JPH08228490A - 電力変換装置 - Google Patents
電力変換装置Info
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- JPH08228490A JPH08228490A JP7033342A JP3334295A JPH08228490A JP H08228490 A JPH08228490 A JP H08228490A JP 7033342 A JP7033342 A JP 7033342A JP 3334295 A JP3334295 A JP 3334295A JP H08228490 A JPH08228490 A JP H08228490A
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Abstract
(57)【要約】
【構成】平滑コンデンサ電圧の検出値と，有効パワー分
電流指令値Ｉq*と，現在出力中のＰＷＭゲート信号スイ
ッチのオン，オフ指令とから、ＰＷＭ信号を生かすか、
又は遮断するかを決める手段を設けて、力行時はダイオ
ード整流モードで運転し、回生時のみＰＷＭコンバータ
制御を行う。 【効果】力行時のダイオード整流モードと、電力回生時
の正弦波ＰＷＭコンバータ制御をチャタリングなしに、
滑らかに切り替えできると共に、力行時はスイッチング
損失がなく、電力回生時は電源高調波電流が小さい正弦
波状の電源電流で回生できる。
電流指令値Ｉq*と，現在出力中のＰＷＭゲート信号スイ
ッチのオン，オフ指令とから、ＰＷＭ信号を生かすか、
又は遮断するかを決める手段を設けて、力行時はダイオ
ード整流モードで運転し、回生時のみＰＷＭコンバータ
制御を行う。 【効果】力行時のダイオード整流モードと、電力回生時
の正弦波ＰＷＭコンバータ制御をチャタリングなしに、
滑らかに切り替えできると共に、力行時はスイッチング
損失がなく、電力回生時は電源高調波電流が小さい正弦
波状の電源電流で回生できる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、インバータを含む交流
電動機の可変速駆動装置等を負荷にもち、電源から負荷
側に電力を供給したり、負荷側の慣性エネルギ等を電源
側へ回生する機能を有した電力変換装置に関する。
電動機の可変速駆動装置等を負荷にもち、電源から負荷
側に電力を供給したり、負荷側の慣性エネルギ等を電源
側へ回生する機能を有した電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】電力回生機能を備えた電力変換装置の従
来例として特開昭61−199481号公報に記載されている。
これは、電源電圧から振幅一定の正弦波状の電源電流指
令を作成し、実際の電源電流がこの指令より小さい場合
にはコンバータの正アームのスイッチング素子をオンす
る信号を出力している。又、このゲート信号は平滑コン
デンサ間の直流電圧が電源電圧より大きくて、インバー
タ入力電流が電力回生方向に流れている場合のみ生かさ
れ、その他の状態ではゲート信号を遮断している。
来例として特開昭61−199481号公報に記載されている。
これは、電源電圧から振幅一定の正弦波状の電源電流指
令を作成し、実際の電源電流がこの指令より小さい場合
にはコンバータの正アームのスイッチング素子をオンす
る信号を出力している。又、このゲート信号は平滑コン
デンサ間の直流電圧が電源電圧より大きくて、インバー
タ入力電流が電力回生方向に流れている場合のみ生かさ
れ、その他の状態ではゲート信号を遮断している。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】この従来例の装置は、
一般的な電力回生コンバータとして使用できる。しか
し、電源電流指令の振幅が一定のため、例えば、回生電
力が大きく電源電流が指令値より大きい場合、ゲート信
号がオフの状態となり平滑コンデンサ間の直流電圧が上
昇することになる。そこで、電源電流指令の振幅を最大
値に設定すると、回生電力が小さく電源電流が小さい場
合、ゲート信号のオン状態が継続しようと動作する。し
かし、回生電力が小さいため、電源電流が指令電流値に
到達しないうちに直流電圧が下がり、これによりゲート
信号を遮断すると考えられる。このように回生パワーに
応じた電源電流指令になっていないため、平滑コンデン
サ間の直流電圧と電源電圧との比較でゲート信号がオ
ン，オフすることになり、電源電流リプルが比較的大き
くなると考えられる。このように、電力回生量によって
は電源電流指令に実際の電源電流が追従しなくなると考
えられるので、正弦波状の電源電流になりにくいと考え
られる。
一般的な電力回生コンバータとして使用できる。しか
し、電源電流指令の振幅が一定のため、例えば、回生電
力が大きく電源電流が指令値より大きい場合、ゲート信
号がオフの状態となり平滑コンデンサ間の直流電圧が上
昇することになる。そこで、電源電流指令の振幅を最大
値に設定すると、回生電力が小さく電源電流が小さい場
合、ゲート信号のオン状態が継続しようと動作する。し
かし、回生電力が小さいため、電源電流が指令電流値に
到達しないうちに直流電圧が下がり、これによりゲート
信号を遮断すると考えられる。このように回生パワーに
応じた電源電流指令になっていないため、平滑コンデン
サ間の直流電圧と電源電圧との比較でゲート信号がオ
ン，オフすることになり、電源電流リプルが比較的大き
くなると考えられる。このように、電力回生量によって
は電源電流指令に実際の電源電流が追従しなくなると考
えられるので、正弦波状の電源電流になりにくいと考え
られる。
【０００４】そこで本発明の第一の目的は、ＰＷＭコン
バータを力行時はスイッチング損失がないダイオード整
流モードとし、電力回生時のみ、低次の電源高調波電流
が小さい正弦波状の電源電流として電力回生できる電力
変換装置を提供することにある。又、第二の目的はＰＷ
Ｍコンバータ装置の過負荷耐量を大きくでき、小型で低
価格なＰＷＭコンバータ装置にできる電力変換装置を提
供することにある。更に、第三の目的として一つの電力
変換装置で、電力回生時のみＰＷＭコンバータ制御を行
う方式と、力行，回生に関係なく常時ＰＷＭコンバータ
制御を行う一般的なＰＷＭコンバータ制御方式とを切り
替え設定できる等使い勝手が良く、汎用性に優れた電力
変換装置を提供することにある。
バータを力行時はスイッチング損失がないダイオード整
流モードとし、電力回生時のみ、低次の電源高調波電流
が小さい正弦波状の電源電流として電力回生できる電力
変換装置を提供することにある。又、第二の目的はＰＷ
Ｍコンバータ装置の過負荷耐量を大きくでき、小型で低
価格なＰＷＭコンバータ装置にできる電力変換装置を提
供することにある。更に、第三の目的として一つの電力
変換装置で、電力回生時のみＰＷＭコンバータ制御を行
う方式と、力行，回生に関係なく常時ＰＷＭコンバータ
制御を行う一般的なＰＷＭコンバータ制御方式とを切り
替え設定できる等使い勝手が良く、汎用性に優れた電力
変換装置を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の第一の手段として、基本的に負荷が力行状態ではコン
バータのゲート信号を遮断してダイオード整流モードと
し、回生時は直流電圧が一定になるように電源電流の振
幅指令を決め、これを基に正弦波の電源電流が流れるよ
うにコンバータをＰＷＭ制御して、電力回生するように
したものである。具体的には、平滑コンデンサ電圧（直
流電圧）の指令値と検出値が一致するように有効パワー
分電流指令Ｉq*を出力する手段と、有効パワー分電流指
令値Ｉq*と交流電源の位相から電源電流指令を作成し、
この電源電流指令に電源電流検出値が一致するようにコ
ンバータをＰＷＭ制御する手段を設け、平滑コンデンサ
電圧の検出値と、有効パワー分電流指令値Ｉq*と、現在
出力中のＰＷＭゲート信号スイッチオン，オフ指令（ス
イッチオン指令とはゲートサプレス解除の指令で、スイ
ッチオフ指令はゲートサプレス指令である。）とから、
ＰＷＭゲート信号又は、ゲート電圧を生かすか又は遮断
するかを制御するようにしたものである。なお、ＰＷＭ
ゲート信号スイッチのオン，オフ指令を出力する手段と
してＰＷＭコンバータ定常運転時の平滑コンデンサ電圧
指令をＶcnとすると、Ｖcnより大きい平滑コンデンサ電
圧の上限値ＶHとＶcnより小さい下限値ＶLを設け、平滑
コンデンサ電圧検出値ＶdcがＶH より大きい領域ではＰ
ＷＭゲート信号を生かして、電力回生モードとし、Ｖdc
がＶL より小さい領域ではＰＷＭゲート信号を遮断して
ダイオード整流モードとする。又、ＶdcがＶHより小さ
く、ＶLより大きい領域では、有効パワー分電流指令値
Ｉq*の上限値ＩHと下限値ＩLを設け、現在出力中のＰＷ
Ｍゲート信号スイッチがオンの時には、Ｉq*がＩH より
大きくなった時点でＰＷＭゲート信号を遮断し、現在出
力中のＰＷＭゲート信号スイッチがオフの時には、Ｉq*
がＩLより小さくなった時点でＰＷＭゲート信号を生か
すようにした。又、ＰＷＭ信号スイッチがオフの時に
は、電源電流制御部のＰＩ補償器の積分ゲインを零にリ
セットし、ＰＷＭ信号スイッチがオンの時には、電源電
流制御部のＰＩ補償器の積分ゲインを通常運転時の値に
設定するようにした。
の第一の手段として、基本的に負荷が力行状態ではコン
バータのゲート信号を遮断してダイオード整流モードと
し、回生時は直流電圧が一定になるように電源電流の振
幅指令を決め、これを基に正弦波の電源電流が流れるよ
うにコンバータをＰＷＭ制御して、電力回生するように
したものである。具体的には、平滑コンデンサ電圧（直
流電圧）の指令値と検出値が一致するように有効パワー
分電流指令Ｉq*を出力する手段と、有効パワー分電流指
令値Ｉq*と交流電源の位相から電源電流指令を作成し、
この電源電流指令に電源電流検出値が一致するようにコ
ンバータをＰＷＭ制御する手段を設け、平滑コンデンサ
電圧の検出値と、有効パワー分電流指令値Ｉq*と、現在
出力中のＰＷＭゲート信号スイッチオン，オフ指令（ス
イッチオン指令とはゲートサプレス解除の指令で、スイ
ッチオフ指令はゲートサプレス指令である。）とから、
ＰＷＭゲート信号又は、ゲート電圧を生かすか又は遮断
するかを制御するようにしたものである。なお、ＰＷＭ
ゲート信号スイッチのオン，オフ指令を出力する手段と
してＰＷＭコンバータ定常運転時の平滑コンデンサ電圧
指令をＶcnとすると、Ｖcnより大きい平滑コンデンサ電
圧の上限値ＶHとＶcnより小さい下限値ＶLを設け、平滑
コンデンサ電圧検出値ＶdcがＶH より大きい領域ではＰ
ＷＭゲート信号を生かして、電力回生モードとし、Ｖdc
がＶL より小さい領域ではＰＷＭゲート信号を遮断して
ダイオード整流モードとする。又、ＶdcがＶHより小さ
く、ＶLより大きい領域では、有効パワー分電流指令値
Ｉq*の上限値ＩHと下限値ＩLを設け、現在出力中のＰＷ
Ｍゲート信号スイッチがオンの時には、Ｉq*がＩH より
大きくなった時点でＰＷＭゲート信号を遮断し、現在出
力中のＰＷＭゲート信号スイッチがオフの時には、Ｉq*
がＩLより小さくなった時点でＰＷＭゲート信号を生か
すようにした。又、ＰＷＭ信号スイッチがオフの時に
は、電源電流制御部のＰＩ補償器の積分ゲインを零にリ
セットし、ＰＷＭ信号スイッチがオンの時には、電源電
流制御部のＰＩ補償器の積分ゲインを通常運転時の値に
設定するようにした。
【０００６】又、第二の手段では、主回路構成として、
交流電圧を直流電圧に変換するダイオード整流回路と，
直流電圧を平滑する平滑コンデンサＡと，直流電圧を交
流電圧に変換し、交流電動機を可変速駆動するインバー
タから成るインバータ装置と，トランス又はトランスと
交流リアクトルと，コンバータと，平滑コンデンサＢか
ら成るＰＷＭコンバータ装置を具備し、両装置の平滑コ
ンデンサ間を並列接続した。又、コンバータ制御方式は
第一の手段で述べた方式と同じである。そこで基本的
に、交流電動機が電力回生時では、ＰＷＭゲート信号又
はゲート電圧を生かしてＰＷＭコンバータ制御を行い、
電力回生以外の状態ではＰＷＭゲート信号又はゲート電
圧を遮断することで、交流電源からインバータ装置のダ
イオード整流回路を介して、交流電動機へ電力を供給す
るようにした。
交流電圧を直流電圧に変換するダイオード整流回路と，
直流電圧を平滑する平滑コンデンサＡと，直流電圧を交
流電圧に変換し、交流電動機を可変速駆動するインバー
タから成るインバータ装置と，トランス又はトランスと
交流リアクトルと，コンバータと，平滑コンデンサＢか
ら成るＰＷＭコンバータ装置を具備し、両装置の平滑コ
ンデンサ間を並列接続した。又、コンバータ制御方式は
第一の手段で述べた方式と同じである。そこで基本的
に、交流電動機が電力回生時では、ＰＷＭゲート信号又
はゲート電圧を生かしてＰＷＭコンバータ制御を行い、
電力回生以外の状態ではＰＷＭゲート信号又はゲート電
圧を遮断することで、交流電源からインバータ装置のダ
イオード整流回路を介して、交流電動機へ電力を供給す
るようにした。
【０００７】次に、第三の手段として、第一の手段で述
べたように電力回生時では、ＰＷＭゲート信号又はゲー
ト電圧を生かしてＰＷＭコンバータ制御を行い、電力回
生以外の状態ではＰＷＭゲート信号又はゲート電圧を遮
断することで、ＰＷＭコンバータをダイオード整流モー
ドとして運転する方式と，負荷の力行，回生に関係なく
常時ＰＷＭコンバータ制御を行う制御方式とを通常の運
転前に、切り替え設定できるようにした。
べたように電力回生時では、ＰＷＭゲート信号又はゲー
ト電圧を生かしてＰＷＭコンバータ制御を行い、電力回
生以外の状態ではＰＷＭゲート信号又はゲート電圧を遮
断することで、ＰＷＭコンバータをダイオード整流モー
ドとして運転する方式と，負荷の力行，回生に関係なく
常時ＰＷＭコンバータ制御を行う制御方式とを通常の運
転前に、切り替え設定できるようにした。
【０００８】
【作用】第一の手段で、負荷が力行時では、有効パワー
分電流指令値Ｉq*が正の値となり、Ｉq*の上限値ＩHは
零に近い値を設定するので、Ｉq*がＩHより大きくな
り、ＰＷＭ信号スイッチオン，オフ指令はオフとなり、
ゲート信号が全相オフ（ゲートサプレス状態）となる。
この結果、ダイオード整流モードとなり、力行時のパワ
ーは電源からパワー素子の還流ダイオードを介して負荷
側へ供給される。この場合、直流電圧はダイオード整流
電圧となる。次に、交流電動機が減速して、力行時から
電力回生時に移ると負荷の慣性エネルギが平滑コンデン
サへ戻るため直流電圧Ｖdcが上昇する。そこで、ＰＷＭ
コンバータ定常運転時の平滑コンデンサ電圧指令をＶcn
とするとき、ＶdcがＶcnをオーバーするとＩq*が負に移
行する。この結果、下限値ＩL より小さくなるとＰＷＭ
信号スイッチオン，オフ指令がオン指令に切り替わり、
ゲートサプレスが解除され、ＰＷＭコンバータ制御に切
り替わる。これにより正弦波状の電源電流が回生電流と
して流れる。この場合、回生パワーが大きい場合は、直
流電圧ＶdcがＶcnになるようにＩq*が負の方向に大きく
なるので回生パワーに応じた大きさの電源電流が流れ
る。
分電流指令値Ｉq*が正の値となり、Ｉq*の上限値ＩHは
零に近い値を設定するので、Ｉq*がＩHより大きくな
り、ＰＷＭ信号スイッチオン，オフ指令はオフとなり、
ゲート信号が全相オフ（ゲートサプレス状態）となる。
この結果、ダイオード整流モードとなり、力行時のパワ
ーは電源からパワー素子の還流ダイオードを介して負荷
側へ供給される。この場合、直流電圧はダイオード整流
電圧となる。次に、交流電動機が減速して、力行時から
電力回生時に移ると負荷の慣性エネルギが平滑コンデン
サへ戻るため直流電圧Ｖdcが上昇する。そこで、ＰＷＭ
コンバータ定常運転時の平滑コンデンサ電圧指令をＶcn
とするとき、ＶdcがＶcnをオーバーするとＩq*が負に移
行する。この結果、下限値ＩL より小さくなるとＰＷＭ
信号スイッチオン，オフ指令がオン指令に切り替わり、
ゲートサプレスが解除され、ＰＷＭコンバータ制御に切
り替わる。これにより正弦波状の電源電流が回生電流と
して流れる。この場合、回生パワーが大きい場合は、直
流電圧ＶdcがＶcnになるようにＩq*が負の方向に大きく
なるので回生パワーに応じた大きさの電源電流が流れ
る。
【０００９】次に、回生状態から力行状態へ移行する場
合を説明する。負荷が力行状態になりＩq*がＩH より大
きくなるとゲート信号をサプレスしてダイオード整流モ
ードとする。これにより直流電圧Ｖdcはダイオード整流
時の電圧まで下がってくる。このようにＶdcがＶHとＶL
の間にある場合、回生，力行の判断を基本的にはＩq*で
判断するが（ＩH−ＩL）のヒステリシス幅を持たせて判
断するのでＰＷＭ信号スイッチオン，オフ指令にチャタ
リングが生じることはない。
合を説明する。負荷が力行状態になりＩq*がＩH より大
きくなるとゲート信号をサプレスしてダイオード整流モ
ードとする。これにより直流電圧Ｖdcはダイオード整流
時の電圧まで下がってくる。このようにＶdcがＶHとＶL
の間にある場合、回生，力行の判断を基本的にはＩq*で
判断するが（ＩH−ＩL）のヒステリシス幅を持たせて判
断するのでＰＷＭ信号スイッチオン，オフ指令にチャタ
リングが生じることはない。
【００１０】又、第二の手段では、負荷が力行時では、
第一の手段と同様にＰＷＭ信号スイッチオン，オフ指令
はオフとなり、ゲート信号が全相オフ(ゲートサプレス
状態)となりダイオード整流モードとなる。又、交流電
源と交流リアクトルとの間に接続されるトランスの変圧
比は１以下とするので、インバータ装置のダイオード整
流回路の入力電圧がトランスの出力電圧と等しいか又は
大きいため、力行時のパワーは交流電源からインバータ
装置のダイオード整流回路を介して負荷側へ供給され
る。
第一の手段と同様にＰＷＭ信号スイッチオン，オフ指令
はオフとなり、ゲート信号が全相オフ(ゲートサプレス
状態)となりダイオード整流モードとなる。又、交流電
源と交流リアクトルとの間に接続されるトランスの変圧
比は１以下とするので、インバータ装置のダイオード整
流回路の入力電圧がトランスの出力電圧と等しいか又は
大きいため、力行時のパワーは交流電源からインバータ
装置のダイオード整流回路を介して負荷側へ供給され
る。
【００１１】次に、電力回生時は直流電圧Ｖdcが上昇
し、ダイオード整流電圧より大きくなるとインバータ装
置のダイオード整流回路を介して流れていた電源電流が
遮断される。次に、直流電圧Ｖdcが更に上昇するとＰＷ
Ｍ信号スイッチオン，オフ指令がオンし直流電圧Ｖdcが
ＶcnになるようにＰＷＭコンバータ制御する。この様に
コンバータ装置では、電力回生時のみ動作するので過負
荷耐量を大きくできる。更に、スイッチング損失も少な
い。
し、ダイオード整流電圧より大きくなるとインバータ装
置のダイオード整流回路を介して流れていた電源電流が
遮断される。次に、直流電圧Ｖdcが更に上昇するとＰＷ
Ｍ信号スイッチオン，オフ指令がオンし直流電圧Ｖdcが
ＶcnになるようにＰＷＭコンバータ制御する。この様に
コンバータ装置では、電力回生時のみ動作するので過負
荷耐量を大きくできる。更に、スイッチング損失も少な
い。
【００１２】次に、第三の手段では、運転前に電力回生
時のみＰＷＭコンバータ制御を行う方式を設定した場
合、先に述べた第一の手段と同様な作用をする。一方、
常時ＰＷＭコンバータ制御を設定した場合、負荷の力
行，回生に関係なく常時ＰＷＭ信号スイッチのオン指令
が出力されるので直流電圧ＶdcがＶcnになるように常時
ＰＷＭコンバータ制御を行う。このため、電源電流が常
時正弦波状に制御される。
時のみＰＷＭコンバータ制御を行う方式を設定した場
合、先に述べた第一の手段と同様な作用をする。一方、
常時ＰＷＭコンバータ制御を設定した場合、負荷の力
行，回生に関係なく常時ＰＷＭ信号スイッチのオン指令
が出力されるので直流電圧ＶdcがＶcnになるように常時
ＰＷＭコンバータ制御を行う。このため、電源電流が常
時正弦波状に制御される。
【００１３】
【実施例】以下、本発明の一実施例を図面に基づいて説
明する。図１で、交流電源１から交流電力が交流リアク
トル２を介して、コンバータ３に供給されており、この
交流電力は、コンバータ３で直流電力に変換され平滑コ
ンデンサ４で平滑される。又、この直流電力はインバー
タ５で交流電力に変換され交流電動機６を可変速駆動す
る。又、交流電動機６には慣性を有する機械系が接続さ
れる。コンバータ３を制御するに際しては、平滑コンデ
ンサ４両端の電圧を検出する直流電圧検出器７の出力Ｖ
dcと直流電圧指令Ｖdc*との偏差に応じた有効パワー分
電流指令Ｉq*を直流電圧補償器８で生成している。な
お、Ｖdc*＝Ｖcn として制御する。次に、電源電圧検出
器９で交流電源電圧を絶縁して検出している。又、電流
指令発生手段１０ではＩq*を電流の振幅として電源電圧
位相に同期した正弦波の電源電流指令を出力している。
次に、電流制御及びＰＷＭ信号発生手段１１は、ＰＩ補
償器で構成され電源電流指令に電流検出器１２で検出し
た電源電流が一致するようにコンバータのＰＷＭ信号を
出力している。又、ＰＷＭ信号スイッチオン，オフ判断
手段１３では、直流電圧検出値Ｖdcと，有効パワー分電
流指令値Ｉq*と，現在出力中のＰＷＭゲート信号スイッ
チオン，オフ指令とから、今回のＰＷＭゲート信号を出
力するか、又は遮断するかの指令（ＰＷＭゲート信号ス
イッチオン，オフ指令）を出力し、論理積回路１４の入
力信号となる。なお、論理積回路１４はＰＷＭ信号を生
かすか又は遮断するかのスイッチに対応している。更に
は、ＰＷＭゲート信号スイッチがオフ指令時では、電流
制御及びＰＷＭ信号発生手段１１の中にあるＰＩ補償器
の積分器ゲインを零にリセットしている。これにより、
力行時のみＰＩ補償器の積分器を停止状態にしている。
次に、図１に示すPWM信号スイッチオン，オフ判断手段
１３の詳細フローチャートを図２に示す。電源電圧がAC
200V受電の場合、例えばＶdc*＝Ｖcn＝３４０Ｖ，ＶH＝
３５０Ｖ，ＶL＝３３０Ｖに設定する。又、ＩH＝０で、
ＩLは定格電源電流の２０〜３０％の負の値を設定す
る。そこで、直流電圧Ｖdcが上限値ＶH より大きい場
合、ＰＷＭ信号スイッチオン指令を出力し、ＰＷＭコン
バータ制御を行うことで電力回生を行う。この場合、直
流電圧ＶdcがＶdc*＝３４０ Ｖ一定になるように負のＩ
q*が出力され、電源電圧と逆位相の正弦波電源電流が流
れる。又、直流電圧Ｖdcが下限値ＶL より小さい場合、
負荷の力行，回生に関係なくＰＷＭゲート信号スイッチ
オフ指令を出力し、ゲート信号を遮断することでダイオ
ード整流モードとする。又、電流制御及びＰＷＭ信号発
生手段１１の中にあるＰＩ補償器の積分ゲインを零にリ
セットしている。次に、ＶdcがＶHより小さくＶLより大
きい領域では、基本的に有効パワー分電流指令値Ｉq*に
よりＰＷＭ信号スイッチのオン，オフ指令を決定してい
る。具体的には、現在出力中のＰＷＭ信号スイッチがオ
ンの時(PWMコンバータ制御時）には、Ｉq*がＩH より大
きくなった時点でＰＷＭ信号を遮断し、ダイオード整流
モードに切り替える。一方、現在出力中のＰＷＭ信号ス
イッチがオフの時（ゲート信号サプレス時）には、Ｉq*
がＩL より小さくなった時点でＰＷＭ信号を生かして、
ＰＷＭコンバータ制御に切り替え回生動作を行う。この
様に本実施例では電力回生時、直流電圧Ｖdcが＝３４０
Ｖ一定になるように電源電流の振幅指令となるＩq*が制
御され、回生パワーに応じて電源電流の振幅が変わり、
正弦波電源電流指令に電源電流が追従するようにＰＷＭ
制御される。この結果、電力回生時で、低次の電源高調
波電流が小さい正弦波状の電源電流として電力回生でき
る。又、力行時は普通のインバータと同様にダイオード
整流モードで運転できるので、コンバータ装置のスイッ
チング損失も小さくなり、直流電圧もダイオード整流電
圧となる。又、ＶdcがＶHより小さくＶLより大きい領域
では、有効パワー分電流指令値Ｉq*によりＰＷＭ信号ス
イッチのオン，オフ指令を決定するが、（ＩH−ＩL）幅
のヒステリシス特性を持って比較しており、ＰＷＭ信号
スイッチのオン，オフ指令にチャタリングが生じること
はない。又、ＰＷＭゲート信号を遮断時、電流制御部の
ＰＩ補償器の積分ゲインを零にリセットし、ＰＷＭゲー
ト信号を生かした時、電流制御部のＰＩ補償器の積分ゲ
インを通常の値にセットすることで力行，回生の切り替
えが滑らかになり、過大な電源電流が流れない。
明する。図１で、交流電源１から交流電力が交流リアク
トル２を介して、コンバータ３に供給されており、この
交流電力は、コンバータ３で直流電力に変換され平滑コ
ンデンサ４で平滑される。又、この直流電力はインバー
タ５で交流電力に変換され交流電動機６を可変速駆動す
る。又、交流電動機６には慣性を有する機械系が接続さ
れる。コンバータ３を制御するに際しては、平滑コンデ
ンサ４両端の電圧を検出する直流電圧検出器７の出力Ｖ
dcと直流電圧指令Ｖdc*との偏差に応じた有効パワー分
電流指令Ｉq*を直流電圧補償器８で生成している。な
お、Ｖdc*＝Ｖcn として制御する。次に、電源電圧検出
器９で交流電源電圧を絶縁して検出している。又、電流
指令発生手段１０ではＩq*を電流の振幅として電源電圧
位相に同期した正弦波の電源電流指令を出力している。
次に、電流制御及びＰＷＭ信号発生手段１１は、ＰＩ補
償器で構成され電源電流指令に電流検出器１２で検出し
た電源電流が一致するようにコンバータのＰＷＭ信号を
出力している。又、ＰＷＭ信号スイッチオン，オフ判断
手段１３では、直流電圧検出値Ｖdcと，有効パワー分電
流指令値Ｉq*と，現在出力中のＰＷＭゲート信号スイッ
チオン，オフ指令とから、今回のＰＷＭゲート信号を出
力するか、又は遮断するかの指令（ＰＷＭゲート信号ス
イッチオン，オフ指令）を出力し、論理積回路１４の入
力信号となる。なお、論理積回路１４はＰＷＭ信号を生
かすか又は遮断するかのスイッチに対応している。更に
は、ＰＷＭゲート信号スイッチがオフ指令時では、電流
制御及びＰＷＭ信号発生手段１１の中にあるＰＩ補償器
の積分器ゲインを零にリセットしている。これにより、
力行時のみＰＩ補償器の積分器を停止状態にしている。
次に、図１に示すPWM信号スイッチオン，オフ判断手段
１３の詳細フローチャートを図２に示す。電源電圧がAC
200V受電の場合、例えばＶdc*＝Ｖcn＝３４０Ｖ，ＶH＝
３５０Ｖ，ＶL＝３３０Ｖに設定する。又、ＩH＝０で、
ＩLは定格電源電流の２０〜３０％の負の値を設定す
る。そこで、直流電圧Ｖdcが上限値ＶH より大きい場
合、ＰＷＭ信号スイッチオン指令を出力し、ＰＷＭコン
バータ制御を行うことで電力回生を行う。この場合、直
流電圧ＶdcがＶdc*＝３４０ Ｖ一定になるように負のＩ
q*が出力され、電源電圧と逆位相の正弦波電源電流が流
れる。又、直流電圧Ｖdcが下限値ＶL より小さい場合、
負荷の力行，回生に関係なくＰＷＭゲート信号スイッチ
オフ指令を出力し、ゲート信号を遮断することでダイオ
ード整流モードとする。又、電流制御及びＰＷＭ信号発
生手段１１の中にあるＰＩ補償器の積分ゲインを零にリ
セットしている。次に、ＶdcがＶHより小さくＶLより大
きい領域では、基本的に有効パワー分電流指令値Ｉq*に
よりＰＷＭ信号スイッチのオン，オフ指令を決定してい
る。具体的には、現在出力中のＰＷＭ信号スイッチがオ
ンの時(PWMコンバータ制御時）には、Ｉq*がＩH より大
きくなった時点でＰＷＭ信号を遮断し、ダイオード整流
モードに切り替える。一方、現在出力中のＰＷＭ信号ス
イッチがオフの時（ゲート信号サプレス時）には、Ｉq*
がＩL より小さくなった時点でＰＷＭ信号を生かして、
ＰＷＭコンバータ制御に切り替え回生動作を行う。この
様に本実施例では電力回生時、直流電圧Ｖdcが＝３４０
Ｖ一定になるように電源電流の振幅指令となるＩq*が制
御され、回生パワーに応じて電源電流の振幅が変わり、
正弦波電源電流指令に電源電流が追従するようにＰＷＭ
制御される。この結果、電力回生時で、低次の電源高調
波電流が小さい正弦波状の電源電流として電力回生でき
る。又、力行時は普通のインバータと同様にダイオード
整流モードで運転できるので、コンバータ装置のスイッ
チング損失も小さくなり、直流電圧もダイオード整流電
圧となる。又、ＶdcがＶHより小さくＶLより大きい領域
では、有効パワー分電流指令値Ｉq*によりＰＷＭ信号ス
イッチのオン，オフ指令を決定するが、（ＩH−ＩL）幅
のヒステリシス特性を持って比較しており、ＰＷＭ信号
スイッチのオン，オフ指令にチャタリングが生じること
はない。又、ＰＷＭゲート信号を遮断時、電流制御部の
ＰＩ補償器の積分ゲインを零にリセットし、ＰＷＭゲー
ト信号を生かした時、電流制御部のＰＩ補償器の積分ゲ
インを通常の値にセットすることで力行，回生の切り替
えが滑らかになり、過大な電源電流が流れない。
【００１４】次に、他の実施例を図３に示す。図１と異
なる部分は電源電流制御系が交流電流制御方式の代わり
に回転座標軸（ｄｑ軸）上の直流量で電流制御している
点である。そこで、ｕｖｗ／ｄｑ変換手段１５では、電
源位相検出手段１６で検出した電源電圧位相θr と，電
源電流検出値ｉr，ｉtから、電源電圧ベクトルと同位相
の電流成分である有効パワー分電流Ｉq と，π／２位相
遅れの無効パワー分電流Ｉdを算出している。次に、非
干渉電流制御系はＩq*にＩqが一致するように、ＰＩ補
償器１７ａで補償し、その出力をΔＶq としている。
又、コンバータ入力電圧ベクトルのｑ軸電圧成分の指令
Ｖq*は数１から演算している。
なる部分は電源電流制御系が交流電流制御方式の代わり
に回転座標軸（ｄｑ軸）上の直流量で電流制御している
点である。そこで、ｕｖｗ／ｄｑ変換手段１５では、電
源位相検出手段１６で検出した電源電圧位相θr と，電
源電流検出値ｉr，ｉtから、電源電圧ベクトルと同位相
の電流成分である有効パワー分電流Ｉq と，π／２位相
遅れの無効パワー分電流Ｉdを算出している。次に、非
干渉電流制御系はＩq*にＩqが一致するように、ＰＩ補
償器１７ａで補償し、その出力をΔＶq としている。
又、コンバータ入力電圧ベクトルのｑ軸電圧成分の指令
Ｖq*は数１から演算している。
【００１５】
【数１】 Ｖq*＝Ｖr*−ΔＶq−Ｉd・ω・Ｌ …（数１） ここで、Ｖr*は電源電圧の大きさの指令、Ｌは交流リア
クトルのインダクタンス、ωは交流電源電圧の角周波数
である。
クトルのインダクタンス、ωは交流電源電圧の角周波数
である。
【００１６】一方、ｄ軸の方はＩd*にＩdが一致するよ
うに、ＰＩ補償器１７ｂで補償し、その出力をΔＶdと
している。又、コンバータ入力電圧ベクトルのｄ軸電圧
成分の指令Ｖd*は数２から演算している。
うに、ＰＩ補償器１７ｂで補償し、その出力をΔＶdと
している。又、コンバータ入力電圧ベクトルのｄ軸電圧
成分の指令Ｖd*は数２から演算している。
【００１７】
【数２】 Ｖd*＝Ｉq・ω・Ｌ−ΔＶd …（数２） なお、Ｉd*＝０の場合、電源力率１制御となる。次に、
ＰＷＭ信号発生手段１８ではＶq*とＶd*と電源電圧位相
θr を基に、コンバータのＰＷＭ信号を作成している。
又、ＰＷＭ信号スイッチオン，オフ判断手段１３では、
先に述べた図２の処理を行うもので、ＰＷＭ信号スイッ
チオフ指令後は図３に示す電流制御系ＰＩ補償１７ａ，
１７ｂの積分ゲインを零にリセットしている。これによ
り、次の段階でＰＷＭコンバータ制御に切り替わる際、
正確なコンバータ入力電圧指令が出力されるので過渡的
に過大な電源電流が流れることはない。この様に図３に
示す実施例でも、図１に示す実施例と同様な効果があ
る。
ＰＷＭ信号発生手段１８ではＶq*とＶd*と電源電圧位相
θr を基に、コンバータのＰＷＭ信号を作成している。
又、ＰＷＭ信号スイッチオン，オフ判断手段１３では、
先に述べた図２の処理を行うもので、ＰＷＭ信号スイッ
チオフ指令後は図３に示す電流制御系ＰＩ補償１７ａ，
１７ｂの積分ゲインを零にリセットしている。これによ
り、次の段階でＰＷＭコンバータ制御に切り替わる際、
正確なコンバータ入力電圧指令が出力されるので過渡的
に過大な電源電流が流れることはない。この様に図３に
示す実施例でも、図１に示す実施例と同様な効果があ
る。
【００１８】次に、別な実施例を図４に示す。交流電源
を直流電圧に変換するダイオード整流回路１９と，直流
電圧を平滑する平滑コンデンサ４ａと，直流電圧を交流
電圧に変換し、交流電動機６を可変速駆動するインバー
タ５と，その制御装置２０から成るインバータ装置と，
トランス２１と，交流リアクトル２と，コンバータ３
と，平滑コンデンサ４ｂを接続したＰＷＭコンバータ装
置から構成し、両平滑コンデンサ４ａ，４ｂを並列接続
した。又、ＰＷＭコンバータ制御手段２２は、図１の２
２ａ、図３の２２ｂに示すコンバータ制御部を示し、交
流電動機の電力回生時のみＰＷＭコンバータのＰＷＭ信
号スイッチをオンして電源回生を行う制御手段である。
そこで、力行時で負荷のパワーは、ＰＷＭコンバータの
ゲート信号が遮断状態なのでダイオード整流回路１９を
介して電源から平滑コンデンサ４ａ，４ｂへ供給され
る。この場合、ダイオード整流回路１９とコンバータ３
の還流ダイオードは並列接続となるが、トランスの変圧
比が１以下であり、更に、還流ダイオードの方は、交流
リアクトル２が接続されるため、力行時の電源電流はダ
イオード整流回路１９のみを通りコンバータ３の還流ダ
イオードを介しては流れない。
を直流電圧に変換するダイオード整流回路１９と，直流
電圧を平滑する平滑コンデンサ４ａと，直流電圧を交流
電圧に変換し、交流電動機６を可変速駆動するインバー
タ５と，その制御装置２０から成るインバータ装置と，
トランス２１と，交流リアクトル２と，コンバータ３
と，平滑コンデンサ４ｂを接続したＰＷＭコンバータ装
置から構成し、両平滑コンデンサ４ａ，４ｂを並列接続
した。又、ＰＷＭコンバータ制御手段２２は、図１の２
２ａ、図３の２２ｂに示すコンバータ制御部を示し、交
流電動機の電力回生時のみＰＷＭコンバータのＰＷＭ信
号スイッチをオンして電源回生を行う制御手段である。
そこで、力行時で負荷のパワーは、ＰＷＭコンバータの
ゲート信号が遮断状態なのでダイオード整流回路１９を
介して電源から平滑コンデンサ４ａ，４ｂへ供給され
る。この場合、ダイオード整流回路１９とコンバータ３
の還流ダイオードは並列接続となるが、トランスの変圧
比が１以下であり、更に、還流ダイオードの方は、交流
リアクトル２が接続されるため、力行時の電源電流はダ
イオード整流回路１９のみを通りコンバータ３の還流ダ
イオードを介しては流れない。
【００１９】次に、回生時ではコンバータ３のスイッチ
ング素子を介して電源電流が流れるが、この回生電流は
交流電動機が減速している回生時で比較的短時間のみ流
れる。このため、過負荷耐量を大きくできるので、スイ
ッチング素子の電流容量を小さくできる。このようなこ
とから、インバータ５の容量に対してコンバータ３の容
量を比較的小さくできる。この結果、図４に示すように
ＰＷＭコンバータ装置をインバータ装置に並列接続し、
電力回生時のみＰＷＭ制御とすることで、コンバータ装
置の容量を小さくでき、小型で低価格なＰＷＭコンバー
タ装置になる。次に、他の実施例を図５に示す。これは
電力回生時では、ＰＷＭゲート信号又はゲート電圧を生
かしてＰＷＭコンバータ制御を行い、電力回生以外の状
態ではＰＷＭゲート信号又はゲート電圧を遮断すること
で、ＰＷＭコンバータをダイオード整流モードとして運
転する回生時のみＰＷＭ制御を行う方式と，負荷の力
行，回生に関係なく常時ＰＷＭコンバータ制御を行う方
式とを切り替え設定できる制御方式切替手段２３を設け
た。なお、常時ＰＷＭコンバータ制御を行う制御方式の
場合は、図２に示すソフト処理を除き、図５に示すよう
に力行，回生に関係なく常時ＰＷＭコンバータ制御を行
う。又、この制御方式の切替は通常の運転前に設定す
る。これにより一つの電力変換装置で、常時正弦波状の
電源電流で運転できるＰＷＭコンバータ制御方式と、力
行時はダイオード整流電圧の直流電圧で運転し、電力回
生時は、正弦波状の電源電流を流し、コンバータのスイ
ッチング損失を小さくできる回生時のみＰＷＭコンバー
タ制御方式とを任意に切り替え設定できる。このため、
使い勝手が良く、汎用性に優れた電力変換装置になる。
ング素子を介して電源電流が流れるが、この回生電流は
交流電動機が減速している回生時で比較的短時間のみ流
れる。このため、過負荷耐量を大きくできるので、スイ
ッチング素子の電流容量を小さくできる。このようなこ
とから、インバータ５の容量に対してコンバータ３の容
量を比較的小さくできる。この結果、図４に示すように
ＰＷＭコンバータ装置をインバータ装置に並列接続し、
電力回生時のみＰＷＭ制御とすることで、コンバータ装
置の容量を小さくでき、小型で低価格なＰＷＭコンバー
タ装置になる。次に、他の実施例を図５に示す。これは
電力回生時では、ＰＷＭゲート信号又はゲート電圧を生
かしてＰＷＭコンバータ制御を行い、電力回生以外の状
態ではＰＷＭゲート信号又はゲート電圧を遮断すること
で、ＰＷＭコンバータをダイオード整流モードとして運
転する回生時のみＰＷＭ制御を行う方式と，負荷の力
行，回生に関係なく常時ＰＷＭコンバータ制御を行う方
式とを切り替え設定できる制御方式切替手段２３を設け
た。なお、常時ＰＷＭコンバータ制御を行う制御方式の
場合は、図２に示すソフト処理を除き、図５に示すよう
に力行，回生に関係なく常時ＰＷＭコンバータ制御を行
う。又、この制御方式の切替は通常の運転前に設定す
る。これにより一つの電力変換装置で、常時正弦波状の
電源電流で運転できるＰＷＭコンバータ制御方式と、力
行時はダイオード整流電圧の直流電圧で運転し、電力回
生時は、正弦波状の電源電流を流し、コンバータのスイ
ッチング損失を小さくできる回生時のみＰＷＭコンバー
タ制御方式とを任意に切り替え設定できる。このため、
使い勝手が良く、汎用性に優れた電力変換装置になる。
【００２０】次に、他の実施例を図６に示す。図４の構
成と異なる部分は平滑コンデンサ４ａと４ｂの間にクラ
ンプダイオード２４を接続している点と、コンバータ制
御を負荷の力行，回生に関係なく常時ＰＷＭコンバータ
制御にしている点である。そこで、力行時ではクランプ
ダイオード２４を入れることでコンバータからインバー
タ側の平滑コンデンサ４ａには充電電流は流れない。こ
のため負荷のパワーは、ダイオード整流回路１９を介し
て電源から平滑コンデンサ４ａへ供給される。この場
合、コンバータ側の平滑コンデンサ４ｂ間の直流電圧は
常時ＰＷＭコンバータ制御を行っているため、Ｖcn＝３
４０Ｖ一定となるが、インバータ側の平滑コンデンサ４
ａ間の直流電圧はクランプダイオードの働きによりダイ
オード整流電圧となる。一方、回生時では、回生電流が
平滑コンデンサ４ａと４ｂに流れ、平滑コンデンサ４ａ
の直流電圧が上昇すると共に常時ＰＷＭコンバータ制御
を行っているため、Ｖdc＝３４０Ｖ一定になるようにコ
ンバータ装置により電源回生を行う。この様に力行時の
電源電流はダイオード整流回路１９のみを通りコンバー
タ３の還流ダイオードを介しては流れない。
成と異なる部分は平滑コンデンサ４ａと４ｂの間にクラ
ンプダイオード２４を接続している点と、コンバータ制
御を負荷の力行，回生に関係なく常時ＰＷＭコンバータ
制御にしている点である。そこで、力行時ではクランプ
ダイオード２４を入れることでコンバータからインバー
タ側の平滑コンデンサ４ａには充電電流は流れない。こ
のため負荷のパワーは、ダイオード整流回路１９を介し
て電源から平滑コンデンサ４ａへ供給される。この場
合、コンバータ側の平滑コンデンサ４ｂ間の直流電圧は
常時ＰＷＭコンバータ制御を行っているため、Ｖcn＝３
４０Ｖ一定となるが、インバータ側の平滑コンデンサ４
ａ間の直流電圧はクランプダイオードの働きによりダイ
オード整流電圧となる。一方、回生時では、回生電流が
平滑コンデンサ４ａと４ｂに流れ、平滑コンデンサ４ａ
の直流電圧が上昇すると共に常時ＰＷＭコンバータ制御
を行っているため、Ｖdc＝３４０Ｖ一定になるようにコ
ンバータ装置により電源回生を行う。この様に力行時の
電源電流はダイオード整流回路１９のみを通りコンバー
タ３の還流ダイオードを介しては流れない。
【００２１】又、回生電流は交流電動機が減速している
回生時のみコンバータ装置を介して流れ、比較的短時間
である。このため、コンバータ装置の過負荷耐量を大き
くできるので、図４に示す実施例と同様にインバータ５
の容量に対してコンバータ３の容量を比較的小さくで
き、小型で低価格なＰＷＭコンバータ装置になる。
回生時のみコンバータ装置を介して流れ、比較的短時間
である。このため、コンバータ装置の過負荷耐量を大き
くできるので、図４に示す実施例と同様にインバータ５
の容量に対してコンバータ３の容量を比較的小さくで
き、小型で低価格なＰＷＭコンバータ装置になる。
【００２２】
【発明の効果】本発明によれば、平滑コンデンサ電圧の
検出値と，有効パワー分電流指令値Ｉq*と，現在出力中
のＰＷＭゲート信号スイッチのオン，オフ指令とから、
PWMゲート信号スイッチのオン，オフを決めており、滑
らかに力行時のダイオード整流モードと，電力回生時の
正弦波ＰＷＭコンバータ制御が切り替わる。更に、低次
の電源高調波電流が小さい正弦波状の電源電流として電
力回生できる。
検出値と，有効パワー分電流指令値Ｉq*と，現在出力中
のＰＷＭゲート信号スイッチのオン，オフ指令とから、
PWMゲート信号スイッチのオン，オフを決めており、滑
らかに力行時のダイオード整流モードと，電力回生時の
正弦波ＰＷＭコンバータ制御が切り替わる。更に、低次
の電源高調波電流が小さい正弦波状の電源電流として電
力回生できる。
【００２３】又、インバータ装置と，ＰＷＭコンバータ
装置を並列接続し、力行時はインバータ装置のダイオー
ド整流回路を介して、交流電動機へ電力を供給し、電力
回生時のみＰＷＭコンバータ制御を行うことで、コンバ
ータ装置の過負荷耐量を大きくできるので、インバータ
の容量よりコンバータの容量を小さくでき、小型で低価
格なＰＷＭコンバータ装置にできる。
装置を並列接続し、力行時はインバータ装置のダイオー
ド整流回路を介して、交流電動機へ電力を供給し、電力
回生時のみＰＷＭコンバータ制御を行うことで、コンバ
ータ装置の過負荷耐量を大きくできるので、インバータ
の容量よりコンバータの容量を小さくでき、小型で低価
格なＰＷＭコンバータ装置にできる。
【００２４】又、一つの電力変換装置で、常時正弦波状
の電源電流で運転できるＰＷＭコンバータ制御方式と，
力行時はダイオード整流電圧の直流電圧で運転でき、回
生時は正弦波状の電源電流になる回生時のみＰＷＭコン
バータ制御を行う方式とを任意に切り替え設定できるた
め、使い勝手が良く、汎用性に優れた電力変換装置にな
る。
の電源電流で運転できるＰＷＭコンバータ制御方式と，
力行時はダイオード整流電圧の直流電圧で運転でき、回
生時は正弦波状の電源電流になる回生時のみＰＷＭコン
バータ制御を行う方式とを任意に切り替え設定できるた
め、使い勝手が良く、汎用性に優れた電力変換装置にな
る。
【図１】本発明の一実施例を示す制御ブロック図。
【図２】図１，図３，図５に示すＰＷＭ信号スイッチオ
ン，オフ判断手段の詳細フローチャート。
ン，オフ判断手段の詳細フローチャート。
【図３】本発明の他の実施例を示す制御ブロック図。
【図４】インバータとコンバータを並列接続した実施例
を示す制御ブロック図。
を示す制御ブロック図。
【図５】本発明の他の実施例を示す制御ブロック図。
【図６】インバータとコンバータを並列接続した他の実
施例を示す制御ブロック図。
施例を示す制御ブロック図。
１…交流電源、２…交流リアクトル、３…コンバータ、
４…平滑コンデンサ、５…インバータ、６…交流電動
機、７…直流電圧検出器、８…直流電圧補償器、９…電
源電圧検出器、１０…電流指令発生手段、１１…信号発
生手段、１２…電流検出器、１３…オン，オフ判断手
段、１４…論理積回路。
４…平滑コンデンサ、５…インバータ、６…交流電動
機、７…直流電圧検出器、８…直流電圧補償器、９…電
源電圧検出器、１０…電流指令発生手段、１１…信号発
生手段、１２…電流検出器、１３…オン，オフ判断手
段、１４…論理積回路。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 上総 裕之 千葉県習志野市東習志野七丁目１番１号 日立京葉エンジニアリング株式会社内
Claims (8)
- 【請求項１】自己消弧素子と還流ダイオードが逆並列接
続されたパワー素子から構成されるコンバータと，交流
電源と前記コンバータとの間に、交流リアクトルを接続
すると共に、コンバータと，交流電動機を可変速するた
めのインバータとの間に平滑コンデンサを接続した電力
変換装置において、前記平滑コンデンサ電圧の指令値と
検出値が一致するように有効パワー分電流指令を出力す
る手段と，前記有効パワー分電流指令値と交流電源の位
相から電源電流指令を作成し、この電源電流指令に電源
電流検出値が一致するように前記コンバータをＰＷＭ制
御する手段を具備し、前記交流電動機が電力回生時には
ＰＷＭゲート信号又はゲート電圧を生かしてＰＷＭコン
バータ制御を行い、電力回生以外の状態ではＰＷＭゲー
ト信号又はゲート電圧を遮断することで、コンバータを
ダイオード整流モードとして運転することを特徴とする
電力変換装置。 - 【請求項２】自己消弧素子と還流ダイオードが逆並列接
続されたパワー素子から構成されるコンバータと，交流
電源と前記コンバータとの間に、交流リアクトルを接続
すると共に、コンバータと，交流電動機を可変速するた
めのインバータとの間に平滑コンデンサを接続した電力
変換装置において、前記平滑コンデンサ電圧の指令値と
検出値が一致するように有効パワー分電流指令を出力す
る手段と，前記有効パワー分電流指令値と交流電源の位
相から電源電流指令を作成し、この電源電流指令に電源
電流検出値が一致するように前記コンバータをＰＷＭ制
御する手段を具備し、前記平滑コンデンサ電圧の検出値
と，前記有効パワー分電流指令値と，現在出力中のＰＷ
Ｍゲート信号スイッチオン，オフ指令とから、前記ＰＷ
Ｍゲート信号又は、ゲート電圧のスイッチをオン，オフ
制御する手段を設け、これにより交流電動機の電力回生
時のみＰＷＭコンバータ制御を行うことを特徴とする電
力変換装置。 - 【請求項３】自己消弧素子と還流ダイオードが逆接続さ
れたパワー素子から構成されるコンバータと，交流電源
と前記コンバータとの間に、交流リアクトルを接続する
と共に、コンバータと，交流電動機を可変速するための
インバータとの間に平滑コンデンサを接続した電力変換
装置において、前記平滑コンデンサ電圧の指令値と検出
値が一致するように有効パワー分電流指令を出力する手
段と，前記交流リアクトル電流を二軸の回転座標軸成分
に分解し、有効パワー分電流と無効パワー分電流を検出
する手段と，前記有効パワー分電流の指令値に前記有効
パワー分電流が一致し、前記無効パワー分電流指令に前
記無効パワー分電流が一致するようにＰＷＭ信号を作成
し、前記コンバータのゲート信号として与える手段を具
備し、前記平滑コンデンサ電圧の検出値と，前記有効パ
ワー分電流指令値と，現在出力中のＰＷＭゲート信号ス
イッチオン，オフ指令とから、前記ＰＷＭゲート信号又
は、ゲート電圧のスイッチをオン，オフ制御する手段を
設け、これにより交流電動機の電力回生時のみＰＷＭコ
ンバータ制御を行うことを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項４】請求項第２項または第３項で記載した前記
平滑コンデンサ電圧検出値と，前記有効パワー分電流指
令値と，現在出力中のＰＷＭゲート信号スイッチオン，
オフ指令とから、ＰＷＭゲート信号又は、ゲート電圧の
