JP2002325461A - 電圧形インバータ - Google Patents
電圧形インバータInfo
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 回生電力を抵抗で消費するのでは電力変換効
率が悪くなる。順変換部をＰＷＭ制御インバータとして
高調波抑制と電力回生をするのでは装置の大型化とコス
トアップになる。 【解決手段】 逆変換部３７の直流回路に、負荷から回
生される電力を電気二重層キャパシタ３９に貯蔵し、負
荷の力行時に電気二重層キャパシタに貯蔵する電力を直
流回路に放出する昇降圧チョッパ３８を設ける。順変換
部は、交流電源から負荷の駆動に必要な整流電流を得る
ダイオード整流器３１と、このダイオード整流器とは並
列接続されて電源側に発生する高調波成分を抑制する小
容量のＰＷＭ制御順変換器３２とを設ける。ＰＷＭ制御
順変換器は、交流電源の無効電力を検出して該交流電源
の力率を改善する制御手段も含む。
率が悪くなる。順変換部をＰＷＭ制御インバータとして
高調波抑制と電力回生をするのでは装置の大型化とコス
トアップになる。 【解決手段】 逆変換部３７の直流回路に、負荷から回
生される電力を電気二重層キャパシタ３９に貯蔵し、負
荷の力行時に電気二重層キャパシタに貯蔵する電力を直
流回路に放出する昇降圧チョッパ３８を設ける。順変換
部は、交流電源から負荷の駆動に必要な整流電流を得る
ダイオード整流器３１と、このダイオード整流器とは並
列接続されて電源側に発生する高調波成分を抑制する小
容量のＰＷＭ制御順変換器３２とを設ける。ＰＷＭ制御
順変換器は、交流電源の無効電力を検出して該交流電源
の力率を改善する制御手段も含む。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、半導体素子をスイ
ッチング素子とし、電力回生と高調波抑制および力率改
善を行う電圧形インバータに関する。
ッチング素子とし、電力回生と高調波抑制および力率改
善を行う電圧形インバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】図４は、電力回生機能を設けた電圧形イ
ンバータの主回路構成を示し、汎用インバータ等の低コ
ストタイプのものである。ダイオード整流器１は、交流
入力を整流して直流に変換する。電解コンデンサ２は直
流電圧の平滑を行う。逆変換部３はＩＧＢＴ等の半導体
素子をスイッチング素子とした電圧形にされ、直流電力
を電圧と周波数を制御した交流電力に変換する。回生電
力放電部４は、負荷となるモータ５からの回生電力で直
流回路電圧が上昇したときにスイッチＴＲ１をオンさ
せ、回生電力を抵抗Ｒで熱として消費させる。
ンバータの主回路構成を示し、汎用インバータ等の低コ
ストタイプのものである。ダイオード整流器１は、交流
入力を整流して直流に変換する。電解コンデンサ２は直
流電圧の平滑を行う。逆変換部３はＩＧＢＴ等の半導体
素子をスイッチング素子とした電圧形にされ、直流電力
を電圧と周波数を制御した交流電力に変換する。回生電
力放電部４は、負荷となるモータ５からの回生電力で直
流回路電圧が上昇したときにスイッチＴＲ１をオンさ
せ、回生電力を抵抗Ｒで熱として消費させる。
【０００３】図５は、高調波抑制機能と電力回生機能を
設けた電圧形インバータの構成を示す。主回路は、整流
器に代えてＰＷＭ制御方式の順変換部１１とし、電解コ
ンデンサ１２と電圧形逆変換部１３で構成する。
設けた電圧形インバータの構成を示す。主回路は、整流
器に代えてＰＷＭ制御方式の順変換部１１とし、電解コ
ンデンサ１２と電圧形逆変換部１３で構成する。
