JP2004248383A - 並列型ａｃ−ｄｃ変換器 - Google Patents
並列型ａｃ−ｄｃ変換器 Download PDFInfo
- Publication number
- JP2004248383A JP2004248383A JP2003034441A JP2003034441A JP2004248383A JP 2004248383 A JP2004248383 A JP 2004248383A JP 2003034441 A JP2003034441 A JP 2003034441A JP 2003034441 A JP2003034441 A JP 2003034441A JP 2004248383 A JP2004248383 A JP 2004248383A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- current
- pwm converter
- converter
- switching element
- diode rectifier
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Images
Landscapes
- Rectifiers (AREA)
Abstract
【課題】ダイオード整流器とＰＷＭコンバータ並列接続されたアクティブフィルタ（ＡＦ）機能を有するＰＷＭコンバータの容量を小さくすると共に従来必要であった交流電源とＡＦの間のトランスを不要とする。
【解決手段】ダイオード整流器２１とＡＦ機能を有するＰＷＭコンバータ４とを並列に接続したＡＣ−ＤＣ変換器において、電源１と整流器２１間に直流インダクタンスＬｄを接続すると共に整流器２１の出力側にこのＬｄと昇圧チョッパを形成するスイッチング素子２２を接続し、直流側に平滑コンデンサＣと還流阻止ダイオードＤ１，Ｄ２を接続する。スイッチング素子２２を制御してＬｄに方形波電流を流し、整流器２１による高調波を減少させてＡＦ４の容量を減少させると共に、方形波電流の大きさを制御して直流電圧Ｖｄｃを高め、電源１とＡＦ３間にトランスを設けることなくＡＦ３から補償電流が流れるようにした。
【選択図】 図１
【解決手段】ダイオード整流器２１とＡＦ機能を有するＰＷＭコンバータ４とを並列に接続したＡＣ−ＤＣ変換器において、電源１と整流器２１間に直流インダクタンスＬｄを接続すると共に整流器２１の出力側にこのＬｄと昇圧チョッパを形成するスイッチング素子２２を接続し、直流側に平滑コンデンサＣと還流阻止ダイオードＤ１，Ｄ２を接続する。スイッチング素子２２を制御してＬｄに方形波電流を流し、整流器２１による高調波を減少させてＡＦ４の容量を減少させると共に、方形波電流の大きさを制御して直流電圧Ｖｄｃを高め、電源１とＡＦ３間にトランスを設けることなくＡＦ３から補償電流が流れるようにした。
【選択図】 図１
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本願発明は、系統等交流電源から直流電源を得るための並列型ＡＣ−ＤＣ変換器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＡＣ−ＤＣ変換を行う最も一般的な方法としてダイオードを用いた整流器が使用されている。ダイオード整流器は、直流側に直流電圧の変動を抑制するために大容量の平滑コンデンサを伴うことが多い。このような構成でＡＣ−ＤＣ変換を行う場合、交流側の電流はパルス状になり、大きな高調波電流が交流電源に流れることになる。この高調波電流を抑制するための最も簡易な対策は、インダクタンスを整流回路に挿入することであるが、大幅な高調波の低減は期待できない。
【０００３】
このため、ＡＣ−ＤＣ変換器にスイッチング素子を用い、高周波で強制的に交流電源電流を正弦波にする、例えば、ＰＷＭコンバータのような方法が提案されている。しかしながら、スイッチング素子はダイオードに比較し高価であり、また、スイッチングによる電流リップルを除去するためにフィルタが必要になる、などの問題がある。
【０００４】
これに対し、図７に示すように、ダイオード整流器ＤＢと並列にＰＷＭコンバータＣＯＮＶを接続し、有効電力はダイオード整流器ＤＢを通し、ＰＷＭコンバータＣＯＮＶをダイオード整流器ＤＢに流れる高調波を補償するアクティブフィルタ（ＡＦ）として動作させて高調波のみＰＷＭコンバータＣＯＮＶを通すことで、変換器全体の大きさ、価格を低減することを目的とした並列型ＡＣ−ＤＣ変換方式が提案されている（例えば、非特許文献１参照）。なお、図中、１は交流電源（系統電源）、Ｃは平滑用コンデンサ、Ｌは高調波低減用インダクタンス、ＦはＰＷＭコンバータのスイッチングによる電流リップル除去用フィルタ、ＴＲは降圧用トランスを示す。
【０００５】
【非特許文献１】
平成１４年電気学会全国大会講演論文集４−１５９「大容量電気二重層キャパシタを用いる高調波抑制型インバータ装置」２００２／３／２６〜２９東京
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来図７の並列型ＡＣ−ＤＣ変換方式では、ダイオード整流器にパルス状の電流が流れることに変わりはなく、その高調波を補償するためにＰＷＭコンバータも同等の補償電流を流すことが必要となる。また、ダイオード整流器を流れる電流が基本波よりも大きい領域では、ＰＷＭコンバータがその電流を補償しようとするが、その電流がダイオード整流器の電流を増加させることになり、更にその増加分を補償しようとするという正帰還の状態となり、ダイオード整流器、ＰＷＭコンバータとも電流が増加する。
【０００７】
更に、並列に接続したＰＷＭコンバータで補償電流を流すためには、交流電源とアクティブフィルタの間にトランスを入れ、ＰＷＭコンバータから交流電源に補償電流が流れるようにする必要がある。
【０００８】
