WO2016185601A1 - モータ制御装置とモータ制御方法 - Google Patents

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弘道 川村
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Definitions

  • the present invention relates to a motor control device and a motor control method for controlling a phase current of a motor by a drive voltage supplied to the motor.
  • a motor control device that controls a phase current supplied to a motor by a PWM (Pulse Width Modulation) method (hereinafter referred to as PWM control) performs motor control when the phase current flowing in at least one phase exceeds a predetermined value.
  • PWM control Pulse Width Modulation
  • a device that determines that the PWM control is unstable and interrupts the PWM control is known (Patent Document 1).
  • the method disclosed in Patent Document 1 returns PWM control when the phase current falls below a predetermined value.
  • Patent Document 1 since PWM control is instantaneously restored when the phase current falls below a predetermined value, there is a case where overshoot occurs in the phase current immediately after that and vibration occurs in the motor torque.
  • the present invention has been made in view of the above problems, and an object of the present invention is to provide a motor control device that reduces phase current overshoot when PWM control is restored and suppresses vibration generated in motor torque.
  • a motor control method is provided.
  • the motor control device includes a control start / stop determination unit and a drive voltage control unit.
  • the control start / stop determination unit switches to the start state between the stop state and the start state when transitioning from the stop state in which the control of the drive voltage supplied to the motor is stopped to the start state in which the control is performed.
  • the drive voltage control unit controls the drive voltage so that the phase current increases or decreases according to the elapsed time in the startup state.
  • FIG. 1 shows the structural example of the drive power supply device 1 of an electric vehicle. It is a figure which shows the function structural example of the motor control apparatus 10 of 1st Embodiment. It is a figure which shows the example of the state transition of the motor control apparatus. It is a figure which shows the example of a change of the gate control signal upper limit in a control starting state.
  • 3 is a diagram illustrating an example of a functional configuration of a drive voltage control unit 12.
  • FIG. It is a figure which shows the example of the PWM signal in each state of a control stop, control starting, and control start. It is a figure which shows the example of the change of a phase current at the time of controlling the motor 5 with the motor control apparatus 10.
  • FIG. It is a figure which shows the other example of the change of a phase current at the time of controlling the motor 5 with the motor control apparatus 10.
  • FIG. It is a figure which shows the example which increases the amplitude of a PWM signal in a starting state. It is a figure which shows the other example of the change of the gate control signal upper limit in a control starting state. It is a figure which shows a part of operation
  • FIG. 3 is a diagram illustrating an example of a functional configuration of a drive voltage control unit 22.
  • FIG. It is a figure which shows the example of Vd1 * and Vq1 * which the voltage command value control part 21 calculates. It is a figure which shows the other example of Vd1 * and Vq1 * which the voltage command value control part 21 calculates. It is a figure which shows the other example of Vd1 * and Vq1 * which the voltage command value control part 21 calculates. It is a figure which shows the other example of Vd1 * and Vq1 * which the voltage command value control part 21 calculates. It is a figure which shows the example of the change of a phase current at the time of controlling the motor 5 with the motor control apparatus concerning a comparative example.
  • FIG. 1 the structural example of the drive power supply device 1 of the electric vehicle containing the motor control apparatus 10 of 1st Embodiment is shown.
  • the drive power supply device 1 supplies drive power to a three-phase permanent magnet synchronous motor (hereinafter referred to as a motor) that drives an electric vehicle such as a hybrid car or an electric vehicle.
  • a motor three-phase permanent magnet synchronous motor
  • the drive power supply device 1 includes a battery 2, relay units 3 and 14, an inverter 4, a motor 5, a capacitor 6, a current sensor 7, an angle sensor 8, a voltage sensor 9, a motor control device 10, and a vehicle control device 13.
  • the battery 2 is a DC power source composed of a secondary battery or the like.
  • the DC voltage of the battery 2 is supplied to the inverter 4 and the capacitor 6 via the relay unit 3.
  • the relay unit 14 connected in parallel to the battery 2 is opened.
  • the conduction between the relay units 3 and 14 is controlled by an ON / OFF operation (relay control signal) of a key switch operated by a driver via a vehicle control device 13 described later.
  • the inverter 4 performs power conversion between the battery 2 and the motor 5.
  • the inverter 4 converts the DC power supplied from the battery 2 into three phase voltages (U phase, V phase, W phase) and converts the three-phase AC power generated in the motor 5 into DC power.
  • the inverter 4 includes a plurality of switching elements Tr1 to Tr6, a plurality of rectifier elements D1 to D6, and a gate drive circuit 41.
  • the emitter electrode of the switching element Tr1 that connects the collector electrode to the positive electrode of the battery 2 and the collector electrode of the switching element Tr2 that connects the emitter electrode to the negative electrode of the battery 2 are connected to form an arm circuit.
  • a connection point between a switching element Tr1 (hereinafter referred to as an upper arm) and Tr2 (hereinafter referred to as a lower arm) constituting the arm circuit is connected to a U-phase coil (not shown) of the motor 5.
  • Rectifying elements D1 and D2 are connected to the upper arm Tr1 and the lower arm Tr2 in antiparallel directions, respectively.
  • the upper arms Tr3 and Tr5 that connect the collector electrode to the positive electrode of the battery 2 and the lower arms Tr4 and Tr6 that connect the collector electrode to the negative electrode constitute an arm circuit similar to the upper arm Tr1 and the lower arm Tr2. Connection points of the respective arm circuits are connected to a V-phase coil and a W-phase coil, not shown, of the motor 5.
  • the rectifying elements D3 to D6 are connected to the upper arms Tr3 and Tr5 and the lower arms Tr4 and Tr6 in antiparallel directions, respectively.
  • a gate control signal generated based on a PWM signal output from the motor control device 10 is connected to each gate electrode of each of the switching elements Tr1 to Tr6 constituting the inverter 4.
  • a gate control signal GUP is connected to the gate electrode of the upper arm Tr1.
  • a gate control signal GUN is connected to the gate electrode of the lower arm Tr2.
  • the gate control signal GVP is applied to the gate electrode of the upper arm Tr3
  • the gate control signal GVN is applied to the gate electrode of the lower arm Tr4
  • the gate control signal GWP is applied to the upper arm Tr5
  • the gate control signal GWN is applied to the lower arm Tr6.
  • the gate drive circuit 41 performs ON / OFF control of the upper arms Tr1, Tr3, Tr5 and the lower arms Tr2, Tr4, Tr6 at a predetermined timing based on the PWM signal input from the motor control device 10.
  • the signals for ON / OFF control are the gate control signals GUP, GUN, GVP, GVN, GWP, and GWN.
  • the predetermined timing is a cycle (hereinafter referred to as carrier cycle) in which the upper and lower arms Tr1 to Tr6 are ON / OFF controlled.
  • the gate drive circuit 41 detects an overheat abnormality or an overcurrent abnormality state of each upper and lower arm and outputs an IGBT abnormality signal to the motor control device 10. Further, the gate drive circuit 41 converts the signal from the voltage sensor 9 that detects the voltage of the capacitor 6 that smoothes the voltage between the positive electrode and the negative electrode of the inverter 4 into an amplitude level that can be recognized by the motor control device 10. To the motor control device 10.
  • the current sensor 7 outputs to the motor control device 10 a current sensor signal obtained by measuring the phase current flowing through the U-phase, V-phase, and W-phase coils. In addition, it is not necessary to provide the current sensors 7 in all three phases because the sum of the phase currents flowing through the respective phase coils becomes zero.
  • the motor control device 10 controls the drive voltage supplied to the motor 5 with a PWM signal.
  • the motor control device 10 includes angle information of a rotor (rotor) not shown in the motor 5, a current sensor signal (Iu, Iv, Iw), a capacitor voltage signal, a control start / stop signal, and a torque command.
  • a PWM signal is generated based on the value T * .
  • the PWM signal is a signal having the same pulse width and amplitude as the gate control signals GUP, GUN, GVP, GVN, GWP, and GWN. Note that U, V, and W are omitted when not particularly necessary, and are hereinafter referred to as gate control signals GP and GN.
  • the control start / stop signal and the torque command value T * are input from the vehicle control device 13.