【０００４】順変換部１１は、ＰＷＭ制御に電源電圧と
同相の正弦波電流で整流動作を得ることにより、電源側
に高調波電流が発生するのを抑制すると共に高力率制御
を得る。また、順変換部１１は直流回路に回生される電
力を電源側に回生する。これら制御は制御回路１４とド
ライブ回路１５によってなされ、これら制御のための電
源電圧位相をトランス１６で検出し、交流電流を変流器
１７で検出し、電圧検出器１８で直流電圧を検出する。
直流電圧検出信号は逆変換部１３の制御回路１９による
逆変換制御にも利用する。ドライブ回路２０は逆変換部
１３のスイッチングドライブ出力を得る。
同相の正弦波電流で整流動作を得ることにより、電源側
に高調波電流が発生するのを抑制すると共に高力率制御
を得る。また、順変換部１１は直流回路に回生される電
力を電源側に回生する。これら制御は制御回路１４とド
ライブ回路１５によってなされ、これら制御のための電
源電圧位相をトランス１６で検出し、交流電流を変流器
１７で検出し、電圧検出器１８で直流電圧を検出する。
直流電圧検出信号は逆変換部１３の制御回路１９による
逆変換制御にも利用する。ドライブ回路２０は逆変換部
１３のスイッチングドライブ出力を得る。
【０００５】順変換部１１の交流入力ラインには、直列
に交流リアクトル（ＡＣＬ）２１を設け、線間にリアク
トルとコンデンサのフィルタ回路２２を設け、これら低
次フィルタによりＰＷＭ制御におけるキャリア周波数成
分とノイズ成分が交流電源側に発生するのを防止する。
さらに、交流入力ラインにはＥＭＩフィルタ２３を設
け、高次ノイズを除去する。
に交流リアクトル（ＡＣＬ）２１を設け、線間にリアク
トルとコンデンサのフィルタ回路２２を設け、これら低
次フィルタによりＰＷＭ制御におけるキャリア周波数成
分とノイズ成分が交流電源側に発生するのを防止する。
さらに、交流入力ラインにはＥＭＩフィルタ２３を設
け、高次ノイズを除去する。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】図４の方式では、順変
換部がダイオード整流器で構成されるため、電源入力電
流には高調波成分が多く含まれ、力率も悪いものであっ
た。また、回生電力を抵抗Ｒで消費させるため、電力変
換効率も悪くなる。
換部がダイオード整流器で構成されるため、電源入力電
流には高調波成分が多く含まれ、力率も悪いものであっ
た。また、回生電力を抵抗Ｒで消費させるため、電力変
換効率も悪くなる。
【０００７】図５の方式では、ＰＷＭ順変換部により交
流電源側に電力回生を行うことができるが、ＰＷＭ制御
による素子の高周波スイッチングに起因して、電源側へ
のＥＭＩノイズ発生が問題となり、そのために入力側に
入力容量に対応する高次ノイズ対策用のＥＭＩフィルタ
及びキャリア周波数ノイズ除去用の低次フィルタを必要
とし、装置全体としてのコストアップ及び大型化してし
まう。また、順変換部はＰＷＭ制御と電力回生を可能に
するため、回路素子及び回路構成には逆変換部と同等の
高価なものになる。
流電源側に電力回生を行うことができるが、ＰＷＭ制御
による素子の高周波スイッチングに起因して、電源側へ
のＥＭＩノイズ発生が問題となり、そのために入力側に
入力容量に対応する高次ノイズ対策用のＥＭＩフィルタ
及びキャリア周波数ノイズ除去用の低次フィルタを必要
とし、装置全体としてのコストアップ及び大型化してし
まう。また、順変換部はＰＷＭ制御と電力回生を可能に
するため、回路素子及び回路構成には逆変換部と同等の
高価なものになる。
【０００８】本発明の目的は、電力回生と高調波抑制及
び力率改善を図りながら、装置のコストダウンと小型化