本発明は、このような課題を解決すべくなされたものであり、ＰＷＭコンバータ容量を小さくできると共にＰＷＭコンバータと交流電源の間にトランスが不要になり、且つ電源電流の力率が１となる並列型交流−直流変換器を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本願の第１の発明に係るＡＣ−ＤＣ変換器は、ダイオード整流器の入力側に電流制御のためのインダクタンスが接続され出力側に該インダクタンスに流す方形波電流を制御するスイッチング素子が接続されている整流回路と、前記ダイオード整流回路と並列に接続された高調波抑制機能及び無効電力補償機能を有するＰＷＭコンバータと、前記ダイオード整流回路の出力側及びＰＷＭコンバータの直流側に接続された平滑コンデンサと、前記ダイオード整流回路出力側とＰＷＭコンバータ出力側との間に接続された還流阻止ダイオードとから構成され、前記スイッチング素子により前記インダクタンスに方形波電流を流し、かつ直流電圧が前記ＰＷＭコンバータから交流電源に補償電流を流がすことが可能な電圧となるように前記方形波電流の大きさを制御することを特徴とする。
また、本願の第２の発明に係るＡＣ−ＤＣ変換器は、ダイオード整流器の出力側に電流制御のための直流リアクトルとこの直流リアクトルに流す直流電流を制御するスィッチング素子とが接続されたている整流回路と、前記整流回路と並列に接続された高調波抑制機能及び無効電力補償機能を有するＰＷＭコンバータと、前記ダイオード整流回路の出力側及びＰＷＭコンバータの直流側に接続された平滑コンデンサと、前記電流制御スイッチング素子とＰＷＭコンバータとの間に接続された還流阻止ダイオードとから構成され、前記スイツチング素子により前記直流リアクトルに直流電流を流し、かつ直流電圧が前記ＰＷＭコンバータから交流電源側に補償電流を流がすことができる電圧となるように前記方形波電流の大きさを制御することを特徴とする。
【００１０】
【発明の実施の形態】
＜実施の形態１＞
本発明の実施の形態１に係る並列型ＡＣ−ＤＣ変換器の主回路図を図１に示す。この並列型ＡＣ−ＤＣ変換器は、整流一石型回路２Ａとこれに並列に接続されたアクティブフィルタ機能を有するＰＷＭコンバータ４（以下、アクティブフィルタ４）及び整流一石型回路２Ａとアクティブフィルタ４の直流側に接続された平滑コンデンサＣとにより構成されている。
【００１１】
整流一石型回路２Ａは、三相ダイオード整流器２１と、ダイオード整流器２１と交流電源１の間に接続された電流制御のためのインダクタンスＬｄと、ダイオード整流器２１の出力端子間に接続され、インダクタンスＬｄと共に昇圧チョッパを形成し、インダクタンスＬｄに方形波電流を流すスイッチング素子２２と、ダイオード整流器２１の正極と平滑コンデンサＣの正極間及びダイオード整流器２１の負極とＰＷＭコンバータ３の負正極間に接続された還流阻止ダイオードＤ１１及びＤ１２で構成されている。
【００１２】
スィッチング素子２２を制御するチョッパ制御回路例を図２に示す。このチョッパ制御回路３Ａは、加算器３１で直流電圧設定値Ｖｄｃ＿ｒｅｆと直流電圧検出値Ｖｄｃとの偏差をとり、この偏差をＰＩ（比例積分）制御器３２でＰＩ演算し、加算器３１でダイオード整流器２１の出力電流ＩｒｅｃｔとＰＩ制御器３２からの電流指令との偏差をとり、ＰＩ制御器３４でＰＩ演算し、コンパレータ３６でＰＩ制御器３４の出力と鋸歯状波発生器３５からの鋸歯状波とを比較しスイッチング素子２２を制御するゲート信号を出力するように構成されている。
【００１３】
この制御回路３Ａによれば、ＰＩ制御器３２により直流電圧Ｖｄｃが直流電圧設定値Ｖｄｃ＿ｒｅｆになるようにＰＩ制御され、インダクタンスＬｄに流れる電流Ｉｄの大きさが調整される。また、ＰＩ制御器３４によりダイオード整流器の直流側の電流ＩｒｅｃｔがＰＩ制御器３２から出力される電流指令との偏差がなくなるようにインダクタンスＬｄに流れる電流Ｉｄが方形状に制御され、ダイオード整流器の入力電流Ｉｄのピーク値が抑制される。上記直流電圧設定値Ｖｄｃ＿ｒｅｆは、ダイオード整流器のみで整流した場合の直流電圧より高く設定する。これによりインダクタンスＬｄとスイッチング素子２３は昇圧チョッパとして機能し、直流電圧Ｖｄｃは高くなる。
【００１４】
アクティブフィルタ４は、ダイオードが逆並列に接続されているスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６をブリッジ接続し、その直流側は平滑コンデンサＣに接続され、交流側は高周波抑制用のインダクタンスＬａを介して交流電源１に接続される構成となっている。
【００１５】
図３にアクティブフィルタ（ＡＦ）４を制御するＡＦ制御回路例を示す。このＡＦ制御回路５の構成を動作と共に説明する。３相／２相変換回路５１は電圧検出器ＰＴで検出した３相電源電圧を２相の電圧Ｅα，Ｅβに変換し、３相／２相変換回路５２は電流検出器ＣＴ１で検出したダイオード整流器２１に流入する３相電流Ｉｄを２相の電流Ｉα，Ｉβに変換し、瞬時電力演算部５３はこの２相の電圧、電流から瞬時実電力Ｐ及び瞬時虚電力Ｑを演算する。
【００１６】
ローパスフィルタ５４は瞬時実電力Ｐの基本波成分を検出する。ローパスフィルタ５４と加算器５５によりハイパス処理を行い瞬時実電力Ｐの高調波成分Ｐｈを検出すると共に、加算器５６で上記瞬時虚電力Ｑに基本波成分の無効電力指令Ｑｄｃを補償対象として加算し高調波瞬時虚電力Ｑｈを検出する。
【００１７】
電流指令演算部５７は上記２相の電圧Ｅα，Ｅβと高調波瞬時実虚電力成分Ｐｈ，Ｑｈから２相の電流指令Ｉα＊，Ｉβ＊を演算し、２相／３相変換回路５８はこの電流指令Ｉα＊，Ｉβ＊を補償電流指令Ｉａ＊に変換し、加算器５９はこの補償電流指令Ｉａ＊と電流検出器ＣＴ２で検出した補償電流Ｉａとの偏差を検出する。この電流偏差はＰＷＭ回路５０で演算増幅及びＰＷＭ変調され、ドライブ回路６１を介してアクティブフィルタ４をＰＷＭ制御する。
【００１８】
アクティブフィルタ４は上記のように制御され、系統電流Ｉｓが力率１となるように電流Ｉｄに含まれる高調波成分及び無効電流成分を抑制する補償電流Ｉａを流し、系統電流Ｉｓを力率１の正弦波にする。
【００１９】
整流一石型回路２Ａの還流阻止ダイオードＤ１１、Ｄ１２は、電流がＰＷＭコンバータ３からダイオード整流器２１側に還流するのを阻止する。また、ＰＷＭコンバータ３は回生機能を有し回生動作も可能となっている。
