JP4971750B2 - 電源回路、及びこれに用いる制御回路 - Google Patents

Description

本発明は、交流電圧を昇圧した直流電圧に変換する電源回路、及び制御回路に関する。

単相交流電源の力率改善もしくは高調波電流抑制を行う電源回路は広く使用されている。中でも、リアクトルとスイッチング素子とダイオードとを備える昇圧チョッパ回路を用いた電源回路は、回路構成及び制御構成が簡単であり、電源への回生が必要でないインバータ制御装置（インバータエアコンなど）などの電源として使用されている。
昇圧チョッパ回路を用いた力率改善方法もしくは高調波電流抑制方法は多数報告されている。中でも、特許文献１には、基準となる正弦波電流指令波形や電源位相を検出することなく、電源電流瞬時値と比例ゲインのみを用いて入力電流波形を電源電圧に同期した正弦波波形に制御する方式（以下「基本方式」と呼ぶ）が開示されている。

また、特許文献２や特許文献３には、特許文献１記載の技術を応用した技術が開示されている。特許文献３は、平滑コンデンサの容量を小さくすると、直流電圧の脈動成分が大きくなる問題点の解決のために、昇圧チョッパ回路のスイッチング素子の通流率信号を直流電圧の脈動成分で補正することにより、直流電圧の脈動成分を低減する方式が開示されている。具体的には、通流率信号に直流電圧の脈動成分を加える補正を行っている。この方式を用いることにより、平滑コンデンサの容量低減ができ電源回路の低コスト化を図ることができる。

特許文献３には、昇圧チョッパ回路の高効率化を目的に、入力電流のピーク付近のスイッチング動作を停止させる昇圧比一定制御方式が開示されている。
特許文献１や特許文献２は、電源周期の全域でスイッチング動作を行うことが前提に記載されているが、この全域スイッチング方式では、スイッチング損失が増加して回路効率が低下する問題点がある。そこで、昇圧比一定制御方式は上記基本方式の考え方（基準となる正弦波電流指令波形や電源位相を検出しない）を踏襲しながら、電源電流のピーク付近のスイッチング動作を停止して損失を低減させる方式としている。
このように、基本方式及びその応用技術は、昇圧チョッパ回路を簡単な制御構成で動作させることができ、優れた制御方法である。
特開平１−１１４３７２号公報 特許第２８０９４６３号公報 特許第２７９６３４０号公報

特許文献３に記載の技術は、基準となる正弦波電流指令波形や電源位相を検出しないで、電源電流のピーク付近のスイッチング動作を停止する方式であり、優れた制御方法であるが、電源回路の出力（直流電圧）側に繋がる負荷の消費電力量が増加すると、入力電流波形の零値付近で歪みが生じる問題点がある。
また、この方式は、前記したように入力電流のピーク付近のスイッチング動作を停止することができ、スイッチング損失の低減が可能であるが、さらに大幅な損失の低減（効率の向上）を図ることはできない。
以上のように、特許文献記載の技術は、入力電流が大きくなると入力電流波形が歪む問題点と、更なる損失低減要求に対して限界があった。

そこで、本発明は、入力電流の歪みを低減し、損失を低減することができる電源回路、及びこれに用いる制御回路を提供することを課題とする。

前記課題を解決するため、本発明の電源回路は、交流電圧を直流に変換する整流回路と、通流率信号に基づいて前記整流回路の出力電圧を昇圧する昇圧チョッパ回路と、この昇圧チョッパ回路の出力電圧を平滑する平滑回路と、前記平滑回路の出力電圧を用いてモータを駆動するインバータ回路と、前記通流率信号を作成する制御手段とを備えた電源回路において、前記制御手段は、前記整流回路に流入する入力電流を検出する入力電流情報生成手段と、前記平滑回路に接続された負荷の状態を示す負荷状態情報を生成する負荷状態情報生成手段と、前記平滑回路の直流電圧から前記直流電圧の平均値を差し引いた前記直流電圧の脈動成分を生成する直流電圧脈動情報生成手段とを備え、前記制御手段は、前記負荷状態情報に合わせて係数を設定し、前記係数と前記入力電流との積に基づいて前記通流率信号を生成するとともに、前記直流電圧の前記脈動成分が正のときは前記通流率信号を減少させ、前記直流電圧の前記脈動成分が負のときは前記通流率信号を増加させることを特徴とする。

本発明によれば、入力電流の歪みを低減し、損失を低減することができる。

（第１実施形態）
本発明の第１実施形態について図１から図５までを用いて説明する。図１は本実施形態の電源回路の構成図であり、図２は制御内容を示すブロック構成図であり、図３、４は動作波形であり、図５は、電源回路に用いる制御回路の利用形態の一例を示す外観図である。
まず、図１を用いて電源回路の構成と動作について説明する。電源回路１００は、交流電源１に接続され、交流電圧ｅｓが入力される整流回路２と、昇圧チョッパ回路３と、平滑コンデンサ４と、制御回路５とを備え、平滑コンデンサ４の出力端子に接続された負荷６に直流電力を供給する。