を可能にする電圧形インバータを提供することにある。
び力率改善を図りながら、装置のコストダウンと小型化
を可能にする電圧形インバータを提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明は、逆変換部の直
流回路に回生された電力を電気二重層キャパシタに貯蔵
し、この貯蔵電力を負荷の力行時に放出することによ
り、回生電力を抵抗で消費することなく負荷の駆動電力
として再利用できるようにし、さらに順変換部はダイオ
ード整流器で大電流の整流動作を得、これに並列に設け
る小容量のアクティブフィルタで高調波抑制と力率改善
をすることで小型化と低コスト化を図るようにしたもの
で、以下の構成を特徴とする。
流回路に回生された電力を電気二重層キャパシタに貯蔵
し、この貯蔵電力を負荷の力行時に放出することによ
り、回生電力を抵抗で消費することなく負荷の駆動電力
として再利用できるようにし、さらに順変換部はダイオ
ード整流器で大電流の整流動作を得、これに並列に設け
る小容量のアクティブフィルタで高調波抑制と力率改善
をすることで小型化と低コスト化を図るようにしたもの
で、以下の構成を特徴とする。
【００１０】（１）半導体素子をスイッチング素子とす
る順変換部と逆変換部を有し、負荷側からの電力回生と
交流電源側の高調波抑制を可能とする電圧形インバータ
であって、前記逆変換部の直流回路に設けられ、前記負
荷から回生される電力を電気二重層キャパシタに貯蔵
し、負荷の力行時に該電気二重層キャパシタに貯蔵する
電力を直流回路に放出する昇降圧チョッパを設け、前記
順変換部は、前記交流電源から前記負荷の駆動に必要な
整流電流を得るダイオード整流器と、このダイオード整
流器とは並列接続されて前記電源側に発生する高調波成
分を抑制する小容量のＰＷＭ制御順変換器とを設けたこ
とを特徴とする。
る順変換部と逆変換部を有し、負荷側からの電力回生と
交流電源側の高調波抑制を可能とする電圧形インバータ
であって、前記逆変換部の直流回路に設けられ、前記負
荷から回生される電力を電気二重層キャパシタに貯蔵
し、負荷の力行時に該電気二重層キャパシタに貯蔵する
電力を直流回路に放出する昇降圧チョッパを設け、前記
順変換部は、前記交流電源から前記負荷の駆動に必要な
整流電流を得るダイオード整流器と、このダイオード整
流器とは並列接続されて前記電源側に発生する高調波成
分を抑制する小容量のＰＷＭ制御順変換器とを設けたこ
とを特徴とする。
【００１１】（２）前記ＰＷＭ制御順変換器は、交流電
源の無効電力を検出して該交流電源の力率を改善する制
御手段を備えたことを特徴とする。
源の無効電力を検出して該交流電源の力率を改善する制
御手段を備えたことを特徴とする。
【００１２】（３）前記ＰＷＭ制御順変換器と交流電源
との間に、高次ノイズ対策用のＥＭＩフィルタおよびキ
ャリア周波数ノイズ除去用の低次フィルタを設けたこと
を特徴とする。
との間に、高次ノイズ対策用のＥＭＩフィルタおよびキ
ャリア周波数ノイズ除去用の低次フィルタを設けたこと
を特徴とする。
【００１３】
【発明の実施の形態】図１は、本発明の実施形態を示す
主回路構成図である。順変換部は、ダイオード整流器３
１とアクティブフィルタ用ＰＷＭ制御順変換器３２を直
流回路で並列接続する。ＰＷＭ制御順変換器３２の交流
側は交流リアクトル３３を通して交流電源に接続され、
制御回路３４と電圧と位相検出用トランス３５および高
調波電流検出用変流器３６Ａ、３６Ｂによりアクティブ
フィルタ動作のための制御がなされる。
主回路構成図である。順変換部は、ダイオード整流器３
１とアクティブフィルタ用ＰＷＭ制御順変換器３２を直