【００２０】
上記スイッチング素子２２を入れない場合、ダイオード整流器２１の入力電流Ｉｄはパルス状の高調波電流となり、高いピーク値を有する。その高調波を補償するためにアクティブフィルタ４にも同等の電流を流すことになり、装置全体の容量はそれほど小さくならない。
【００２１】
これに対し、上記のようにスイッチング素子２２を入れてダイオード整流器２１の入力電流Ｉｄのピーク値を抑えることは、補償電流Ｉａのピーク値を小さくすることにもつながり、装置全体の大きさ・価格を低減することが可能になる。また、インダクタンスＬｄとスイッチング素子２２で形成される昇圧チョッパにより直流電圧Ｖｄｃを昇圧しているので、系統とアクティブフィルタ４との間にトランスを介することなく、補償電流Ｉａを流すことができる。
【００２２】
上記並列型ＡＣ−ＤＣ変換器の動作をシミュレーションにより確認した。図４にシミュレーション結果を示す。系統電流Ｉｓは力率１の正弦波に制御されていることが分かる。また、整流１石型回路のチョッパを制御することで入力電流１ｄは方形波状になり、ダイオード整流器のみの場合と比較して入力電流ピーク値が押さえられることにより、高調波を補償するアクティブフィルタ電流Ｉａのピーク値も抑制できることが確認できた。
【００２３】
＜実施の形態２＞
本発明の実施の形態２に係る並列型ＡＣ−ＤＣ変換器の主回路図を図５に示す。この並列型ＡＣ−ＤＣ変換器は、整流一石型回路２Ｂとこれに並列に接続されたアクティブフィルタ機能を有するＰＷＭコンバータ４（以下、アクティブフィルタ４）及び整流一石型回路２Ｂとアクティブフィルタ４の直流側に接続された平滑コンデンサＣとにより構成されている。
【００２４】
整流一石型回路２Ｂは、三相ダイオード整流器２１と、このダイオード整流器の出力側に直列に接続された電流制御のための直流リアクトルＬｄｃと、この直流リアクトルＬｄｃの出力側とダイオード整流器２１の負極側間に接続され直流リアクトルＬｄｃに流す電流を制御するスィッチング素子２２と、直流リアクトルＬｄｃの出力側とＰＷＭコンバータ３の正極側間及びダイオード整流器２１の負極側とＰＷＭコンバータ３の負極側間に接続された還流阻止ダイオードＤ１１及びＤ１２で構成されている。
【００２５】
図６にスィッチング素子２２を制御するチョッパ制御回路例を示す。このチョッパ制御回路３Ｂは、加算器３１で直流電圧設定値Ｖｄｃ＿ｒｅｆと直流電圧検出値Ｖｄｃとの偏差をとり、この偏差をＰＩ制御器３２でＰＩ演算し、加算器３３で直流リアクトルＬｄｃに流れる電流ＩｄｃとＰＩ制御器３２からの電流指令との偏差をとり、この偏差をＰＩ制御器３４でＰＩ演算し、コンパレータ３６でＰＩ制御器３４の出力と鋸歯状波発生器３５からの鋸歯状波とを比較してスイッチング素子２２を制御するゲート信号を出力するように構成されている。
【００２６】
このチョッパ制御回路３Ｂによれば、ＰＩ制御器３２により直流電圧Ｖｄｃが直流電圧設定値Ｖｄｃ＿ｒｅｆになるようにダイオード整流器２１に流れる電流Ｉｄの大きさが調整される。また、ＰＩ制御器３４により直流リアクトルＬｄｃの電流ＩｄｃがＰＩ制御器３２から出力される電流指令との偏差がなくなるように一定に制御される。直流リアクトルＬｄｃの電流Ｉｄｃが一定に制御されるので、ダイオード整流器２１の入力電流Ｉｄは方形波状になり、入力電流Ｉｄのピーク値が抑制される。上記直流電圧設定値Ｖｄｃ＿ｒｅｆは、ダイオード整流器のみで整流した場合（図７）の直流電圧より高く設定する。これにより直流リアクトルＬｄｃとスイッチング素子２３は昇圧チョッパとして機能し、直流電圧Ｖｄｃは高くなる。
【００２７】
アクティブフィルタ４及びその制御回路は、上記図１、図２のものと同様に構成されているのでその重復する説明は省略する。アクティブフィルタ４は、上記実施の形態１と同様に、系統電流Ｉｓが力率１となるように電流Ｉｄに含まれる高調波成分及び無効電流成分を抑制する補償電流Ｉａを流し、系統電流Ｉｓを力率１の正弦波にする。
【００２８】
なお、整流一石型回路２Ｂの還流阻止ダイオードＤ１１、Ｄ１２は、電流がＰＷＭコンバータ３からダイオード整流器２１側に還流することを阻止する。また、ＰＷＭコンバータは回生機能を有し、変換器の負荷側が回生モードとなった場合、回生動作も可能となっている。
【００２９】
【発明の効果】
本発明は、上記の通りに構成されているので、以下に記載する効果を奏する。
【００３０】
（１）従来変換器に比べ、ダイオード整流器を流れる電流は方形波となり、高調波が低く抑えられるので、アクティブフィルタ容量を小さくできる。
（２）昇圧チョッパにより直流電圧を高く設定できるので、従来変換器で必要であつたアクティブフィルタと交流電源間のトランスが不要になる。
（３）交流電源電流が力率１の正弦波になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施の形態１に係る並列型ＡＣ−ＤＣ変換器の主回路図。
【図２】昇圧チョッパのスイッチング素子制御回路図。
【図３】アクティブフィルタ制御回路例を示すブロック図。
【図４】シミュレーション結果を示す波形図。
【図５】実施の形態２に係る並列型ＡＣ−ＤＣ変換器の主回路図。
【図６】昇圧チョッパのスイッチング素子制御回路図。
【図７】従来例に係る並列型ＡＣ−ＤＣ変換器の主回路図。
【符号の説明】
１…系統電源、交流電源
２Ａ、２Ｂ…整流一石型回路、
２１…ダイオード整流器
２２…チョップ用スイッチング素子
３Ａ、３Ｂ…スイッチング素子制御回路
３２，３４…ＰＩ制御器
３６…鋸歯状波発生器
３７…比較器
４…アクティブフィルタ、
【発明の属する技術分野】
本願発明は、系統等交流電源から直流電源を得るための並列型ＡＣ−ＤＣ変換器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＡＣ−ＤＣ変換を行う最も一般的な方法としてダイオードを用いた整流器が使用されている。ダイオード整流器は、直流側に直流電圧の変動を抑制するために大容量の平滑コンデンサを伴うことが多い。このような構成でＡＣ−ＤＣ変換を行う場合、交流側の電流はパルス状になり、大きな高調波電流が交流電源に流れることになる。この高調波電流を抑制するための最も簡易な対策は、インダクタンスを整流回路に挿入することであるが、大幅な高調波の低減は期待できない。