ここで、昇圧チョッパ回路３は、一端が整流回路に接続されたリアクトル３２と、リアクトル３２の他端にアノードが接続されたダイオード３３と、リアクトル３２の他端を短絡するスイッチング素子３１とを備え、スイッチング素子３１のスイッチング動作とリアクトル３２によるエネルギー蓄積効果を利用して入力電圧を昇圧し、この電圧を平滑コンデンサ４に印加する回路である。ここで、スイッチング素子３１はＩＧＢＴやトランジスタなどの自己消己形素子を使用し、制御回路５からのドライブ信号５１ａにしたがって駆動される。

制御回路５は、電源電流検出回路と、直流電圧検出回路５４と、演算手段５０と、ドライブ回路５１とを備えている。入力電流情報生成手段である電源電流検出回路は、シャント抵抗５３と増幅回路５２を用いて、昇圧チョッパ回路３に流入するリアクトル電流ｉ_Ｌを検出し、入力電流値５ｂを出力する。なお、リアクトル電流ｉＬは整流回路２の入力電流を全波整流した値であるので、入力電流値５ｂは、整流回路２に流入する電流値を実質的に測定していることになる。直流電圧検出回路５４は、平滑コンデンサ４の端子電圧である直流電圧ｅｄを検出し直流電圧値５ｃを出力するものであり、例えば、抵抗器で分圧することにより実現される。演算手段５０は、入力電流値５ｂと直流電圧値５ｃにしたがってスイッチング素子３１を制御する通流率信号５ａを演算する。ドライブ回路５１は、通流率信号５ａを増幅してスイッチング素子３１を駆動するドライブ信号５１ａを出力する。

演算手段５０は、シングルチップマイクロコンピュータに代表される半導体演算素子（以下、「マイコン」と称す。）を用いており、入力電流値５ｂと直流電圧値５ｃはマイコン内蔵のＡ／Ｄ変換器を用いてデジタル値に変換して演算を行っている。通流率信号５ａはマイコン内蔵のＰＷＭタイマを用いてＰＷＭパルス信号の形で出力している。なお、本実施形態ではマイコンを用いたデジタル演算で説明するが、トランジスタやオペアンプやコンパレータなどのアナログ演算回路等を利用した演算手段を用いることができる。

次に、演算手段５０内で実行される演算の内容に関して図２を用いて説明する。ここでは、入力電流値５ｂと直流電圧値５ｃとを用いて通流率信号５ａを算出する部分について述べ、算出した通流率信号５ａからＰＷＭタイマを用いてＰＷＭパルス信号を作成する部分はマイコンの機能であるため省略する。

図２の制御ブロック図は、昇圧比一定制御部５０Ａと、本実施形態の特徴構成である直流電圧脈動補正部５０Ｂとを備えている。
昇圧比一定制御部５０Ａは、基準となる正弦波電流指令や電源位相を検出することなく入力電流瞬時値（絶対値）|ｉｓ|と比例ゲインＫｐの積を用いて入力電流波形を電源電圧に同期した正弦波波形に制御する「基本方式」と、スイッチング損失低減のため入力電流のピーク付近のスイッチング動作を停止させる「昇圧比一定制御方式」とを備えている。

ここで、基本方式と昇圧比一定制御方式について簡単に説明する。
図１に戻り、リアクトル３２のインダクタンスをＬとし、交流電源１の交流電圧（瞬時値）をｖｓとし、平滑コンデンサ４の両端の直流電圧（瞬時値）をｅｄとする。このとき、スイッチング素子３１のＯＮ時に流れる入力電流（瞬時値）をｉ_ＯＮとし、ＯＦＦ時に流れる入力電流（瞬時値）をｉ_ＯＦＦとすると、

となる。１スイッチングあたりの電流変化は、

となる。これより、入力電流（瞬時値）ｉ_Ｓは、

で表すことができる。ここで、ｄは、スイッチング素子３１の通流率（オン時間の比率）である。ここで、
ｄ＝１−Ｋｐ・｜ｉｓ｜ ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（４）
１：１００％通流率、Ｋｐ：電流制御ゲイン
とし、ｖ_Ｓ＝Ｖ_ｍｓｉｎωｔとすると、

ここで、Ｉ_αは、ｉ_Ｓの初期値であり、α＝Ｋ_ｐ Ｅ_ｄ／Ｌである。

このとき、たとえば、Ｌ＝０．３ｍＨ、Ｅｄ＝１５０Ｖ〜３００Ｖ、Ｋｐ＝０．１〜０．８とすると、α＝５００００〜８００００となり、
ｉｓ＝（√２）Ｖｓ・ｓｉｎωｔ／（Ｋｐ・Ｅｄ）・・・・・・・・・・・・（６）
と近似することができる。
ここで、Ｖｓ：電源電圧（実効値）、Ｅｄ：直流電圧（平均値）、ω：電気角周波数である。
式（６）からわかる通り、電源電圧波形などの基準波形が無くとも入力電流ｉｓは電源電圧Ｖｓに同期した正弦波になる。これが、基本方式の原理である。
基本方式では、上記比例ゲインＫｐを直流電圧偏差より決定することにより、直流電圧（平均値）Ｅｄの制御が可能である。