スイッチをオン，オフ制御する手段として、ＰＷＭコン
バータ定常運転時の平滑コンデンサ電圧指令をより大き
い平滑コンデンサ電圧上限値と前記平滑コンデンサ電圧
指令より小さい下限値を設け、平滑コンデンサ電圧検出
値が前記平滑コンデンサ電圧上限値より大きい領域では
ＰＷＭゲート信号スイッチをオンして電力回生モードと
し、前記平滑コンデンサ電圧検出値が前記下限値より小
さい領域ではＰＷＭゲート信号スイッチをオフしてダイ
オード整流モードとする。又、前記平滑コンデンサ電圧
検出値が前記下限値より小さく、前記下限値より大きい
領域では、前記有効パワー分電流指令値の上限値と下限
値を設け、現在出力中のＰＷＭゲート信号スイッチがオ
ンの時には、前記有効パワー分電流指令が上限値より大
きい領域でＰＷＭゲート信号スイッチをオフに切り替え
ダイオード整流モードとし、現在出力中のＰＷＭゲート
信号スイッチがオフの時には、前記有効パワー分電流指
令値が下限値より小さい領域でＰＷＭゲート信号スイッ
チをオンに切り替え電力回生モードとする電力変換装
置。 - 【請求項５】交流電源を直流電圧に変換するダイオード
整流回路と，直流電圧を平滑する第一平滑コンデンサ
と，スイッチング素子と還流ダイオードが、逆並列接続
されたパワー素子から成り、直流電圧を交流電圧に変換
し、交流電動機を可変速駆動するインバータから成るイ
ンバータ装置と，自己消弧素子と還流ダイオードが逆並
列接続されたパワー素子から構成されるコンバータと，
交流電源とコンバータとの間にトランス又はトランスと
交流リアクトルを接続すると共に、コンバータの出力に
第二平滑コンデンサを接続したＰＷＭコンバータ装置を
具備し、両装置の平滑コンデンサ間を並列接続した構成
の電力変換装置において、前記平滑コンデンサ電圧の指
令値と検出値が一致するように有効パワー分電流指令を
出力する手段と，前記有効パワー分電流指令値と交流電
源の位相から電源電流指令を作成し、この電源電流指令
に電源電流検出値が一致するように前記コンバータをＰ
ＷＭ制御する手段を具備し、前記交流電動機が電力回生
時にはＰＷＭゲート信号又はゲート電圧を生かしてＰＷ
Ｍコンバータ制御を行い、電力回生以外の状態ではＰＷ
Ｍゲート信号又はゲート電圧を遮断することで、交流電
源から前記インバータ装置のダイオード整流回路を介し
て、交流電動機へ電力を供給することを特徴とする電力
変換装置。 - 【請求項６】自己消弧素子と還流ダイオードが逆並列接
続されたパワー素子から構成されるコンバータと，交流
電源と前記コンバータとの間に、交流リアクトルを接続
すると共に、コンバータと，交流電動機を可変速するた
めのインバータとの間に平滑コンデンサを接続した電力
変換装置において、前記平滑コンデンサ電圧の指令値と
検出値が一致するように有効パワー分電流指令を出力す
る手段と，前記有効パワー分電流指令値と交流電源の位
相から電源電流指令を作成し、この電源電流指令に電源
電流検出値が一致するように前記コンバータをＰＷＭ制
御する手段を具備し、前記交流電動機が電力回生時に
は、ＰＷＭゲート信号又はゲート電圧を生かしてＰＷＭ
コンバータ制御を行い、電力回生以外の状態ではＰＷＭ
ゲート信号又はゲート電圧を遮断することで、コンバー
タをダイオード整流モードとして運転する方式と，前記
交流電動機の力行，回生に関係なく常時ＰＷＭコンバー
タ制御を行う方式とを切り替え設定できる手段を具備し
たことを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項７】請求項１，２，３または５に記載した電力
回生時、ＰＷＭ信号を生かして、ＰＷＭコンバータ制御
している時は、電源電流制御部のＰＩ補償器の積分ゲイ
ンを通常運転時の値に設定し、電力回生時以外の時、Ｐ
ＷＭ信号を遮断している時は、電源電流制御部のＰＩ補
償器の積分ゲインを零にリセットする電力変換装置。 - 【請求項８】交流電源を直流電圧に変換するダイオード
整流回路と，直流電圧を平滑する第一平滑コンデンサ
と，スイッチング素子と還流ダイオードが、逆並列接続
されたパワー素子から成り、直流電圧を交流電圧に変換
し、交流電動機を可変速駆動するインバータから成るイ
ンバータ装置と，自己消弧素子と還流ダイオードが逆並
列接続されたパワー素子から構成されるコンバータと，
前記交流電源とコンバータとの間にトランス又はトラン
スと交流リアクトルを接続すると共に、コンバータの出
力に第二平滑コンデンサを接続したＰＷＭコンバータ装
置を具備し、両装置の平滑コンデンサ間をクランプダイ
オードを介して並列接続した構成の電力変換装置におい
て、前記第二平滑コンデンサの電圧の指令値と検出値が
一致するように有効パワー分電流指令を出力する手段
と，前記有効パワー分電流指令値と交流電源の位相から
電源電流指令を作成し、前記電源電流指令に電源電流検
出値が一致するように前記コンバータをＰＷＭ制御する
手段を具備し、前記交流電動機の力行時，電力回生時に
関係なく常時、ＰＷＭコンバータ制御を行い、前記クラ
ンプダイオードの働きにより、力行時は、交流電源から
前記インバータ装置のダイオード整流回路を介して、交
流電動機へ電力を供給し、回生時は交流電動機側の回生
エネルギを、ＰＷＭコンバータ装置を介して電源回生す
ることを特徴とする電力変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7033342A JPH08228490A (ja) | 1995-02-22 | 1995-02-22 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7033342A JPH08228490A (ja) | 1995-02-22 | 1995-02-22 | 電力変換装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08228490A true JPH08228490A (ja) | 1996-09-03 |
Family
ID=12383901
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7033342A Pending JPH08228490A (ja) | 1995-02-22 | 1995-02-22 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08228490A (ja) |
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- 1995-02-22 JP JP7033342A patent/JPH08228490A/ja active Pending
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