【０００３】
このため、ＡＣ−ＤＣ変換器にスイッチング素子を用い、高周波で強制的に交流電源電流を正弦波にする、例えば、ＰＷＭコンバータのような方法が提案されている。しかしながら、スイッチング素子はダイオードに比較し高価であり、また、スイッチングによる電流リップルを除去するためにフィルタが必要になる、などの問題がある。
【０００４】
これに対し、図７に示すように、ダイオード整流器ＤＢと並列にＰＷＭコンバータＣＯＮＶを接続し、有効電力はダイオード整流器ＤＢを通し、ＰＷＭコンバータＣＯＮＶをダイオード整流器ＤＢに流れる高調波を補償するアクティブフィルタ（ＡＦ）として動作させて高調波のみＰＷＭコンバータＣＯＮＶを通すことで、変換器全体の大きさ、価格を低減することを目的とした並列型ＡＣ−ＤＣ変換方式が提案されている（例えば、非特許文献１参照）。なお、図中、１は交流電源（系統電源）、Ｃは平滑用コンデンサ、Ｌは高調波低減用インダクタンス、ＦはＰＷＭコンバータのスイッチングによる電流リップル除去用フィルタ、ＴＲは降圧用トランスを示す。
【０００５】
【非特許文献１】
平成１４年電気学会全国大会講演論文集４−１５９「大容量電気二重層キャパシタを用いる高調波抑制型インバータ装置」２００２／３／２６〜２９東京
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来図７の並列型ＡＣ−ＤＣ変換方式では、ダイオード整流器にパルス状の電流が流れることに変わりはなく、その高調波を補償するためにＰＷＭコンバータも同等の補償電流を流すことが必要となる。また、ダイオード整流器を流れる電流が基本波よりも大きい領域では、ＰＷＭコンバータがその電流を補償しようとするが、その電流がダイオード整流器の電流を増加させることになり、更にその増加分を補償しようとするという正帰還の状態となり、ダイオード整流器、ＰＷＭコンバータとも電流が増加する。
【０００７】
更に、並列に接続したＰＷＭコンバータで補償電流を流すためには、交流電源とアクティブフィルタの間にトランスを入れ、ＰＷＭコンバータから交流電源に補償電流が流れるようにする必要がある。
【０００８】
本発明は、このような課題を解決すべくなされたものであり、ＰＷＭコンバータ容量を小さくできると共にＰＷＭコンバータと交流電源の間にトランスが不要になり、且つ電源電流の力率が１となる並列型交流−直流変換器を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本願の第１の発明に係るＡＣ−ＤＣ変換器は、ダイオード整流器の入力側に電流制御のためのインダクタンスが接続され出力側に該インダクタンスに流す方形波電流を制御するスイッチング素子が接続されている整流回路と、前記ダイオード整流回路と並列に接続された高調波抑制機能及び無効電力補償機能を有するＰＷＭコンバータと、前記ダイオード整流回路の出力側及びＰＷＭコンバータの直流側に接続された平滑コンデンサと、前記ダイオード整流回路出力側とＰＷＭコンバータ出力側との間に接続された還流阻止ダイオードとから構成され、前記スイッチング素子により前記インダクタンスに方形波電流を流し、かつ直流電圧が前記ＰＷＭコンバータから交流電源に補償電流を流がすことが可能な電圧となるように前記方形波電流の大きさを制御することを特徴とする。
また、本願の第２の発明に係るＡＣ−ＤＣ変換器は、ダイオード整流器の出力側に電流制御のための直流リアクトルとこの直流リアクトルに流す直流電流を制御するスィッチング素子とが接続されたている整流回路と、前記整流回路と並列に接続された高調波抑制機能及び無効電力補償機能を有するＰＷＭコンバータと、前記ダイオード整流回路の出力側及びＰＷＭコンバータの直流側に接続された平滑コンデンサと、前記電流制御スイッチング素子とＰＷＭコンバータとの間に接続された還流阻止ダイオードとから構成され、前記スイツチング素子により前記直流リアクトルに直流電流を流し、かつ直流電圧が前記ＰＷＭコンバータから交流電源側に補償電流を流がすことができる電圧となるように前記方形波電流の大きさを制御することを特徴とする。
【００１０】
【発明の実施の形態】
＜実施の形態１＞
本発明の実施の形態１に係る並列型ＡＣ−ＤＣ変換器の主回路図を図１に示す。この並列型ＡＣ−ＤＣ変換器は、整流一石型回路２Ａとこれに並列に接続されたアクティブフィルタ機能を有するＰＷＭコンバータ４（以下、アクティブフィルタ４）及び整流一石型回路２Ａとアクティブフィルタ４の直流側に接続された平滑コンデンサＣとにより構成されている。
【００１１】
整流一石型回路２Ａは、三相ダイオード整流器２１と、ダイオード整流器２１と交流電源１の間に接続された電流制御のためのインダクタンスＬｄと、ダイオード整流器２１の出力端子間に接続され、インダクタンスＬｄと共に昇圧チョッパを形成し、インダクタンスＬｄに方形波電流を流すスイッチング素子２２と、ダイオード整流器２１の正極と平滑コンデンサＣの正極間及びダイオード整流器２１の負極とＰＷＭコンバータ３の負正極間に接続された還流阻止ダイオードＤ１１及びＤ１２で構成されている。
【００１２】
スィッチング素子２２を制御するチョッパ制御回路例を図２に示す。このチョッパ制御回路３Ａは、加算器３１で直流電圧設定値Ｖｄｃ＿ｒｅｆと直流電圧検出値Ｖｄｃとの偏差をとり、この偏差をＰＩ（比例積分）制御器３２でＰＩ演算し、加算器３１でダイオード整流器２１の出力電流ＩｒｅｃｔとＰＩ制御器３２からの電流指令との偏差をとり、ＰＩ制御器３４でＰＩ演算し、コンパレータ３６でＰＩ制御器３４の出力と鋸歯状波発生器３５からの鋸歯状波とを比較しスイッチング素子２２を制御するゲート信号を出力するように構成されている。
【００１３】