ここで、式（６）を変形すると
Ｋｐ・ｉｓ＝（√２）Ｖｓ・ｓｉｎωｔ／Ｅｄ ・・・・・・・・（７）
となり、式（７）は、瞬時の昇圧比を示している。
ここで、実効値ベースで昇圧比ａを考えると
Ｋｐ・ｉｓ＝１／ａ ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（８）
ここで、Ｉｓ：入力電流（実効値）
となり、Ｋｐ・Ｉｓを一定に制御すれば、直流電圧（平均値）Ｅｄは電源電圧（実効値）Ｖｓのａ倍に制御できる。
以上の方法に基づいて、通流率信号ｄ１を次式により与えれば
ｄ１＝１−Ｋｐ・｜ｉｓ｜ 、Ｋｐ＝１／（ａ・ｉｓ） ・・・・（９）
となる。すなわち、通流率信号ｄ１は、入力電流|ｉｓ|がａ・Ｉｓを超えると０％となり、スイッチング動作が停止する。これにより、入力電流は電源電圧のピーク付近（入力電流がａ・Ｉｓを超える領域）でチョッパが入らない波形となり、スイッチング損失の低減が図れる。これが昇圧比一定制御の原理である。

前記の通り制御することにより、基準となる正弦波電流指令波形や電源位相を検出することなく、入力電流瞬時値と比例ゲインとを用いて入力電流波形を電源電圧に同期した正弦波波形に制御でき、入力電流のピーク値付近のスイッチング動作を停止することが可能である。

式（１）から式（９）までをブロック図にすると図２の昇圧比一定制御部５０Ａの通りとなる。ここで、入力電流（実効値）Ｉｓは入力電流値５ｂをフィルタ手段５００を用いて算出しているが平均値を算出し平均値で制御してもよい。また、昇圧比ａは予め設定された値を使用している。当然、スイッチング動作中に変更できる構成にしてもよい。
また、このブロック構成図では通流率信号ｄの演算において、式（１）及び式（９）の通り、最大通流率である１（１００％）から入力電流瞬時値（絶対値）|ｉｓ|と比例ゲインＫｐの積を差し引いて算出しているが、実際のＰＷＭタイマ設定では、入力電流瞬時値（絶対値）|ｉｓ|と比例ゲインＫｐの積の値をオフ時間の比率と考えて設定すれば最大通流率である１から差し引く必要はない。

次に、直流電圧脈動補正部５０Ｂは、検出した直流電圧値５ｃをフィルタ手段５０１を用いて直流電圧平均値を算出し、直流電圧値５ｃから直流電圧の平均値を差し引くことで直流電圧値５ｃに含まれる直流電圧の脈動成分Δｅｄを抽出する。さらに、抽出した直流電圧の脈動成分Δｅｄとその大きさを変更する脈動補正比例ゲインＫｅとの積を前記昇圧比一定制御部５０Ａで算出された通流率信号ｄ１から差し引く構成となっている。
ここで、脈動補正比例ゲインＫｅは直流電圧の脈動成分Δｅｄのフィードバック量を調節する値である。この値は、平滑コンデンサ４の静電容量や負荷の消費電力量によって調整することが望ましい。また、負荷の消費電力量に応じて動作中に変更する機能を有してもよい。また、負荷の消費電力量は、消費される直流電力を直接検出しても、直流電圧と直流電流から算出しても、直流電圧脈動幅や入力電流や直流電流を用いて代用や推定してもかまわない。

以上のように、本実施形態は昇圧比一定制御部５０Ａと特徴構成である直流電圧脈動補正部５０Ｂとを組み合わせることにより実現している。ここで、最終的な通流率信号ｄを算出する式を式（１０）に示す。
ｄ＝１−Ｋｐ・｜ｉｓ｜−Ｋｅ・Δｅｄ ・・・・・・・・・・・（１０）
ＫＰ＝１／（ａ・ｉｓ） Δｅｄ＝ｅｄ―ｅｄ_０
ここで、ｅｄ：直流電圧（瞬時値）、ｅｄ_０：直流電圧（平均値）
このとき、通流率信号ｄは、直流電圧の脈動成分Δｅｄが正のときは減少し、負のときは増加するように変化させることが好ましい。

図３、４の動作波形を用いて本実施形態の効果について述べる。なお、動作条件は、電源電圧２００Ｖ、入力電流（実効値）１６Ａである。
図３（ａ）は、昇圧比一定制御部５０Ａのみを用いて本実施形態の電源回路を動作させたときの各部の動作波形であり、図３（ｂ）はその入力電流の高調波解析結果である。図４（ａ）は本実施形態を用いて動作させたときの動作波形であり、図４（ｂ）はその入力電流の高調波解析結果である。動作波形は上から直流電圧ｅｄ、電源電圧ｅｓ、入力電流ｉｓ、リアクトル電流ｉ_Ｌである。なお、入力電流の高調波解析結果（図３（ｂ）、図４（ｂ））には規格値(ＩＥＣ６１０００−３−２)も併せて示している。

