • Inverter 310 operates as a power converter that switches a switching element to generate desired power.
  • Inverter 310 and compressor 315 configure load section 300 of the power conversion system shown in FIG.
  • the configuration of the power supply unit 100 is not limited to that shown in FIG.
  • the power supply unit 100 may be configured to include a converter 136 instead of the converter 135, as shown in FIG.
  • FIG. 3 is a diagram showing another configuration example of the power supply unit 100.
  • the converter 136 included in the power supply unit 100 shown in FIG. 3 is a one-step boost chopper circuit, and has a configuration in which a booster unit 140 is added after the rectifier unit 130 of the converter 135 shown in FIG.
  • the boosting unit 140 includes a reactor 141, a switching element 142, and a diode 143, and operates while turning the switching element 142 on and off to improve the power factor.
  • the switching element 142 is controlled to be turned on and off by the controller 400 .
  • the boosting section 140 includes a current detection section 144 connected in series with the switching element 142 .
  • a power factor correction circuit having a configuration different from that of the booster 140 shown in FIG. 3 may be applied as the booster 140 .
  • the voltage supplied to the load section 300 can be made a substantially constant DC voltage by setting the capacity of the capacitor of the smoothing section 200 to a relatively large capacity.
  • the configuration of the load section 300 can be, for example, the load section 300A shown in FIG.
  • FIG. 4 is a diagram showing a first configuration example of the load section 300 included in the power conversion system according to the first embodiment.
  • the load section 300A of the first configuration example shown in FIG. 4 includes an inverter 310A and a compressor 315.
  • the inverter 310A corresponds to the inverter 310 shown in FIG. 2, and is connected to both ends of the smoothing section 200, that is, the smoothing capacitor 210, which is not shown in FIG.
  • Inverter 310A converts the smoothed DC power supplied from smoothing section 200 into second AC power, and supplies the second AC power to motor 314 of compressor 315 .
  • the load torque is approximately constant, and in many cases the hermetic compressor can be regarded as a constant torque load. Therefore, excluding the ripple generated by PWM (Pulse Width Modulation) control, the load section 300A composed of the compressor 315, which is a hermetic compressor, and the inverter 310A can be regarded as a constant current load. can.
  • PWM Pulse Width Modulation
  • the inverter 310A has switching elements 311a to 311f and free wheel diodes 312a to 312f each connected in parallel with one of the switching elements 311a to 311f. Further, the inverter 310A includes a current detection unit 313a provided between the switching element 311b and the freewheeling diode 312b and the bus, a current detecting unit 313b provided between the switching element 311d and the freewheeling diode 312d and the bus, It has a current detector 313c provided between the switching element 311f and the freewheeling diode 312f and the bus.
  • the current detection units 313a to 313c are composed of shunt resistors.
  • a leg configured by the switching elements 311a and 311b, the freewheeling diodes 312a and 312b, and the current detection unit 313a is referred to as a first leg
  • the switching elements 311c and 311d, the freewheeling diodes 312c and 312d, and the current detection unit 313b is referred to as a second leg
  • the leg configured by the switching elements 311e and 311f, the freewheeling diodes 312e and 312f, and the current detector 313c is referred to as a third leg.
  • Inverter 310A further includes snubber circuit 320a connected in parallel to the first leg, snubber circuit 320b connected in parallel to the second leg, and snubber circuit 320c connected in parallel to the third leg.
  • the snubber circuits 320a-320c are provided to suppress surge voltages generated by the switching operations of the switching elements 311a-311f to protect the circuit.
  • the snubber circuit 320a protects the first leg
  • the snubber circuit 320b protects the second leg
  • the snubber circuit 320c protects the third leg.
  • FIG. 5 shows current waveforms detected by the current detection units 313a to 313c.
  • FIG. 5 is a diagram showing an example of a waveform of current flowing through each leg that constitutes the inverter 310A of the power converter 1.
  • the waveforms of the currents detected by the current detection units 313a to 313c are pulse waveforms obtained by chopping AC waveforms by turning on and off the switching elements 311a to 311f forming the inverter 310A.
  • the current detection units 313a to 313c may be affected by surge and resonance during switching due to the wiring method of the switching elements 311a to 311f, an increase in circuit current, and high frequency driving. greatly affected.
  • FIG. 6 is a diagram for explaining details of the inverter 310A of the first configuration example included in the power converter 1 according to the first embodiment.
  • L1a to L3a and L1b to L3b in FIG. 6 are parasitic inductance components due to wiring, bonding wires, and the like. Even if the inductance component outside the snubber circuit 320a is large, the energy can be absorbed by the snubber circuit 320a. Therefore, if the internal inductance component of the snubber circuit 320a is small, the transient vibration component generated by switching can be minimized.
  • the internal inductance of the snubber circuit 320a should be smaller than the external inductance. It is desirable that the internal inductance is sufficiently smaller than the external inductance, and the mounting position of the snubber circuit 320a should satisfy the following equation (1).
  • x in equation (1) corresponds to the subscript in FIG.
  • connection point between the snubber circuit 320a and the circuit to be protected should be located at a position where the inductance of the circuit composed of the snubber circuit 320a and the circuit to be protected is sufficiently smaller than the external inductance.
  • the circuit configuration of the snubber circuit 320a may be a C snubber with a single capacitor, an RC snubber in which a capacitor and a resistor are connected in series, or any other configuration that can suppress vibration during switching.
  • FIG. 7 is a diagram showing the effects obtained by the power conversion device 1 according to the first embodiment.
  • the waveforms in FIG. 7(a) are the inverter element current, which is the current flowing through each element of the inverter in the configuration without the snubber circuits 320a to 320c, and the current value detected by the current detection unit. and sensor values.
  • the waveforms in FIG. 7(b) show the inverter element current and the sensor value in the configuration according to the first embodiment having the snubber circuits 320a to 320c described above.
  • the configuration according to the present embodiment that is, the configuration shown in FIGS. 4 and 6 including snubber circuits 320a to 320c, suppresses noise superimposed on the inverter element current as shown in FIG. 7(b). be able to. Therefore, it is possible to perform stable sensing in each current detection unit, and it is possible to accurately detect the current value even if a shunt resistor with a smaller resistance value is used. Therefore, it is possible to reduce the cost and size of the device.
  • FIG. 8 is a diagram showing a second configuration example of the load section 300 included in the power conversion system according to the first embodiment.
  • a load section 300B of the second configuration example shown in FIG. 8 is obtained by replacing the inverter 310A of the load section 300A of the first configuration example shown in FIG. 4 with an inverter 310B.
  • the inverter 310B of the load section 300B has a current detection section 313d instead of the current detection sections 313a to 313c of the inverter 310A of the load section 300A.
  • Inverter 310B of load section 300B has snubber circuit 320d instead of snubber circuits 320a to 320c of inverter 310A of load section 300A.
  • switching elements 311a and 311b and freewheeling diodes 312a and 312b form a first leg
  • switching elements 311c and 311d and freewheeling diodes 312c and 312d form a second leg
  • switching elements 311e and 311f form a second leg
  • freewheeling diodes 312e and 312f constitute the third leg.
  • the current detector 313d is provided on the DC bus on the negative side.
  • the snubber circuit 320d is provided on the DC side of the inverter 310B, that is, on the front stage side of the first leg, and between the current detection section 313d and the smoothing section 200 (not shown in FIG. 8).
  • the first leg, the second leg, the third leg, and the current detection section 313d are the circuits to be protected by the snubber circuit 320d.
  • FIG. 9 is a diagram for explaining details of the inverter of the second configuration example included in the power converter according to the first embodiment.
  • L1c to L3c and L1d to L3d in FIG. 9 are parasitic inductance components due to wiring, bonding wires, and the like.
  • the mounting position of the snubber circuit 320d is a position that satisfies the above equation (1). By doing so, the effect of the snubber circuit 320d can be maximized, and the current detection section 313d can accurately detect the current.
  • the switching elements 311a to 311f of each of the inverters 310A and 310B may be configured using six discrete elements, or may be configured using a module in which six elements are mounted in the same package.
  • the snubber circuits 320a to 320d and the current detectors 313a to 313d may be enclosed in the module under the conditions shown in the above formula (1).
  • the power conversion device 1 includes the inverter 310 (310A, 310B) having a current detection unit configured with a shunt resistor for detecting current flowing through the circuit, and a snubber circuit.
  • the snubber circuit is connected in parallel to a circuit to be protected that includes a current detector and a switching element through which the current detected by the current detector flows.
  • the snubber circuit should be connected in close proximity to the circuit to be protected. Specifically, the connection point between the snubber circuit and the circuit to be protected is set at a position where the internal inductance of the circuit including the snubber circuit and the circuit to be protected is sufficiently smaller than the external inductance.
  • FIG. 10 is a diagram showing a configuration example of a power converter 1a according to the second embodiment. Components common to those of the power conversion device 1 according to the first embodiment are denoted by the same reference numerals as those of the power conversion device 1, and descriptions thereof are omitted.
  • a power converter 1a according to the second embodiment is composed of a converter 137, a smoothing section 200, an inverter 310, and a control section 400a.
  • Converter 137 includes reactor 120 , rectifying section 130 , boosting section 140 A, and snubber circuit 150 .
  • the boosting section 140A is composed of a reactor 141, a switching element 142, a diode 143, and a current detecting section 144a.
  • the switching element 142 is controlled to be turned on and off by the controller 400a.
  • the current detector 144a is composed of a shunt resistor.
  • switching element 142 and current detection section 144a are connected in series, and a series circuit consisting of switching element 142 and current detection section 144a is connected between two DC buses on the positive and negative sides. be done. Specifically, one end of the switching element 142 is connected to the positive DC bus, and the other end of the switching element 142 is connected to one end of the current detection section 144a. The other end of the current detector 144a is connected to the negative DC bus.
  • a series circuit including switching element 142 and current detection unit 144a and snubber circuit 150 are connected in parallel.
  • the converter 137 operates as a power converter that switches the switching element 142 to generate desired power.
  • the snubber circuit 150 is provided to suppress the surge voltage generated by the switching operation of the switching element 142 and protect the circuit.
  • the snubber circuit 150 protects a circuit including the switching element 142, the diode 143, and the current detector 144a.
  • FIG. 11 is a diagram for explaining the arrangement of the snubber circuits 150 of the power converter 1a according to the second embodiment.
  • L1e to L3e and L1f to L3f in FIG. 11 are parasitic inductance components due to wiring, bonding wires, and the like.
  • the mounting position of the snubber circuit 150 is a position that satisfies the above equation (1).
  • the circuit configuration of the snubber circuit 150 may be a C snubber with a single capacitor, an RC snubber in which a capacitor and a resistor are connected in series, or any other configuration that can suppress vibration during switching.
  • FIG. 12 is a diagram showing the effect obtained by the power converter 1a according to the second embodiment.
  • the waveform in FIG. 12(a) represents the converter element current, which is the current flowing through the booster 140A in the configuration without the snubber circuit 150, and the sensor value, which is the current value detected by the current detector. show.
  • the waveform of FIG. 12(b) shows the inverter element current and the sensor value in the case of the configuration according to the second embodiment having the snubber circuit 150 described above.
  • the converter 137 of the power converter 1a shown in FIG. 10 can also have other circuit configurations.
  • the converter 138 shown in FIG. 13 may be used.
  • FIG. 13 is a diagram showing another configuration example of the power converter 1a according to the second embodiment. Components common to those of the power conversion device 1a shown in FIG. 10 are denoted by the same reference numerals as those of the power conversion device 1a, and description thereof is omitted.
  • a converter 138 shown in FIG. 13 is obtained by replacing the boosting section 140A of the converter 137 shown in FIG. 10 with a boosting section 140B.
  • Boosting section 140B includes reactor 141 , switching element 142 , diode 143 , current detecting section 144 b and snubber circuit 150 .
  • the current detector 144b is composed of a shunt resistor and is provided on the negative DC bus.
  • FIG. 14 is a diagram for explaining the details of the boosting unit 140B of another configuration example included in the power converter 1a according to the second embodiment.
  • L1g to L3g and L1h to L3h in FIG. 14 are parasitic inductance components due to wiring, bonding wires, and the like.
  • the mounting position of the snubber circuit 150 of the booster section 140B is a position that satisfies the above equation (1). Even with such a configuration, the same effects as those of the power converter 1a shown in FIG. 10 can be obtained.
  • the switching element 142 and the diode 143 shown in FIGS. 10 and 13 may be configured using discrete elements, or may be configured using a module in which two elements are mounted in the same package. If the two elements are contained in the same package, the snubber circuit 150 and the current detectors 144a and 144b may be enclosed under the condition expressed by the above formula (1).
  • the power converter 1a includes the boosting units (140A, 140B) having the current detection units (144a, 144b) configured with shunt resistors that detect the current flowing through the circuit.
  • the snubber circuit 150 is connected in parallel to a circuit to be protected that includes a current detector and a switching element through which the current detected by the current detector flows.
  • the snubber circuit 150 is connected in the immediate vicinity of the circuit to be protected. That is, the connection point between the snubber circuit 150 and the circuit to be protected is set at a position where the internal inductance of the circuit composed of the snubber circuit 150 and the circuit to be protected is sufficiently smaller than the external inductance.
  • FIG. 15 is a diagram showing a configuration example of a power converter 1b according to the third embodiment. Components common to those of the power conversion device 1 according to the first embodiment are denoted by the same reference numerals as those of the power conversion device 1, and descriptions thereof are omitted.
  • a power converter 1b according to the third embodiment is composed of a converter 139, a smoothing section 200, an inverter 310, and a control section 400b.
  • Converter 139 includes reactor 120 and rectifying section 130 .
  • the control unit 400 b includes a pulsating load compensator 410 and a power pulsation compensator 420 .
  • Inverter 310 is assumed to be inverter 310A of load section 300A shown in FIG. 4 described in Embodiment 1 or inverter 310B of load section 300B shown in FIG.
  • Load section 300 shown in FIGS. 1 and 2 described in Embodiment 1 assumes a constant torque load with a substantially constant load. I assumed there was. That is, in order to drive the compressor motor (motor 314) with a substantially constant load, an output current in which the effective value of the three-phase sinusoidal current is substantially constant is supplied from the inverter to the compressor motor. Some types of machine have a mechanism that causes periodic rotation fluctuations. When driving a compressor that produces such rotational fluctuations, the load torque has periodic fluctuations. resulting velocity fluctuations. Speed fluctuations occur remarkably in the low speed range, and the speed fluctuations decrease as the operating point moves to the high speed range. In addition, since the speed fluctuation part flows out to the outside, it will be observed as vibration, and it is necessary to add parts for vibration countermeasures.
  • the pulsating torque i.e., the pulsating current
  • the compressor in addition to the constant current output from the inverter 310, i.e., the constant torque output current, the pulsating torque, i.e., the pulsating current, is supplied to the compressor, so that the inverter 310 provides the compressor with torque corresponding to the load torque fluctuation.
  • method is often used.
  • the torque difference between the output torque of the inverter 310 and the load torque approaches zero, and the speed fluctuation of the compressor motor can be reduced, so that vibration can be suppressed.
  • Such control for reducing motor vibration is called pulsating load compensation control.
  • the pulsating load compensating section 410 of the control section 400b performs the pulsating load compensating control on the inverter 310 described above.
  • the power supply ripple compensator 420 extracts the 2n-fold component of the power supply frequency contained in the current I1, and controls the inverter 310 so that the extracted component is supplied to the inverter 310 as the current I2.
  • This control is called power supply ripple compensation control.
  • Power supply ripple compensation unit 420 controls inverter 310 to appropriately pulsate current I2, so that current I3, that is, the current flowing into smoothing unit 200 and the current flowing out of smoothing unit 200 can be reduced. That is, it is possible to prevent the 2n-fold component of the power supply frequency contained in the current I1 from flowing to the smoothing section 200 as the current I3.
  • Power supply ripple compensation section 420 analyzes current I1 detected by a current detection section (not shown) and extracts a 2n-fold component of the power supply frequency.
  • FIG. 16 is a diagram illustrating another configuration example of the power converter according to the third embodiment;
  • FIG. A power conversion device 1c shown in FIG. 16 replaces the converter 139 and the control section 400b of the power conversion device 1b shown in FIG. 15 with a converter 139c and a control section 400c.
  • a converter 139c of the power conversion device 1c is obtained by adding a step-up section 140 to the converter 139b shown in FIG.
  • Booster section 140 has the same configuration as booster section 140A of converter 137 shown in FIG. 10 or booster section 140B of converter 138 shown in FIG.
  • the control unit 400 c includes a pulsating load compensator 410 and a power pulsation compensator 430 .
  • the power supply ripple compensating unit 420 controls the switching elements constituting the inverter 310 so that the 2n-fold component of the power supply frequency included in the current I1 is supplied to the inverter 310 as the current I2. bottom.
  • the power supply ripple compensator 430 controls the switching element that constitutes the booster 140 of the converter 139c, thereby suppressing the 2n-fold component of the power supply frequency contained in the current I1. It suppresses the 2n-fold component of the power supply frequency from flowing into the smoothing section 200 as the current I3.
  • Power supply pulsation compensator 430 turns on and off a switching element included in booster 140 of converter 139c to pulsate the current flowing from AC power supply 110 to converter 139c within a range permitted by standards, etc., and current I3, That is, the inflow current to the smoothing section 200 and the outflow current from the smoothing section 200 are reduced.
  • the current values of the inverter 310 and the converter 139c do not become clean sine waves, but become pulsating waveforms containing various frequency components. Along with this, a waveform in which pulsation is superimposed also occurs in the current I1 and the current I2.
  • the resistance value of the shunt resistor used for current detection should be selected considering only the current of the constant current load, but the power converter 1b shown in FIG. Then, it is necessary to select the resistance value of the shunt resistor in consideration of the pulsation component.
  • the load section 300 including the inverter 310 connected to the smoothing section 200 of the power conversion device 1b and the compressor connected thereto can be regarded as a constant current load, in addition to the current value flowing through the load section 300, the pulsating load compensation
  • the value of the shunt resistor is selected in consideration of the change in the current value due to the control of inverter 310 by unit 410 and power supply ripple compensation unit 420 .
  • the rms value of the current required to calculate the allowable loss is obtained as follows. Although the current originally includes ripples generated by PWM control by an inverter or a chopper circuit, the ripples are averaged here. If the inverter 310 and the compressor connected thereto can be regarded as a constant current load section, the current value I inv flowing through the load is given by equation (2), and the current value I inv generated by the pulsating load compensating section 410 controlling the inverter 310 m is represented by Equation (3), and the current value I acn generated by power supply ripple compensator 420 controlling inverter 310 is represented by Equation (4).
  • I inv is the current of a constant current load, it is expressed as a DC current. Since Im is a vibration component generated in the compressor, it is expressed as an alternating current.
  • I b represents the maximum value of I m , ⁇ m the angular frequency of vibration, t the time, and ⁇ m the phase.
  • I acn is a pulsating component of the power supply, so it is expressed as an alternating current.
  • I cn is the maximum value of I acn
  • ⁇ ac is the angular frequency of pulsation
  • t is time
  • ⁇ ac is phase
  • n is an integer of +1 or more.
  • a combined effective value I total_rms of these current values is given by equation (5).
  • the number of frequency components to be compensated by the power supply ripple compensator 420 may be one or more, and a term corresponding to the number (value of n) is added to calculate the combined effective value I total_rms .
  • the amount of compensation by the ripple load compensator 410 and the power supply ripple compensator 420 can be freely changed . .
  • the relational expression between the allowable power P and the resistance value R is formula (6). From equation (6), the value of the shunt resistance is limited according to the magnitudes of the vibration component and pulsation component to be compensated.
  • the maximum value of the shunt resistance is determined by equation (6), but the minimum value is not determined.
  • a value I total_min is calculated, and the value is assumed to be within the detection error x [%] of the control circuit.
  • a relational expression is expressed in the expression (7).
  • V error-x in equation (7) is the sensor value at which the detection error of the control circuit is x [%].
  • the power conversion device 1b shown in FIG. 15 can also perform appropriate current detection.
  • FIG. 17 is a diagram showing a configuration example of a power converter 1d according to the fourth embodiment. Components common to those of the power conversion device 1 according to the first embodiment are denoted by the same reference numerals as those of the power conversion device 1, and descriptions thereof are omitted.
  • a power conversion device 1d includes a converter 139d, a smoothing section 200, an inverter 310d, and a control section 400d.
  • Converter 139d includes reactor 120 and rectifier 130d.
  • a rectifying unit 130d is obtained by adding a substrate temperature detecting unit 501 to the rectifying unit 130 included in the power converter 1 described in the first embodiment.
  • Inverter 310d is obtained by adding substrate temperature detection section 502 to inverter 310A of load section 300A shown in FIG. 4 or inverter 310B of load section 300B shown in FIG.
  • Substrate temperature detection unit 501 detects the temperature of a substrate on which a shunt resistor constituting a current detection unit provided in converter 139d is mounted.
  • the substrate temperature detection unit 501 is provided inside the rectification unit 130d in FIG. 17, it can be placed anywhere as long as the temperature of the substrate on which the shunt resistor is mounted can be detected.
  • Substrate temperature detection unit 502 detects the temperature of a substrate on which a shunt resistor constituting a current detection unit provided in inverter 310d is mounted.
  • the substrate temperature detection units 501 and 502 are configured by temperature sensors, for example.
  • the control unit 400 d includes a pulsating load compensating unit 411 and a power supply pulsating compensating unit 421 .
  • the pulsating load compensator 411 performs the same pulsating load compensation control as the pulsating load compensator 410 constituting the control unit 400b of the power converter 1b according to the third embodiment. It changes according to the temperature detected by 501 and 502 .
  • the power ripple compensator 421 performs the same power ripple compensation control as the power ripple compensator 420 constituting the controller 400b of the power converter 1b according to the third embodiment. It changes according to the temperature detected by the detection units 501 and 502 .
  • the pulsating load compensation control and the power supply pulsating compensation control are always performed, and the current with the pulsating component superimposed is always flowing, the temperature of the surrounding environment and the heat generated by the surrounding elements will generate heat in the shunt resistor. may exceed the tolerance, which is a set threshold. Since failure of the shunt resistor means failure of circuit control, it is important to take measures to avoid this.
  • a shunt resistor protection operation that is performed when the temperature of the shunt resistor exceeds the allowable value includes, for example, reduction of the amount of compensation by pulsating load compensation control and power supply pulsating compensation control.
  • the pulsating load compensator 411 and the power pulsating compensator 421 reduce the pulsating component superimposed on the circuit current by pulsating load compensation control and power pulsating compensation control. This reduces the current flowing through the capacitor and suppresses the temperature rise. This reduces the risk of the shunt resistor failing due to heat.
  • the pulsating load compensator 411 and the power pulsating compensator 421 reduce the current I2, which is the input current to the inverter circuit, when the temperature of the shunt resistor exceeds the allowable value.
  • the current flowing through the junction resistor may be reduced and the temperature rise may be suppressed.
  • the temperature of the board on which the shunt resistor is mounted may be reduced by increasing the air volume of the fan that cools the power conversion device 1d.
  • the control for increasing the air volume of the fan may be performed by the control unit 400d, or may be performed by another control unit (not shown).
  • one of the above protective operations may be performed, or two or more of them may be combined.
  • the rectifying section 130d and the inverter 310d are present on the same substrate and are in contact with each other, it is not necessary to provide both the substrate temperature detecting sections 501 and 502, and only one of them may be provided. .
  • the temperature of the shunt resistor may be directly measured instead of the temperature of the substrate. In this case, the calculation for estimating the temperature of the shunt resistor described above is unnecessary, and the above protection operation can be executed according to the magnitude of the detected temperature to reduce the risk of shunt resistor failure. good.
  • the power conversion device 1d may be configured to include the booster section 140A shown in FIG. 10 described in Embodiment 2 or the booster section 140B shown in FIG.
  • the power converter 1d includes the substrate temperature detectors 501 and 502, and performs control to protect the shunt resistor according to the temperature of the substrate. Specifically, the power conversion device 1d obtains the temperature of the shunt resistor based on the substrate temperatures detected by the substrate temperature detection units 501 and 502, and if the temperature of the shunt resistor is equal to or higher than a predetermined allowable value, the shunt A protection operation is started to suppress the temperature rise of the resistor. This can reduce the risk of the shunt resistor failing due to heat.
  • the protective operation for increasing the air volume of the fan cooling the power conversion device 1d can also be applied to a power conversion device that does not perform pulsating load compensation control and power supply pulsating compensation control. be. That is, it can be applied to any of the power converters described in the first to third embodiments.
  • FIG. 18 is a diagram showing a configuration example of a power converter 1e according to the fifth embodiment. Components common to those of the power conversion device 1 according to the first embodiment are denoted by the same reference numerals as those of the power conversion device 1, and descriptions thereof are omitted.
  • a power conversion device 1e according to the fifth embodiment is obtained by replacing the control unit 400 of the power conversion device 1 according to the first embodiment shown in FIG. 2 with a control unit 400e.
  • the controller 400 e has a shunt current detector 440 .
  • Inverter 310 is inverter 310A of load section 300A shown in FIG. 4 described in the first embodiment, or inverter 310B of load section 300B shown in FIG.
  • the shunt current detection unit 440 detects the current flowing through the shunt resistors forming the current detection units 313a to 313c or the current detection unit 313d provided in the inverter 310.
  • the current flowing through the shunt resistor becomes a pulse waveform current that is chopped by switching of the switching element. Since the pulse current has a waveform that includes ringing at switching turn-on and turn-off, depending on the detection timing, the value within the ringing pulsation range may be detected. becomes difficult. Ringing can be suppressed by arranging a shunt resistor inside the snubber circuit as in the power converter 1 according to the first embodiment. Inadequate accuracy.
  • control unit 400e of the power converter 1e includes a shunt current detection unit 440 for detecting the current flowing through the shunt resistor at correct timing.
  • FIG. 19 is a diagram showing an example of a processing block configuration of the shunt current detector 440 included in the power conversion device 1e according to the fifth embodiment.
  • the shunt current detection section 440 includes a sawtooth wave generation section 441 , a comparator section 442 and a current acquisition section 443 .
  • a carrier wave used for generating a control signal for driving a switching element that constitutes the inverter 310 is input to the sawtooth wave generation unit 441 .
  • the sawtooth wave generation unit 441 generates a sawtooth wave with an amplitude of 1 that is synchronized with the input carrier wave, and outputs the generated sawtooth wave to the comparator unit 442 .
  • the sawtooth wave generated by the sawtooth wave generating unit 441 and the DC signal with a value of 0.5 are input to the comparator unit 442 .
  • the comparator section 442 operates as a rectangular wave pulse generating section, generates a rectangular wave pulse with a duty ratio of 0.5 based on the input sawtooth wave and DC signal, and outputs the rectangular wave pulse to the current acquiring section 443 .
  • the pulse wave generated by the comparator section 442 is input to the current acquisition section 443, and the current flowing through the shunt resistor is input as the shunt resistor current.
  • the current acquisition unit 443 acquires the shunt resistance current triggered by the rise of the pulse wave input from the comparator unit 442, and outputs it as a detection current.
  • the current detection section provided in the inverter 310 is configured only by the shunt resistor, and the shunt current detection section 440 for acquiring the current flowing through the shunt resistor at appropriate timing is controlled by the control section 400e.
  • the shunt current detection unit 440 may be provided in the inverter 310 .
  • the shunt current detection section 440 acquires the shunt resistance current from the current detection section provided in the converter 135 by a similar method.
  • FIG. 20 is a diagram showing an example of operating waveforms of the shunt current detection section 440.
  • the operating waveforms in FIG. 20 show, in order from the top, the pulse wave generated by the comparator section 442, the shunt resistance current input to the current acquisition section 443, and the detection current acquired and output by the current acquisition section 443.
  • FIG. 20 shows, in order from the top, the pulse wave generated by the comparator section 442, the shunt resistance current input to the current acquisition section 443, and the detection current acquired and output by the current acquisition section 443.
  • the shunt resistance current contains not a little ringing component during switching. However, if the ringing can be suppressed to some extent by the snubber circuit, the value after the ringing subsides can be detected by detecting the median value of the pulse current of the shunt resistor.
  • the shunt resistance current By detecting the shunt resistance current at the rise timing of the pulse wave generated from the sawtooth wave synchronized with the carrier wave like the shunt current detection unit 440 of the present embodiment, as shown in FIG. It is possible to detect the median value of each pulse of current.
  • the shunt current detector 440 since the shunt current detector 440 generates a pulse wave using the carrier wave used to generate the element control signal, the shunt current detector 440 can be easily constructed and the control is not complicated.
  • control unit 400 of the power conversion device 1 according to the first embodiment includes the shunt current detection unit 440
  • control units of the power conversion devices according to the second to fourth embodiments include the shunt current detection unit 440. It is also possible to have a configuration in which it is provided.
  • control unit 400e of the power converter 1e detects the current flowing through the shunt resistor at the timing based on the carrier wave used to generate the control signal for the switching element.
  • a section 440 is provided. As a result, it is possible to detect the current flowing through the shunt resistor while avoiding the timing at which many ringing components that occur with the on/off operation of the switching element are included.
  • each control unit control unit 400, 400a, 400b, 400c, 400d, 400e
  • each power conversion device power conversion device 1, 1a, 1b, 1c, 1d, 1e
  • the hardware configuration of is explained. Note that the hardware configuration of each control unit is the same.
  • FIG. 21 is a diagram showing an example of a hardware configuration that implements a control unit included in the power converter.
  • a control unit of the power converter is realized by, for example, a processor 91 and a memory 92 shown in FIG. 21 .
  • the processor 91 is a CPU (Central Processing Unit, also referred to as a central processing unit, processing unit, arithmetic unit, microprocessor, microcomputer, processor, DSP (Digital Signal Processor)).
  • the memory 92 is RAM (Random Access Memory), ROM (Read Only Memory), flash memory, EPROM (Erasable Programmable Read Only Memory), EEPROM (registered trademark) (Electrically Erasable Programmable Read Only Memory), or the like.
  • the memory 92 stores a program for operating as a control unit of the power converter.
  • a control unit of the power converter is implemented by the processor 91 reading and executing a program stored in the memory 92 .
  • the above program stored in the memory 92 may be provided to the user or the like while being written on a storage medium such as a CD (Compact Disc)-ROM, a DVD (Digital Versatile Disc)-ROM, etc. Alternatively, it may be provided via a network.
  • the control unit can also be realized by a dedicated processing circuit, for example, a single circuit, a composite circuit, an ASIC (Application Specific Integrated Circuit), an FPGA (Field Programmable Gate Array), or a circuit that combines these. .
  • a dedicated processing circuit for example, a single circuit, a composite circuit, an ASIC (Application Specific Integrated Circuit), an FPGA (Field Programmable Gate Array), or a circuit that combines these. .
  • Embodiment 6 a device that can be realized by applying each of the power converters described in Embodiments 1 to 5 will be described.
  • a refrigerating cycle-applied equipment using the power converter 1 described in the first embodiment will be described.
  • FIG. 22 is a diagram showing a configuration example of a refrigeration cycle application device 900 according to the sixth embodiment.
  • a refrigerating cycle applied equipment 900 according to the sixth embodiment includes a motor drive device 10 to which the power conversion device 1 described in the first embodiment is applied.
  • the refrigerating cycle applied equipment 900 has a refrigerating cycle configuration in which a four-way valve 902, a compressor 903, a heat exchanger 906, an expansion valve 908, and a heat exchanger 910 are attached via a refrigerant pipe 912. It has The compressor 903 corresponds to the compressor 315 shown in FIG. 2 and the like.
  • the compressor 903 is provided with a compression mechanism 904 that compresses the refrigerant circulating in the refrigerant pipe 912 and a motor 905 that operates the compression mechanism 904 .
  • Motor 905 corresponds to motor 314 shown in FIG.
  • the refrigeration cycle application device 900 having such a configuration can be used, for example, in air conditioners, heat pump water heaters, refrigerators, refrigerators, and the like.

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Abstract

電力変換装置（１）は、スイッチング素子（３１１ａ～３１１ｆ）を含み、スイッチング素子をスイッチングさせて所望の電力を生成する電力変換部であるインバータ（３１０Ａ）と、電力変換部に流れる電流を検出する電流検出部（３１３ａ～３１３ｃ）と、スイッチング素子のスイッチング動作により発生するサージ電圧を抑制するスナバ回路（３２０ａ～３２０ｃ）と、を備え、スイッチング素子および電流検出部を含む回路をスナバ回路の保護対象回路とし、スナバ回路および保護対象回路からなる回路の内部インダクタンスが外部インダクタンスよりも小さくなるよう、スナバ回路と保護対象回路とが接続される。

Description

電力変換装置、モータ駆動装置および冷凍サイクル適用機器
　本開示は、交流電力を所望の電力に変換する電力変換装置、モータ駆動装置および冷凍サイクル適用機器に関する。
　交流電力を所望の電力に変換する電力変換装置は、空調機などの機器に適用され、機器が動作するのに適した電圧の交流電力を生成する。交流電力の生成は、複数のスイッチング素子を有する回路が、各スイッチング素子をオンオフさせることにより行われる。スイッチング素子をオンオフさせる際にはサージ電圧が発生するため、回路を構成する素子がサージ電圧により破壊されるのを防止する対策が必要となる。例えば、特許文献１には、スナバ回路を使用してサージ電圧を抑制するように構成した電力変換装置が記載されている。
特開２０１２－２１０１５３号公報
　電力変換装置を構成する素子として、回路に流れる電流を検出する目的でシャント抵抗が使用される場合がある。他の抵抗素子と同様に、シャント抵抗も電力を消費するため、電力を消費する分だけ損失が発生することになる。電力消費量は抵抗値に比例するため、シャント抵抗の値はできるだけ小さくした方が損失を抑制できる。しかしながら、抵抗値を小さくすると、検出電圧すなわちシャント抵抗の両端間の電位差が小さくなり、ノイズに対する耐量が下がって電流の検出精度が低くなるという問題が発生する。この問題に対し、定格電力の大きなシャント抵抗を実装することや、シャント抵抗を並列に実装して１つ当たりの損失を緩和することが一般的に行われている。しかしながら、これらの解決策では装置のコスト増加およびサイズ増加を招く。
　本開示は、上記に鑑みてなされたものであって、装置の大型化を抑制可能な電力変換装置を得ることを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本開示にかかる電力変換装置は、スイッチング素子を含み、スイッチング素子をスイッチングさせて所望の電力を生成する電力変換部と、電力変換部に流れる電流を検出する電流検出部と、スイッチング素子のスイッチング動作により発生するサージ電圧を抑制するスナバ回路と、を備え、スイッチング素子および電流検出部を含む回路をスナバ回路の保護対象回路とし、スナバ回路および保護対象回路からなる回路の内部インダクタンスが外部インダクタンスよりも小さくなるよう、スナバ回路と保護対象回路とが接続される。
　本開示にかかる電力変換装置は、装置の大型化を抑制できる、という効果を奏する。
実施の形態１にかかる電力変換装置を適用して実現される電力変換システムの概略構成を示す図 実施の形態１にかかる電力変換装置の構成例を示す図 電源部の他の構成例を示す図 実施の形態１にかかる電力変換システムに含まれる負荷部の第１の構成例を示す図 電力変換装置１のインバータを構成する各レグに流れる電流の波形の一例を示す図 実施の形態１にかかる電力変換装置が備える第１の構成例のインバータの詳細を説明するための図 実施の形態１にかかる電力変換装置で得られる効果を示す図 実施の形態１にかかる電力変換システムに含まれる負荷部の第２の構成例を示す図 実施の形態１にかかる電力変換装置が備える第２の構成例のインバータの詳細を説明するための図 実施の形態２にかかる電力変換装置の構成例を示す図 実施の形態２にかかる電力変換装置のスナバ回路の配置を説明するための図 実施の形態２にかかる電力変換装置で得られる効果を示す図 実施の形態２にかかる電力変換装置の他の構成例を示す図 実施の形態２にかかる電力変換装置が備える他の構成例の昇圧部の詳細を説明するための図 実施の形態３にかかる電力変換装置の構成例を示す図 実施の形態３にかかる電力変換装置の他の構成例を示す図 実施の形態４にかかる電力変換装置の構成例を示す図 実施の形態５にかかる電力変換装置の構成例を示す図 実施の形態５にかかる電力変換装置が有するシャント電流検出部の処理ブロック構成の一例を示す図 シャント電流検出部の動作波形の一例を示す図 電力変換装置が備える制御部を実現するハードウェア構成の一例を示す図 実施の形態６にかかる冷凍サイクル適用機器の構成例を示す図
　以下に、本開示の実施の形態にかかる電力変換装置、モータ駆動装置および冷凍サイクル適用機器を図面に基づいて詳細に説明する。
実施の形態１．
　図１は、実施の形態１にかかる電力変換装置を適用して実現される電力変換システムの概略構成を示す図である。図１に示すように、実施の形態１にかかる電力変換システムは、商用電源、整流回路等で構成される電源部１００と、電解コンデンサ等の平滑素子で構成される平滑部２００と、モータ、モータを駆動するインバータ等で構成される負荷部３００と、を備える。なお、電源部１００から平滑部２００および負荷部３００へと流れる電流をＩ１、負荷部３００に流れ込む電流をＩ２、平滑部２００に流れ込む電流をＩ３とする。
　電源部１００においては、商用電源などの交流電源から供給される交流電力が整流回路で整流される。整流後の電力は平滑部２００へ出力される。平滑部２００は、電源部１００が出力する整流後の電力である直流電力を平滑する。平滑後の直流電力は負荷部３００に出力され、負荷部３００を構成するモータで消費される。
　図２は、実施の形態１にかかる電力変換装置１の構成例を示す図である。電力変換装置１は、商用電源などの交流電源１１０と圧縮機３１５とに接続される。電力変換装置１は、交流電源１１０から供給される第１の交流電力を所望の振幅および位相を有する第２の交流電力に変換し、圧縮機３１５に供給する。圧縮機３１５は、例えば、空調機に適用される密閉型圧縮機であり、モータを搭載している。
　電力変換装置１は、リアクトル１２０と、整流部１３０と、平滑部２００と、インバータ３１０と、制御部４００とで構成される。整流部１３０は、整流器１３１～１３４からなるブリッジ回路で構成され、交流電源１１０から供給される第１の交流電力を整流して直流電力を生成する。リアクトル１２０および整流部１３０はコンバータ１３５を構成する。なお、コンバータ１３５および交流電源１１０は、図１に示す電力変換システムの電源部１００を構成する。
　整流部１３０が生成する直流電力は平滑部２００で平滑される。平滑部２００は平滑コンデンサ２１０で構成される。平滑部２００で平滑された直流電力はインバータ３１０に供給され、圧縮機３１５を駆動するための第２の交流電力に変換される。図２では記載を省略しているが、インバータ３１０は複数のスイッチング素子を有する。インバータ３１０が有する各スイッチング素子のオンオフを制御部４００が制御することにより、平滑部２００から供給される直流電力が所望の振幅および位相を有する第２の交流電力に変換される。インバータ３１０は、スイッチング素子をスイッチングさせて所望の電力を生成する電力変換部として動作する。なお、インバータ３１０および圧縮機３１５は、図１に示す電力変換システムの負荷部３００を構成する。
　電源部１００の構成は図２に示すものに限定されない。電源部１００は、例えば、図３に示すように、コンバータ１３５の代わりにコンバータ１３６を備える構成であってもよい。図３は、電源部１００の他の構成例を示す図である。図３に示す電源部１００が備えるコンバータ１３６は、一石昇圧チョッパ回路であり、図２に示すコンバータ１３５の整流部１３０の後段に昇圧部１４０が追加された構成である。昇圧部１４０は、リアクトル１４１、スイッチング素子１４２およびダイオード１４３で構成され、スイッチング素子１４２をオンオフさせながら動作することで力率を改善する。スイッチング素子１４２は、制御部４００によりオンオフが制御される。また、昇圧部１４０は、スイッチング素子１４２と直列に接続される電流検出部１４４を備える。なお、図３に示す昇圧部１４０とは異なる構成の力率改善回路を昇圧部１４０として適用してもよい。
　負荷部３００に供給される電圧は、平滑部２００のコンデンサの容量を比較的大きな容量に設定することで、ほぼ一定の直流電圧とすることができる。
　図２の説明に戻り、負荷部３００の構成は、例えば、図４に示す負荷部３００Ａのようにすることができる。図４は、実施の形態１にかかる電力変換システムに含まれる負荷部３００の第１の構成例を示す図である。
　図４に示す第１の構成例の負荷部３００Ａは、インバータ３１０Ａと、圧縮機３１５とを備える。
　インバータ３１０Ａは、図２に示すインバータ３１０に相当し、図４では記載を省略している平滑部２００、すなわち平滑コンデンサ２１０の両端に接続される。インバータ３１０Ａは、平滑部２００から供給される平滑後の直流電力を第２の交流電力に変換して圧縮機３１５が有するモータ３１４に供給する。
　圧縮機３１５が空調機に用いられる密閉型圧縮機の場合、負荷トルクはおおよそ一定であり、密閉型圧縮機を定トルク負荷とみなせる場合が多い。そのため、ＰＷＭ（Pulse　Width　Modulation）制御を行うことにより発生するリプルを除いて考えれば、密閉型圧縮機である圧縮機３１５とインバータ３１０Ａとにより構成される負荷部３００Ａは定電流負荷と見なすことができる。
　インバータ３１０Ａは、スイッチング素子３１１ａ～３１１ｆと、各々がスイッチング素子３１１ａ～３１１ｆの中のいずれか一つと並列に接続される還流ダイオード３１２ａ～３１２ｆとを有する。また、インバータ３１０Ａは、スイッチング素子３１１ｂおよび還流ダイオード３１２ｂと母線との間に設けられた電流検出部３１３ａと、スイッチング素子３１１ｄおよび還流ダイオード３１２ｄと母線との間に設けられた電流検出部３１３ｂと、スイッチング素子３１１ｆおよび還流ダイオード３１２ｆと母線との間に設けられた電流検出部３１３ｃと、を有する。電流検出部３１３ａ～３１３ｃは、シャント抵抗により構成される。以下、スイッチング素子３１１ａおよび３１１ｂと、還流ダイオード３１２ａおよび３１２ｂと、電流検出部３１３ａとが構成するレグを第１のレグと称し、スイッチング素子３１１ｃおよび３１１ｄと、還流ダイオード３１２ｃおよび３１２ｄと、電流検出部３１３ｂとが構成するレグを第２のレグと称し、スイッチング素子３１１ｅおよび３１１ｆと、還流ダイオード３１２ｅおよび３１２ｆと、電流検出部３１３ｃとが構成するレグを第３のレグと称する。
　インバータ３１０Ａは、さらに、第１のレグに並列に接続されたスナバ回路３２０ａと、第２のレグに並列に接続されたスナバ回路３２０ｂと、第３のレグに並列に接続されたスナバ回路３２０ｃと、を有する。スナバ回路３２０ａ～３２０ｃは、スイッチング素子３１１ａ～３１１ｆのスイッチング動作により発生するサージ電圧を抑制して回路を保護するために設けられている。スナバ回路３２０ａは第１のレグを保護対象回路とし、スナバ回路３２０ｂは第２のレグを保護対象回路とし、スナバ回路３２０ｃは第３のレグを保護対象回路とする。
　電流検出部３１３ａ～３１３ｃが検出する電流波形を図５に示す。図５は、電力変換装置１のインバータ３１０Ａを構成する各レグに流れる電流の波形の一例を示す図である。図５に示すように、電流検出部３１３ａ～３１３ｃが検出する電流の波形は、インバータ３１０Ａを構成するスイッチング素子３１１ａ～３１１ｆのオンオフ動作によって交流波形が細断されたパルス波形となる。そのため、インバータ３１０Ａがスナバ回路３２０ａ～３２０ｃを有さない場合、電流検出部３１３ａ～３１３ｃは、スイッチング素子３１１ａ～３１１ｆの配線方法や回路電流の増加、高周波駆動に伴い、スイッチング時のサージおよび共振の影響を大きく受ける。
　スナバ回路３２０ａの位置は、スイッチング素子３１１ａおよび電流検出部３１３ａの直近とする。詳細を図６に示す。図６は、実施の形態１にかかる電力変換装置１が備える第１の構成例のインバータ３１０Ａの詳細を説明するための図である。図６のＬ１ａ～Ｌ３ａおよびＬ１ｂ～Ｌ３ｂは、配線、ボンディングワイヤなどによる寄生インダクタンス成分である。スナバ回路３２０ａ外部のインダクタンス成分が大きくともスナバ回路３２０ａでそのエネルギーを吸収することができるため、スナバ回路３２０ａの内部インダクタンス成分が小さければ、スイッチングにより発生する過渡的な振動成分を最小限に抑制することができ、電流検出部３１３ａによる電流の検出精度が向上する。そのため、スナバ回路３２０ａの内部インダクタンスが外部インダクタンスよりも小さければよい。内部インダクタンスは外部インダクタンスよりも十分に小さいことが望ましく、スナバ回路３２０ａの実装位置が次式（１）を満たすようにすればよい。ここで、式（１）中のｘは図６中の添え字に対応する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　すなわち、スナバ回路３２０ａと保護対象回路との接続点を、スナバ回路３２０ａおよび保護対象回路からなる回路のインダクタンスが外部インダクタンスよりも十分に小さくなる位置とすればよい。
　スナバ回路３２０ａの回路構成は、コンデンサ単体のＣスナバでもよく、コンデンサと抵抗を直列に接続したＲＣスナバでもよく、その他スイッチング時の振動を抑制できる構成であれば何でもよい。
　スナバ回路３２０ａの構成について説明したが、スナバ回路３２０ｂおよび３２０ｃも同様とする。
　ここで、本実施の形態にかかる電力変換装置１とする場合の効果について、シミュレーション解析を用いて説明する。図７は、実施の形態１にかかる電力変換装置１で得られる効果を示す図である。図７（ａ）の波形は、上述したスナバ回路３２０ａ～３２０ｃを有さない構成とした場合にインバータが有する各素子に流れる電流であるインバータ素子電流と、電流検出部が検出する電流値であるセンサ値とを示す。図７（ｂ）の波形は、上述したスナバ回路３２０ａ～３２０ｃを有する実施の形態１にかかる構成とした場合のインバータ素子電流と、センサ値とを示す。
　図７の（ａ）の波形と（ｂ）の波形とを比較すると、実施の形態１にかかる構成を適用した場合にインバータ素子電流に重畳されるサージおよび共振が低減できることが分かる。これらのサージおよび共振といった振動が発生すると、インバータ素子電流がスイッチング素子のスイッチング毎に大きく変動し、電流検出部が定められた周期で検出する電流値も検出ごとに大きく異なる。よって、図７（ａ）のセンサ値のようにノイズが重畳した波形が電流検出部で検出される。そのため、電流値の検出精度が劣化してスイッチング素子の制御に悪影響を与え、制御破綻を発生させる懸念がある。
　本実施の形態にかかる構成、すなわち、スナバ回路３２０ａ～３２０ｃを備える図４および図６に示す構成とすることで、図７（ｂ）に示すようにインバータ素子電流に重畳されるノイズを抑制することができる。よって、各電流検出部で安定したセンシングを行うことが可能となり、より小さい抵抗値のシャント抵抗を用いても電流値を精度よく検出することができる。そのため、装置の低コスト化およびサイズの小型化が可能となる。
　また、図１および図２の負荷部３００の構成は、図８に示す負荷部３００Ｂのようにすることも可能である。図８は、実施の形態１にかかる電力変換システムに含まれる負荷部３００の第２の構成例を示す図である。
　図８に示す第２の構成例の負荷部３００Ｂは、図４に示す第１の構成例の負荷部３００Ａのインバータ３１０Ａをインバータ３１０Ｂに置き換えたものである。
　負荷部３００Ｂのインバータ３１０Ｂは、負荷部３００Ａのインバータ３１０Ａが有する電流検出部３１３ａ～３１３ｃの代わりに電流検出部３１３ｄを有する。また、負荷部３００Ｂのインバータ３１０Ｂは、負荷部３００Ａのインバータ３１０Ａが有するスナバ回路３２０ａ～３２０ｃの代わりにスナバ回路３２０ｄを有する。
　インバータ３１０Ｂにおいては、スイッチング素子３１１ａ，３１１ｂおよび還流ダイオード３１２ａ，３１２ｂが第１のレグを構成し、スイッチング素子３１１ｃ，３１１ｄおよび還流ダイオード３１２ｃ，３１２ｄが第２のレグを構成し、スイッチング素子３１１ｅ，３１１ｆおよび還流ダイオード３１２ｅ，３１２ｆが第３のレグを構成する。
　電流検出部３１３ｄは、負側の直流母線上に設けられている。スナバ回路３２０ｄは、インバータ３１０Ｂの直流側、すなわち、第１のレグの前段側であって、電流検出部３１３ｄと図８では記載を省略している平滑部２００との間に設けられている。この場合、第１のレグ、第２のレグおよび第３のレグと、電流検出部３１３ｄとが、スナバ回路３２０ｄの保護対象回路となる。
　図８に示すインバータ３１０Ｂでは、スナバ回路３２０ｄの位置を保護対象回路の直近、すなわち、第１のレグの直近とする。詳細を図９に示す。図９は、実施の形態１にかかる電力変換装置が備える第２の構成例のインバータの詳細を説明するための図である。図９のＬ１ｃ～Ｌ３ｃおよびＬ１ｄ～Ｌ３ｄは、配線、ボンディングワイヤなどによる寄生インダクタンス成分である。上述した図４に示すスナバ回路３２０ａ～３２０ｃと同様、スナバ回路３２０ｄの実装位置は、上記の式（１）を満たす位置とする。このようにすることで、最大限にスナバ回路３２０ｄの効果を発揮することができ、電流検出部３１３ｄが精度よく電流を検出できるようになる。
　インバータ３１０Ａおよび３１０Ｂのそれぞれが有するスイッチング素子３１１ａ～３１１ｆは、ディスクリート素子を６個用いた構成でもよく、６個の素子が同一のパッケージ内に実装されたモジュールを用いた構成でもよい。また、６個の素子を同一パッケージ内とする場合、スナバ回路３２０ａ～３２０ｄ、電流検出部３１３ａ～３１３ｄを上記の式（１）で示す条件でモジュールに同封した構成としてもよい。
　以上説明したように、実施の形態１にかかる電力変換装置１は、回路に流れる電流を検出するシャント抵抗で構成された電流検出部と、スナバ回路とを有するインバータ３１０（３１０Ａ，３１０Ｂ）を備え、スナバ回路を、電流検出部と、電流検出部が検出する電流が流れるスイッチング素子とを含んだ保護対象回路に並列に接続する。また、スナバ回路を保護対象回路の直近に接続する。詳細には、スナバ回路と保護対象回路との接続点を、スナバ回路および保護対象回路からなる回路の内部インダクタンスが外部インダクタンスよりも十分に小さくなる位置とする。これにより、電流検出部のシャント抵抗に流れる電流に重畳されるノイズを抑制することができ、より小さい値のシャント抵抗を用いても電流値を精度よく検出することができるようになる。そのため、シャント抵抗の小型化が可能となり、装置の低コスト化およびサイズの小型化が可能となる。
実施の形態２．
　図１０は、実施の形態２にかかる電力変換装置１ａの構成例を示す図である。なお、実施の形態１にかかる電力変換装置１と共通の構成要素については電力変換装置１と同一の符号を付して説明を省略する。
　実施の形態２にかかる電力変換装置１ａは、コンバータ１３７と、平滑部２００と、インバータ３１０と、制御部４００ａとで構成される。コンバータ１３７は、リアクトル１２０と、整流部１３０と、昇圧部１４０Ａと、スナバ回路１５０とを備える。
　昇圧部１４０Ａは、リアクトル１４１、スイッチング素子１４２、ダイオード１４３および電流検出部１４４ａで構成される。スイッチング素子１４２は、制御部４００ａによりオンオフが制御される。電流検出部１４４ａはシャント抵抗で構成される。昇圧部１４０Ａにおいては、スイッチング素子１４２と電流検出部１４４ａとが直列に接続され、このスイッチング素子１４２および電流検出部１４４ａからなる直列回路は、正側および負側の２本の直流母線間に接続される。具体的には、スイッチング素子１４２の一端が正側の直流母線に接続され、スイッチング素子１４２の他端は電流検出部１４４ａの一端に接続される。電流検出部１４４ａの他端は負側の直流母線に接続される。また、スイッチング素子１４２および電流検出部１４４ａからなる直列回路とスナバ回路１５０とが並列に接続される。
　実施の形態２にかかる電力変換装置１ａにおいて、コンバータ１３７は、スイッチング素子１４２をスイッチングさせて所望の電力を生成する電力変換部として動作する。
　スナバ回路１５０は、スイッチング素子１４２のスイッチング動作により発生するサージ電圧を抑制して回路を保護するために設けられている。スナバ回路１５０は、スイッチング素子１４２、ダイオード１４３および電流検出部１４４ａからなる回路を保護対象回路とする。
　スナバ回路１５０の位置は、ダイオード１４３および電流検出部１４４ａの直近とする。詳細を図１１に示す。図１１は、実施の形態２にかかる電力変換装置１ａのスナバ回路１５０の配置を説明するための図である。図１１のＬ１ｅ～Ｌ３ｅおよびＬ１ｆ～Ｌ３ｆは、配線、ボンディングワイヤなどによる寄生インダクタンス成分である。スナバ回路１５０の実装位置は、上記の式（１）を満たす位置とする。このようにすることで、実施の形態１にかかる電力変換装置１と同様にスイッチング素子のスイッチングにより発生する過渡的な振動成分を最小限に抑制することができ、電流検出部１４４ａが精度よく電流を検出できるようになる。よって、装置の低コスト化およびサイズの小型化が可能となる。
　スナバ回路１５０の回路構成は、コンデンサ単体のＣスナバでもよく、コンデンサと抵抗を直列に接続したＲＣスナバでもよく、その他スイッチング時の振動を抑制できる構成であれば何でもよい。
　ここで、本実施の形態にかかる電力変換装置１ａとする場合の効果について、シミュレーション解析を用いて説明する。図１２は、実施の形態２にかかる電力変換装置１ａで得られる効果を示す図である。図１２（ａ）の波形は、上述したスナバ回路１５０を有さない構成とした場合に昇圧部１４０Ａに流れる電流であるコンバータ素子電流と、電流検出部が検出する電流値であるセンサ値とを示す。図１２（ｂ）の波形は、上述したスナバ回路１５０を有する実施の形態２にかかる構成とした場合のインバータ素子電流と、センサ値とを示す。
　図１２の（ａ）の波形と（ｂ）の波形とを比較すると、実施の形態２にかかる構成を適用した場合にコンバータ素子電流に重畳されるサージおよび共振が低減できることが分かる。これらのサージおよび共振といった振動が発生すると、コンバータ素子電流がスイッチング素子のスイッチング毎に大きく変動し、電流検出部が定められた周期で検出する電流値も検出ごとに大きく異なる。よって、図１２（ａ）のセンサ値のようにノイズが重畳した波形が電流検出部で検出される。そのため、電流値の検出精度が劣化してスイッチング素子の制御に悪影響を与え、制御破綻を発生させる懸念がある。
　本実施の形態にかかる構成、すなわち、スナバ回路１５０を備える図１０および図１１に示す構成とすることで、図１２（ｂ）に示すようにインバータ素子電流に重畳されるノイズを抑制することができる。よって、電流検出部１４４ａで安定したセンシングを行うことが可能となり、より小さい抵抗値のシャント抵抗を用いても電流値を精度よく検出することができる。そのため、装置の低コスト化およびサイズの小型化が可能となる。
　図１０に示す電力変換装置１ａのコンバータ１３７を他の回路構成とすることも可能である。例えば、図１３に示すコンバータ１３８としてもよい。図１３は、実施の形態２にかかる電力変換装置１ａの他の構成例を示す図である。図１０に示す電力変換装置１ａと共通の構成要素については電力変換装置１ａと同一の符号を付して説明を省略する。
　図１３に示すコンバータ１３８は、図１０に示すコンバータ１３７の昇圧部１４０Ａを昇圧部１４０Ｂに置き換えたものである。昇圧部１４０Ｂは、リアクトル１４１、スイッチング素子１４２、ダイオード１４３、電流検出部１４４ｂおよびスナバ回路１５０で構成される。電流検出部１４４ｂはシャント抵抗で構成され、負側の直流母線上に設けられる。
　昇圧部１４０Ｂにおいては、図１３では記載を省略している平滑部２００と並列にスナバ回路１５０を配置する。詳細を図１４に示す。図１４は、実施の形態２にかかる電力変換装置１ａが備える他の構成例の昇圧部１４０Ｂの詳細を説明するための図である。図１４のＬ１ｇ～Ｌ３ｇおよびＬ１ｈ～Ｌ３ｈは、配線、ボンディングワイヤなどによる寄生インダクタンス成分である。上述した昇圧部１４０Ａのスナバ回路１５０と同様、昇圧部１４０Ｂのスナバ回路１５０の実装位置は、上記の式（１）を満たす位置とする。このような構成とした場合にも、図１０に示す電力変換装置１ａと同様の効果を得ることができる。
　図１０および図１３に示すスイッチング素子１４２およびダイオード１４３は、ディスクリート素子を用いた構成でもよく、２素子が同一のパッケージ内に実装されたモジュールを用いた構成でもよい。また、２素子を同一のパッケージ内とする場合、スナバ回路１５０および電流検出部１４４ａ，１４４ｂを上記の式（１）で示す条件で同封した構成としてもよい。
　以上説明したように、実施の形態２にかかる電力変換装置１ａは、回路に流れる電流を検出するシャント抵抗で構成された電流検出部（１４４ａ，１４４ｂ）を有する昇圧部（１４０Ａ，１４０Ｂ）を備え、スナバ回路１５０を、電流検出部と、電流検出部が検出する電流が流れるスイッチング素子とを含んだ保護対象回路に並列に接続する。また、スナバ回路１５０を保護対象回路の直近に接続する。すなわち、スナバ回路１５０と保護対象回路との接続点を、スナバ回路１５０および保護対象回路からなる回路の内部インダクタンスが外部インダクタンスよりも十分に小さくなる位置とする。これにより、電流検出部のシャント抵抗に流れる電流に重畳されるノイズを抑制することができ、より小さい抵抗値のシャント抵抗を用いても電流値を精度よく検出することができるようになる。そのため、シャント抵抗の小型化が可能となり、装置の低コスト化およびサイズの小型化が可能となる。
実施の形態３．
　図１５は、実施の形態３にかかる電力変換装置１ｂの構成例を示す図である。なお、実施の形態１にかかる電力変換装置１と共通の構成要素については電力変換装置１と同一の符号を付して説明を省略する。
　実施の形態３にかかる電力変換装置１ｂは、コンバータ１３９と、平滑部２００と、インバータ３１０と、制御部４００ｂとで構成される。コンバータ１３９は、リアクトル１２０および整流部１３０を備える。制御部４００ｂは、脈動負荷補償部４１０および電源脈動補償部４２０を備える。インバータ３１０は、実施の形態１で説明した図４に記載の負荷部３００Ａのインバータ３１０Ａ、または、図８に記載の負荷部３００Ｂのインバータ３１０Ｂとする。
　実施の形態１で説明した図１および図２に示す負荷部３００は、負荷がほぼ一定の定トルク負荷を想定し、平滑部２００より出力された電流でみた場合は定電流負荷が接続されているものとしていた。すなわち、ほぼ一定負荷の圧縮機モータ（モータ３１４）を駆動するため、インバータより、およそ三相正弦波電流の実効値が一定となる出力電流が圧縮機モータに供給される状態としていたが、圧縮機の種別によっては周期的な回転変動を生ずる機構を有するものがある。このような、回転変動を生ずる圧縮機を駆動する場合、負荷トルクは周期変動を有するものとなっているため、インバータ３１０から出力電流一定、すなわち定トルク出力で圧縮機を駆動すると、トルク差分に起因する速度変動が生じる。速度変動は低速域にて顕著に生じ、高速域に動作点が移動するに連れて速度変動は小さくなる特性がある。また、速度変動分は外部流出するため、振動として外部観測されることとなり、振動対策部品の追加などが必要である。そのため、インバータ３１０から出力される一定電流、すなわち定トルク出力分電流とは別に、脈動トルク、すなわち脈動電流分を圧縮機に流すことで負荷トルク変動に応じたトルクをインバータ３１０から圧縮機に与える方法がとられることが多い。これにより、トルク差分をゼロに近づけることで圧縮機のモータの速度変動を低減して振動抑制することができる。この結果、インバータ３１０の出力トルクと負荷トルクとのトルク差分はゼロに近づき、圧縮機のモータの速度変動が低減できるため、振動を抑制できる。このような、モータの振動を低減する制御を、脈動負荷補償制御という。
　制御部４００ｂの脈動負荷補償部４１０は、上記の脈動負荷補償制御をインバータ３１０に対して行う。
　また、交流電源１１０として商用電源を想定する場合、コンバータ１３９から平滑部２００およびインバータ３１０へ流れる電流Ｉ１は、交流電源１１０の位相や整流部１３０の前後に設置する素子の特性等の影響は受けるものの、基本的に電源周波数の２ｎ倍成分を含む特性を有する（ただし、ｎは＋１以上の整数である）。インバータ３１０およびこれに接続される圧縮機が構成する負荷部３００が定電流負荷の場合、電流Ｉ１の脈動成分はすべて電流Ｉ３として平滑部２００に流入し、平滑部２００の平滑コンデンサ２１０の負荷が増大する。これを抑制するために、本実施の形態にかかる電力変換装置１ｂは電源脈動補償部４２０を備える。
　電源脈動補償部４２０は、電流Ｉ１に含まれる電源周波数の２ｎ倍成分を抽出し、抽出した成分が電流Ｉ２としてインバータ３１０に供給されるように、インバータ３１０を制御する。この制御を電源脈動補償制御という。電源脈動補償部４２０がインバータ３１０を制御して電流Ｉ２を適切に脈動させることによって、電流Ｉ３、すなわち、平滑部２００への流入電流および平滑部２００からの流出電流を減少させることができる。つまり、電流Ｉ１に含まれる電源周波数の２ｎ倍成分が電流Ｉ３として平滑部２００へ流れないようにすることができる。電流Ｉ３を減少させることにより、平滑部２００を構成する平滑コンデンサ２１０の劣化の抑制および平滑コンデンサ２１０の小型化が実現できる。なお、電源脈動補償部４２０は、図示を省略した電流検出部により検出された電流Ｉ１を解析して電源周波数の２ｎ倍成分を抽出する。
　図１５に示す電力変換装置１ｂではインバータ３１０を制御することで、電流Ｉ１に含まれる電源周波数の２ｎ倍成分が電流Ｉ２としてインバータ３１０に供給されるようにしたが、図１６に示す構成としてもよい。図１６は、実施の形態３にかかる電力変換装置の他の構成例を示す図である。図１６に示す電力変換装置１ｃは、図１５に示す電力変換装置１ｂのコンバータ１３９および制御部４００ｂを、コンバータ１３９ｃおよび制御部４００ｃに置き換えたものである。電力変換装置１ｃのコンバータ１３９ｃは、図１５に示すコンバータ１３９ｂに昇圧部１４０を追加したものである。昇圧部１４０は、図１０に示すコンバータ１３７の昇圧部１４０Ａまたは図１３に示すコンバータ１３８の昇圧部１４０Ｂと同様の構成とする。制御部４００ｃは、脈動負荷補償部４１０および電源脈動補償部４３０を備える。
　上記の電力変換装置１ｂでは、電源脈動補償部４２０がインバータ３１０を構成するスイッチング素子を制御することで、電流Ｉ１に含まれる電源周波数の２ｎ倍成分が電流Ｉ２としてインバータ３１０に供給されるようにした。これに対して、電力変換装置１ｃでは、電源脈動補償部４３０が、コンバータ１３９ｃの昇圧部１４０を構成するスイッチング素子を制御することで、電流Ｉ１に含まれる電源周波数の２ｎ倍成分を抑制し、電源周波数の２ｎ倍成分が電流Ｉ３として平滑部２００へ流れ込むのを抑制する。電源脈動補償部４３０は、コンバータ１３９ｃの昇圧部１４０に含まれるスイッチング素子をオンオフさせることで、交流電源１１０からコンバータ１３９ｃへ流れる電流を規格などで許容されている範囲内で脈動させ、電流Ｉ３、すなわち、平滑部２００への流入電流および平滑部２００からの流出電流を減少させる。
　このような動作を行うと、インバータ３１０やコンバータ１３９ｃの電流値が奇麗な正弦波とならず、さまざまな周波数成分を含んだ脈動波形となる。それに伴い、電流Ｉ１や電流Ｉ２にも脈動が重畳した波形が発生することとなる。
　実施の形態１にかかる電力変換装置１であれば、電流検出に用いるシャント抵抗は、定電流負荷の電流のみを考慮して抵抗値の選定をすればよかったが、図１５に示す電力変換装置１ｂでは、脈動成分を考慮してシャント抵抗の抵抗値を選定する必要がある。
　シャント抵抗の値は、次の２点から求まる。１つ目は許容損失、２つ目は制御器側の許容検出値である。シャント抵抗の値をＲ、シャント抵抗に流れる電流の値をＩとすると、許容損失Ｐrは、Ｐr＝Ｒ・Ｉ2となる。そのため、電力変換装置１ｂの平滑部２００に接続されるインバータ３１０およびこれに接続される圧縮機からなる負荷部３００が定電流負荷とみなせる場合に負荷部３００に流れる電流値に加え、脈動負荷補償部４１０および電源脈動補償部４２０がインバータ３１０を制御することによる電流値の変化を考慮して、シャント抵抗の値を選定する。
　許容損失の演算に必要となる電流の実効値は以下のようにして求める。なお、本来、電流にはインバータやチョッパ回路によるＰＷＭ制御を行うことにより発生するリプルが含まれるが、ここでは、平均化して考える。インバータ３１０およびこれに接続される圧縮機が定電流負荷部とみなせる場合に負荷に流れる電流値Ｉinvを式（２）、脈動負荷補償部４１０がインバータ３１０を制御することにより発生する電流値Ｉmを式（３）、電源脈動補償部４２０がインバータ３１０を制御することによる発生する電流値Ｉacnを式（４）に表す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　Ｉinvは、定電流負荷の電流となるので、直流電流で表現される。Ｉmは、圧縮機で発生する振動成分となるので、交流電流で表現される。式（３）のＩbはＩmの最大値、ωmは振動の角周波数、ｔは時刻、φmは位相を表す。Ｉacnは、電源の脈動成分となるので、交流電流で表現される。式（４）のＩcnはＩacnの最大値、ωacは脈動の角周波数、ｔは時刻、φacは位相、ｎは＋１以上の整数を表す。
　これらの電流値の合成実効値Ｉtotal_rmsは式（５）となる。電源脈動補償部４２０で補償する周波数成分は１つでも複数でもよく、その数（ｎの値）に応じた項を加えて合成実効値Ｉtotal_rmsを計算する。また、脈動負荷補償部４１０および電源脈動補償部４２０で補償する量は自由に変更でき、脈動負荷補償部４１０による補償量は定数ｋで、電源脈動補償部４２０による補償量は定数ｊnで決める。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　シャント抵抗の許容電力をＰとすると、許容電力Ｐと抵抗値Ｒとの関係式は、式（６）となる。式（６）から、シャント抵抗の値は、補償する振動成分および脈動成分の大きさに応じて値が限定される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　式（６）から、脈動負荷補償制御および電源脈動補償制御を行わない構成の電力変換装置のインバータを構成するシャント抵抗と同等の許容電力量とした場合、図１５に示す電力変換装置１ｂのインバータ３１０を構成するシャント抵抗の値は、より小さいものとなる。
　上記のようにして選定した値が小さいシャント抵抗を用いて電流検出を行う場合に、実施の形態１および２で説明したスナバ回路と組み合わせることで、シャント抵抗の値が小さくとも精度よく電流を検出することができ、装置の低コスト化およびサイズの小型化が可能となる。
　また、式（６）よりシャント抵抗の最大値が決まるが、最小値は決定されていない。シャント抵抗の値が小さくなるほど、検出電流の値が小さくなる。そのため、検出電流が最小値を取るときに、検出値を用いて制御を行う制御部を構成する制御回路が検出可能な値以上にする必要がある。これを踏まえると、図１５に示す電力変換装置１ｂでは、様々な周波数の成分が混在した交流波形を検出する必要があるため、上記の式（２）～式（４）の合成脈動波形の最小値Ｉtotal_minを演算し、その値が制御回路の検出誤差ｘ［％］の範囲内になることとする。式（７）に関係式を表す。式（７）のＶerror-xは、制御回路の検出誤差がｘ［％］となるセンサ値である。式（７）を満足するようにシャント抵抗の最小値を選定することで、シャント抵抗の値を小さくしても所望の性能すなわち検出誤差を実現可能となる。検出誤差ｘ［％］は、用いる制御回路の性能、ユーザ側の要望などに基づき任意に設定する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　以上説明したように、上記の式（６）および式（７）から求まる値のシャント抵抗を用いることで、図１５に示す電力変換装置１ｂにおいても適切な電流検出が可能となる。
実施の形態４．
　図１７は、実施の形態４にかかる電力変換装置１ｄの構成例を示す図である。なお、実施の形態１にかかる電力変換装置１と共通の構成要素については電力変換装置１と同一の符号を付して説明を省略する。
　実施の形態４にかかる電力変換装置１ｄは、コンバータ１３９ｄと、平滑部２００と、インバータ３１０ｄと、制御部４００ｄとで構成される。コンバータ１３９ｄは、リアクトル１２０および整流部１３０ｄを備える。整流部１３０ｄは、実施の形態１で説明した電力変換装置１が備える整流部１３０に基板温度検出部５０１を追加したものである。インバータ３１０ｄは、実施の形態１で説明した図４に記載の負荷部３００Ａのインバータ３１０Ａ、または、図８に記載の負荷部３００Ｂのインバータ３１０Ｂに基板温度検出部５０２を追加したものである。基板温度検出部５０１は、コンバータ１３９ｄに設けられた電流検出部を構成するシャント抵抗が実装された基板の温度を検出する。なお、図１７では基板温度検出部５０１を整流部１３０ｄの内部に設けているが、シャント抵抗が実装された基板の温度が検出できるのであれば場所は問わない。基板温度検出部５０２はインバータ３１０ｄに設けられた電流検出部を構成するシャント抵抗が実装された基板の温度を検出する。基板温度検出部５０１および５０２は、例えば温度センサで構成される。
　制御部４００ｄは、脈動負荷補償部４１１および電源脈動補償部４２１を備える。脈動負荷補償部４１１は、実施の形態３にかかる電力変換装置１ｂの制御部４００ｂを構成する脈動負荷補償部４１０と同様の脈動負荷補償制御を行うが、制御動作の一部を基板温度検出部５０１および５０２が検出する温度に応じて変更する。また、電源脈動補償部４２１は、実施の形態３にかかる電力変換装置１ｂの制御部４００ｂを構成する電源脈動補償部４２０と同様の電源脈動補償制御を行うが、制御動作の一部を基板温度検出部５０１および５０２が検出する温度に応じて変更する。
　脈動負荷補償制御および電源脈動補償制御を常時行い、脈動成分が重畳された電流を常時通流させていると、周囲環境の温度や周りの素子からの炙り熱により、シャント抵抗の発熱が予め定められたしきい値である許容値を超える可能性がある。シャント抵抗の故障は回路制御の破綻を意味するので、これを回避するための対策が重要となる。
　シャント抵抗で発生する損失Ｐrは、上述したように、Ｐr＝Ｒ・Ｉ2となり、シャント抵抗にて検出した電流の実効値を演算し、自身の抵抗値と掛け合わせることで求まる。また、シャント抵抗の熱抵抗特性と損失とを用いて、発熱ΔＴ［℃］が求まる。熱抵抗特性は、メーカが提供する仕様書等で開示されているため、それを用いればよい。基板温度検出部５０１および５０２で検出した温度を基準にΔＴを加算した値がシャント抵抗の温度であり、その温度が許容値以上になると、電力変換装置１ｄはシャント抵抗の保護動作に移行する。
　シャント抵抗の温度が許容値以上となった場合に行うシャント抵抗の保護動作としては、例えば、脈動負荷補償制御および電源脈動補償制御による補償量の低減が挙げられる。シャント抵抗の温度が許容値以上となった場合、脈動負荷補償部４１１および電源脈動補償部４２１が、脈動負荷補償制御および電源脈動補償制御により回路電流に重畳させる脈動成分を低減させることで、回路に流れる電流を低減し、温度上昇を抑制する。これにより、熱によりシャント抵抗が故障するリスクを低減できる。
　また、他の保護動作として、脈動負荷補償部４１１および電源脈動補償部４２１は、シャント抵抗の温度が許容値以上となった場合、インバータ回路への入力電流である電流Ｉ２が低減するようにインバータ３１０ｄを制御することで、ジャント抵抗に流れる電流を低減し、温度上昇を抑制してもよい。
　また、他の保護動作として、電力変換装置１ｄを冷却しているファンの風量を上げることで、シャント抵抗が実装された基板の温度を低減させるようにしてもよい。ファンの風量を上げる制御は、制御部４００ｄが行ってもよいし、図示を省略した他の制御部が行ってもよい。
　また、シャント抵抗の温度が許容値以上となった場合、上記の保護動作のうちのいずれか１つを行う構成としてもよいし、２つ以上を組み合わせて行う構成としてもよい。
　なお、整流部１３０ｄとインバータ３１０ｄとが同一基板上に存在し、両方が接する位置にある場合には、基板温度検出部５０１および５０２の両方を備える必要はなく、どちらか一方を備えればよい。また、基板の温度ではなく、直接シャント抵抗の温度を測定する構成としてもよい。この場合には、上記で説明したシャント抵抗の温度推定のための演算は不要であり、検出温度の大きさに応じて上記の保護動作を実行し、シャント抵抗が故障するリスクを低減させてもよい。
　電力変換装置１ｄは、実施の形態２で説明した図１０に記載の昇圧部１４０Ａ、または、図１３に記載の昇圧部１４０Ｂを備える構成としてもよい。
　以上説明したように、本実施の形態にかかる電力変換装置１ｄは、基板温度検出部５０１および５０２を備え、基板の温度に応じて、シャント抵抗を保護する制御を行う。具体的には、電力変換装置１ｄは、基板温度検出部５０１および５０２で検出した基板温度に基づいてシャント抵抗の温度を求め、シャント抵抗の温度が予め定められた許容値以上である場合、シャント抵抗の温度上昇を抑制する保護動作を開始する。これにより、シャント抵抗が熱により故障するリスクを低減できる。なお、上述した保護動作のうち、電力変換装置１ｄを冷却しているファンの風量を上げる保護動作については、脈動負荷補償制御および電源脈動補償制御を行わない電力変換装置に対しても適用可能である。すなわち、実施の形態１～３で説明したいずれの電力変換装置に対しても適用することができる。
実施の形態５．
　図１８は、実施の形態５にかかる電力変換装置１ｅの構成例を示す図である。なお、実施の形態１にかかる電力変換装置１と共通の構成要素については電力変換装置１と同一の符号を付して説明を省略する。
　実施の形態５にかかる電力変換装置１ｅは、図２に示す実施の形態１にかかる電力変換装置１の制御部４００を制御部４００ｅに置き換えたものである。制御部４００ｅは、シャント電流検出部４４０を有する。なお、インバータ３１０は、実施の形態１で説明した図４に記載の負荷部３００Ａのインバータ３１０Ａ、または、図８に記載の負荷部３００Ｂのインバータ３１０Ｂである。
　シャント電流検出部４４０は、インバータ３１０が備える電流検出部３１３ａ～３１３ｃまたは電流検出部３１３ｄを構成するシャント抵抗に流れる電流を検出する。
　実施の形態１でも説明したように、シャント抵抗に流れる電流は、スイッチング素子のスイッチングにより刻まれたパルス波形の電流となる。パルス電流はスイッチングのターンオンおよびターンオフのリンギングを含んだ波形となるため、検出タイミングによってはリンギングの脈動範囲の値を検出し、この場合は検出値が正確な値とはならず、正常な制御が困難となる。実施の形態１にかかる電力変換装置１のようにスナバ回路の内側にシャント抵抗を配置することで、リンギングを抑制することが可能であるが、電流検出を正しいタイミングで実施しなければ電流検出の精度として不十分である。
　このため、本実施の形態にかかる電力変換装置１ｅの制御部４００ｅは、シャント抵抗に流れる電流を正しいタイミングで検出するためのシャント電流検出部４４０を備える。
　シャント電流検出部４４０の詳細について説明する。図１９は、実施の形態５にかかる電力変換装置１ｅが有するシャント電流検出部４４０の処理ブロック構成の一例を示す図である。
　シャント電流検出部４４０は、ノコギリ波生成部４４１と、コンパレータ部４４２と、電流取得部４４３とを含む。
　ノコギリ波生成部４４１には、インバータ３１０を構成するスイッチング素子を駆動する制御信号の生成に用いられるキャリア波が入力される。ノコギリ波生成部４４１は、入力されるキャリア波と同期した振幅１のノコギリ波を生成し、コンパレータ部４４２へ出力する。
　コンパレータ部４４２には、ノコギリ波生成部４４１で生成されたノコギリ波と、値０．５の直流信号とが入力される。コンパレータ部４４２は矩形波パルス生成部として動作し、入力されるノコギリ波と直流信号とに基づいて、デューティ比０．５の矩形波パルスを生成し、電流取得部４４３へ出力する。
　電流取得部４４３には、コンパレータ部４４２で生成されたパルス波が入力されるとともに、シャント抵抗に流れている電流がシャント抵抗電流として入力される。電流取得部４４３は、コンパレータ部４４２から入力されたパルス波の立ち上がりをトリガにしてシャント抵抗電流を取得し、検出電流として出力する。
　なお、図１８および図１９に示す例では、インバータ３１０に設けられた電流検出部がシャント抵抗のみで構成され、シャント抵抗に流れる電流を適切なタイミングで取得するシャント電流検出部４４０を制御部４００ｅが備える構成としたが、シャント電流検出部４４０をインバータ３１０に設けるようにしてもよい。
　また、シャント抵抗が電流検出部としてコンバータ１３５にも設けられている場合、シャント電流検出部４４０は、同様の方法により、コンバータ１３５に設けられている電流検出部からシャント抵抗電流を取得する。
　図２０は、シャント電流検出部４４０の動作波形の一例を示す図である。図２０の動作波形は、上から順番に、コンパレータ部４４２が生成するパルス波、電流取得部４４３に入力されるシャント抵抗電流、電流取得部４４３が取得して出力する検出電流を示す。
　上述したように、シャント抵抗電流はスイッチング時のリンギング成分を少なからず含んでいる。ただし、スナバ回路によりリンギングをある程度抑制できていれば、シャント抵抗のパルス電流の中央値を検出することでリンギングが収まった後の値を検出することができる。本実施の形態のシャント電流検出部４４０のようにキャリア波に同期したノコギリ波から生成したパルス波の立ち上がりタイミングでシャント抵抗電流を検出することで、図２０に示すように、パルス状のシャント抵抗電流の各パルスの中央値を検出することが可能となる。また、シャント電流検出部４４０は、素子の制御信号の生成に用いるキャリア波を使用してパルス波を生成するため、シャント電流検出部４４０を容易に構築でき、制御が複雑化しない。
　なお、実施の形態１にかかる電力変換装置１の制御部４００がシャント電流検出部４４０を備える場合について説明したが、実施の形態２～４の電力変換装置の制御部がシャント電流検出部４４０を備える構成とすることも可能である。
　以上説明したように、本実施の形態にかかる電力変換装置１ｅの制御部４００ｅは、スイッチング素子の制御信号の生成に用いるキャリア波に基づくタイミングでシャント抵抗に流れている電流を検出するシャント電流検出部４４０を備える。これにより、スイッチング素子のオンオフ動作に伴い発生するリンギング成分が多く含まれるタイミングを避けてシャント抵抗に流れている電流を検出することができる。
　つづいて、各実施の形態で説明した各電力変換装置（電力変換装置１，１ａ，１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅ）が備える各制御部（制御部４００，４００ａ，４００ｂ，４００ｃ，４００ｄ，４００ｅ）のハードウェア構成について説明する。なお、各制御部のハードウェア構成は同様である。
　図２１は、電力変換装置が備える制御部を実現するハードウェア構成の一例を示す図である。電力変換装置の制御部は、例えば、図２１に示すプロセッサ９１およびメモリ９２により実現される。
　プロセッサ９１は、ＣＰＵ（Central　Processing　Unit、中央処理装置、処理装置、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、プロセッサ、ＤＳＰ（Digital　Signal　Processor）ともいう）である。メモリ９２は、ＲＡＭ（Random　Access　Memory）、ＲＯＭ（Read　Only　Memory）、フラッシュメモリー、ＥＰＲＯＭ（Erasable　Programmable　Read　Only　Memory）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Electrically　Erasable　Programmable　Read　Only　Memory）等である。
　メモリ９２には電力変換装置の制御部として動作するためのプログラムが格納されている。電力変換装置の制御部は、メモリ９２に格納されているプログラムをプロセッサ９１が読み出して実行することにより実現される。メモリ９２に格納される上記のプログラムは、例えば、ＣＤ（Compact　Disc）－ＲＯＭ、ＤＶＤ（Digital　Versatile　Disc）－ＲＯＭなどの記憶媒体に書き込まれた状態でユーザ等に提供される形態であってもよいし、ネットワークを介して提供される形態であってもよい。
　なお、制御部は、専用の処理回路、例えば、単一回路、複合回路、ＡＳＩＣ（Application　Specific　Integrated　Circuit）、ＦＰＧＡ（Field　Programmable　Gate　Array）、またはこれらを組み合わせた回路で実現することも可能である。
実施の形態６．
　本実施の形態では、実施の形態１～５で説明した各電力変換装置を適用して実現可能な装置について説明する。一例として、実施の形態１で説明した電力変換装置１を使用する冷凍サイクル適用機器について説明する。
　図２２は、実施の形態６にかかる冷凍サイクル適用機器９００の構成例を示す図である。実施の形態６にかかる冷凍サイクル適用機器９００は、実施の形態１で説明した電力変換装置１が適用されたモータ駆動装置１０を備える。
　また、冷凍サイクル適用機器９００は、四方弁９０２と、圧縮機９０３と、熱交換器９０６と、膨張弁９０８と、熱交換器９１０とが、冷媒配管９１２を介して取り付けられた構成の冷凍サイクルを備えている。圧縮機９０３は、図２などに示した圧縮機３１５に相当する。
　圧縮機９０３には、冷媒配管９１２内を循環する冷媒を圧縮する圧縮機構９０４と、圧縮機構９０４を動作させるモータ９０５とが設けられている。モータ９０５は、図４に示したモータ３１４に相当する。
　このような構成の冷凍サイクル適用機器９００は、例えば、空気調和機、ヒートポンプ給湯機、冷蔵庫、冷凍機等に利用することができる。
　以上の実施の形態に示した構成は、一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、実施の形態同士を組み合わせることも可能であるし、要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
　１，１ａ，１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅ　電力変換装置、１０　モータ駆動装置、１００　電源部、１１０　交流電源、１２０，１４１　リアクトル、１３０，１３０ｄ　整流部、１３１～１３４　整流器、１３５，１３６，１３７，１３８，１３９，１３９ｃ，１３９ｄ　コンバータ、１４２，３１１ａ～３１１ｆ　スイッチング素子、１４３　ダイオード、１４０，１４０Ａ，１４０Ｂ　昇圧部、１４４，１４４ａ，１４４ｂ，３１３ａ～３１３ｄ　電流検出部、１５０，３２０ａ～３２０ｄ　スナバ回路、２００　平滑部、２１０　平滑コンデンサ、３００，３００Ａ，３００Ｂ　負荷部、３１０，３１０Ａ，３１０Ｂ，３１０ｄ　インバータ、３１２ａ～３１２ｆ　還流ダイオード、３１４，９０５　モータ、３１５，９０３　圧縮機、４００，４００ａ，４００ｂ，４００ｃ，４００ｄ，４００ｅ　制御部、４１０，４１１　脈動負荷補償部、４２０，４２１，４３０　電源脈動補償部、４４０　シャント電流検出部、４４１　ノコギリ波生成部、４４２　コンパレータ部、４４３　電流取得部、５０１，５０２　基板温度検出部、９００　冷凍サイクル適用機器、９０２　四方弁、９０４　圧縮機構、９０６，９１０　熱交換器、９０８　膨張弁、９１２　冷媒配管。

Claims (10)

  1. 　スイッチング素子を含み、前記スイッチング素子をスイッチングさせて所望の電力を生成する電力変換部と、
    　前記電力変換部に流れる電流を検出する電流検出部と、
    　前記スイッチング素子のスイッチング動作により発生するサージ電圧を抑制するスナバ回路と、
    　を備え、
    　前記スイッチング素子および前記電流検出部を含む回路を前記スナバ回路の保護対象回路とし、前記スナバ回路および前記保護対象回路からなる回路の内部インダクタンスが外部インダクタンスよりも小さくなるよう、前記スナバ回路と前記保護対象回路とが接続される、
    　電力変換装置。
  2. 　前記電力変換部をインバータとし、
    　前記インバータは、それぞれが前記スイッチング素子を有する第１のレグ、第２のレグおよび第３のレグを備え、
    　前記第１のレグ、前記第２のレグおよび前記第３のレグは、それぞれ、前記スイッチング素子と直列に接続される前記電流検出部を有し、
    　前記第１のレグ、前記第２のレグおよび前記第３のレグのそれぞれに前記スナバ回路が個別に接続される、
    　請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記電力変換部をインバータとし、
    　前記電流検出部は、前記インバータに供給される直流電力を平滑する平滑部と前記インバータとの間の直流母線上に設けられ、
    　前記スナバ回路は、前記平滑部と前記電流検出部との間の直流母線間に接続される、
    　請求項１に記載の電力変換装置。
  4. 　前記電力変換部をコンバータとし、
    　前記コンバータは、前記スイッチング素子を有する昇圧部を備え、
    　前記電流検出部は、前記スイッチング素子と直流母線との間に設けられ、
    　前記スナバ回路は、前記コンバータが生成する直流電力を平滑する平滑部と前記昇圧部との間の直流母線間に接続される、
    　請求項１に記載の電力変換装置。
  5. 　前記電力変換部をコンバータとし、
    　前記コンバータは、前記スイッチング素子を有する昇圧部を備え、
    　前記電流検出部は、前記コンバータが生成する直流電力を平滑する平滑部と前記昇圧部との間の直流母線上に設けられ、
    　前記スナバ回路は、前記平滑部と前記電流検出部との間の直流母線間に接続される、
    　請求項１に記載の電力変換装置。
  6. 　前記電流検出部がシャント抵抗で構成され、
    　前記電力変換部は、周波数がそれぞれ異なる複数の脈動成分が重畳された直流電流を出力または入力するように構成され、
    　前記シャント抵抗の値をＲ、前記シャント抵抗の許容電力をＰ、前記直流電流の実効値をＩtotal_rms、前記直流電流の最小値をＩtotal_min、前記電流検出部による電流の検出誤差がｘ［％］となる電流検出値をＶerror-xとした場合、
    　以下の式（１）が成り立つように前記シャント抵抗の値Ｒを設定する、
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
     　請求項１から５のいずれか一つに記載の電力変換装置。
  7. 　前記電流検出部が実装された基板の温度を検出する基板温度検出部、
    　を備え、
    　前記基板温度検出部が検出した温度を用いて求めた前記電流検出部の温度が予め定められたしきい値以上である場合、前記電流検出部の温度上昇を抑制する保護動作を開始する、
    　請求項１から６のいずれか一つに記載の電力変換装置。
  8. 　前記スイッチング素子の制御信号の生成に用いられるキャリア波と同期したノコギリ波を用いて生成するノコギリ波生成部と、
    　前記ノコギリ波に基づいてデューティ比０．５の矩形波パルスを生成する矩形波パルス生成部と、
    　前記電流検出部に流れる電流を前記矩形波パルスが立ち上がるタイミングで取得する電流取得部と、
    　を備え、
    　前記電流取得部が取得した電流の値に基づいて前記電力変換部の動作を制御する、
    　請求項１から７のいずれか一つに記載の電力変換装置。
  9. 　請求項１から８のいずれか一つに記載の電力変換装置を備えるモータ駆動装置。
  10. 　請求項１から８のいずれか一つに記載の電力変換装置を備える冷凍サイクル適用機器。
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