この制御回路３Ａによれば、ＰＩ制御器３２により直流電圧Ｖｄｃが直流電圧設定値Ｖｄｃ＿ｒｅｆになるようにＰＩ制御され、インダクタンスＬｄに流れる電流Ｉｄの大きさが調整される。また、ＰＩ制御器３４によりダイオード整流器の直流側の電流ＩｒｅｃｔがＰＩ制御器３２から出力される電流指令との偏差がなくなるようにインダクタンスＬｄに流れる電流Ｉｄが方形状に制御され、ダイオード整流器の入力電流Ｉｄのピーク値が抑制される。上記直流電圧設定値Ｖｄｃ＿ｒｅｆは、ダイオード整流器のみで整流した場合の直流電圧より高く設定する。これによりインダクタンスＬｄとスイッチング素子２３は昇圧チョッパとして機能し、直流電圧Ｖｄｃは高くなる。
【００１４】
アクティブフィルタ４は、ダイオードが逆並列に接続されているスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６をブリッジ接続し、その直流側は平滑コンデンサＣに接続され、交流側は高周波抑制用のインダクタンスＬａを介して交流電源１に接続される構成となっている。
【００１５】
図３にアクティブフィルタ（ＡＦ）４を制御するＡＦ制御回路例を示す。このＡＦ制御回路５の構成を動作と共に説明する。３相／２相変換回路５１は電圧検出器ＰＴで検出した３相電源電圧を２相の電圧Ｅα，Ｅβに変換し、３相／２相変換回路５２は電流検出器ＣＴ１で検出したダイオード整流器２１に流入する３相電流Ｉｄを２相の電流Ｉα，Ｉβに変換し、瞬時電力演算部５３はこの２相の電圧、電流から瞬時実電力Ｐ及び瞬時虚電力Ｑを演算する。
【００１６】
ローパスフィルタ５４は瞬時実電力Ｐの基本波成分を検出する。ローパスフィルタ５４と加算器５５によりハイパス処理を行い瞬時実電力Ｐの高調波成分Ｐｈを検出すると共に、加算器５６で上記瞬時虚電力Ｑに基本波成分の無効電力指令Ｑｄｃを補償対象として加算し高調波瞬時虚電力Ｑｈを検出する。
【００１７】
電流指令演算部５７は上記２相の電圧Ｅα，Ｅβと高調波瞬時実虚電力成分Ｐｈ，Ｑｈから２相の電流指令Ｉα＊，Ｉβ＊を演算し、２相／３相変換回路５８はこの電流指令Ｉα＊，Ｉβ＊を補償電流指令Ｉａ＊に変換し、加算器５９はこの補償電流指令Ｉａ＊と電流検出器ＣＴ２で検出した補償電流Ｉａとの偏差を検出する。この電流偏差はＰＷＭ回路５０で演算増幅及びＰＷＭ変調され、ドライブ回路６１を介してアクティブフィルタ４をＰＷＭ制御する。
【００１８】
アクティブフィルタ４は上記のように制御され、系統電流Ｉｓが力率１となるように電流Ｉｄに含まれる高調波成分及び無効電流成分を抑制する補償電流Ｉａを流し、系統電流Ｉｓを力率１の正弦波にする。
【００１９】
整流一石型回路２Ａの還流阻止ダイオードＤ１１、Ｄ１２は、電流がＰＷＭコンバータ３からダイオード整流器２１側に還流するのを阻止する。また、ＰＷＭコンバータ３は回生機能を有し回生動作も可能となっている。
【００２０】
上記スイッチング素子２２を入れない場合、ダイオード整流器２１の入力電流Ｉｄはパルス状の高調波電流となり、高いピーク値を有する。その高調波を補償するためにアクティブフィルタ４にも同等の電流を流すことになり、装置全体の容量はそれほど小さくならない。
【００２１】
これに対し、上記のようにスイッチング素子２２を入れてダイオード整流器２１の入力電流Ｉｄのピーク値を抑えることは、補償電流Ｉａのピーク値を小さくすることにもつながり、装置全体の大きさ・価格を低減することが可能になる。また、インダクタンスＬｄとスイッチング素子２２で形成される昇圧チョッパにより直流電圧Ｖｄｃを昇圧しているので、系統とアクティブフィルタ４との間にトランスを介することなく、補償電流Ｉａを流すことができる。
【００２２】
上記並列型ＡＣ−ＤＣ変換器の動作をシミュレーションにより確認した。図４にシミュレーション結果を示す。系統電流Ｉｓは力率１の正弦波に制御されていることが分かる。また、整流１石型回路のチョッパを制御することで入力電流１ｄは方形波状になり、ダイオード整流器のみの場合と比較して入力電流ピーク値が押さえられることにより、高調波を補償するアクティブフィルタ電流Ｉａのピーク値も抑制できることが確認できた。
【００２３】
＜実施の形態２＞
本発明の実施の形態２に係る並列型ＡＣ−ＤＣ変換器の主回路図を図５に示す。この並列型ＡＣ−ＤＣ変換器は、整流一石型回路２Ｂとこれに並列に接続されたアクティブフィルタ機能を有するＰＷＭコンバータ４（以下、アクティブフィルタ４）及び整流一石型回路２Ｂとアクティブフィルタ４の直流側に接続された平滑コンデンサＣとにより構成されている。
【００２４】
整流一石型回路２Ｂは、三相ダイオード整流器２１と、このダイオード整流器の出力側に直列に接続された電流制御のための直流リアクトルＬｄｃと、この直流リアクトルＬｄｃの出力側とダイオード整流器２１の負極側間に接続され直流リアクトルＬｄｃに流す電流を制御するスィッチング素子２２と、直流リアクトルＬｄｃの出力側とＰＷＭコンバータ３の正極側間及びダイオード整流器２１の負極側とＰＷＭコンバータ３の負極側間に接続された還流阻止ダイオードＤ１１及びＤ１２で構成されている。
【００２５】
図６にスィッチング素子２２を制御するチョッパ制御回路例を示す。このチョッパ制御回路３Ｂは、加算器３１で直流電圧設定値Ｖｄｃ＿ｒｅｆと直流電圧検出値Ｖｄｃとの偏差をとり、この偏差をＰＩ制御器３２でＰＩ演算し、加算器３３で直流リアクトルＬｄｃに流れる電流ＩｄｃとＰＩ制御器３２からの電流指令との偏差をとり、この偏差をＰＩ制御器３４でＰＩ演算し、コンパレータ３６でＰＩ制御器３４の出力と鋸歯状波発生器３５からの鋸歯状波とを比較してスイッチング素子２２を制御するゲート信号を出力するように構成されている。
【００２６】
このチョッパ制御回路３Ｂによれば、ＰＩ制御器３２により直流電圧Ｖｄｃが直流電圧設定値Ｖｄｃ＿ｒｅｆになるようにダイオード整流器２１に流れる電流Ｉｄの大きさが調整される。また、ＰＩ制御器３４により直流リアクトルＬｄｃの電流ＩｄｃがＰＩ制御器３２から出力される電流指令との偏差がなくなるように一定に制御される。直流リアクトルＬｄｃの電流Ｉｄｃが一定に制御されるので、ダイオード整流器２１の入力電流Ｉｄは方形波状になり、入力電流Ｉｄのピーク値が抑制される。上記直流電圧設定値Ｖｄｃ＿ｒｅｆは、ダイオード整流器のみで整流した場合（図７）の直流電圧より高く設定する。これにより直流リアクトルＬｄｃとスイッチング素子２３は昇圧チョッパとして機能し、直流電圧Ｖｄｃは高くなる。