  • the vehicle control device 13 includes a CPU, a ROM, and a RAM, and outputs a control start / stop signal when the key switch is turned on to start drive control of the electric vehicle. Further, the vehicle control device 13 calculates a torque command value T * based on the accelerator signal, the brake signal, and the shift position signal.
  • a motor control device 10 according to the first embodiment will be described with reference to FIG.
  • the motor control device 10 of the present embodiment includes a control start / stop determination unit 11 and a drive voltage control unit 12.
  • the control start / stop determination unit 11 switches the state of the drive voltage supplied to the motor 5 to a stop state where control is stopped, a start state where control is being performed, or a start state.
  • the drive voltage control unit 12 controls the drive voltage so that the phase current increases or decreases according to the elapsed time in the “start-up state”.
  • the control start / stop determination unit 11 performs a control start / stop determination process of the motor control method according to the first embodiment. Moreover, the drive voltage control part 12 performs the drive voltage control process of the motor control method.
  • FIG. 3 shows three states of the control start / stop determination unit 11: “control stop ⁇ (stop state)”, “control start ⁇ (start state)”, and “control start ⁇ (start state)”. Each state will be described with reference to the state transition diagram of FIG.
  • Control stop ⁇ is a state in which the control of the inverter 4 is stopped.
  • Control stop ⁇ is a state in which the output of the PWM signal is stopped, for example, when the electric vehicle is stopped, or when the rotational speed of the motor 5 is suddenly changed or the phase current is abnormal.
  • Control start ⁇ is a state in which the inverter 4 is controlled according to the torque command value T * when the electric vehicle is running.
  • Control start ⁇ is a state in which the inverter 4 is controlled by the PWM signal.
  • Control start ⁇ is a state connecting “control stop ⁇ ” and “control start ⁇ ”.
  • Control start ⁇ is a state in which the inverter 4 is controlled by a PWM signal different from the PWM signal in “control start ⁇ ”.
  • control start ⁇ The state transition from “control stop ⁇ ” to “control start ⁇ ” occurs when the rotational speed of the motor 5 returns to less than a predetermined value. This is because when the number of rotations of the motor 5 after the return is lower than a predetermined value, the amount of overshoot becomes small without going through “control start ⁇ ”, so that “control stop ⁇ ” directly goes to “control start ⁇ ”. Transition.
  • the control start / stop determination unit 11 determines “control start ⁇ ”
  • the control start / stop determination unit 11 outputs a state signal indicating “control start ⁇ ” to the drive voltage control unit 12.
  • control start / stop determination unit 11 determines “control stop ⁇ ”
  • the control start / stop determination unit 11 outputs a state signal indicating “control stop ⁇ ” to the drive voltage control unit 12.
  • the state transition from “control stop ⁇ ” to “control start ⁇ ” occurs when the number of revolutions of the motor 5 returns higher than a predetermined value. When the number of rotations of the motor 5 after the return is higher than a predetermined value, the amount of overshoot becomes large. Therefore, when returning from the “control stop ⁇ ” to the “control start ⁇ ”, the transition is made via the “control start ⁇ ”. .
  • the control start / stop determination unit 11 determines “control start ⁇ ”
  • the control start / stop determination unit 11 outputs a state signal indicating the state of “control start ⁇ ” to the drive voltage control unit 12.
  • the determination of the state transition from “control stop ⁇ ” to “control start ⁇ ” can be performed based on a plurality of pieces of information. For example, when the change of the phase current when the control is resumed is large, when the rotational speed of the motor 5 is equal to or higher than a predetermined rotational speed, or when the temperature of the switching element of the inverter 4 is equal to or higher than the threshold value, etc. , Based on information such as rotation speed and temperature. Such information can be obtained from the current sensor signal, the rotor angle information, and the IGBT abnormality signal. The determination may be performed by using each piece of information individually or by combining a plurality of pieces of information. Further, the transition from “control activation ⁇ ” to “control start ⁇ ” may be performed based on each information.
  • the state transition from “control start ⁇ ” to “control start ⁇ ” is performed, for example, when a predetermined time has elapsed since the transition to “control start ⁇ ”. Further, it is performed when the upper limit values (hereinafter referred to as gate control signal upper limit values) of the gate control signals GP and GN for turning on the upper and lower arms Tr1 to Tr6 reach a predetermined value.
  • the mode (pulse width, amplitude) of the PWM signal is determined by the upper limit value of the gate control signal.
  • the gate control signal upper limit value is output from the control start / stop determination unit 11 to the drive voltage control unit 12.
  • FIG. 4 shows an example of a change in the gate control signal upper limit value.
  • the horizontal axis in FIG. 4 represents the elapsed time since the transition to “control activation ⁇ ”, and the vertical axis represents, for example, the pulse width of the gate control signal upper limit value.
  • the upper limit value corresponds to the elapsed time on a one-to-one basis and means that there is no larger size.
  • the pulse width of the gate control signal upper limit value increases in accordance with the elapsed time from the transition to “control activation ⁇ ”.
  • the pulse width of the gate control signal upper limit value increases linearly to, for example, a pulse width (predetermined value) corresponding to a duty ratio of 50% of the carrier period of the PWM signal.
  • the drive voltage control unit 12 generates a PWM signal corresponding to the gate control signal upper limit value.
  • the PWM signal is the same signal as the pulse width and amplitude of the gate control signals GP and GN as described above. Therefore, the motor control device 10 can control the magnitude of the phase current of the motor 5 by the PWM signal.
  • the upper limit value of the gate control signal may be given to the drive voltage control unit 12. You can still do the same.
  • FIG. 5 shows an example of the functional configuration of the drive voltage control unit 12 and the operation thereof will be described in more detail.
  • the drive voltage controller 12 includes a voltage command value calculator 120, a current controller 121, a dq / 3-phase converter 122, a voltage / Duty converter 123, a PWM signal generator 124, a phase calculator 125, and a rotation speed calculator.
  • the voltage command value calculation unit 120 uses the torque command value T * calculated by the vehicle control device 13 and the rotation speed ⁇ of the motor 5 calculated by the rotation speed calculation unit 126, and uses the d-axis current command value Id *. And the q-axis current command value Iq * are calculated.
  • the d-axis current command value Id * and the q-axis current command value Iq * are d-axis and q-axis current values used in the current vector control method.
  • the rotation speed calculator 126 calculates the rotation speed ⁇ of the motor 5 from the rotation phase ⁇ calculated by the phase calculator 125.
  • the current control unit 121 receives a status signal input from the control start / stop determination unit 11, a d-axis current command value Id * , a q-axis current command value Iq *, and a three-phase / dq conversion unit 127.
  • the d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq * are calculated using the d-axis current Id and the q-axis current Iq.
  • Vd * and Vq * are calculated so that Id and Iq follow Id * and Iq * . That is, the drive voltage is determined so that the current measured by the current sensor follows the target current.
  • both Vd * and Vq * are set to “0”. That is, the motor control device 10 of the present embodiment minimizes the influence on the phase current when transitioning to the “control start” state.
  • the dq / 3-phase converter 122 converts the d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq * calculated by the current controller 121 into three phases based on the rotational phase ⁇ calculated by the phase calculator 125. Convert to AC voltage command values Vu * , Vv * , Vw * . The converted three-phase AC voltage command values Vu * , Vv * , Vw * are output to the PWM signal generation unit 124.
  • the phase calculation unit 125 calculates the rotation phase ⁇ based on the rotor angle information from the angle sensor 8.
  • the voltage / Duty conversion unit 123 is a duty signal Du * , which drives a three-phase switching element based on the three-phase AC voltage command values Vu * , Vv * , Vw * and a capacitor voltage signal which is a voltage of the capacitor 6. Dv * and Dw * are generated.
  • the PWM signal generation unit 124 generates a PWM signal for controlling the inverter 4 based on the state signal, the gate control signal upper limit value, and the duty signals Du * , Dv * , Dw * .
  • the pulse width of the PWM signal is determined by the upper limit value of the gate control signal. That is, in this embodiment, the mode of the PWM signal and the mode of the gate control signals GP and GN are the same.
  • a signal input to the gate electrodes of the upper and lower arms Tr1 to Tr6 is referred to as a PWM signal.
