JP3442580B2 - 電力変換装置 - Google Patents
電力変換装置Info
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02P—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN THE PRODUCTION OR PROCESSING OF GOODS
- Y02P80/00—Climate change mitigation technologies for sector-wide applications
- Y02P80/10—Efficient use of energy, e.g. using compressed air or pressurized fluid as energy carrier
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、交流電源を直流に
変換するとともに直流電力を交流電源へ回生することの
できるコンバータを備えた電力変換装置に関する。 【０００２】 【従来の技術】工作機械の駆動源に使用されるモータを
可変速運転するインバータの直流電源として、モータ減
速時に発生するモータの運転エネルギーを交流電源に回
生する機能を備えた、電力変換装置が実用化されてい
る。これら回生機能を備えた電力変換装置は、小型化，
取付けスペースの有効利用を目的として、従来電力変換
装置内に配置していたチョークコイル，平滑コンデンサ
等の大型部品を外部取付けする構造をとる場合が多い。 【０００３】図７に示した第一の従来例では、３相交流
電源１がチョークコイル７を介して電力変換装置Ｃの入
力端子５１に接続される。ここで、電力を交流から直流
に変換する場合（力行時）は、コンバータ４を構成する
ダイオードｄ１〜ｄ６の働きによって交流電圧を変換
し、直流電圧Ｖｄｃが生成される。直流電圧Ｖｄｃが出
力される出力端子５２には通常直流電圧を平滑する平滑
コンデンサ５が接続される。この時の交流電源各相に流
れる電流（ｉＲ，ｉＳ，ｉＴ）は図８の様な波形とな
る。この直流電圧Ｖｄｃは、インバータ回路２によって
交流に変換され、交流モータ３の可変速運転が行われ
る。また、交流モータ３の減速時には、インバータ回路
２から回生される電力によって直流電圧Ｖｄｃが上昇す
るが、この時ダイオードｄ１〜ｄ６は逆阻止状態となっ
て電力は３相交流電源１には回生されない。 【０００４】そこで、入力端子５３からアイソレータ８
を介して直流遮断された３相交流電圧の波高値を制御回
路Ｄ内の波高値検出回路３８によって検出し、この波高
値を直流電圧Ｖｄｃから減算器３５によって引き算して
差電圧を求め、この差電圧が所定値以上となった場合に
トランジスタＴr １〜Ｔr ６によって電力が回生され
る。ここで、前記の所定値は基準電圧２６によって作ら
れ、上記の差電圧と比較器３４によって比較される。回
生時の３相交流電源１に流れる電流は図８の様な波形で
あり、３相交流電圧の各相の電圧関係に対応するトラン
ジスタＴr １〜Ｔr ６を選択して制御しなければならな
い。そこで、３相交流電圧をパルス分配回路３９に入力
し、導通すべきトランジスタＴr １〜Ｔr ６のＯＮ信号
が生成されている。このトランジスタＴr １〜Ｔr ６の
ＯＮ信号を図９に示す。 【０００５】ここで、トランジスタＴr １〜Ｔr ６に流
れる電流について説明する。この第一の従来例では、ト
ランジスタＴr １〜Ｔr ６に流れる電流を制御していな
い。よって、トランジスタＴr １〜Ｔr ６に過電流が流
れるのを防ぐために、コンバータ４の直流出力部に直列
接続された抵抗３７によって電流を制限している。ま
た、力行時には抵抗３７をバイパスして電流が流れるよ
うダイオード３６を設けている。回生時の電流波形は図
８に示すように、チョークコイル７と抵抗３７の回路定
数によって決定され、ｄｉ／ｄｔの大きい歪みの多い電
流となってしまっていた。近年これら電力変換装置の電
力変換時に発生する高調波電流によって、他の機械が誤
動作するなど、悪影響を及ぼすことが問題となってい
る。 【０００６】この問題を解決するため、本出願人らは電
力変換時の電流を正弦波状にする電力変換装置を特願平
７−１３３８８１号において提案している。この特願平
７−１３３８８１号の電力変換装置を第２の従来例とし
て図１０を用いて説明する。なお、図１０は図７に対応
させて示した図であり同一構成箇所は同符号を付けその
説明を省略する。以下に電力変換装置Ｅ内の制御回路Ｆ
の動作を説明する。まず、直流電圧Ｖｄｃの目標電圧
は、電源電圧に応じて変化するように、アイソレータ８
を介して直流遮断され、ピーク電圧ホールド回路２４に
よって検出された電源電圧のピーク値と基準電圧２３と
を加算器２２によって加算した値が設定される。この目
標電圧は、減算器１４において直流電圧Ｖｄｃの検出値
を引き算され、電圧偏差信号が得られる。この電圧偏差
信号は、誤差増幅器１７によって増幅され、反転器２０
によって正負反転した直流電流指令を作成する。次に、
交流信号発生器１１では、それぞれ１２０°ずつ位相の
異なる交流信号ｓ１，ｓ２，ｓ３を指令周期毎に発生す
る。交流信号ｓ１，ｓ２，ｓ３は、アイソレータ８を介
して検出された３相交流電源の線間電圧と数１に示す積
和演算され、この演算値である位相誤差信号：Ａをｐｉ
（比例・積分）演算器９で演算後、周波数指令として積
分器２５に入力される。さらに積分器２５の積分結果は
位相信号として交流信号発生器１１へ入力される。この
位相信号を基に交流信号発生器１１では、交流信号ｓ
１，ｓ２，ｓ３を変化させ、位相誤差信号がゼロになる
よう制御する。 【数１】Ａ＝ｅrs×ｓ1 ＋ｅst×ｓ2 ＋ｅtr×ｓ3 ここで、位相誤差信号：Ａ＝０となり、安定している場
合の電源電圧と交流信号との関係を図１１に示す。交流
信号ｓ１，ｓ２，ｓ３は、それぞれ３相交流電源の各相
電圧ｅt ，ｅr ，ｅs に対して、位相が１８０°異なる
同周波数である。よって、反転器２０によって正負反転
された直流電流指令と乗算することで同位相，同周波数
の交流電流指令ｉＲ* ，ｉＳ* ，ｉＴ* を作成できる。 【０００７】次に、交流電流指令ｉＲ* ，ｉＳ* ，ｉＴ
* は減算器１５によって電流検出器６で検出した電流検
出値と引き算され、さらに誤差増幅器１６で増幅して交
流電圧指令を作成し、ＰＷＭ制御回路１０に入力され
る。この交流電圧指令を基にＰＷＭ制御回路１０では、
入力された信号をキャリヤ信号によってパルス幅変調
し、トランジスタＴr １〜Ｔr ６のＯＮ／ＯＦＦ制御信
号が生成される。この様にして、電力変換装置Ｅの入出
力交流電流は前記交流電流指令に対してフィードバック
制御がなされるので、図１２の様な正弦波の交流電流ｉ
Ｒ，ｉＳ，ｉＴとなる。 【０００８】 【発明が解決しようとする課題】上述した電力変換装置
における第一の課題は、電源電圧を検出する入力端子５
３とコンバータ４につながる入力端子５１が分離してい
るため、配線ミスが発生して制御回路Ｆが異なる相の指
令をコンバータ４に行なった場合、力率が低下するとと
もに電力変換装置を破損してしまう恐れがある。 【０００９】次に第二の課題を１相あたりの等価回路で
ある図３を用いて説明する。なお、チョークコイルのイ
ンダクタンスをＬ２及び電源インピーダンスのインダク
タンス分をＬ１，電源電圧をｅ０，アイソレータ８につ
ながる入力端子５３の電圧をｅ１，コンバータ４の入力
端子につながる入力端子５１の電圧をｅ２としている。
なお、電源インピーダンスの抵抗分は、電源電圧と電流
との位相関係に影響しないことから省略する。ここで、
電源電圧ｅ０と電流ｉとの位相角をθ1 としベクトル図
で表すと図６のようになる。このベクトル図から有効電
力Ｐ１は、 【数２】Ｐ１＝ｅ０・ｉ・ｃｏｓθ1 で表される。また、電流ｉはコンバータ４に使用される
素子の定格電流に対して、十分マージンを持った値に制
限される。このため、電源インピーダンスが小さい、つ
まり電源インピーダンスのインダクタンス分Ｌ１〓０の
場合、ｃｏｓθ1 〓１となり電力変換装置の最大有効電
力を発生できる。しかし、電源インピーダンスが大きい
場合、ｃｏｓθ1 が小さくなり、結果として有効電力が
不足するという課題がある。 【００１０】 【課題を解決するための手段】前記課題を解決するため
に本発明による電力変換装置は、複数のトランジスタ及
びこの複数のトランジスタに逆並列にそれぞれ接続され
た複数のダイオードによって構成され、入力された交流
電圧指令に応じてこれら複数のトランジスタをＰＷＭ制
御するコンバータによって３相交流電圧と直流電圧との
可逆変換を行う電力変換装置において、前記コンバータ
に入出力する交流電流を検出して交流電流検出値を出力
する手段と、前記コンバータの出力する直流電圧に基づ
いた直流電流指令を発生する手段と、前記コンバータの
３相交流電源の線間電圧ｅrs，ｅst，ｅtrを検出して線
間電圧検出値を出力する手段と、位相が１２０°ずつ異
なる３つの交流信号ｓ1 ，ｓ2 ，ｓ3 を与えられた周波
数指令に基づいて発生する交流信号発生手段と、前記線
間電圧検出値と前記交流信号とをＡ＝ｅrs×ｓ1 ＋ｅst
×ｓ2 ＋ｅtr×ｓ3 なる積和演算を行ない位相誤差信号
Ａを出力する手段と、前記位相誤差信号Ａを比例・積分
演算した演算値を前記周波数指令として前記発振手段に
出力する手段と、前記直流電流指令を設定された電流制
限値に制限する手段と、前記直流電流指令が前記電流制
限値を越えた場合に、前記直流電流指令と前記電流制限
値の偏差に応じた位相補正値を前記交流信号の位相に加
算した補正交流信号を出力する手段と、前記補正交流信
号と前記直流電流指令とを乗算して交流電流指令を発生
する手段と、前記交流電流検出値と前記交流電流指令と
の誤差に基づき前記交流電流をフィードバック制御する
手段とを備えたことを特徴とする。 【００１１】コンバータに入出力される電流をフィード
バック制御する交流電流指令は、それぞれ位相が１２０
°異なる３つの交流信号とコンバータの直流電圧に応じ
た直流電流指令とを乗算して作成される。また、交流信
号は、電源の線間電圧検出値と交流信号とを積和演算し
た結果である位相誤差信号をｐｉ（比例・積分）演算し
た周波数指令を基に発振器から出力される。つまり、位
相誤差信号がゼロとなり、周波数指令が安定するように
補正される。このため、電圧検出した所の電源電圧に同
期した正弦波になる。よって、周波数指令に比例した交
流信号と直流電流指令とを乗算した交流電流指令は正弦
波となり、コンバータの入出力する交流電流は正弦波電
流にフィードバック制御される。また、補正後の交流信
号を出力する手段は、回生電力が大きな時、つまり直流
電流指令が大きくなった時、この直流電流指令が電流制
限値に到達すると、電源電圧に同期した交流信号に対し
て自動的に交流電流指令の位相を補正するように作用す
る。この結果、電源インピーダンスやチョークコイル等
の影響によって検出された電源電圧の位相が変化する場
合においても、適正な位相の交流電流指令を発生する。 【００１２】 【発明の実施の形態】図１は本発明に係る電力変換装置
の一例を図７，１０に対応させて示した図であり同一構
成箇所は同符号を付けその説明を省略する。以下に電力
変換装置Ａ内の制御回路Ｂの動作を説明する。アイソレ
ータ８は、コンバータ４の入力と同一の入力端子５１に
接続される。ここで検出された電源の線間電圧と交流信
号発生器１１から発生するそれぞれ１２０°ずつ位相の
異なる交流信号ｓ１，ｓ２，ｓ３とが乗算器１３で乗算
され、数１の演算値である位相誤差信号：Ａをｐｉ（比
例・積分）演算器９で演算後、周波数指令として積分器
２５に入力される。さらに積分器２５の積分結果である
位相信号は交流信号発生器１１へ出力される。この位相
信号を基に交流信号発生器１１では、指令周期毎に出力
される交流信号を変化させ、位相誤差信号がゼロになる
よう制御する。結果として、入力端子５１で検出される
電圧に交流信号ｓ１，ｓ２，ｓ３は同期する。一方、積
分器２５から出力される位相信号は、加算器２８によっ
て位相補正器１８から出力される位相補正値と加算さ
れ、交流信号発生器２７に出力される。この交流信号発
生器２７と交流信号発生器１１とは、同じ働きをする。
つまり、位相補正器１８からの出力がゼロの場合、交流
信号発生器２７から出力される交流信号ｓ１' ，ｓ２'
，ｓ３' は、交流信号発生器１１から出力される交流
信号ｓ１，ｓ２，ｓ３に等しい。 【００１３】ここで、位相補正器１８から出力される位
相補正値について、図２の位相補正器１８と電流リミッ
タ１９の内部回路及び図３の１相あたりの等価回路をも
ちいて説明する。まず、図３の電源ｅ０とコンバータの
電圧ｅ２との位相角θ2 としてベクトル図で表すと図４
のようになる。通常、電流ｉはコンバータ４の出力電圧
ｅ２と同相で流れる。このときＬ１，Ｌ２の大きさに応
じてｅ２は、図中の円弧ａ上を変化する。しかし、直流
電流指令がコンバータ４の許容できる電流制限値ｉmax
を越えると、電流リミッタ１９内で直流電流指令と電流
制限値ｉmax との比較を行なっている比較器２９から電
流リミット信号が出力され、スイッチ３０が切り替わり
直流電流指令が電流制限値ｉmax の固定される。また、
電流リミット信号はスイッチ３１をＯＮし、減算器３２
によって直流電流指令から制限値ｉmax が引き算された
偏差値が、位相補正器１８に入力される。この偏差値は
位相補正器１８内で係数：Ｋと乗算器３３によって乗算
され、位相補正値θ2 となる。この関係は、直流電流指
令をｉ＊とすると数３で表される。 【数３】θ2 ＝Ｋ・（ｉ＊−ｉmax ）：Ｋは係数 但し、ｉ＊＜ｉmax の範囲では、スイッチ３１はＯＦＦ
つまり位相補正器１８への出力はゼロなので、θ2 ＝０
である。この位相補正後の電流ｉと電源電圧ｅ０との関
係は、図５のようになる。 【００１４】以上のように位相補正後の位相信号を入力
された交流信号発生器２７の出力である交流信号ｓ１'
，ｓ２' ，ｓ３' は、反転器２０によって正負反転し
た直流電流指令と乗算器１２によって乗算され、交流電
流指令となる。交流電流指令は減算器１５によって電流
検出器６で検出した電流検出値と引き算され、さらに誤
差増幅器１６で増幅して交流電圧指令を作成し、ＰＷＭ
制御回路１０に入力されてフィードバック制御がなされ
る。 【００１５】 【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
電源インピーダンスやチョークコイル等の影響によって
検出された電源電圧の位相が変化する場合においても、
適正な位相の交流電流指令を発生して制御されるので、
コンバータの入力と同一端子から電圧検出して制御で
き、配線ミスによる電力変換装置の破損がなくなる。ま
た、電流制限値と電流指令の偏差に応じて指令を補正す
るので、電源と電力変換装置との間にあるインダクタン
スの大きさによって電力変換装置の最大出力有効電力が
影響されない。従って、電源インピーダンスが大きい場
合にも有効電力が不足しない。
変換するとともに直流電力を交流電源へ回生することの
できるコンバータを備えた電力変換装置に関する。 【０００２】 【従来の技術】工作機械の駆動源に使用されるモータを
可変速運転するインバータの直流電源として、モータ減
速時に発生するモータの運転エネルギーを交流電源に回
生する機能を備えた、電力変換装置が実用化されてい
る。これら回生機能を備えた電力変換装置は、小型化，
取付けスペースの有効利用を目的として、従来電力変換
装置内に配置していたチョークコイル，平滑コンデンサ
等の大型部品を外部取付けする構造をとる場合が多い。 【０００３】図７に示した第一の従来例では、３相交流
電源１がチョークコイル７を介して電力変換装置Ｃの入
力端子５１に接続される。ここで、電力を交流から直流
に変換する場合（力行時）は、コンバータ４を構成する
ダイオードｄ１〜ｄ６の働きによって交流電圧を変換
し、直流電圧Ｖｄｃが生成される。直流電圧Ｖｄｃが出
力される出力端子５２には通常直流電圧を平滑する平滑
コンデンサ５が接続される。この時の交流電源各相に流
れる電流（ｉＲ，ｉＳ，ｉＴ）は図８の様な波形とな
る。この直流電圧Ｖｄｃは、インバータ回路２によって
交流に変換され、交流モータ３の可変速運転が行われ
る。また、交流モータ３の減速時には、インバータ回路
２から回生される電力によって直流電圧Ｖｄｃが上昇す
るが、この時ダイオードｄ１〜ｄ６は逆阻止状態となっ
て電力は３相交流電源１には回生されない。 【０００４】そこで、入力端子５３からアイソレータ８
を介して直流遮断された３相交流電圧の波高値を制御回
路Ｄ内の波高値検出回路３８によって検出し、この波高
値を直流電圧Ｖｄｃから減算器３５によって引き算して
差電圧を求め、この差電圧が所定値以上となった場合に
トランジスタＴr １〜Ｔr ６によって電力が回生され
る。ここで、前記の所定値は基準電圧２６によって作ら
れ、上記の差電圧と比較器３４によって比較される。回
生時の３相交流電源１に流れる電流は図８の様な波形で
あり、３相交流電圧の各相の電圧関係に対応するトラン
ジスタＴr １〜Ｔr ６を選択して制御しなければならな
い。そこで、３相交流電圧をパルス分配回路３９に入力
し、導通すべきトランジスタＴr １〜Ｔr ６のＯＮ信号
が生成されている。このトランジスタＴr １〜Ｔr ６の
ＯＮ信号を図９に示す。 【０００５】ここで、トランジスタＴr １〜Ｔr ６に流
れる電流について説明する。この第一の従来例では、ト
ランジスタＴr １〜Ｔr ６に流れる電流を制御していな
い。よって、トランジスタＴr １〜Ｔr ６に過電流が流
れるのを防ぐために、コンバータ４の直流出力部に直列
接続された抵抗３７によって電流を制限している。ま
た、力行時には抵抗３７をバイパスして電流が流れるよ
うダイオード３６を設けている。回生時の電流波形は図
８に示すように、チョークコイル７と抵抗３７の回路定
数によって決定され、ｄｉ／ｄｔの大きい歪みの多い電
流となってしまっていた。近年これら電力変換装置の電
力変換時に発生する高調波電流によって、他の機械が誤
動作するなど、悪影響を及ぼすことが問題となってい
る。 【０００６】この問題を解決するため、本出願人らは電
力変換時の電流を正弦波状にする電力変換装置を特願平
７−１３３８８１号において提案している。この特願平
７−１３３８８１号の電力変換装置を第２の従来例とし
て図１０を用いて説明する。なお、図１０は図７に対応
させて示した図であり同一構成箇所は同符号を付けその
説明を省略する。以下に電力変換装置Ｅ内の制御回路Ｆ
の動作を説明する。まず、直流電圧Ｖｄｃの目標電圧
は、電源電圧に応じて変化するように、アイソレータ８
を介して直流遮断され、ピーク電圧ホールド回路２４に
よって検出された電源電圧のピーク値と基準電圧２３と
を加算器２２によって加算した値が設定される。この目
標電圧は、減算器１４において直流電圧Ｖｄｃの検出値
を引き算され、電圧偏差信号が得られる。この電圧偏差
信号は、誤差増幅器１７によって増幅され、反転器２０
によって正負反転した直流電流指令を作成する。次に、
交流信号発生器１１では、それぞれ１２０°ずつ位相の
異なる交流信号ｓ１，ｓ２，ｓ３を指令周期毎に発生す
る。交流信号ｓ１，ｓ２，ｓ３は、アイソレータ８を介
して検出された３相交流電源の線間電圧と数１に示す積
和演算され、この演算値である位相誤差信号：Ａをｐｉ
（比例・積分）演算器９で演算後、周波数指令として積
分器２５に入力される。さらに積分器２５の積分結果は
位相信号として交流信号発生器１１へ入力される。この
位相信号を基に交流信号発生器１１では、交流信号ｓ
１，ｓ２，ｓ３を変化させ、位相誤差信号がゼロになる
よう制御する。 【数１】Ａ＝ｅrs×ｓ1 ＋ｅst×ｓ2 ＋ｅtr×ｓ3 ここで、位相誤差信号：Ａ＝０となり、安定している場
合の電源電圧と交流信号との関係を図１１に示す。交流
信号ｓ１，ｓ２，ｓ３は、それぞれ３相交流電源の各相
電圧ｅt ，ｅr ，ｅs に対して、位相が１８０°異なる
同周波数である。よって、反転器２０によって正負反転
された直流電流指令と乗算することで同位相，同周波数
の交流電流指令ｉＲ* ，ｉＳ* ，ｉＴ* を作成できる。 【０００７】次に、交流電流指令ｉＲ* ，ｉＳ* ，ｉＴ
* は減算器１５によって電流検出器６で検出した電流検
出値と引き算され、さらに誤差増幅器１６で増幅して交
流電圧指令を作成し、ＰＷＭ制御回路１０に入力され
る。この交流電圧指令を基にＰＷＭ制御回路１０では、
入力された信号をキャリヤ信号によってパルス幅変調
し、トランジスタＴr １〜Ｔr ６のＯＮ／ＯＦＦ制御信
号が生成される。この様にして、電力変換装置Ｅの入出
力交流電流は前記交流電流指令に対してフィードバック
制御がなされるので、図１２の様な正弦波の交流電流ｉ
Ｒ，ｉＳ，ｉＴとなる。 【０００８】 【発明が解決しようとする課題】上述した電力変換装置
における第一の課題は、電源電圧を検出する入力端子５
３とコンバータ４につながる入力端子５１が分離してい
るため、配線ミスが発生して制御回路Ｆが異なる相の指
令をコンバータ４に行なった場合、力率が低下するとと
もに電力変換装置を破損してしまう恐れがある。 【０００９】次に第二の課題を１相あたりの等価回路で
ある図３を用いて説明する。なお、チョークコイルのイ
ンダクタンスをＬ２及び電源インピーダンスのインダク
タンス分をＬ１，電源電圧をｅ０，アイソレータ８につ
ながる入力端子５３の電圧をｅ１，コンバータ４の入力
端子につながる入力端子５１の電圧をｅ２としている。
なお、電源インピーダンスの抵抗分は、電源電圧と電流
との位相関係に影響しないことから省略する。ここで、
電源電圧ｅ０と電流ｉとの位相角をθ1 としベクトル図
で表すと図６のようになる。このベクトル図から有効電
力Ｐ１は、 【数２】Ｐ１＝ｅ０・ｉ・ｃｏｓθ1 で表される。また、電流ｉはコンバータ４に使用される
素子の定格電流に対して、十分マージンを持った値に制
限される。このため、電源インピーダンスが小さい、つ
まり電源インピーダンスのインダクタンス分Ｌ１〓０の
場合、ｃｏｓθ1 〓１となり電力変換装置の最大有効電
力を発生できる。しかし、電源インピーダンスが大きい
場合、ｃｏｓθ1 が小さくなり、結果として有効電力が
不足するという課題がある。 【００１０】 【課題を解決するための手段】前記課題を解決するため
に本発明による電力変換装置は、複数のトランジスタ及
びこの複数のトランジスタに逆並列にそれぞれ接続され
た複数のダイオードによって構成され、入力された交流
電圧指令に応じてこれら複数のトランジスタをＰＷＭ制
御するコンバータによって３相交流電圧と直流電圧との
可逆変換を行う電力変換装置において、前記コンバータ
に入出力する交流電流を検出して交流電流検出値を出力
する手段と、前記コンバータの出力する直流電圧に基づ
いた直流電流指令を発生する手段と、前記コンバータの
３相交流電源の線間電圧ｅrs，ｅst，ｅtrを検出して線
間電圧検出値を出力する手段と、位相が１２０°ずつ異
なる３つの交流信号ｓ1 ，ｓ2 ，ｓ3 を与えられた周波
数指令に基づいて発生する交流信号発生手段と、前記線
間電圧検出値と前記交流信号とをＡ＝ｅrs×ｓ1 ＋ｅst
×ｓ2 ＋ｅtr×ｓ3 なる積和演算を行ない位相誤差信号
Ａを出力する手段と、前記位相誤差信号Ａを比例・積分
演算した演算値を前記周波数指令として前記発振手段に
出力する手段と、前記直流電流指令を設定された電流制
限値に制限する手段と、前記直流電流指令が前記電流制
限値を越えた場合に、前記直流電流指令と前記電流制限
値の偏差に応じた位相補正値を前記交流信号の位相に加
算した補正交流信号を出力する手段と、前記補正交流信
号と前記直流電流指令とを乗算して交流電流指令を発生
する手段と、前記交流電流検出値と前記交流電流指令と
の誤差に基づき前記交流電流をフィードバック制御する
手段とを備えたことを特徴とする。 【００１１】コンバータに入出力される電流をフィード
バック制御する交流電流指令は、それぞれ位相が１２０
°異なる３つの交流信号とコンバータの直流電圧に応じ
た直流電流指令とを乗算して作成される。また、交流信
号は、電源の線間電圧検出値と交流信号とを積和演算し
た結果である位相誤差信号をｐｉ（比例・積分）演算し
た周波数指令を基に発振器から出力される。つまり、位
相誤差信号がゼロとなり、周波数指令が安定するように
補正される。このため、電圧検出した所の電源電圧に同
期した正弦波になる。よって、周波数指令に比例した交
流信号と直流電流指令とを乗算した交流電流指令は正弦
波となり、コンバータの入出力する交流電流は正弦波電
流にフィードバック制御される。また、補正後の交流信
号を出力する手段は、回生電力が大きな時、つまり直流
電流指令が大きくなった時、この直流電流指令が電流制
限値に到達すると、電源電圧に同期した交流信号に対し
て自動的に交流電流指令の位相を補正するように作用す
る。この結果、電源インピーダンスやチョークコイル等
の影響によって検出された電源電圧の位相が変化する場
合においても、適正な位相の交流電流指令を発生する。 【００１２】 【発明の実施の形態】図１は本発明に係る電力変換装置
の一例を図７，１０に対応させて示した図であり同一構
成箇所は同符号を付けその説明を省略する。以下に電力
変換装置Ａ内の制御回路Ｂの動作を説明する。アイソレ
ータ８は、コンバータ４の入力と同一の入力端子５１に
接続される。ここで検出された電源の線間電圧と交流信
号発生器１１から発生するそれぞれ１２０°ずつ位相の
異なる交流信号ｓ１，ｓ２，ｓ３とが乗算器１３で乗算
され、数１の演算値である位相誤差信号：Ａをｐｉ（比
例・積分）演算器９で演算後、周波数指令として積分器
２５に入力される。さらに積分器２５の積分結果である
位相信号は交流信号発生器１１へ出力される。この位相
信号を基に交流信号発生器１１では、指令周期毎に出力
される交流信号を変化させ、位相誤差信号がゼロになる
よう制御する。結果として、入力端子５１で検出される
電圧に交流信号ｓ１，ｓ２，ｓ３は同期する。一方、積
分器２５から出力される位相信号は、加算器２８によっ
て位相補正器１８から出力される位相補正値と加算さ
れ、交流信号発生器２７に出力される。この交流信号発
生器２７と交流信号発生器１１とは、同じ働きをする。
つまり、位相補正器１８からの出力がゼロの場合、交流
信号発生器２７から出力される交流信号ｓ１' ，ｓ２'
，ｓ３' は、交流信号発生器１１から出力される交流
信号ｓ１，ｓ２，ｓ３に等しい。 【００１３】ここで、位相補正器１８から出力される位
相補正値について、図２の位相補正器１８と電流リミッ
タ１９の内部回路及び図３の１相あたりの等価回路をも
ちいて説明する。まず、図３の電源ｅ０とコンバータの
電圧ｅ２との位相角θ2 としてベクトル図で表すと図４
のようになる。通常、電流ｉはコンバータ４の出力電圧
ｅ２と同相で流れる。このときＬ１，Ｌ２の大きさに応
じてｅ２は、図中の円弧ａ上を変化する。しかし、直流
電流指令がコンバータ４の許容できる電流制限値ｉmax
を越えると、電流リミッタ１９内で直流電流指令と電流
制限値ｉmax との比較を行なっている比較器２９から電
流リミット信号が出力され、スイッチ３０が切り替わり
直流電流指令が電流制限値ｉmax の固定される。また、
電流リミット信号はスイッチ３１をＯＮし、減算器３２
によって直流電流指令から制限値ｉmax が引き算された
偏差値が、位相補正器１８に入力される。この偏差値は
位相補正器１８内で係数：Ｋと乗算器３３によって乗算
され、位相補正値θ2 となる。この関係は、直流電流指
令をｉ＊とすると数３で表される。 【数３】θ2 ＝Ｋ・（ｉ＊−ｉmax ）：Ｋは係数 但し、ｉ＊＜ｉmax の範囲では、スイッチ３１はＯＦＦ
つまり位相補正器１８への出力はゼロなので、θ2 ＝０
である。この位相補正後の電流ｉと電源電圧ｅ０との関
係は、図５のようになる。 【００１４】以上のように位相補正後の位相信号を入力
された交流信号発生器２７の出力である交流信号ｓ１'
，ｓ２' ，ｓ３' は、反転器２０によって正負反転し
た直流電流指令と乗算器１２によって乗算され、交流電
流指令となる。交流電流指令は減算器１５によって電流
検出器６で検出した電流検出値と引き算され、さらに誤
差増幅器１６で増幅して交流電圧指令を作成し、ＰＷＭ
制御回路１０に入力されてフィードバック制御がなされ
る。 【００１５】 【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
電源インピーダンスやチョークコイル等の影響によって
検出された電源電圧の位相が変化する場合においても、
適正な位相の交流電流指令を発生して制御されるので、
コンバータの入力と同一端子から電圧検出して制御で
き、配線ミスによる電力変換装置の破損がなくなる。ま
た、電流制限値と電流指令の偏差に応じて指令を補正す
るので、電源と電力変換装置との間にあるインダクタン
スの大きさによって電力変換装置の最大出力有効電力が
影響されない。従って、電源インピーダンスが大きい場
合にも有効電力が不足しない。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明に係る電力変換装置の一実施形態を示
すシステム構成図である。 【図２】 本発明に係る電力変換装置の内部回路を示し
た図である。 【図３】 電力変換装置の１相分の等価回路を示した図
である。 【図４】 図３の等価回路を用いて本発明の電流と電圧
の関係を示した第一のベクトル図である。 【図５】 図３の等価回路を用いて本発明の電流と電圧
の関係を示した第二のベクトル図である。 【図６】 図３の等価回路を用いて従来の電流と電圧の
関係を示したベクトル図である。 【図７】 第一の従来技術による電力変換装置を示すシ
ステム構成図である。 【図８】 第一の従来技術の電源電圧と電流との関係を
示す図である。 【図９】 第一の従来技術による電源電圧とパルス分配
回路の出力との関係を示す図である。 【図１０】 第二の従来技術による電力変換装置を示す
システム構成図である。 【図１１】 第二の従来技術による電源電圧と交流信号
との関係を示す図である。 【図１２】 第二の従来技術による電源電圧と電流との
関係を示す図である。 【符号の説明】 １ ３相交流電源、２ インバータ回路、３ 交流モー
タ、４ コンバータ、５ 平滑コンデンサ、６ 電流検
出器、７ チョークコイル、８ アイソレータ、９ ｐ
ｉ（比例・積分）演算器、１０ ＰＷＭ制御回路、１
１，２７ 交流信号発生器、１２，１３，３３ 乗算
器、１４，１５，３２，３５ 減算器、１６，１７ 誤
差増幅器、１８ 位相補正器、１９ 電流リミッタ、２
０ 反転器、２１，２２，２８ 加算器、２３，２６
基準電圧、２４ ピーク電圧ホールド回路、２５ 積分
器、２９，３４ 比較器、３０，３１ スイッチ、３６
ダイオード、３７ 抵抗、３８ 波高値検出回路、３
９ パルス分配器。
すシステム構成図である。 【図２】 本発明に係る電力変換装置の内部回路を示し
た図である。 【図３】 電力変換装置の１相分の等価回路を示した図
である。 【図４】 図３の等価回路を用いて本発明の電流と電圧
の関係を示した第一のベクトル図である。 【図５】 図３の等価回路を用いて本発明の電流と電圧
の関係を示した第二のベクトル図である。 【図６】 図３の等価回路を用いて従来の電流と電圧の
関係を示したベクトル図である。 【図７】 第一の従来技術による電力変換装置を示すシ
ステム構成図である。 【図８】 第一の従来技術の電源電圧と電流との関係を
示す図である。 【図９】 第一の従来技術による電源電圧とパルス分配
回路の出力との関係を示す図である。 【図１０】 第二の従来技術による電力変換装置を示す
システム構成図である。 【図１１】 第二の従来技術による電源電圧と交流信号
との関係を示す図である。 【図１２】 第二の従来技術による電源電圧と電流との
関係を示す図である。 【符号の説明】 １ ３相交流電源、２ インバータ回路、３ 交流モー
タ、４ コンバータ、５ 平滑コンデンサ、６ 電流検
出器、７ チョークコイル、８ アイソレータ、９ ｐ
ｉ（比例・積分）演算器、１０ ＰＷＭ制御回路、１
１，２７ 交流信号発生器、１２，１３，３３ 乗算
器、１４，１５，３２，３５ 減算器、１６，１７ 誤
差増幅器、１８ 位相補正器、１９ 電流リミッタ、２
０ 反転器、２１，２２，２８ 加算器、２３，２６
基準電圧、２４ ピーク電圧ホールド回路、２５ 積分
器、２９，３４ 比較器、３０，３１ スイッチ、３６
ダイオード、３７ 抵抗、３８ 波高値検出回路、３
９ パルス分配器。
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ
Ｈ０２Ｐ 7/63 ３０２ Ｈ０２Ｐ 7/63 ３０２Ｄ
３０２Ｋ
(56)参考文献 特開 平８−331860（ＪＰ，Ａ)
特開 昭62−290361（ＪＰ，Ａ)
特開 平３−107373（ＪＰ，Ａ)
特開 平８−66078（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H02M 7/797
H02M 7/219
H02M 7/48
H02P 3/18
H02P 7/63
Claims (1)
- (57)【特許請求の範囲】 【請求項１】 複数のトランジスタ及びこの複数のトラ
ンジスタにそれぞれ逆並列に接続された複数のダイオー
ドによって構成され、入力された交流電圧指令に応じて
これら複数のトランジスタをＰＷＭ制御するコンバータ
によって３相交流電圧と直流電圧との可逆変換を行う電
力変換装置において、 前記コンバータの入出力する交流電流を検出して交流電
流検出値を出力する手段と、 前記コンバータに出力する直流電圧に基づいた直流電流
指令を発生する手段と、 前記コンバータの３相交流電源の線間電圧ｅrs，ｅst，
ｅtrを検出して線間電圧検出値を出力する手段と、 位相が１２０°ずつ異なる３つの交流信号ｓ1 ，ｓ2 ，
ｓ3 を与えられた周波数指令に基づいて発生する交流信
号発生手段と、 前記線間電圧検出値と前記交流信号とをＡ＝ｅrs×ｓ1
＋ｅst×ｓ2 ＋ｅtr×ｓ3 なる積和演算を行ない位相誤
差信号Ａを出力する手段と、 前記位相誤差信号Ａを比例・積分演算した演算値を前記
周波数指令として前記交流信号発生手段に出力する手段
と、 前記直流電流指令を設定された電流制限値に制限する手
段と、 前記直流電流指令が前記電流制限値を越えた場合に、前
記直流電流指令と前記電流制限値の偏差に応じた位相補
正値を前記交流信号の位相に加算した補正交流信号を出
力する手段と、 前記補正交流信号と前記直流電流指令とを乗算して交流
電流指令を発生する手段と、 前記交流電流検出値と前記交流電流指令との誤差に基づ
き前記交流電流をフィードバック制御する手段とを備え
た電力変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21825196A JP3442580B2 (ja) | 1996-08-20 | 1996-08-20 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21825196A JP3442580B2 (ja) | 1996-08-20 | 1996-08-20 | 電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1066359A JPH1066359A (ja) | 1998-03-06 |
| JP3442580B2 true JP3442580B2 (ja) | 2003-09-02 |
Family
ID=16716968
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP21825196A Expired - Fee Related JP3442580B2 (ja) | 1996-08-20 | 1996-08-20 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3442580B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US9141159B2 (en) | 2011-11-03 | 2015-09-22 | International Business Machines Corporation | Minimizing aggregate cooling and leakage power with fast convergence |
| US9268347B2 (en) | 2013-02-12 | 2016-02-23 | International Business Machines Corporation | Implementing dynamic regulator output current limiting |
| US9477568B2 (en) | 2013-09-27 | 2016-10-25 | International Business Machines Corporation | Managing interconnect electromigration effects |
-
1996
- 1996-08-20 JP JP21825196A patent/JP3442580B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH1066359A (ja) | 1998-03-06 |
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