【００２７】
アクティブフィルタ４及びその制御回路は、上記図１、図２のものと同様に構成されているのでその重復する説明は省略する。アクティブフィルタ４は、上記実施の形態１と同様に、系統電流Ｉｓが力率１となるように電流Ｉｄに含まれる高調波成分及び無効電流成分を抑制する補償電流Ｉａを流し、系統電流Ｉｓを力率１の正弦波にする。
【００２８】
なお、整流一石型回路２Ｂの還流阻止ダイオードＤ１１、Ｄ１２は、電流がＰＷＭコンバータ３からダイオード整流器２１側に還流することを阻止する。また、ＰＷＭコンバータは回生機能を有し、変換器の負荷側が回生モードとなった場合、回生動作も可能となっている。
【００２９】
【発明の効果】
本発明は、上記の通りに構成されているので、以下に記載する効果を奏する。
【００３０】
（１）従来変換器に比べ、ダイオード整流器を流れる電流は方形波となり、高調波が低く抑えられるので、アクティブフィルタ容量を小さくできる。
（２）昇圧チョッパにより直流電圧を高く設定できるので、従来変換器で必要であつたアクティブフィルタと交流電源間のトランスが不要になる。
（３）交流電源電流が力率１の正弦波になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施の形態１に係る並列型ＡＣ−ＤＣ変換器の主回路図。
【図２】昇圧チョッパのスイッチング素子制御回路図。
【図３】アクティブフィルタ制御回路例を示すブロック図。
【図４】シミュレーション結果を示す波形図。
【図５】実施の形態２に係る並列型ＡＣ−ＤＣ変換器の主回路図。
【図６】昇圧チョッパのスイッチング素子制御回路図。
【図７】従来例に係る並列型ＡＣ−ＤＣ変換器の主回路図。
【符号の説明】
１…系統電源、交流電源
２Ａ、２Ｂ…整流一石型回路、
２１…ダイオード整流器
２２…チョップ用スイッチング素子
３Ａ、３Ｂ…スイッチング素子制御回路
３２，３４…ＰＩ制御器
３６…鋸歯状波発生器
３７…比較器
４…アクティブフィルタ、
Claims (3)
- ダイオード整流器の入力側に電流制御のためのインダクタンスが接続され出力側に該インダクタンスに流す方形波電流を制御するスイッチング素子が接続されている整流回路と、
前記ダイオード整流回路と並列に接続された高調波抑制機能及び無効電力補償機能を有するＰＷＭコンバータと、
前記ダイオード整流回路の出力側及びＰＷＭコンバータの直流側に接続された平滑コンデンサと、
前記ダイオード整流回路出力側とＰＷＭコンバータ出力側との間に接続された還流阻止ダイオードとから構成され、
前記スイッチング素子により前記インダクタンスに方形波電流を流し、かつ直流電圧が前記ＰＷＭコンバータから交流電源に補償電流を流がすことが可能な電圧となるように前記方形波電流の大きさを制御することを特徴とするＡＣ−ＤＣ変換器。 - ダイオード整流器の出力側に電流制御のための直流リアクトルとこの直流リアクトルに流す直流電流を制御するスィッチング素子とが接続されたている整流回路と、
前記整流回路と並列に接続された高調波抑制機能及び無効電力補償機能を有するＰＷＭコンバータと、
前記ダイオード整流回路の出力側及びＰＷＭコンバータの直流側に接続された平滑コンデンサと、
前記電流制御スイッチング素子とＰＷＭコンバータとの間に接続された還流阻止ダイオードとから構成され、
前記スイツチング素子により前記直流リアクトルに直流電流を流し、かつ直流電圧が前記ＰＷＭコンバータから交流電源側に補償電流を流がすことができる電圧となるように前記方形波電流の大きさを制御することを特徴とするＡＣ−ＤＣ変換器。 - 前記ＰＷＭコンバータは、回生機能を有することを特徴とすることを特徴とする請求項１又は２記載のＡＣ−ＤＣ変換器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2003034441A JP4411845B2 (ja) | 2003-02-13 | 2003-02-13 | 並列型ａｃ−ｄｃ変換器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2003034441A JP4411845B2 (ja) | 2003-02-13 | 2003-02-13 | 並列型ａｃ−ｄｃ変換器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2004248383A true JP2004248383A (ja) | 2004-09-02 |
| JP4411845B2 JP4411845B2 (ja) | 2010-02-10 |
Family
ID=33020109
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2003034441A Expired - Fee Related JP4411845B2 (ja) | 2003-02-13 | 2003-02-13 | 並列型ａｃ−ｄｃ変換器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4411845B2 (ja) |
Cited By (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2427512A (en) * | 2005-06-23 | 2006-12-27 | Alstom | Electrical power converters |
| JP2008252992A (ja) * | 2007-03-29 | 2008-10-16 | Mitsubishi Electric Corp | 三相整流装置及び冷凍サイクル装置 |
| CN101950966A (zh) * | 2010-08-17 | 2011-01-19 | 南京航空航天大学 | 基于倍频spwm控制的双降压全桥并联型有源电力滤波器 |