流回路で並列接続する。ＰＷＭ制御順変換器３２の交流
側は交流リアクトル３３を通して交流電源に接続され、
制御回路３４と電圧と位相検出用トランス３５および高
調波電流検出用変流器３６Ａ、３６Ｂによりアクティブ
フィルタ動作のための制御がなされる。
【００１４】以上の構成において、ダイオード整流器３
１は、従来のコンデンサインプット形整流回路と同様
に、順変換に必要な大きな整流電流を直流回路に供給で
きるダイオードが使用されるが、小型で安価なものであ
るし、ＥＭＩノイズの低減を図る。
１は、従来のコンデンサインプット形整流回路と同様
に、順変換に必要な大きな整流電流を直流回路に供給で
きるダイオードが使用されるが、小型で安価なものであ
るし、ＥＭＩノイズの低減を図る。
【００１５】しかし、コンデンサインプット形の整流回
路では、入力電源側の電流高調波の増加と力率低下の弊
害が発生する。この対策として、アクティブフィルタ動
作を得る小容量のＰＷＭ制御順変換器３２を設け、入力
電源側の高調波抑制と力率改善を行う。このとき、ＰＷ
Ｍ制御順変換器３２は、高調波抑制によりＥＭＩノイズ
を低減できる。また、ＰＷＭ制御順変換器３２は、制御
する電流が小電流になり、使用するＩＧＢＴ等の半導体
素子等には小電流容量のものを使用して小型化と低コス
トになる。
路では、入力電源側の電流高調波の増加と力率低下の弊
害が発生する。この対策として、アクティブフィルタ動
作を得る小容量のＰＷＭ制御順変換器３２を設け、入力
電源側の高調波抑制と力率改善を行う。このとき、ＰＷ
Ｍ制御順変換器３２は、高調波抑制によりＥＭＩノイズ
を低減できる。また、ＰＷＭ制御順変換器３２は、制御
する電流が小電流になり、使用するＩＧＢＴ等の半導体
素子等には小電流容量のものを使用して小型化と低コス
トになる。
【００１６】なお、高次ＥＭＩノイズ対策としては、小
容量のＥＭＩフィルタ及び小容量のキャリア周波数ノイ
ズ除去用の低次フィルタを設けることで済み、これらを
追加構成するも従来のＰＷＭ順変換部を設けるものに比
べて安価になる。
容量のＥＭＩフィルタ及び小容量のキャリア周波数ノイ
ズ除去用の低次フィルタを設けることで済み、これらを
追加構成するも従来のＰＷＭ順変換部を設けるものに比
べて安価になる。
【００１７】次に、制御回路３７ＡでＶ／ｆ制御または
ベクトル制御される逆変換部３７の直流回路には昇降圧
チョッパ３８と電気二重層キャパシタ３９を設け、昇降
圧チョッパ３８によって直流回路と電気二重層キャパシ
タ３９との間の直流電力授受を可能にする。昇降圧チョ
ッパ３８は、半導体スイッチＴＲ２，ＴＲ３の直列回路
と、両半導体スイッチＴＲ２，ＴＲ３にそれぞれ逆並列
接続したダイオードＤ１，Ｄ２と、両半導体スイッチＴ
Ｒ２とＴＲ３の直列接続点と電気二重層キャパシタ３９
との間を接続する直流リアクトルＤＣＬとを備え、制御
回路４０と電圧検出器４１と電流検出器４２によりチョ
ッパ制御がなされる。
ベクトル制御される逆変換部３７の直流回路には昇降圧
チョッパ３８と電気二重層キャパシタ３９を設け、昇降
圧チョッパ３８によって直流回路と電気二重層キャパシ
タ３９との間の直流電力授受を可能にする。昇降圧チョ
ッパ３８は、半導体スイッチＴＲ２，ＴＲ３の直列回路
と、両半導体スイッチＴＲ２，ＴＲ３にそれぞれ逆並列
接続したダイオードＤ１，Ｄ２と、両半導体スイッチＴ
Ｒ２とＴＲ３の直列接続点と電気二重層キャパシタ３９
との間を接続する直流リアクトルＤＣＬとを備え、制御
回路４０と電圧検出器４１と電流検出器４２によりチョ
ッパ制御がなされる。
【００１８】以上の昇降圧チョッパ３８と電気二重層キ
ャパシタ３９により、電力回生機能を実現する。すなわ
ち、負荷から逆変換部３７を通して直流回路に回生され
る回生モードでは、回生電力を昇降圧チョッパ３８によ
り降圧して電気二重層キャパシタ３９の充電電力として
蓄積しておき、負荷に電力を供給する力行モードのとき
には電気二重層キャパシタ３９に蓄積された電力を昇降
圧チョッパ３８で昇圧して直流回路に供給し、力行電力
として放出する。
ャパシタ３９により、電力回生機能を実現する。すなわ
ち、負荷から逆変換部３７を通して直流回路に回生され
る回生モードでは、回生電力を昇降圧チョッパ３８によ
り降圧して電気二重層キャパシタ３９の充電電力として
蓄積しておき、負荷に電力を供給する力行モードのとき
には電気二重層キャパシタ３９に蓄積された電力を昇降
圧チョッパ３８で昇圧して直流回路に供給し、力行電力
として放出する。
【００１９】したがって、回生電力は電気二重層キャパ
シタ３９により蓄積しておくことにより、従来の抵抗に
より熱として消費される方式に比べて電力の有効利用が
でき、電力変換効率を高めることができる。また、従来
のＰＷＭ制御順変換部による交流電源側への電力回生に
比べて必要とする半導体素子数を削減できるし、回生制
御も簡単になる。
シタ３９により蓄積しておくことにより、従来の抵抗に
より熱として消費される方式に比べて電力の有効利用が
でき、電力変換効率を高めることができる。また、従来
のＰＷＭ制御順変換部による交流電源側への電力回生に
比べて必要とする半導体素子数を削減できるし、回生制
御も簡単になる。
【００２０】以下、アクティブフィルタ制御回路３４と
チョッパ制御回路４０の詳細を説明する。
チョッパ制御回路４０の詳細を説明する。
【００２１】図２は、ＰＷＭ制御順変換器３２の制御回
路３４を示す。３相／２相変換部５１は、高調波電流検
出用変流器３６Ｂで検出する３相入力電流ＩLR，ＩLS，
ＩLTを下記式の演算で直交αβ座標上の２相電流Ｉα，
Ｉβに変換する。
路３４を示す。３相／２相変換部５１は、高調波電流検
出用変流器３６Ｂで検出する３相入力電流ＩLR，ＩLS，
ＩLTを下記式の演算で直交αβ座標上の２相電流Ｉα，
Ｉβに変換する。
【００２２】
【数１】
【００２３】同様に、３相／２相変換部５２は、トラン
ス３５で検出する電源電圧ＥR，ＥS，ＥTを下記式の演
算で直交αβ座標上の２相電圧Ｅα，Ｅβに変換する。
ス３５で検出する電源電圧ＥR，ＥS，ＥTを下記式の演
算で直交αβ座標上の２相電圧Ｅα，Ｅβに変換する。
【００２４】
【数２】
【００２５】２相電流Ｉα，Ｉβと２相電圧Ｅα，Ｅβ
とは直交αβ座標上の瞬時ベクトルとして取り扱うこと
ができ、瞬時電力はＥα，Ｉα，Ｅβ，Ｉβのスカラ積
で表される。したがって、瞬時電力演算部５３では２相
電圧と電流のスカラ積の和として下記式の演算で瞬時実
電力Ｐと瞬時虚電力Ｑを求める。
とは直交αβ座標上の瞬時ベクトルとして取り扱うこと
ができ、瞬時電力はＥα，Ｉα，Ｅβ，Ｉβのスカラ積
で表される。したがって、瞬時電力演算部５３では２相
電圧と電流のスカラ積の和として下記式の演算で瞬時実
電力Ｐと瞬時虚電力Ｑを求める。
【００２６】
【数３】
【００２７】瞬時実電力Ｐ、瞬時虚電力Ｑを直流分（基
本波成分）と交流分（高調波成分）に分離すると、次式
のように表すことができる。
本波成分）と交流分（高調波成分）に分離すると、次式
のように表すことができる。
【００２８】
【数４】
【００２９】上記の４式のＰDC，ＱDCは直流分を、
ＰAC，ＱACは交流分を示し、交流分は高調波瞬時電力を
表しており、高調波の補償対象分となる。
ＰAC，ＱACは交流分を示し、交流分は高調波瞬時電力を
表しており、高調波の補償対象分となる。
【００３０】そこで、交流分演算部５４は、ローパスフ
ィルタＬＰＦと加算器によってハイパスフィルタ処理を
行い、瞬時実電力Ｐから高調波瞬時実電力Ｐｈ（ＰACに
相当）を求める。また、基本波無効電力をも補償対象と
するには、全ての瞬時虚電力Ｑ（基本波に起因するもの
と高調波に起因するものの和）が高調波補償対象とな
る。そのため、瞬時虚電力においては、ＱAC，ＱDCを分
離することなく、補償対象抽出のためのフィルタを設け
ることなく、そのまま高調波瞬時虚電力Ｑｈとして取り
出す。また、瞬時虚電力Ｑに基本波成分の無効電力指令
ＱDC＊を補償対象として加算すれば、任意の進み電流・
遅れ電流指令を与えることができる。これにより力率１
の制御が可能となる。
ィルタＬＰＦと加算器によってハイパスフィルタ処理を
行い、瞬時実電力Ｐから高調波瞬時実電力Ｐｈ（ＰACに
相当）を求める。また、基本波無効電力をも補償対象と
するには、全ての瞬時虚電力Ｑ（基本波に起因するもの
と高調波に起因するものの和）が高調波補償対象とな
る。そのため、瞬時虚電力においては、ＱAC，ＱDCを分
離することなく、補償対象抽出のためのフィルタを設け
ることなく、そのまま高調波瞬時虚電力Ｑｈとして取り
出す。また、瞬時虚電力Ｑに基本波成分の無効電力指令
ＱDC＊を補償対象として加算すれば、任意の進み電流・
遅れ電流指令を与えることができる。これにより力率１
の制御が可能となる。
【００３１】電流指令演算部５５は、補償対象となる高
調波に起因する高調波瞬時実電力Ｐｈと全瞬時虚電力Ｑ
ｈと２相電圧Ｅα，Ｅβにより下記式の演算で直交αβ
座標上の２相電流指令Ｉα＊，Ｉβ＊を求める。
調波に起因する高調波瞬時実電力Ｐｈと全瞬時虚電力Ｑ
ｈと２相電圧Ｅα，Ｅβにより下記式の演算で直交αβ
座標上の２相電流指令Ｉα＊，Ｉβ＊を求める。
【００３２】
【数５】
【００３３】次に、２相／３相変換部５６は、２相電流
指令Ｉα＊，Ｉβ＊を下記式の演算で３相瞬時電流指令
ＩCR＊，ＩCS＊，ＩCT＊に変換する。
指令Ｉα＊，Ｉβ＊を下記式の演算で３相瞬時電流指令
ＩCR＊，ＩCS＊，ＩCT＊に変換する。
【００３４】
【数６】
【００３５】これら３相瞬時電流指令ＩCR＊，ＩCS＊，
ＩCT＊は、電流検出器３６Ａで検出するＰＷＭ制御順変
換器３２の入力実電流ＩCR，ＩCS，ＩCTとそれぞれ比較
し、この偏差分に対応したＰＷＭ波形をＰＷＭ回路５７
で生成し、ドライブ回路５８で増幅及び分配して順変換
器３２のドライブ信号を得る。この信号により順変換器
３２の半導体素子をスイッチング制御することにより、
順変換器３２には高調波電流成分を補償した入出力を得
る。
ＩCT＊は、電流検出器３６Ａで検出するＰＷＭ制御順変
換器３２の入力実電流ＩCR，ＩCS，ＩCTとそれぞれ比較
し、この偏差分に対応したＰＷＭ波形をＰＷＭ回路５７
で生成し、ドライブ回路５８で増幅及び分配して順変換
器３２のドライブ信号を得る。この信号により順変換器
３２の半導体素子をスイッチング制御することにより、
順変換器３２には高調波電流成分を補償した入出力を得
る。
【００３６】図３は、昇降圧チョッパ制御回路を示し、
直流回路の電圧制御系のマイナループに電流制御を設け
る。
直流回路の電圧制御系のマイナループに電流制御を設け
る。
【００３７】同図において、直流電圧制御部６１は、直
流電圧設定値Ｅｄ＊と電圧検出器４１の検出電圧Ｅｄの
偏差を比例積分（ＰＩ）演算し、その演算結果を昇降圧
チョッパ３８の入出力電流指令ＩB＊とする。電流制御
部６２は、電流指令ＩB＊と電流検出器４２の検出電流
ＩBとの偏差を比例積分（ＰＩ）演算し、昇降圧チョッ
パ３８の電流制御信号を得る。この電流制御信号に従っ
て、ＰＷＭ演算部６３には昇降圧チョッパ３８の昇圧制
御または降圧制御のためのＰＷＭゲート信号を得る。
流電圧設定値Ｅｄ＊と電圧検出器４１の検出電圧Ｅｄの
偏差を比例積分（ＰＩ）演算し、その演算結果を昇降圧
チョッパ３８の入出力電流指令ＩB＊とする。電流制御
部６２は、電流指令ＩB＊と電流検出器４２の検出電流
ＩBとの偏差を比例積分（ＰＩ）演算し、昇降圧チョッ
パ３８の電流制御信号を得る。この電流制御信号に従っ
て、ＰＷＭ演算部６３には昇降圧チョッパ３８の昇圧制
御または降圧制御のためのＰＷＭゲート信号を得る。
【００３８】この構成により、負荷の力行時には昇降圧
チョッパ３８を昇圧制御し、電気二重層キャパシタの貯
蔵電力を昇圧して直流回路に放出する。逆に、負荷から
の回生電力で直流回路の電圧が上昇しようとすると、昇
降圧チョッパ３８を降圧制御し、回生電力を電気二重層
キャパシタ３９に貯蔵する。
チョッパ３８を昇圧制御し、電気二重層キャパシタの貯
蔵電力を昇圧して直流回路に放出する。逆に、負荷から
の回生電力で直流回路の電圧が上昇しようとすると、昇
降圧チョッパ３８を降圧制御し、回生電力を電気二重層
キャパシタ３９に貯蔵する。
【００３９】なお、電気二重層キャパシタ３９の電力貯
蔵可能な容量は、負荷からの回生電力の最大値を想定し
て設計されるのが好ましい。しかし、電気二重層キャパ
シタ３９の電力貯蔵可能容量以上に回生電力が大きくな
るときは、その分をＰＷＭ制御順変換器３２により電源
側に回生する構成とすることで、電気二重層キャパシタ
の小容量化と小型化を図ることができる。
蔵可能な容量は、負荷からの回生電力の最大値を想定し
て設計されるのが好ましい。しかし、電気二重層キャパ
シタ３９の電力貯蔵可能容量以上に回生電力が大きくな
るときは、その分をＰＷＭ制御順変換器３２により電源
側に回生する構成とすることで、電気二重層キャパシタ
の小容量化と小型化を図ることができる。
【００４０】
【発明の効果】以上のとおり、本発明によれば、逆変換
部の直流回路に回生された電力を電気二重層キャパシタ
に貯蔵し、この貯蔵電力を負荷の力行時に放出すること
により、回生電力を抵抗で消費することなく負荷の駆動
電力として再利用でき、電力変換効率を高めることがで
きる。
部の直流回路に回生された電力を電気二重層キャパシタ
に貯蔵し、この貯蔵電力を負荷の力行時に放出すること
により、回生電力を抵抗で消費することなく負荷の駆動
電力として再利用でき、電力変換効率を高めることがで
きる。
【００４１】また、順変換部はダイオード整流器で大電
流の整流動作を得、これに並列に設ける小容量のアクテ
ィブフィルタで高調波抑制と力率改善をするため、装置
の小型化と低コスト化を図ることができる。
流の整流動作を得、これに並列に設ける小容量のアクテ
ィブフィルタで高調波抑制と力率改善をするため、装置
の小型化と低コスト化を図ることができる。
【図１】本発明の実施形態を示す電圧形インバータの主
回路構成図。
回路構成図。
【図２】実施形態におけるアクティブフィルタの制御回
路。
路。
【図３】実施形態における昇降圧チョッパの制御回路。
【図４】従来の電圧形インバータの主回路構成図。
【図５】従来の電力回生形インバータの装置構成図。
３１…ダイオード整流器 ３２…ＰＷＭ制御順変換器 ３４…アクティブフィルタ制御回路 ３７…逆変換部 ３８…昇降圧チョッパ ３９…電気二重層キャパシタ ４０…チョッパ制御回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ テーマコート゛(参考） Ｈ０２Ｍ 7/5387 Ｈ０２Ｍ 7/5387 Ｚ 7/797 7/797
Claims (3)
- 【請求項１】 半導体素子をスイッチング素子とする順
変換部と逆変換部を有し、負荷側からの電力回生と交流
電源側の高調波抑制を可能とする電圧形インバータであ
って、 前記逆変換部の直流回路に設けられ、前記負荷から回生
される電力を電気二重層キャパシタに貯蔵し、負荷の力
行時に該電気二重層キャパシタに貯蔵する電力を直流回
路に放出する昇降圧チョッパを設け、 前記順変換部は、前記交流電源から前記負荷の駆動に必
要な整流電流を得るダイオード整流器と、このダイオー
ド整流器とは並列接続されて前記電源側に発生する高調
波成分を抑制する小容量のＰＷＭ制御順変換器とを設け
たことを特徴とする電圧形インバータ。 - 【請求項２】 前記ＰＷＭ制御順変換器は、交流電源の
無効電力を検出して該交流電源の力率を改善する制御手
段を備えたことを特徴とする請求項１に記載の電圧形イ
ンバータ。 - 【請求項３】 前記ＰＷＭ制御順変換器と交流電源との
間に、高次ノイズ対策用のＥＭＩフィルタおよびキャリ
ア周波数ノイズ除去用の低次フィルタを設けたことを特
徴とする請求項１または２に記載の電圧形インバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001123719A JP2002325461A (ja) | 2001-04-23 | 2001-04-23 | 電圧形インバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001123719A JP2002325461A (ja) | 2001-04-23 | 2001-04-23 | 電圧形インバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002325461A true JP2002325461A (ja) | 2002-11-08 |
Family
ID=18973224
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001123719A Pending JP2002325461A (ja) | 2001-04-23 | 2001-04-23 | 電圧形インバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2002325461A (ja) |
Cited By (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006238519A (ja) * | 2005-02-22 | 2006-09-07 | Ishikawajima Harima Heavy Ind Co Ltd | 負荷駆動装置 |
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| KR101249939B1 (ko) * | 2011-12-28 | 2013-04-03 | 창원대학교 산학협력단 | Ｅｄｌｃ를 포함하는 백 투 백 컨버터 및 이를 적용한 풍력발전시스템 |
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-
2001
- 2001-04-23 JP JP2001123719A patent/JP2002325461A/ja active Pending
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