図３に示す通り、昇圧比一定制御部５０Ａのみで動作させると、入力電流ｉｓの零点近傍（Ａ点）に歪（段差）が生じている。これにより入力電流の高調波成分も増加し規格値を満足することができなくなる。これは、式（５）において、インダクタンスＬを大きくすると、電流位相が遅れ、入力電流値がゼロまで下がらずに、歪みが生じると考えられる。すなわち、図３（ａ）に示されるリアクトル電流ｉ_Ｌは、最小電流がゼロレベル（０）からΔＶ上昇しており、入力電流ｉｓの歪みの原因となっている。これに対して本実施形態では、図４に示す通り、入力電流波形の零値付近の歪（段差）を抑制でき、入力電流の高調波成分も低減でき規格値を満足できるレベルとなっている。但し、直流電圧脈動の振幅が若干増加する。

ところで、本実施形態の直流電圧脈動補正の構成は、特許文献２に記載の直流電圧脈動補正方式に類似する構成となっているが全く反対の作用を奏する。すなわち、特許文献２記載の技術は、基本方式で算出した通流率信号に直流電圧の脈動成分を加えることで直流電圧の脈動成分をフィードバックして入力電流を歪ませて直流電圧脈動を抑制している。これに対して、本実施形態では、昇圧比一定制御で算出した通流率信号から直流電圧の脈動成分を差し引くことにより、直流電圧の脈動成分を増加させ入力電流波形の零値付近の歪を抑制している。
以上のように、本実施形態は、特許文献記載の技術である昇圧比一定制御部５０Ａの課題を解決し入力電流波形歪を抑制して高調波電流の低減を図る電源回路を実現することができる。

次に、図５を用いて本実施形態の電源回路を動作させる制御回路の利用形態の一例を説明する。
本利用形態は図１に示す制御回路５をハイブリッドＩＣ化した物の外観図である。但し、シャント抵抗５３は部品の変更やノイズ対策上ハイブリッドＩＣ内に設置するのではなく、スイッチング素子３１等パワー回路部品と同様のスペースに設置することが望ましい。
図１に示した制御回路５の入出力端子は、入力電流検出端子、直流電圧検出端子及び、ドライブ信号出力端子の３つであるが、これ以外に、昇圧比設定変更端子、脈動補正比例ゲイン変更端子、接続した負荷の状態を検出する負荷状態情報検出端子及び機能などを設置することにより、より汎用性が増したハイブリッドＩＣを実現することができる。

以上の方法を用いることにより、入力電流波形歪みが抑制され、更に、制御回路５が電源周期の半周期のそれぞれ後半でスイッチング動作を停止させ、もしくは一定通流率で動作させることにより回路効率を向上することができる。
また、本実施形態を用いた制御基板（ハイブリッドＩＣやモジュールＩＣ）を製作することにより電源回路の制御が簡単になり高力率もしくは高調波電流抑制が可能な電源回路の製品適用が増進される。

（第２実施形態）
次に、図６から図８までを参照して第２実施形態の構成について説明する。
図６は本実施形態の構成図であり、図７は昇圧比を負荷状態で変更する動作説明図であり、図８は本実施形態の利用形態の一例を示す外観図である。以下、第１実施形態と同一のものは同一符号を付し説明を省略する。

図６の構成は、本実施形態の電源回路の負荷としてモータ９及びインバータ回路８を備えるモータ駆動回路を接続し、本実施形態の電源回路の制御回路とインバータ回路の制御回路とを一体化させた構成である。言い換えると、図６に示す制御回路７は、マイコンを使用し、１つのマイコンで電源回路とインバータ回路を制御する構成となっている。
第１実施形態と異なる部分のみ説明する。インバータ回路８はＩＧＢＴとダイオードとを備えているインバータ回路であり、モータ９は永久磁石同期モータである。

また、昇圧チョッパ回路の構成が第１実施形態と異なっているが、この回路構成でも第１実施形態と同様の動作を行うことができる。ここで、整流回路２内のダイオード２１、２２は電源の整流動作以外に、第１実施形態の昇圧チョッパ回路３のダイオード３３（図１）と同様の動作を行う。言い換えると、ダイオード２１、２２は２つの動作を行っており、この回路構成にすることにより、ダイオード１個分の損失を低減できる。

制御回路７は、本実施形態の電源回路とインバータ回路とを制御しており、マイコン（演算手段７０）では、第１実施形態で説明した電源回路の制御演算とインバータ回路の制御演算を行っている。
電源回路の制御回路５（図１）の構成については第１実施形態で説明したので、ここでは、インバータ回路８の制御回路の構成について簡単に説明する。

本実施形態のモータ制御では、モータ電流センサレス、位置センサレスベクトル制御を行っているため、インバータ回路８から検出するものは直流側に設置したシャント抵抗７３に流れる直流電流のみである。具体的には、シャント抵抗７３に発生する電圧を増幅回路７２で増幅し、直流電流検出値７ｂとしてマイコンのＡ／Ｄ変換器を用いて取り込む。また、インバータ回路のスイッチング素子に与えるＰＷＭ信号７ａはドライブ回路７１を介してドライブ信号７１ａとしてインバータ回路に与えている。

また、演算手段７０内には、モータ９のモータ回転速度を推定する回転速度推定手段８０を備え、図示してないが、第１実施形態で説明した電源回路の制御手段と、モータ電流センサレス及び位置センサレスベクトル制御手段とが内蔵されており、お互いに内部値の情報交換が可能である。なお、回転速度推定手段８０は負荷状態情報生成手段として機能する。

次に、図７を用いて昇圧比ａを負荷の状態に応じて変更する方法を説明する。基本的には、第１実施形態同様に昇圧比ａを固定でもよいのであるが、更なる効率向上やモータ制御の安定化を考慮して負荷の状態に応じて昇圧比ａを変更する。
本実施形態では一例として、負荷状態情報であるモータ回転速度に応じて昇圧比ａを変更する内容について説明する。図７は横軸にモータ回転速度、縦軸に昇圧比ａ及び直流電圧（平均値）Ｅｄを示す。図７に示す通り、モータ回転速度が低い領域、言い換えると、負荷が軽い状態では昇圧比ａを下げて運転する。この場合、直流電圧を低く押さえることができるため、電源回路のスイッチング損失等が低下し、さらにインバータ回路及びモータの損失も低減でき、高効率動作が可能となる。但し、この場合、入力電流波形は高調波成分が増加し、電源力率も低下する。そのため、昇圧比ａの設定は、損失と電源力率との関係を考慮して設定する。

モータ回転速度（制御回路の負荷）がさらに増加すると入力電流の高調波成分が規格値に入らなくなったり、力率が大きく低下する可能性がある。また、直流電圧Ｅｄも低下して行く。そこで、モータ回転速度（制御回路の負荷）が増加するにしたがって、昇圧比ａを増加させていけば、モータ回転速度（負荷）に応じて常に高効率な運転が可能となる。
本実施形態では、モータ回転速度にしたがって階段状に昇圧比ａを変更しているが、実動作では破線のようにヒステリシスを設けている。また、昇圧比ａの変更は、直線的に変更したり、ある関数を用いて変更したりしてもよい。 さらに、昇圧比ａを用いて回転速度制御をすることも可能である。言い換えると、昇圧比ａを変更して直流電圧を可変としてモータ回転速度制御をすることも可能である。

こで、本実施形態は、ベクトル制御を用いたインバータ回路で説明したが、従来から広く使われている１２０度通制御形インバータ回路を用いても同様の効果が得られる。
また、モータ回転速度を負荷状態情報として変更しているが、例えば、入力電流、直流電流、直流電圧、直流電力、直流電圧脈動幅、入力電力、トルク、インバータ回路の波高値比率及びインバータ通流率などの負荷の状態で変化する値ならよい。また、前記値を二つ以上併用してもよい。
図８に本実施形態の利用形態の一例として電源回路とインバータ回路８と制御回路７とを一体化したモジュールの外観図を示す。
本モジュールは、ＩＧＢＴやダイオードなどのパワー系半導体を下部にベアチップ実装し、制御回路を上部の基板に配置した一体モジュールである。

（第３実施形態）
図９、１０を用いて本発明の第３実施形態について説明する。本実施形態の電源回路の構成は、図１で説明した構成と同様であり、異なる部分は演算手段５０の内部構成のみである。
図９に本実施形態のブロック構成図を示し、図１０は本実施形態を用いた時の動作波形を示す。本実施形態は、第１実施形態に示した昇圧比一定制御方式を用いたときに、直流電圧の脈動成分を利用して電源周期の半周期のそれぞれ後半にスイッチング動作を停止させことにより、特許文献２に記載の技術及び第１実施形態の構成以上に電源回路の効率を向上させることができる。なお、本実施形態では前記した昇圧比一定制御方式をベースに説明するが、基本方式に適用しても動作可能である。

図９の制御ブロック図について説明する。昇圧比一定制御部５０Ａは第１実施形態と同様であるので説明は省略する。本実施形態の特徴構成は昇圧比一定制御部５０Ａで算出した通流率信号ｄ１（第１の通流率信号）を直流電圧の脈動成分が正か負かで通流率信号を変更する直流電圧脈動補正部５０Ｃである。
直流電圧脈動補正部５０Ｃは第１実施形態の直流電圧脈動補正部５０Ｂと同様に直流電圧値５ｃを入力とし、フィルタ手段５０２を用いて直流電圧の平均値を求めると同時に、直流電圧値５ｃとの差分を演算し直流電圧の脈動成分Δｅｄを抽出する手段と、抽出された直流電圧の脈動成分Δｅｄの符号を判定して通流率信号ｄを変更する通流率変更手段５０３を備えて構成されている。

通流率変更手段５０３は、この構成の場合、直流電圧の脈動成分が正の場合、通流率信号ｄを「０」に設定し、直流電圧の脈動成分が負の場合、前記昇圧比一定制御部５０Ａで算出した通流率信号ｄ１を出力する。このように動作させると、スイッチング動作は、電源周期の半周期のそれぞれの後半の期間停止する。図１０にそのときの動作波形を示す。
図１０は図３、図４と同様に、動作波形と入力電流波形の高調波解析結果とを示している。動作波形は、上から直流電圧ｅｄ、電源電圧ｅｓ、入力電流ｉｓ、リアクトル電流を示している。動作条件は、電源電圧２００Ｖ、入力電流実効値７Ａである。

図１０に示す通り、入力電流波形は電源周期の半周期のそれぞれ後半部分、スイッチング動作が入らない波形となり、高調波成分も増加する。しかし、このスイッチング方式の場合、比較的低次成分が増加するため、ある程度の電流範囲では規格値を満足する。そこで、軽負荷のみで動作する電源回路としては使用可能である。
また、入力電流値（負荷状態）がある程度低い状態では本制御を使用し、高負荷時は、本制御（通流率変更手段５０３の動作）を停止させ通常制御に切り替える機能を追加すれば、さらに広い電力容量の電源回路として使用が可能となる。本内容は第４実施形態で説明する。

本実施形態は、直流電圧の脈動成分が電源位相にほぼ同期していることに着目し、直流電圧の脈動成分の正／負を利用してスイッチング動作の停止期間を設けている。言い換えると、本方式を用いることにより、電源位相を直接検出することなく、所定の電源位相でスイッチング動作の停止ができる。
また、本実施形態は図１の電源回路１００で説明したが、第２実施形態で説明した図６の回路構成でも同様の動作が可能である。
さらに、本実施形態では、直流電圧の脈動成分が正の場合、通流率信号の値を「０」に変更することを述べたが、通流率信号は必ずしも「０」に設定する必要は無く、最小パルス幅に近い任意の所定値に設定してもよい。

（第４実施形態）
第１実施形態は直流電圧の脈動成分で入力電流の零値付近の歪（段差）を抑制する方法を述べた。第３実施形態では、直流電圧の脈動成分を利用して通流率信号を変更し電源周期の半周期のそれぞれ後半部分のスイッチング動作を停止する方法を述べた。
第４実施形態では上記方法を組み合わせた制御方法について説明する。図１１、１２及び、図１３に３つの制御ブロック図を示す。

図１１は、図９に示す第３実施形態の昇圧比一定制御部５０Ａに第１実施形態で説明した直流電圧脈動補正部５０Ｂを追加し、図９に示す直流電圧脈動補正部５０Ｃの一部を変更した構成となっている。異なる点は、通流率変更手段５０３の変更の基準値を直流電圧の脈動成分と入力電流（実効値）Ｉｓの大きさとを用いていることである。このため、前記直流電圧脈動補正部５０Ｃは判定手段５０４が追加された直流電圧脈動補正部５０Dに変更されている。
ここで、追加した判定手段５０４の動作について説明する。第３実施形態では、直流電圧の脈動成分の正／負のみで変更していたが、本実施形態では、直流電圧の脈動成分の正／負と入力電流（実効値）Ｉｓの大きさのアンド条件で動作させている。本実施形態では入力電流（実効値）Ｉｓの大きさの設定値を５［Ａ］とした。

また、本実施形態では、第２実施形態で説明したように、昇圧比を負荷状態に応じて変更することも可能である。言い換えると、例えば、入力電流（実効値）Ｉｓが５［Ａ］以下では、昇圧比ａを最低値に固定して、第３実施形態同様、電源周期の半周期のそれぞれ後半のスイッチング動作を停止させる動作を行い、入力電流（実効値）Ｉｓが５［Ａ］以上になると、通流率変更手段５０３の通流率変更動作を停止させ、昇圧比一定制御方式の動作に切り換え、さらに入力電流（実効値）Ｉｓが増加すると、図７の説明で述べたように入力電流（実効値）Ｉｓに応じて昇圧比ａを変更する制御が可能である。

図１２は、図２に示す第１実施形態の制御方式と図９に示す第３実施形態の制御方式を備え、負荷の状態に応じて通流率信号を選択する方式である。
図１２を用いて通流率信号の選択方法について説明する。図１２において、選択手段である選択回路５０５は、判定手段５０６の選択信号にしたがって、直流電圧脈動補正部５０Ｂからの通流率信号と、直流電圧脈動補正部５０Ｃからの通流率信号とを切り替え、通流率信号５ａとして出力する。判定手段５０６は、例えば、入力電流Ｉｓを検出し、その大きさに応じて選択信号を出力する。

図１３は図１２と同様の効果が得られる制御ブロック図である。図１２と異なる部分は、直流電圧脈動補正部５０Ｅである。直流電圧脈動補正部５０Ｅは、図１２に示す直流電圧脈動補正部５０Ｃに判定手段５０７を追加し、通流率変更手段５０３を３入力１出力の通流率変更手段５０８に変更した構成となっている。すなわち、通流率変更手段５０８は、昇圧比一定制御部５０Ａが出力する通流率信号ｄ１と、直流電圧脈動補正部５０Ｂが出力する通流率信号ｄ２と、固定値「０」の通流率信号ｄ３とを切り替える。

ここで、本実施形態（３例）では、負荷の状態を表す信号として入力電流Ｉｓを用いたが、例えば、直流電流、直流電圧、直流電圧脈動幅、直流電力、入力電力、モータ回転速度、トルク、インバータ回路の波高値比率及びインバータ通流率などの負荷の状態で変化する値ならよい。また、これらの何れかの値を二つ以上併用してもよい。
以上３つの方法を用いることにより、負荷の状態がある程度低い状態では第３実施形態で説明した高効率動作を行い、中高負荷時は、第１実施形態や第２実施形態で説明した電流波形歪抑制動作を行うことが可能となり、本実施形態の電源回路の適用範囲が広がる。

（第５実施形態）
図１４を用いて第５実施形態を説明する。図１４は、横軸が入力電流、縦軸が図２に示す脈動補正比例ゲインＫｅを示している。本実施形態は第１実施形態の図２で説明した制御ブロックで、第３実施形態で説明した動作を可能にする方式である。
具体的には、脈動補正比例ゲインＫｅのゲインを図１４に示すように低入力時にある程度過大に設定する。これにより、低入力時は直流電圧の脈動成分が過大にフィードバックされ、電源周期の半周期のそれぞれの後半部分で通流率が０になる。

以上により、脈動補正比例ゲインＫｅのゲインの変更のみで、入力電流値（負荷状態）がある程度低い状態では第３実施形態で説明した高効率動作を行い、高負荷時は、第１や第２実施形態で説明した電流波形歪抑制動作を行うことが可能となる。
本実施形態では脈動補正比例ゲインＫｅをある程度過大に変更する内容について説明したが、別の方法として、図７に示す昇圧比ａと同様に負荷状態に応じて変更すれば、直流電圧の脈動成分のフィードバック量が変更でき、スイッチング動作が停止する期間を調整することも可能である。

また、図５や図８に示したハイブリッドＩＣやモジュールの場合、接続する平滑コンデンサの静電容量や負荷容量に応じて、脈動補正比例ゲインＫｅを変更する必要があるので、外部から調整できる機能を有することが望ましい。

（第６実施形態）
前記各実施形態は、直流電圧の脈動成分の値に基づいて通流率を変化させたが、通流率の変化分を演算することができる。
通流率ｄ´を電流位相補正分Δｄを含めて、
ｄ＝１−Ｋｐ・Ｉｓ＋Δｄ ・・・・・・・・・・・・・・・・・・（１１）
を式（４）に代入して、ｖｓ＝Ｖｍｓｉｎωｔとすると

ｉｓ＝（Ｖｍ／Ｌ）｛１／（ω^２＋α^２）｝（αｓｉｎωｔ−ωｃｏｓωｔ）＋Ｅｄ／Ｌ・Δｄ＋Ｉ_０ｅ^−αｔ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（１２）
なお、Ｉ_０はｉｓの初期値であり、α＝（Ｋｐ・Ｅｄ）／Ｌである。
ここで、電流位相を電源位相と同相にするには、
ｃｏｓωｔ成分が「０」になるように電流位相補正分通流率Δｄを作成する。

ｉｓ＝（Ｖｍ／Ｌ）｛α／（ω^２＋α^２）｝ｓｉｎωｔ−（Ｖｍ／Ｌ）｛ω／（ω^２＋α^２）｝ｃｏｓωｔ＋Ｅｄ／Ｌ・Δｄ＝０
すなわち、
Δｄ＝（Ｖｍ／Ｅｄ）｛ω／（ω^２＋α^２）｝ｃｏｓωｔ
＝Ｋｅｃｏｓωｔ ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（１３）
とすればよい。ここで、Ｋｅ＝（Ｖｍ／Ｅｄ）｛ω／（ω^２＋α^２）｝である。

次に、図１５を用いて原理式（１３）を利用して実際に電流位相補正分通流率Δｄを用いて入力電流ｉｓの歪みを除去する方法を説明する。
図１５（ａ）は、電源電圧ｖｓ＝√２Ｖｓ・ｓｉｎωｔと、これに位相をπ／２ずらしたｃｏｓωｔとの波形を示したものであり、図１５（ｂ）は整流回路２の出力電圧波形｜ｖｓ｜を示したものである。図１５（ｃ）は、Δｄ＝Ｋｅｃｏｓωｔの波形である。但し、電源電圧Ｖｓの極性にしたがって、本波形の極性を反転して記載している。つまり、電源電圧が正値のときは、電源電圧の位相をπ／２ずらした波形の信号（Ｋｅｃｏｓωｔ）であり、電源電圧が負値のときは、電源電圧の位相をπ／２ずらした波形を反転させた信号（−Ｋｅｃｏｓωｔ）である。

原理式（交流で考えた場合）では、Δｄ＝Ｋｅｃｏｓωｔの信号で補正を行えばよいが、実際の通流率作成は、図１５（ｂ）に示す電源電圧波形のように、整流後の直流で考えているので、電流位相補正分通流率Δｄも電源電圧の極性に応じて極性を反転して作成する必要がある。故に実際の電流位相補正分通流率Δｄは図１５（ｃ）に示す波形となる。
よって、式（１３）の（Δｄ＝Ｋｅｃｏｓωｔ）にしたがい、図１５（ｃ）に示す波形のように電流位相補正分通流率Δｄを作成、通流率ｄを補正すれば、リアクトルのインダクタンスが大きい場合でも入力電流歪みを防止できる。

ここで、図１５（ｃ）の波形に注目すると、電源半周期の前半部分は電流位相補正分通流率Δｄを増加（上げる）後半半周期は減少（下げる）させればよいことが分かる。ここで、図１５（ｄ）に直流電圧脈動成分Δｅｄの波形を示すと、電流位相補正分通流率Δｄと直流電圧脈動成分はほぼ同期した波形となっており、電流位相補正分通流率Δｄに直流電圧脈動成分Δｅｄに応じた信号を利用しても入力電流歪みを抑制する効果が期待できる。以上のように、直流電圧脈動成分を利用した方式が前記各実施形態である。

（変形例）
本発明は前記各実施形態に限定されるものではなく、例えば以下のような変形が可能である。
（１）前記各実施形態では、負荷状態情報をモータ回転速度としたが、入力電力、入力電流、直流電圧、直流電圧脈動幅、直流電流、直流電力、回転トルク、インバータ回路入力、インバータ回路出力、インバータ通流率、及びインバータ回路の波高値比率の少なくとも一つを、負荷状態情報とすることができる。

本発明の第１実施形態の電源回路の構成図である。 本発明の第１実施形態の演算手段のブロック構成図である。 特許文献２の技術を用いた動作波形図である。 本発明の第１実施形態の電源回路の動作波形図である。 本発明の第１実施形態の電源回路の制御回路の一例を示す外観図である。 本発明の第２実施形態の電源回路の構成図である。 モータ回転速度と昇圧比、直流電圧との関係を示す図である。 本発明の第２実施形態の電源回路の一例を示す外観図である。 本発明の第３実施形態の演算手段のブロック構成図である。 本発明の第３実施形態の動作波形図である。 本発明の第４実施形態の演算手段の一のブロック構成図である。 本発明の第４実施形態の演算手段の他のブロック構成図である。 本発明の第４実施形態の演算手段の他のブロック構成図である。 本発明の第５実施形態の動作説明図である。 本発明の第６実施形態の動作原理を示す図である。

符号の説明

１ 交流電源
２ 整流回路
３ 昇圧チョッパ回路
４ 平滑コンデンサ
５ 制御回路
５ａ、ｄ、ｄ１、ｄ２、ｄ３、ｄ４通流率信号
５ｂ 直流電流値
５ｃ 直流電圧値
６ 負荷
７ 制御回路
７ａ ＰＷＭ信号
７ｂ 直流電流検出値
８ インバータ回路
９ モータ
３１ スイッチング素子
３２ リアクトル
２１、３３ ダイオード
５０、７０ 演算手段
５１、７１ ドライブ回路
５２ 増幅回路
５３ シャント抵抗
５４ 直流電圧検出回路
５０Ａ 昇圧比一定制御部、
５０Ｂ、５０Ｃ、５０Ｄ、５０Ｅ 直流電圧脈動補正部
７１ａ ドライブ信号
７３ シャント抵抗
８０ 回転速度推定手段
１００ 電源回路
５００、５０１、５０２ フィルタ手段
５０３、５０８ 通流率変更手段
５０４、５０６、５０７ 判定手段
５０５ 選択回路

Claims (6)

1. 交流電圧を直流に変換する整流回路と、通流率信号に基づいて前記整流回路の出力電圧を昇圧する昇圧チョッパ回路と、この昇圧チョッパ回路の出力電圧を平滑する平滑回路と、前記平滑回路の出力電圧を用いてモータを駆動するインバータ回路と、前記通流率信号を作成する制御手段とを備えた電源回路において、
   前記制御手段は、前記整流回路に流入する入力電流を検出する入力電流情報生成手段と、前記平滑回路に接続された負荷の状態を示す負荷状態情報を生成する負荷状態情報生成手段と、前記平滑回路の直流電圧から前記直流電圧の平均値を差し引いた前記直流電圧の脈動成分を生成する直流電圧脈動情報生成手段とを備え、
   前記制御手段は、前記負荷状態情報に合わせて係数を設定し、前記係数と前記入力電流との積に基づいて前記通流率信号を生成するとともに、
   前記直流電圧の前記脈動成分が正のときは前記通流率信号を減少させ、前記直流電圧の前記脈動成分が負のときは前記通流率信号を増加させることを特徴とする電源回路。
2. 前記負荷状態情報は、入力電力、入力電流、直流電流及び、直流電力の何れか少なくとも一つであることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
3. 前記負荷状態情報は、モータ回転速度であり、
   前記係数は、前記モータ回転速度と昇圧比との積に基づいて設定されることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
4. 前記直流電圧の脈動成分は、直流電圧の脈動成分と脈動補正比例ゲインとの積からなる請求項１乃至請求項３の何れか一項に記載の電源装置。
5. 前記脈動補正比例ゲインは、前記負荷状態情報に応じて変更されることを特徴とする請求項４に記載の電源装置。
6. 交流電圧を直流に変換する整流回路と、通流率信号に基づいて前記整流回路の出力電圧を昇圧する昇圧チョッパ回路と、この昇圧チョッパ回路の出力電圧を平滑する平滑回路と、前記平滑回路の出力電圧を用いてモータを駆動するインバータ回路とを備え、前記平滑回路に接続された負荷に直流電力を供給する電源回路において、
   前記整流回路に流入する入力電流と前記平滑回路の直流電圧から前記直流電圧の平均値を差し引いた前記直流電圧の脈動成分とに基づいて前記通流率信号を出力し、前記入力電流の波形を前記交流電圧に同期した正弦波状に制御する制御手段を有し、
   前記制御手段は、前記直流電圧の脈動成分が正のときは前記通流率信号を減少させ、前記直流電圧の前記脈動成分が負のときは前記通流率信号を増加させることを特徴とする電源回路。

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