| CN102647098A (zh) * | 2012-04-05 | 2012-08-22 | 北京千驷驭电气有限公司 | 一种共用变压器的牵引供电装置及控制方法 |
| CN102684513A (zh) * | 2011-03-16 | 2012-09-19 | 力博特公司 | 不间断电源及其整流电路 |
| WO2013118813A1 (ja) * | 2012-02-10 | 2013-08-15 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | 半導体電力変換装置 |
| FR2986924A1 (fr) * | 2012-02-13 | 2013-08-16 | Schneider Toshiba Inverter | Module de regeneration d'energie electrique pour variateur de vitesse |
| CN103684034A (zh) * | 2012-09-18 | 2014-03-26 | 中国北车股份有限公司大连电力牵引研发中心 | 机车牵引供电系统、四象限变流器的控制方法及系统 |
| JP2018157714A (ja) * | 2017-03-21 | 2018-10-04 | Ｎｅｃプラットフォームズ株式会社 | 力率改善回路、力率改善システム、力率改善システムの制御方法及びプログラム |
| JP2019533419A (ja) * | 2016-10-19 | 2019-11-14 | イマログ インコーポレイテッド | ハイブリッド整流器 |
| CN111181376A (zh) * | 2019-12-23 | 2020-05-19 | 深圳市核达中远通电源技术股份有限公司 | 一种三相交错并联降压型pfc电路及其控制方法 |
| CN113726199A (zh) * | 2021-09-03 | 2021-11-30 | 安徽工业大学 | 一种低输出纹波升压型整流器及其控制方法 |
| CN114362559A (zh) * | 2021-12-06 | 2022-04-15 | 深圳供电局有限公司 | 混合直流电源电路及配电系统 |
| CN115912944A (zh) * | 2023-01-12 | 2023-04-04 | 北京雷动智创科技有限公司 | 一种电解水制氢电源、控制方法和制氢系统 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN107112914B (zh) | 2014-10-15 | 2019-07-02 | 大金工业株式会社 | 有源滤波器和交流直流转换装置 |
-
2003
- 2003-02-13 JP JP2003034441A patent/JP4411845B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (19)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2427512A (en) * | 2005-06-23 | 2006-12-27 | Alstom | Electrical power converters |
| JP2008252992A (ja) * | 2007-03-29 | 2008-10-16 | Mitsubishi Electric Corp | 三相整流装置及び冷凍サイクル装置 |
| CN101950966A (zh) * | 2010-08-17 | 2011-01-19 | 南京航空航天大学 | 基于倍频spwm控制的双降压全桥并联型有源电力滤波器 |
| CN102684513A (zh) * | 2011-03-16 | 2012-09-19 | 力博特公司 | 不间断电源及其整流电路 |
| JP2013165568A (ja) * | 2012-02-10 | 2013-08-22 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp | 半導体電力変換装置 |
| WO2013118813A1 (ja) * | 2012-02-10 | 2013-08-15 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | 半導体電力変換装置 |
| WO2013120727A1 (fr) | 2012-02-13 | 2013-08-22 | Schneider Toshiba Inverter Europe Sas | Module de régénération d'énergie électrique pour variateur de vitesse |
| FR2986924A1 (fr) * | 2012-02-13 | 2013-08-16 | Schneider Toshiba Inverter | Module de regeneration d'energie electrique pour variateur de vitesse |
| CN102647098A (zh) * | 2012-04-05 | 2012-08-22 | 北京千驷驭电气有限公司 | 一种共用变压器的牵引供电装置及控制方法 |
| CN103684034A (zh) * | 2012-09-18 | 2014-03-26 | 中国北车股份有限公司大连电力牵引研发中心 | 机车牵引供电系统、四象限变流器的控制方法及系统 |
| JP2019533419A (ja) * | 2016-10-19 | 2019-11-14 | イマログ インコーポレイテッド | ハイブリッド整流器 |
| JP2018157714A (ja) * | 2017-03-21 | 2018-10-04 | Ｎｅｃプラットフォームズ株式会社 | 力率改善回路、力率改善システム、力率改善システムの制御方法及びプログラム |
| CN111181376A (zh) * | 2019-12-23 | 2020-05-19 | 深圳市核达中远通电源技术股份有限公司 | 一种三相交错并联降压型pfc电路及其控制方法 |