  • FIG. 6 is a diagram showing PWM signals of the upper arm Tr1 and the lower arm Tr2 of the U phase.
  • the PWM signals of the upper arm Tr1 and the lower arm Tr2 in the “control stop”, “control start”, and “control start” states from above are shown.
  • the horizontal direction is time.
  • both the upper arm Tr1 and the lower arm Tr2 are OFF.
  • the upper and lower arms of the other phase are all OFF.
  • Even in this “control stop” state when the electric vehicle is running, for example, the motor 5 is rotating, so that a back electromotive force is generated in the motor 5 due to a temporal change in the magnetic flux interlinking with each phase coil. To do.
  • the phase current based on the back electromotive force flows to the battery 2 via the rectifying elements D1 to D6 connected to the upper and lower arms in antiparallel.
  • the motor control device 10 literally does not control the motor 5.
  • control start either the upper arm Tr1 or the lower arm Tr2 is always turned on.
  • control start control of supplying a desired phase current to the motor 5 is performed by surely turning on one of the upper and lower arms.
  • Control start is a state connecting “control stop” and “control start”.
  • control activation the PWM signals of the upper arm Tr1 and the lower arm Tr2 change so that the upper limit value of the phase current increases in accordance with the elapsed time.
  • the pulse width of the PWM signal is gradually increased according to the elapsed time.
  • the maximum value (upper limit value) of the amplitude of the phase current can be gradually increased. The same applies to the other phases.
  • the ON time of the lower arm Tr2 at time t3 is longer than the ON time of the upper arm Tr1 at time t2. Further, the ON time of the upper arm Tr1 at time t4 is longer than the ON time of the lower arm Tr2 at time t3. That is, the pulse width of the PWM signal increases corresponding to the change in the gate control signal upper limit value in FIG. When the pulse width of the PWM signal increases to a predetermined value, the state transitions to “control start”.
  • FIG. 7 shows temporal changes in the phase current and torque when the state transitions from “control stop” ⁇ “control start” ⁇ “control start”.
  • the amplitude of the phase current in the “control start” state gradually increases according to the elapsed time.
  • the drive voltage control unit 12 controls the drive voltage supplied to the motor 5 so that the maximum value (upper limit value) of the amplitude of the phase current gradually increases.
  • the drive voltage control unit 12 controls the drive voltage so that the maximum value (upper limit value) of the amplitude of the phase current gradually decreases according to the elapsed time.
  • FIG. 8 shows a simulation result when the phase current is decreased.
  • the drive voltage control unit 12 reduces overshoot and undershoot of the phase current.
  • the mode of change of the maximum value (upper limit value) of the amplitude of the phase current is determined by the gate control signal upper limit value output by the control start / stop determination unit 11.
  • the pulse width of the PWM signal gradually increases, so that there is no sudden change in the phase of the phase current. As a result, it is possible to suppress the jumping (falling) of the phase current called a secondary vibration system.
  • the upper limit of the phase current is controlled to increase according to the elapsed time (FIGS. 7 and 8).
  • the motor control device 10 of the present embodiment does not cause a device failure due to an excessive current. Further, torque fluctuation is not generated.
  • FIG. 9 shows an example in which the amplitude of the PWM signal is increased according to the elapsed time in the “control start” state.
  • the gate control signal upper limit value for changing the PWM signal has been described as an example in which the change rate is linearly changed with a constant change rate. However, as shown in FIG. 10, the change rate is gradually increased. Also good.
  • the vertical and horizontal axes in FIG. 10 are the same as those in FIG.
  • control start / stop determination unit 11 may be configured to switch to “control stop” when the phase current exceeds a threshold value.
  • the control start / stop determination unit 11 changes the drive voltage state to the “control stop” state.
  • the flow is shown.
  • the drive voltage state transitions to the “control stop” state.
  • the temperature of the switching elements Tr1 to Tr6 is equal to or higher than the threshold value (YES in step S11)
  • the drive voltage state transitions to a “control stop” state.
  • step S10 can be performed based on the phase current obtained from the current sensor, or may be performed based on the current command value that commands the target value. By making a transition to the “control stop” state with the phase current, it is possible to realize a motor control device that can detect an abnormal state of PWM control more quickly and stop PWM control accurately.
  • the temperature of the switching elements Tr1 to Tr6 exceeds a threshold value, it can be obtained, for example, with the above-described IGBT abnormality signal.
  • a threshold value By detecting the abnormal state of the PWM control depending on whether or not the temperature of the switching element exceeds the threshold value, it is possible to realize a motor control device that can prevent a failure of the switching element.
  • control start / stop determination unit 11 may be configured to increase the time of the “control start” state as the phase current exceeding the threshold value increases.
  • FIG. 12 shows an operation flow in which the length of time in the “control activation” state is changed in accordance with the magnitude of the phase current exceeding the threshold value.
  • step S13 When the current value of the phase current exceeding the threshold is small (YES in step S13), the time during which the drive voltage is in the “control start” state is short (step S16). When the current value of the phase current exceeding the threshold value is medium (YES in step S14), the time during which the drive voltage is in the “control activation” state is medium (step S16). When the current value of the phase current exceeding the threshold is large (YES in step S15), the time during which the drive voltage is in the “control start” state is long (step S18).
  • a motor control device 20 according to the second embodiment will be described with reference to FIG.
  • the motor control device 20 of the present embodiment is different from the motor control device 10 (FIG. 2) in that it includes a voltage command value control unit 21 that controls a voltage command value in a “control stop” state.
  • the drive voltage control unit 22 is different from the drive voltage control unit 12 in that a PWM signal is generated using the voltage command value (output of the voltage command value control unit 21).
  • the voltage command value control unit 21 fixes the voltage command value for commanding increase / decrease of the phase current to a predetermined value in the “control stop” state. In other words, since the voltage command value is fixed to a predetermined value while the PWM control is stopped, it is possible to suppress fluctuations in the motor torque when transitioning from the “control stop” to the “control start” state.
  • FIG. 14 shows a functional configuration example of the drive voltage control unit 22.
  • the drive voltage control unit 22 differs from the drive voltage control unit 12 (FIG. 5) only in that a current control unit 221 is provided.
  • the voltage command value while the PWM control is stopped is set to “0”.
  • the current control unit 221 fixes the voltage command value whose status signal is “control stop” to a predetermined value.
  • the predetermined values are, for example, the d-axis voltage command value Vd1 * and the q-axis voltage command value Vq1 newly calculated based on the torque command value T * , the rotational speed ⁇ , and the capacitor voltage in the “control stop” state. * It is good also. By newly calculating, even if the time of the “control stop” state is long, the motor torque can be made to follow the target value in a shorter time.
  • FIG. 15 schematically shows the relationship between each state and the voltage command value when the new voltage designation values Vd1 * and Vq1 * are calculated in the “control stop” state.
  • the horizontal axis is time, and the vertical axis is the voltage command value.
  • the current control unit 121 calculates a new d-axis voltage command value Vd1 * and a q-axis voltage command value Vq1 * in the “control stop” state, and inputs the values to the current control unit 221. As a result, even when the “control stop” state is indefinitely long as indicated by a broken line, it is possible to suppress fluctuations in the motor torque when transitioning to the “control start” state.
  • the predetermined value may be a voltage command value held by the voltage command value control unit 21 immediately before the transition to the “control stop” state.
  • FIG. 16 shows the relationship between each state and the voltage command value in that case.
  • the horizontal and vertical axes in FIG. 16 are the same as those in FIG.
  • the Vd * and Vq * prior to the transition to the state of the "control stop” the voltage command value control unit 21 holds as Vd0 * and Vq0 *.
  • the change in the motor torque can be suppressed by inputting the voltage command value to the current control unit 221. This method is effective when the time of the “control stop” state is relatively short.
  • the predetermined value depending on the length of time of the state of the "control stop”, "control stop” voltage command value controller 21 immediately before transition to a state of the holding Vd0 *, and Vq0 *, A value between Vd1 * and Vq1 * newly calculated and required for torque control is set.
  • the voltage command value can be set appropriately, and fluctuations in motor torque when transitioning to the “control start” state can be suppressed.
  • the motor control device 20 of the second embodiment it is possible to suppress fluctuations in the motor torque when transitioning from the “control stop” to the “control start” state. By suppressing the fluctuation of the motor torque, vibration based on the torque fluctuation is not generated.
  • FIG. 18 shows changes in phase current and torque over time when the motor 5 is driven by the motor control device of the comparative example and the state is changed from “control stop” to “control start”.
  • the horizontal and vertical axes in FIG. 17 are the same as those in FIG.
  • control start does not exist in the time change of the comparative example of FIG. That is, the state transitions from the “control stop” state to the “control start” state. Since the pulse width of the PWM signal when the PWM control is resumed is the same as that in the normal PWM control state and is wide, an overshoot may occur in the phase current depending on the rotation speed of the motor. As a result, vibration occurs in the motor torque.
  • the motor control devices 10 and 20 of the present embodiment control the drive voltage so that the phase current increases or decreases according to the elapsed time when the drive voltage is in the activated state. Therefore, it is possible to reduce the overshoot of the phase current when the PWM control is restored, and to suppress the vibration generated in the motor torque.
  • the PWM signals of the upper arm Tr1 and the lower arm Tr2 in the “control start” state are described as examples of inverted signals.
  • a dead time in which the upper arm Tr1 and the lower arm Tr2 are simultaneously turned off is generally provided for each carrier cycle. In the description of the embodiment, the notation of dead time is omitted for the sake of simplicity.
  • the motor 5 has been described as an example of a three-phase permanent magnet type synchronous motor for driving an electric vehicle, but is not limited to this example.
  • the technical idea described in the above embodiment can be widely applied to motors such as actuators as well as driving (traveling) motors.

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Abstract

モータ５の起動及び停止を制御する起動停止要求信号とモータ５の回転数情報とを入力として、駆動電圧の状態を、制御停止、制御起動、及び制御開始の３つの状態で切り替える状態信号を出力する制御起動停止判定部１１と、状態信号が、制御停止から制御起動の状態に遷移した後に制御開始の状態に遷移するまでの間、ＰＷＭ信号を用いてモータ５に供給する相電流を徐々に増加させる駆動電圧制御部１２とを具備する。

Description

モータ制御装置とモータ制御方法
　本発明は、モータへ供給する駆動電圧によりモータの相電流を制御するモータ制御装置とモータ制御方法に関するものである。
　従来、モータに供給する相電流をＰＷＭ（Pulse Width Modulation）方式で制御（以降、ＰＷＭ制御）するモータ制御装置は、少なくとも１つの相に流れる相電流が所定の値を上回る場合に、モータ制御が不安定であると判定してＰＷＭ制御を中断するものが知られている（特許文献１）。この特許文献１に開示された方法は、相電流が所定の値を下回った時にＰＷＭ制御を復帰させる。
特開平１１－２５２９９０号公報
　しかし、特許文献１では、相電流が所定の値を下回った時にＰＷＭ制御を瞬時に復帰させるため、その直後において相電流にオーバーシュートが生じ、モータトルクに振動が生じる場合がある。
　本発明は、上記課題に鑑みて成されたものであり、その目的は、ＰＷＭ制御を復帰させた時における相電流のオーバーシュートを低減し、モータトルクに発生する振動を抑制するモータ制御装置とモータ制御方法を提供することである。
　本発明の一態様に係わるモータ制御装置は、制御起動停止判定部と、駆動電圧制御部とを具備する。制御起動停止判定部は、モータに供給する駆動電圧の制御を停止している停止状態から制御を実施している開始状態へ遷移する場合、停止状態と開始状態の間で起動状態へ切り替える。駆動電圧制御部は、起動状態において、相電流が経過時間に応じて増加、又は減少するように駆動電圧を制御する。
電気自動車の駆動電源装置１の構成例を示す図である。 第１実施形態のモータ制御装置１０の機能構成例を示す図である。 モータ制御装置１０の状態遷移の例を示す図である。 制御起動状態におけるゲート制御信号上限値の変化の例を示す図である。 駆動電圧制御部１２の機能構成例を示す図である。 制御停止、制御起動、及び制御開始の各状態におけるＰＷＭ信号の例を示す図である。 モータ制御装置１０でモータ５を制御した場合の相電流の変化の例を示す図である。 モータ制御装置１０でモータ５を制御した場合の相電流の変化の他の例を示す図である。 起動状態においてＰＷＭ信号の振幅を増加する例を示す図である。 制御起動状態におけるゲート制御信号上限値の変化の他の例を示す図である。 制御起動停止判定部１１が「制御停止」の状態を判定する動作フローの一部を示す図である。 制御起動停止判定部１１が「制御開始」の状態を判定する動作フローの一部を示す図である。 第２実施形態のモータ制御装置２０の機能構成例を示す図である。 駆動電圧制御部２２の機能構成例を示す図である。 電圧指令値制御部２１が計算するＶｄ１＊とＶｑ１＊の例を示す図である。 電圧指令値制御部２１が計算するＶｄ１＊とＶｑ１＊の他の例を示す図である。 電圧指令値制御部２１が計算するＶｄ１＊とＶｑ１＊の他の例を示す図である。 比較例に係わるモータ制御装置でモータ５を制御した場合の相電流の変化の例を示す図である。
　図面を参照して、実施形態を説明する。図面の記載において同一部分には同一符号を付して説明を省略する。第１実施形態のモータ制御装置１０を説明する前に、第１実施形態のモータ制御装置１０を含む電気自動車の駆動電源装置１について説明する。
［電気自動車の駆動電源装置］
　図１に、第１実施形態のモータ制御装置１０を含む電気自動車の駆動電源装置１の構成例を示す。駆動電源装置１は、例えばハイブリッドカーや電気自動車などの電動車両を駆動する三相永久磁石型同期電動機（以降、モータ）に、駆動電源を供給する。
　駆動電源装置１は、バッテリ２、リレー部３，１４、インバータ４、モータ５、コンデンサ６、電流センサ７、角度センサ８、電圧センサ９、モータ制御装置１０、及び車両制御装置１３を具備する。
　バッテリ２は、二次電池等で構成される直流電源である。バッテリ２の直流電圧は、リレー部３を介してインバータ４とコンデンサ６に供給される。リレー部２が導通するとバッテリ２に並列に接続するリレー部１４は開放する。リレー部３と１４の導通は、後述する車両制御装置１３を介してドライバーが操作するキースイッチのＯＮ/ＯＦＦ操作（リレー制御信号）によって制御される。
　インバータ４は、バッテリ２とモータ５との間で電力変換を行う。インバータ４は、バッテリ２から供給される直流電力を３個の相電圧（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）に変換すると共に、モータ５に生じる三相交流電力を直流電力に変換する。
　インバータ４は、複数のスイッチング素子Ｔｒ１～Ｔｒ６と複数の整流素子Ｄ１～Ｄ６とゲート駆動回路４１とで構成される。バッテリ２の正極にコレクタ電極を接続するスイッチング素子Ｔｒ１のエミッタ電極と、バッテリ２の負極にエミッタ電極を接続するスイッチング素子Ｔｒ２のコレクタ電極とが接続されてアーム回路を構成する。アーム回路を構成するスイッチング素子Ｔｒ１（以降、上アーム）とＴｒ２（以降、下アーム）との接続点がモータ５の図示を省略しているＵ相コイルに接続する。上アームＴｒ１と下アームＴｒ２とには、整流素子Ｄ１とＤ２とがそれぞれ逆並列の向きで接続する。
　バッテリ２の正極にコレクタ電極を接続する上アームＴｒ３，Ｔｒ５と、負極にコレクタ電極を接続する下アームＴｒ４，Ｔｒ６とは、上アームＴｒ１と下アームＴｒ２と同様にアーム回路を構成する。それぞれのアーム回路の接続点が、モータ５の図示を省略しているＶ相コイルとＷ相コイルとにそれぞれ接続される。整流素子Ｄ３～Ｄ６が、上アームＴｒ３，Ｔｒ５と、下アームＴｒ４，Ｔｒ６とにそれぞれ逆並列の向きで接続される。
　インバータ４を構成する各スイッチング素子Ｔｒ１～Ｔｒ６のそれぞれのゲート電極には、モータ制御装置１０が出力するＰＷＭ信号に基づいて生成されたゲート制御信号が接続する。上アームＴｒ１のゲート電極にはゲート制御信号ＧＵＰが接続する。下アームＴｒ２のゲート電極にはゲート制御信号ＧＵＮが接続する。同様に上アームＴｒ３のゲート電極にはゲート制御信号ＧＶＰが、下アームＴｒ４のゲート電極にはゲート制御信号ＧＶＮが、上アームＴｒ５にはゲート制御信号ＧＷＰが、下アームＴｒ６にはゲート制御信号ＧＷＮがそれぞれ接続する。
　ゲート駆動回路４１は、モータ制御装置１０から入力されるＰＷＭ信号に基づいて、上アームＴｒ１，Ｔｒ３，Ｔｒ５と下アームＴｒ２，Ｔｒ４，Ｔｒ６とを所定のタイミングでＯＮ/ＯＦＦ制御する。ＯＮ/ＯＦＦ制御する信号は、上記のゲート制御信号ＧＵＰ，ＧＵＮ，ＧＶＰ，ＧＶＮ，ＧＷＰ，ＧＷＮである。所定のタイミングとは、上下アームＴｒ１～Ｔｒ６をＯＮ/ＯＦＦ制御する周期（以降、キャリア周期）のことである。
また、ゲート駆動回路４１は、各上下アームの過熱異常や過電流異常状態を検出してＩＧＢＴ異常信号をモータ制御装置１０に出力する。また、ゲート駆動回路４１は、インバータ４の正極と負極との間の電圧を平滑化するコンデンサ６の電圧を検出する電圧センサ９からの信号を、モータ制御装置１０で認識できる振幅レベルに変換してモータ制御装置１０に出力する。
　電流センサ７は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相コイルに流れる相電流を測定した電流センサ信号をモータ制御装置１０に出力する。なお、各相コイルに流れる相電流の総和は零になる関係から電流センサ７を三相の全てに設ける必要はない。
　モータ制御装置１０は、モータ５に供給する駆動電圧をＰＷＭ信号で制御する。モータ制御装置１０は、モータ５の図示を省略しているロータ（回転子）の角度情報と、電流センサ信号（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）と、コンデンサ電圧信号と、制御開始停止信号と、トルク指令値Ｔ＊とに基づいてＰＷＭ信号を生成する。ＰＷＭ信号は、上記のゲート制御信号ＧＵＰ，ＧＵＮ，ＧＶＰ，ＧＶＮ，ＧＷＰ，ＧＷＮと同じパルス幅と振幅の信号である。なお、特に必要が無い場合のＵ，Ｖ，Ｗの表記は省略し、以降ゲート制御信号ＧＰ，ＧＮと表記する。
　制御開始停止信号とトルク指令値Ｔ＊は、車両制御装置１３から入力される。車両制御装置１３は、ＣＰＵとＲＯＭとＲＡＭとを備え、キースイッチのＯＮ操作で制御開始停止信号を出力して電動車両の駆動制御を開始する。また、車両制御装置１３は、アクセル信号、ブレーキ信号、及びシフトポジション信号に基づいてトルク指令値Ｔ＊を算出する。
　以降において、第１実施形態のモータ制御装置１０の特徴を詳しく説明する。
（第１実施形態）
　図２を参照して、第１実施形態に係わるモータ制御装置１０について説明する。本実施形態のモータ制御装置１０は、制御起動停止判定部１１と駆動電圧制御部１２とを具備する。
　制御起動停止判定部１１は、モータ５へ供給する駆動電圧の状態を、制御を停止している停止状態、また、制御を実施している開始状態、或いは起動状態に切り替える。駆動電圧制御部１２は、「起動状態」において、相電流が経過時間に応じて増加、又は減少するように駆動電圧を制御する。
　なお、制御起動停止判定部１１は、第１実施形態に係わるモータ制御方法の制御起動停止判定過程を行う。また、駆動電圧制御部１２は、同モータ制御方法の駆動電圧制御過程を行う。
 [制御起動停止判定部]
　図３に、制御起動停止判定部１１が持つ、「制御停止α（停止状態）」と「制御開始β（開始状態）」と「制御起動γ（起動状態）」との３つの状態を示す。図３の状態遷移図を参照して各状態について説明する。
　「制御停止α」とは、インバータ４の制御を停止している状態である。「制御停止α」は、例えば、電動車両が停車している場合や、モータ５の回転数の急変や相電流に異常が生じた場合に、ＰＷＭ信号の出力が停止している状態である。
　「制御開始β」とは、電動車両が走行している場合等のトルク指令値Ｔ＊に従ってインバータ４を制御している状態である。「制御開始β」は、インバータ４がＰＷＭ信号によって制御されている状態である。
　「制御起動γ」とは、「制御停止α」と「制御開始β」との間をつなぐ状態である。「制御起動γ」は、「制御開始β」におけるＰＷＭ信号と異なるＰＷＭ信号でインバータ４を制御する状態である。
　「制御停止α」から「制御開始β」への状態遷移は、モータ５の回転数が所定値未満に復帰する場合に生じる。というのも、復帰後のモータ５の回転数が所定値より低い場合は、「制御起動γ」を介さなくともオーバーシュート量が小さくなるため、「制御停止α」から「制御開始β」へ直接遷移させる。制御起動停止判定部１１は、「制御開始β」と判定した場合、「制御開始β」を表す状態信号を、駆動電圧制御部１２に出力する。
　「制御開始β」から「制御停止α」への状態遷移は、例えば相電流に異常が生じた場合に生じる。制御起動停止判定部１１は、「制御停止α」と判定した場合、「制御停止α」を表す状態信号を駆動電圧制御部１２に出力する。
　「制御停止α」から「制御起動γ」への状態遷移は、モータ５の回転数が所定値より高く復帰する場合に生じる。復帰後のモータ５の回転数が所定値より高い場合は、オーバーシュート量が大きくなるため、「制御停止α」から「制御開始β」への復帰に際し、「制御起動γ」を介して遷移させる。制御起動停止判定部１１は、「制御起動γ」と判定した場合に「制御起動γ」の状態を表す状態信号を、駆動電圧制御部１２に出力する。
　なお、「制御停止α」から「制御起動γ」への状態遷移の判定は、複数の情報に基づいて行うことが可能である。例えば、制御を再開した時の相電流の変化が大きい場合や、モータ５の回転数が所定の回転数以上である場合や、インバータ４のスイッチング素子の温度が閾値以上である場合等、相電流、回転数、及び温度等の情報に基づいて行う。これらの情報は、電流センサ信号、回転子角度情報、及びＩＧＢＴ異常信号から得ることができる。判定は、それぞれの情報を個別に用いて判定してもよいし、複数の情報を組み合わせて判定してもよい。また、各情報に基づいて、「制御起動γ」から「制御開始β」に遷移させてもよい。
　「制御起動γ」から「制御開始β」への状態遷移は、例えば「制御起動γ」に遷移してからの時間が所定の時間を経過した場合に行われる。また、各上下アームＴｒ１～Ｔｒ６をＯＮさせるゲート制御信号ＧＰ，ＧＮの上限値（以降、ゲート制御信号上限値）が、所定の値に達した場合に行われる。ゲート制御信号上限値によって、ＰＷＭ信号の態様（パルス幅、振幅）が決まる。
　ゲート制御信号上限値は、制御起動停止判定部１１から駆動電圧制御部１２に出力される。図４に、ゲート制御信号上限値の変化の例を示す。図４の横軸は「制御起動γ」に遷移してからの経過時間、縦軸はゲート制御信号上限値の例えばパルス幅である。ここで上限値とは、経過時間に一対一で対応し、それ以上の大きさが無いことを意味している。
　図４に示すように、ゲート制御信号上限値のパルス幅は、「制御起動γ」に遷移してからの経過時間に応じて増加する。ゲート制御信号上限値のパルス幅は、例えばＰＷＭ信号のキャリア周期のデューティ比50%に相当するパルス幅（所定値）まで直線的に増加する。
[駆動電圧制御部]
　駆動電圧制御部１２は、ゲート制御信号上限値に対応させたＰＷＭ信号を生成する。ＰＷＭ信号は、上記の様にゲート制御信号ＧＰ，ＧＮのパルス幅や振幅と同じ信号である。したがって、モータ制御装置１０は、ＰＷＭ信号によってモータ５の相電流の大きさを制御することができる。
　なお、ゲート制御信号上限値は、駆動電圧制御部１２に持たせてもよい。それでも同様の作用を行える。
　図５に、駆動電圧制御部１２の機能構成例を示して更に詳しくその動作を説明する。駆動電圧制御部１２は、電圧指令値算出部１２０、電流制御部１２１、ｄ-ｑ/３相変換部１２２、電圧/Duty変換部１２３、ＰＷＭ信号生成部１２４、位相演算部１２５、回転数演算部１２６、及び３相/ｄ－ｑ変換部１２７を具備する。
　電圧指令値算出部１２０は、車両制御装置１３で算出されるトルク指令値Ｔ＊と、回転数演算部１２６で演算されたモータ５の回転数ωとを用いて、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊とｑ軸電流指令値Ｉｑ＊とを算出する。ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊とｑ軸電流指令値Ｉｑ＊とは、電流ベクトル制御法で用いるｄ軸とｑ軸の電流値のことである。回転数演算部１２６は、位相演算部１２５で計算した回転位相θから、モータ５の回転数ωを計算する。
　電流制御部１２１は、制御起動停止判定部１１から入力される状態信号と、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊と、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊と、３相/ｄ－ｑ変換部１２７から入力されるｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑとを用いて、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊とｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊とを計算する。「制御開始」の状態では、ＩｄとＩｑがＩｄ＊とＩｑ＊とに追従するようにＶｄ＊とＶｑ＊とが計算される。つまり、目標の電流に電流センサで測定した電流が追従するように駆動電圧が決定される。
　また、「制御起動」の状態では、Ｖｄ＊とＶｑ＊とを共に「０」にする。つまり、本実施形態のモータ制御装置１０は、「制御起動」の状態に遷移した時の相電流に与える影響を最小にする。
　ｄ-ｑ/３相変換部１２２は、電流制御部１２１で計算したｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を、位相演算部１２５で算出した回転位相θに基づいて３相交流電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に変換する。変換された３相交流電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊は、ＰＷＭ信号生成部１２４に出力される。位相演算部１２５は、角度センサ８からの回転子角度情報に基づいて、回転位相θを計算する。
　電圧/Duty変換部１２３は、３相交流電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊と、コンデンサ６の電圧であるコンデンサ電圧信号とに基づいて３相のスイッチング素子を駆動するデューティ信号Ｄｕ＊，Ｄｖ＊，Ｄｗ＊を生成する。
　ＰＷＭ信号生成部１２４は、状態信号と、ゲート制御信号上限値と、デューティ信号Ｄｕ＊，Ｄｖ＊，Ｄｗ＊とに基づいて、インバータ４を制御するＰＷＭ信号を生成する。その場合は、ゲート制御信号上限値でＰＷＭ信号のパルス幅が決定される。つまり、本実施形態では、ＰＷＭ信号の態様とゲート制御信号ＧＰ，ＧＮの態様とは同じである。ここからの説明においては、上下アームＴｒ１～Ｔｒ６のゲート電極に入力する信号をＰＷＭ信号と称する。
[起動状態のＰＷＭ信号]
　駆動電圧制御部１２が行うＰＷＭ信号を変化させる動作を説明する。説明は、「制御停止」、「制御起動」、及び「制御開始」の３つの状態における１相のＰＷＭ信号を参照して行う。
　図６は、Ｕ相の上アームＴｒ１と下アームＴｒ２のＰＷＭ信号を示す図である。上から「制御停止」、「制御起動」、「制御開始」、の各状態における上アームＴｒ１と下アームＴｒ２のＰＷＭ信号を示す。横方向は時間である。
　「制御停止」では、上アームＴｒ１と下アームＴｒ２とは共にＯＦＦである。他相の上下アームも全てＯＦＦである。この「制御停止」の状態においても、電動車両が例えば走行中である場合、モータ５は回転しているので各相コイルと鎖交する磁束の時間的な変化によってモータ５に逆起電力が発生する。その逆起電力に基づく相電流は、上下アームにそれぞれ逆並列に接続された整流素子Ｄ１～Ｄ６を介してバッテリ２に流れる。この「制御停止」の状態では、文字通りモータ制御装置１０はモータ５を制御していない。
　一方、「制御開始」では、上アームＴｒ１又は下アームＴｒ２はどちらかが必ずＯＮ状態になる。「制御開始」では、上下アームのどちらかが必ずＯＮすることで、モータ５に所望の相電流を供給する制御が行われる。
　「制御起動」は、「制御停止」と「制御開始」との間をつなぐ状態である。「制御起動」においては、上アームＴｒ１と下アームＴｒ２のＰＷＭ信号が、相電流の上限値が経過時間に応じて増加するように変化する。例えば、経過時間に応じてＰＷＭ信号のパルス幅を徐々に増加させる。その結果、相電流の振幅の最大値（上限値）を徐々に増加させることができる。他相においても同様である。
　時刻ｔ３の下アームＴｒ２のＯＮ時間は、時刻ｔ２の上アームＴｒ１のＯＮ時間よりも長い。また、時刻ｔ４の上アームＴｒ１のＯＮ時間は、時刻ｔ３の下アームＴｒ２のＯＮ時間よりも長い。つまり、図４のゲート制御信号上限値の変化に対応してＰＷＭ信号のパルス幅が増加する。そして、ＰＷＭ信号のパルス幅が所定値まで広がると、状態が「制御開始」に遷移する。
　このような「制御起動」の状態を設けることで、モータ５の相電流のオーバーシュートを低減させる。図７に、本実施形態のモータ制御装置１０でモータ５を制御した場合の相電流のシミュレーション結果を示す。図７は、「制御停止」→「制御起動」→「制御開始」と、状態が遷移した場合の相電流とトルクの時間変化を示す。
　図７に示すように、「制御起動」の状態の相電流の振幅が、経過時間に応じて徐々に増加する。このように駆動電圧制御部１２は、相電流の振幅の最大値（上限値）が徐々に大きくなるようにモータ５に供給する駆動電圧を制御する。
　また、「制御停止」の状態の相電流が大きい場合、駆動電圧制御部１２は相電流の振幅の最大値（上限値）を、経過時間に応じて徐々に減少するように駆動電圧を制御する。図８に、相電流を減少させる場合のシミュレーション結果を示す。
　このように駆動電圧制御部１２は、相電流のオーバーシュートとアンダーシュートとを低減させる。相電流の振幅の最大値（上限値）の変化の態様は、制御起動停止判定部１１が出力するゲート制御信号上限値によって決定される。
　以上説明したように、第１実施形態のモータ制御装置１０によれば、以下の作用効果が得られる。
　「制御起動」の状態では、ＰＷＭ信号のパルス幅が徐々に増加するので、相電流の位相に急激な変化を生じさせない。その結果、二次振動系と称される相電流の跳ね上がり（下がり）を抑制することができる。
　「制御起動」の状態において、相電流の上限が経過時間に応じて増加するように制御されている（図７と図８）。このように本実施形態のモータ制御装置１０は、過度な電流による装置故障を生じさせない。また、トルク変動も生じさせない。
　なお、上記の例ではＰＷＭ信号のパルス幅を経過時間に応じて増加させる例で説明を行ったが、ＰＷＭ信号の振幅を経過時間に応じて増加させてもよい。図９に、「制御起動」の状態においてＰＷＭ信号の振幅を経過時間に応じて増加させた例を示す。駆動電圧の状態が「制御起動」の状態に遷移すると、上アームＴｒ１と下アームＴｒ２のＰＷＭ信号の振幅が、経過時間毎に決められた振幅上限値に一致するように増加する。他のＶ相とＷ相についても同様である。
　このようにＰＷＭ信号の振幅を変化させるようにしても上記のパルス幅を制御した場合と同じ効果を奏するモータ制御装置を実現することが可能である。また、パルス幅と振幅の両方を同時に変えても同様の効果を奏する。
　また、上記の例ではＰＷＭ信号を変化させるゲート制御信号上限値を、変化率が一定で直線的に変化させる例で説明したが、図１０に示すように変化率を徐々に増加させるようにしてもよい。図１０の縦横軸は図４と同じである。
　図９に示すように時間経過によってゲート制御信号上限値の変化率を増加させることで、「制御起動」の状態における相電流の変化を、より滑らかにすることができる。その結果、相電流の跳ね上がり（下がり）を確実に低減することができる。
　また、「制御停止」の状態への状態遷移は、想定外の外乱によって過度な相電流が流れ、相電流の目標値と測定値（電流センサ信号）との乖離が大きくなった場合に生じる例で説明を行った。しかし、より単純に「制御停止」に遷移させてもよい。例えば、制御起動停止判定部１１を、相電流が閾値を越えた場合に「制御停止」に切り替えるように構成してもよい。
　図１１に、相電流が閾値を越えた場合及びスイッチング素子Ｔｒ１～Ｔｒ６の温度が閾値を越えた場合に、制御起動停止判定部１１が駆動電圧の状態を「制御停止」の状態に遷移させる動作フローを示す。相電流の測定値が閾値以上になると（ステップＳ１０のYES）、駆動電圧の状態が「制御停止」の状態に遷移する。また、スイッチング素子Ｔｒ１～Ｔｒ６の温度が閾値以上になると（ステップＳ１１のYES）、駆動電圧の状態が「制御停止」の状態に遷移する。
　ステップＳ１０の判定は、電流センサから得た相電流で判定することも出来るし、上記の目標値を指令する電流指令値等で判定してもよい。相電流で「制御停止」の状態へ遷移させることで、ＰＷＭ制御の異常状態をより速く検出し、ＰＷＭ制御を正確に停止させることができるモータ制御装置を実現することができる。
　なお、スイッチング素子Ｔｒ１～Ｔｒ６の温度が閾値を越えた場合は、例えば上記のＩＧＢＴ異常信号で得ることが出来る。スイッチング素子の温度が閾値を越えたか否かによってＰＷＭ制御の異常状態を検出することで、スイッチング素子の故障を未然に防止することができるモータ制御装置を実現することができる。
　このように相電流や温度で異常を検出した際に、積極的にＰＷＭ制御を中止することでエネルギー消費量を抑制することも可能である。つまり、無駄なエネルギー消費を防止することもできる。
　また、制御起動停止判定部１１を、閾値を越えた相電流が大きいほど「制御起動」状態の時間を長くするように構成してもよい。図１２に、閾値を越えた相電流の大きさに応じて「制御起動」の状態の時間の長さを変える動作フローを示す。
　閾値を越えた相電流の電流値が小さい場合（ステップＳ１３のYES）は、駆動電圧の状態が「制御起動」の状態にいる時間は短い（ステップＳ１６）。閾値を越えた相電流の電流値が中位の場合（ステップＳ１４のYES）は、駆動電圧の状態が「制御起動」の状態にいる時間は中位の長さである（ステップＳ１６）。閾値を越えた相電流の電流値が大きい場合（ステップＳ１５のYES）は、駆動電圧の状態が「制御起動」の状態にいる時間は長い（ステップＳ１８）。
　一般的に、モータに流れる相電流が大きい程、ＰＷＭ制御の異常の程度が悪いので慎重に「制御開始」の状態に遷移させる必要がある。閾値を越えた相電流が大きいほど「制御起動」状態の時間を長くするように構成することで、相電流が大きい程、長い時間をかけてＰＷＭ制御を再開させるので、ＰＷＭ制御の再開を安定化することができるモータ制御装置を実現することができる。
　なお、温度の場合についても同様である。温度の場合の動作フローも図１２と同じである。一般的に、スイッチング素子の温度が高い程、ＰＷＭ制御の異常の程度が悪い。したがって、スイッチング素子の温度が高い程、長い時間をかけて「制御開始」の状態に遷移させることで、ＰＷＭ制御の再開を安定化することができるモータ制御装置を実現することができる。
（第２実施形態）
　図１３を参照して、第２実施形態に係わるモータ制御装置２０について説明する。本実施形態のモータ制御装置２０は、「制御停止」の状態の電圧指令値を制御する電圧指令値制御部２１を具備する点で、モータ制御装置１０（図２）と異なる。また、駆動電圧制御部２２が、その電圧指令値（電圧指令値制御部２１の出力）を用いてＰＷＭ信号を生成する点で駆動電圧制御部１２と異なる。
　電圧指令値制御部２１は、「制御停止」の状態において相電流の増減を指令する電圧指令値を所定の値に固定する。つまり、ＰＷＭ制御を停止している間の電圧指令値を所定の値に固定するため、「制御停止」から「制御起動」の状態に遷移した時のモータトルクの変動を抑制することができる。
　図１４に、駆動電圧制御部２２の機能構成例を示す。駆動電圧制御部２２は、駆動電圧制御部１２（図５）に対して電流制御部２２１を具備する点でのみ異なる。
　電流制御部１２１では、ＰＷＭ制御を停止している間の電圧指令値が「０」に設定された。電流制御部２２１は、状態信号が「制御停止」の電圧指令値を所定の値に固定する。
　所定の値は、例えば、「制御停止」の状態の時のトルク指令値Ｔ＊と回転数ωとコンデンサ電圧とに基づいて新たに計算したｄ軸電圧指令値Ｖｄ１＊とｑ軸電圧指令値Ｖｑ１＊としてもよい。新たに計算することで、「制御停止」の状態の時間が長くても、より短時間でモータトルクを目標値に追従させることが可能になる。
　図１５に、「制御停止」の状態で新たな電圧指定値Ｖｄ１＊，Ｖｑ１＊を計算した場合の各状態と電圧指令値との関係を模式的に示す。横軸は時間、縦軸は電圧指令値である。
　電流制御部１２１は、「制御停止」の状態の時に新たなｄ軸電圧指令値Ｖｄ１＊とｑ軸電圧指令値Ｖｑ１＊とを計算し、その値を電流制御部２２１に入力する。その結果、「制御停止」の状態が破線で示すように際限なく長い場合でも、「制御起動」の状態に遷移した時のモータトルクの変動を抑制することができる。
（変形例１）
　また、所定の値を、「制御停止」の状態に遷移する直前に電圧指令値制御部２１が保持していた電圧指令値にしてもよい。その場合の各状態と電圧指令値との関係を、図１６に示す。
　図１６の横軸と縦軸は図１５と同じである。「制御停止」の状態に遷移する直前のＶｄ＊とＶｑ＊を、電圧指令値制御部２１がＶｄ０＊とＶｑ０＊として保持しておく。その保持した電圧指令値を「制御起動」の状態に遷移した時に、電流制御部２２１に入力することでモータトルクの変動を抑制することができる。この方法は、「制御停止」の状態の時間が比較的に短い場合に有効である。
（変形例２）
　また、「制御停止」の状態の時間の長さに応じて、所定の値を、「制御停止」の状態に遷移する直前に保持した電圧指令値Ｖｄ０＊，Ｖｑ０＊と、トルク制御に必要なトルク指令値Ｔ＊を用いて新たに計算して求めた電圧指令値Ｖｄ１＊，Ｖｑ１＊との間の値に、設定してもよい。
　図１７に、所定の値を、保持した電圧指令値Ｖｄ０＊，Ｖｑ０＊と新たに計算して求めた電圧指令値Ｖｄ１＊，Ｖｑ１＊との間の値にする場合の各状態と電圧指令値との関係を模式的に示す。図１７の横軸と縦軸は図１５と同じである。
　「制御起動」の状態に遷移した時の電圧指令値Ｖｄ＊とＶｑ＊とは、「制御起動」の状態の時間の長さに応じてＶｄ０＊，Ｖｑ０＊とＶｄ１＊，Ｖｑ１＊との間の値に設定される。時間の長さに応じてとは、図１７に示すように新たに計算したＶｄ１＊，Ｖｑ１＊を用いる場合の「制御停止」の状態の時間を予め決めておき、例えばその時間と、実際の「制御停止」の状態の時間との比例関係で決定することである。
　このように所定の値を、「制御停止」の状態の時間の長さに応じて、「制御停止」の状態に遷移する直前に電圧指令値制御部２１が保持したＶｄ０＊，Ｖｑ０＊と、トルク制御に必要な新たに計算して求めたＶｄ１＊，Ｖｑ１＊との間の値にする。その結果、電圧指令値を適切に設定することができ、「制御起動」の状態に遷移した時のモータトルクの変動を抑制することができる。
　以上説明したように、第２実施形態のモータ制御装置２０によれば、「制御停止」から「制御起動」の状態に遷移した時のモータトルクの変動を抑制することができる。モータトルクの変動を抑制することで、トルク変動に基づく振動も生じさせない。
　図１８に、比較例のモータ制御装置でモータ５を駆動した場合の「制御停止」→「制御開始」の状態に遷移させた場合の相電流とトルクの時間変化を示す。図１７の横軸と縦軸は図７同じである。
　図１８の比較例の時間変化には、上記の「制御起動」の状態が存在しない。つまり、「制御停止」の状態から「制御開始」の状態に遷移する。ＰＷＭ制御を再開した時のＰＷＭ信号のパルス幅が、通常のＰＷＭ制御状態と同じで広いため、モータの回転数によっては相電流にオーバーシュートが発生する場合がある。その結果、モータトルクに振動が生じる。
　比較例（図１８）では、「制御停止」から「制御開始」の状態に遷移した途端に、トルクの振動が発生している。その振動は、３０ms以上の時間継続している。第１実施形態のモータ制御装置１０でモータ５を駆動した場合、同じ状態でも振動が発生しない（図７）。
　本実施形態のモータ制御装置１０と２０とは、駆動電圧の状態が起動状態において、相電流が経過時間に応じて増加、又は減少するように駆動電圧を制御する。したがって、ＰＷＭ制御を復帰させた時における、相電流のオーバーシュートを低減し、モータトルクに発生する振動を抑制することができる。
　なお、上記の図６において、「制御開始」の状態の上アームＴｒ１と下アームＴｒ２のＰＷＭ信号を、反転した信号の例で説明を行った。しかし、実際にはアーム回路に流れる貫通電流を防止する目的で、キャリア周期毎に上アームＴｒ１と下アームＴｒ２とが同時にＯＦＦするデッドタイムが設けられるのが一般的である。実施形態の説明では簡単にする目的でデッドタイムの表記を省略した。
　また、本実施形態では、ＰＷＭ信号のパルス幅を増加させる例で説明を行ったが、上記のデッドタイムを縮小する方法でも同様の効果を奏するモータ制御装置を実現することが可能である。また、キャリア周期を可変することでも同様の効果を得ることができる。
　また、上記の実施形態では、モータ５を、電動車両の駆動用の三相永久磁石型同期電動機の例で説明したが、この例に限定されない。上記の実施形態で説明した技術思想は、駆動用（走行用）モータに限らずアクチュエータ等のモータに広く適用することが可能である。
　上記のように、本発明の実施形態を記載したが、この開示の一部をなす論述及び図面はこの発明を限定するものであると理解すべきではない。この開示から当業者には様々な代替実施の形態、実施例及び運用技術が明らかとなろう。
　１　駆動電源装置
　２　バッテリ
　３，１４　リレー部
　４　インバータ
　５　モータ
　６　コンデンサ
　７　電流センサ
　８　角度センサ
　９　電圧センサ
　１０　モータ制御装置
　１１　制御起動停止判定部
　１２　駆動電圧制御部
　１３　車両制御装置
　２０　モータ制御装置
　２１　電圧指令値制御部
　２２　駆動電圧制御部

Claims (13)

  1. 　モータへ供給する駆動電圧により前記モータの相電流を制御するモータ制御装置において、
    　前記駆動電圧の状態を、前記制御を停止している停止状態、前記制御を実施している開始状態、或いは起動状態へ切り替える制御起動停止判定部と、
    　前記制御起動停止判定部が切り替える状態に基づいて前記駆動電圧を制御する駆動電圧制御部と、を具備し、
    　前記制御起動停止判定部は、前記停止状態から前記開始状態へ遷移する場合、前記停止状態と前記開始状態の間で前記起動状態へ切り替え、
    　前記駆動電圧制御部は、前記起動状態において、前記相電流が経過時間に応じて増加、又は減少するように前記駆動電圧を制御する
    　ことを特徴とするモータ制御装置。
  2. 　前記駆動電圧制御部は、
    　ＰＷＭ信号を用いてモータへ供給する駆動電圧を制御するＰＷＭ制御を実行するものであって、
    前記起動状態において、前記相電流が経過時間に応じて増加、又は減少するように前記ＰＷＭ信号のパルス幅を制御することを特徴とする請求項１に記載したモータ制御装置。
  3. 　前記駆動電圧制御部は、
    　ＰＷＭ信号を用いてモータへ供給する駆動電圧を制御するＰＷＭ制御を実行するものであって、
    前記起動状態において、前記相電流の上限値が経過時間に応じて増加、又は減少するように前記ＰＷＭ信号の振幅を制御することを特徴とする請求項１又は２に記載したモータ制御装置。
  4. 　前記駆動電圧制御部は、
    　ＰＷＭ信号を用いてモータへ供給する駆動電圧を制御するＰＷＭ制御を実行するものであって、
    　前記起動状態において、前記相電流の上限値が経過時間に応じて増加、又は減少するように前記ＰＷＭ信号の変化率を制御することを特徴とする請求項１乃至３の何れかに記載したモータ制御装置。
  5. 　前記制御起動停止判定部は、
    前記相電流が閾値を越えた場合に、前記駆動電圧の状態を前記停止状態へ切り替えることを特徴とする請求項１乃至４の何れかに記載したモータ制御装置。
  6. 　前記制御起動停止判定部は、
    　前記閾値を越えた前記相電流の値が大きいほど、前記起動状態の時間を長くすることを特徴とする請求項５に記載したモータ制御装置。
  7. 　前記制御起動停止判定部は、
    　前記駆動電圧を生成するスイッチング素子の温度が閾値を越えた場合に、前記駆動電圧の状態を前記停止の状態へ切り替えることを特徴とする請求項１乃至４の何れかに記載したモータ制御装置。
  8. 　前記制御起動停止判定部は、
    　前記閾値を越えた前記温度が大きいほど、前記起動状態の時間を長くすることを特徴とする請求項７に記載したモータ制御装置。
  9. 　前記停止状態において、前記駆動電圧の増減を指令する電圧指令値を所定の値に固定する電圧指令値制御部を具備することを特徴とする請求項１乃至８の何れかに記載したモータ制御装置。
  10. 　前記所定の値を、トルク制御に必要なトルク指令値を用いて新たに計算して求めた値にすることを特徴とする請求項９に記載したモータ制御装置。
  11. 　前記所定の値を、前記停止状態に遷移する直前に前記電圧指令値制御部が保持していた電圧指令値にすることを特徴とする請求項９に記載したモータ制御装置。
  12. 　前記所定の値を、前記停止状態の時間の長さに応じて、前記停止状態に遷移する直前に前記電圧指令値制御部が保持した電圧指令値と、トルク制御に必要なトルク指令値を用いて新たに計算して求めた電圧指令値との間の値にすることを特徴とする請求項９に記載したモータ制御装置。
  13. 　モータへ供給する駆動電圧によりモータの相電流を制御するモータ制御装置が行うモータ制御方法であって、
    　前記駆動電圧の状態を、前記制御を停止している停止状態、前記制御を実施している開始状態、或いは起動状態へ切り替える制御起動停止判定過程と、
    　前記制御起動停止判定過程で切り替える状態に基づいて前記駆動電圧を制御する駆動電圧制御過程と、を行い、
    　前記制御起動停止判定過程は、前記停止状態から前記開始状態へ遷移する時、前記停止状態と前記開始状態の間で前記起動状態へ切り替え、
    　前記駆動電圧制御過程は、前記起動状態において、前記相電流が経過時間に応じて増加、又は減少するように前記駆動電圧を制御する
    　ことを特徴とするモータ制御方法。
     
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