| CN111181376B (zh) * | 2019-12-23 | 2023-10-27 | 深圳市核达中远通电源技术股份有限公司 | 一种三相交错并联降压型pfc电路及其控制方法 |
| CN113726199A (zh) * | 2021-09-03 | 2021-11-30 | 安徽工业大学 | 一种低输出纹波升压型整流器及其控制方法 |
| CN113726199B (zh) * | 2021-09-03 | 2023-09-22 | 安徽工业大学 | 一种低输出纹波升压型整流器及其控制方法 |
| CN114362559A (zh) * | 2021-12-06 | 2022-04-15 | 深圳供电局有限公司 | 混合直流电源电路及配电系统 |
| CN115912944A (zh) * | 2023-01-12 | 2023-04-04 | 北京雷动智创科技有限公司 | 一种电解水制氢电源、控制方法和制氢系统 |
| CN115912944B (zh) * | 2023-01-12 | 2023-07-07 | 北京雷动智创科技有限公司 | 一种电解水制氢电源、控制方法和制氢系统 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP4411845B2 (ja) | 2010-02-10 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP4971750B2 (ja) | 電源回路、及びこれに用いる制御回路 | |
| US9882466B2 (en) | Power conversion device including an AC/DC converter and a DC/DC converter | |
| JP6569839B1 (ja) | 電力変換装置 | |
| JP4411845B2 (ja) | 並列型ａｃ−ｄｃ変換器 | |
| Inoue et al. | Control methods and compensation characteristics of a series active filter for a neutral conductor | |
| US10312800B2 (en) | AC-DC converter | |
| JP5427957B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| WO2006098000A1 (ja) | コンバータ | |
| JP2007236178A (ja) | 交直連系電力変換装置 | |
| JP2002325461A (ja) | 電圧形インバータ | |
| JPH11235040A (ja) | ３相高力率コンバータを有する電源装置 | |
| JP6968361B2 (ja) | 電力変換回路及びその制御法 | |
| JP2007082317A (ja) | 電力システム | |
| TW201501458A (zh) | 交流－直流電力轉換裝置及其控制方法 | |
| KR101782497B1 (ko) | 부스트 pfc의 dcm 영역 입력 전압 확장 제어 장치 및 제어 방법 | |
| JP4370946B2 (ja) | 三相整流装置 | |
| JP2004120820A (ja) | 電力変換装置 | |
| JP3827286B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JPH066978A (ja) | 電力変換装置 | |
| US20230208284A1 (en) | Systems and Methods of Unwanted Harmonic Content Removal for Power Conversion | |
| WO2021070279A1 (ja) | 電力変換装置 | |
| JP2008211896A (ja) | 三相フィルタ装置 | |
| Fujishima et al. | Discharge operation of single-stage buck bi-directional ac/dc converter | |
| JP3822754B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JP2005327603A (ja) | Ｘ線高電圧装置及びａｃ−ｄｃコンバータ |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20051209 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20090310 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20090511 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20090714 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20090914 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20091027 |
|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20091109 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20121127 Year of fee payment: 3 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20131127 Year of fee payment: 4 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |