JP2007104768A - モータ制御装置及びモータ制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】
低コストのモータ制御装置及びモータ制御方法を提供すること。
【解決手段】
本発明の一態様にかかるモータ制御装置は、レゾルバ２１からの出力に基づいてモータ２０を制御するモータ制御装置であって、レゾルバ２１を励磁する励磁電源に基づく値が記憶された波形テーブル１２と、波形テーブル１２に記憶された値に基づいて設定された励磁電源を生成する回路１３又は回路１９と、励磁電源を生成する回路からの出力信号の振幅を変更する回路１６又は回路４１，４２を備えるものである。
【選択図】 図１

Description

本発明はモータを制御するモータ制御装置及びその制御方法に関し、特に詳しくはセンサを備えたモータを制御するモータ制御装置及びその制御方法に関する。

近年、モータに関してリニアな回転が要求され、そのためモータを精度良く制御するための技術が注目されている。その中でも、モータの回転角及び回転速度を検出するためにセンサを用いる技術が注目されており、その中でも検出の手段にレゾルバを用いるものが注目されている。レゾルバは回転トランスの一種であり、ステータとロータとを備え、モータの回転に応じて回転するロータの位置をステータからの出力により検出する。レゾルバには、通常、励磁電源を供給し、その励磁電源に基づき、ステータとロータとの位置に応じた信号がレゾルバから出力される。ステータは通常９０°異なる位置に配置されるため、レゾルバからは、正弦波（ｓｉｎ波）と余弦波（ｃｏｓ波）で変調された２種類の出力信号が出力される。（詳細には、非特許文献１に記載されている）

このような、レゾルバを用いた従来のモータ制御方法では、レゾルバからの正弦波及び余弦波出力信号、すなわちアナログ信号をＲ／Ｄコンバータ（レゾルバ／デジタルコンバータ）を用いてデジタル信号化している（例えば、特許文献１参照）。なお、レゾルバへの励磁電源は、データＲＯＭに記憶された正弦波のデジタルデータをＤＡＣによってアナログデータに変換し、当該アナログデータをＬＰＦによってフィルタリング（積分）し、増幅することによって生成されている。

特許文献１に記載されるように、Ｒ／Ｄコンバータから出力されたデジタル信号と予め定められた期待値とを比較してモータの回転位置を検出し、検出されたモータの回転位置に基づいて、モータを駆動するための駆動電流を制御し、モータの回転速度をフィードバック制御する。すなわち、レゾルバからの出力信号によって現在のモータ回転速度が所望の速度より速いことが検出された場合には、回転速度を遅くするように駆動電流を制御し、遅いことが検出された場合には、回転速度を速くするように駆動電流が制御される。

このとき、レゾルバからの出力信号をサンプリングするタイミングは予め定められており、例えば、０度、９０度、１８０度の３点をサンプリングしている。正弦波であれば、０度及び１８０度では、励磁用正弦波の振幅の中心値となり、９０度の位置では、励磁用正弦波の振幅の最大値を示していることになる。したがって、励磁用正弦波の振幅の中心値及び振幅の最大値の期待値とレゾルバから出力された正弦波及び余弦波からサンプリングされた実測値とを比較してずれを検出し、駆動電流を制御することによってフィードバックがかかっている。

特開２００４−３０１８０６号公報 ブラシレスサーボモータの基礎と応用 ＰＰ７２−７４ 昭和６０年６月３０日 発行 総合電子出版社 編著者 土手 康彦 木下 斌

しかしながら、レゾルバはモータの近傍に配置されるため、モータ自身の発生する熱や、モータによって制御される装置の熱、レゾルバからモータ制御装置に至る経路の配線、正弦波及び余弦波を増幅する増幅回路のデバイスばらつき又は、増幅回路へ供給される電源電圧のばらつきによって、正弦波及び余弦波の振幅が変わってしまうという問題が発生している。例えば、レゾルバからの正弦波の振幅が変わり小さくなってしまった場合には、小さくなった振幅が最大値となるため、ダイナミックレンジが小さくなるという問題が起こる。具体的には、レゾルバから出力される信号はアナログ信号のため、ＭＣＵ内部で信号を処理するためにＡ／Ｄ変換が行われているが、Ａ／Ｄ変換回路の分解能は、振幅が期待値となったときを想定して設定されているため、振幅が期待値の５０％になってしまった場合、Ａ／Ｄ変換回路の分解能が相対的に小さくなってしまうこととなり、モータ制御の精度が低下することとなる。

さらに、レゾルバからの出力信号の振幅値と、あらかじめ設定された期待値とを比較してモータの角度を検出するような制御を行っている場合には、振幅値自身が変化してしまうことによって、モータの角度が誤って検出されるという問題も発生する。

本発明はこのような問題点に鑑みてなされたものであり、精度の高い制御を行うことができるモータ制御装置及びモータの制御方法を提供することを目的とする。

本発明にかかるモータ制御装置は、センサからの出力に基づいてモータを制御するモータ制御装置であって、前記センサを励磁する励磁電源に基づく値が記憶された記憶部と、前記記憶部に記憶された値に応じたデューティ比を有するようパルス幅変調されたＰＷＭ出力信号を出力するＰＷＭ出力部と、前記ＰＷＭ出力部からのＰＷＭ出力信号が入力されるフィルタとを備え、前記フィルタからの出力に基づいて前記センサの励磁電源が供給されるものである。これにより、記憶部に記憶された値をアナログに変換するＤＡＣをＰＷＭに置き換えることでコストダウンを図ることができる。よって、高性能のモータ制御装置を低コストで提供することができる。

本発明にかかるモータ制御方法は、センサからの出力に基づいてモータを制御するモータ制御方法であって、前記センサを励磁する励磁電源に基づく値を記憶し、前記記憶された値に応じたデューティ比を有するＰＷＭ出力信号を出力し、前記ＰＷＭ出力信号に基づいて前記センサを励磁する励磁電源を生成するものである。これにより、記憶部に記憶された値をアナログに変換するＤＡＣをＰＷＭに置き換えることでコストダウンを図ることができる。よって、低コストで高性能のモータ制御方法を提供することができる。

本発明にかかるモータ制御回路は、センサからの出力に基づいてモータを制御するモータ制御装置であって、前記センサを励磁するための励磁電源を生成する励磁電源生成部と、前記励磁電源生成部からの励磁電源に基づき前記センサから出力されるセンサ出力信号を受けて制御信号を生成するフィードバック制御部と、前記制御信号に基づいて前記センサに供給する励磁電源の振幅を制御することを特徴とする。これにより、精度の高い制御を行うことができる。

本発明によれば、センサからの出力信号の振幅が所期の値となるようにフィードバックをかけているため、当該出力信号に基づくモータへの駆動信号の高い精度を有するモータ制御装置及びモータの制御方法を提供することができる。

以下に、本発明を適用可能な実施の形態が説明される。以下の説明は、本発明の実施形態を説明するものであり、本発明は以下の実施形態に限定されるものではない。説明の明確化のため、以下の記載は、適宜、省略及び簡略化がなされている。又、当業者であれば、以下の実施形態の各要素を、本発明の範囲において容易に変更、追加、変換することが可能であろう。尚、各図において同一の符号を付されたものは同様の要素を示しており、適宜、説明が省略される。

図１は本実施の形態にかかるモータ制御システムの構成を示す図である。１０はモータ制御装置であるマイコン（ＭＣＵ：ＭｉｃｒｏＣｏｎｔｒｏｌｌｅｒ Ｕｎｉｔ）、１１は駆動信号生成部、１２は波形テーブル、１３はＤ／Ａ変換回路、１４はフィルター、１５は増幅器、１６はシフトレジスタ回路、１７は励磁電源供給ライン、１８はフィードバック制御部、２０はモータ、２１はレゾルバ、２３はモータ駆動回路、２４はセンサ、２５は増幅器、２６は増幅器、２７は正弦波出力ライン、２８は余弦波出力ライン、１０１は１０１はＡ／Ｄ変換回路である。

まず、モータ制御システムの全体の動作について図１を用いて説明する。モータ制御システムはモータ２０とモータ２０を制御するＭＣＵ１０と、ＭＣＵ１０からの駆動信号により駆動電流を生成するモータ駆動回路２３と、モータ２０の回転角を検出するためのセンサであるレゾルバ２１とを備えている。

ＭＣＵ１０は外部から入力される制御信号、例えば、駆動信号生成部１１の目標値設定回路１１１に設定される目標値に基づいて、モータ２０を駆動するための駆動信号を生成する。この駆動信号はモータ駆動回路２３に入力される。モータ駆動回路２３はＭＣＵ１０からの駆動信号に基づいて、モータ２０を駆動するための駆動電流を生成する。モータ２０は例えば、三相モータであり、モータ駆動回路２３からのＵ相、Ｖ相、Ｗ相の駆動電流により駆動される。レゾルバ２１はモータの回転角に対応する出力信号を出力する。このレゾルバ２１からの出力信号及び回転目標値が増幅器２５、２６を介してＭＣＵ１０に入力される。ＭＣＵ１０はレゾルバ２１からの出力信号及び外部からの制御信号に基づいてフィードバック制御を行う。そして、フィードバック制御された駆動信号がモータ駆動回路２３に出力される。この動作を繰り返し行い、フィードバック制御を行う。

例えば、外部から所定の回転数でモータ２０を回転させるよう目標値設定回路１１１に目標値が供給されると、ＭＣＵ１０に設けられた駆動信号生成部１１はその回転数でモータを回転させるように駆動信号を生成する。ここで、モータ２０が３相のＤＣブラシレスモータである場合について説明する。この場合、駆動信号はｕ１相、ｕ２相、ｖ１相、ｖ２相、ｗ１相及びｗ２相の６つの信号からなる。なお、ｕ２相、ｖ２相、ｗ２相はそれぞれｕ１相、ｖ１相、ｗ１相の逆相である。すなわち、ｕ１相、ｖ１相、ｗ１相は正相側の出力であり、ｕ２相、ｖ２相、ｗ２相は負相側の出力である。もちろん、モータ２０は３相のＤＣブラシレスモータに限られるものではない。

ここで、ＭＣＵ１０はパルス幅変調（ＰＷＭ：Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）によりモータ２０の制御を行う。具体的は、駆動信号生成部１１が、モータ駆動回路２３に設けられた３相分のスイッチング回路のスイッチング周期（ＰＷＭパルス周期）をフィードバック制御部１８からの制御信号に基づいて設定し、設定されたスイッチング周期の中でスイッチング回路のオン時間を変化させて制御する。すなわち、所定のＰＷＭパルス周期の中でパルス幅を変化させて、各相のデューティ比を制御する。このデューティ比に応じて、モータ２０の各相に印加される電圧が変化するため、モータに流れる電流を制御することができる。デューティ比を高くしてオン時間が長くなったときはモータ２０に流れる電流が多くなってトルクが上がり、回転速度が高くなる。逆に、デューティ比を低くしてオン時間が短くなったときはモータ２０に流れる電流が少なくなってトルクが下がり、回転速度が低くなる。ＭＣＵ１０は、レゾルバ等の回転角度センサから現在の角度を算出し、その角度と回転方向に応じた電流をｕ，ｖ，ｗ相に流すための計算を行い、当該計算結果に基づいてコンペアレジスタに値を設定することでモータ駆動信号を生成する。ここで、ｕ相、ｖ相、ｗ相の駆動信号は図２に示す正弦波を１２０°づつ異なる位相で供給することにより生成することができる。上記の説明ではカウンタはアップダウンカウンタとしたが、アップカウンタやダウンカウンタでも同様にパルス幅変調を行なうことができる。

波形テーブル１２には、レゾルバ２１への励磁電源を生成する元となる正弦波を所定のサンプリング周波数でサンプリングしたデジタル値が記憶されている。波形テーブル１２に記憶された値を読み出し、カウント値と比較して所定幅のパルスを生成し、当該パルスをフィルタリング（積分）することにより、正弦波が生成される。そして、コンペア値を波形テーブル１２に記憶された順番で変更して、レゾルバ２１へ供給する励磁電源を生成する。励磁電源は、励磁電源供給ライン１７を介してレゾルバ２１に供給される

図１に示すよう、ＭＣＵ１０からの駆動信号はモータ駆動回路２３に入力される。モータ駆動回路２３は、上記のように各相に対応して設けられたスイッチング回路を備えており、ｕ１相、ｕ２相、ｖ１相、ｖ２相、ｗ１相及びｗ２相の駆動信号に基づいてスイッチング回路をオンオフして、モータ２０にＵ相、Ｖ相及びＷ相の駆動電流を出力し、モータ２０はモータ駆動回路２３からの駆動電流に基づいて回転する。

レゾルバ２１はモータ２０の回転角を検出し、その回転角に基づいた信号を出力する。レゾルバ２１には、通常、ＭＣＵ１０から励磁電源が供給され、その励磁電源及びロータの位置に応じた信号がレゾルバ２１から出力される。ステータは９０°異なる位置に配置されているため、レゾルバ２１に設けられたステータからは、正弦波（ｓｉｎ波）と余弦波（ｃｏｓ波）で変調された２種類の信号が出力される。このレゾルバ２１からの出力を正弦波出力と余弦波出力とする。正弦波出力と余弦波出力とはそれぞれ正弦波出力ライン２７又は余弦波出力ライン２８を通り、増幅器２５又は増幅器２６を介してＭＣＵ１０に入力される。ＭＣＵ１０のフィードバック制御部１８は正弦波出力及び余弦波出力とに基づいて、レゾルバ２１のロータの回転角、すなわちモータ２０の回転角を算出する。フィードバック制御部１８は算出した回転角に応じて、モータの回転速度を調整するフィードバック制御を行うために制御信号を出力する。駆動信号生成部１１は、所定の値の間をカウントアップしカウントダウンする動作を繰り返すアップ／ダウンカウンタ１１２とコンペアレジスタ１１３とを備え、コンペアレジスタ１１３にフィードバック制御部１８からの制御信号及び目標値設定回路１１１に設定された目標値に応答して閾値がセットされることによってＰＷＭ信号を生成する。

レゾルバ２１には、レベルシフト回路１６からフィルタ１４及び増幅器１５を介して励磁電源が入力される。レゾルバ２１に供給される励磁電源とレゾルバ２１からの出力を図３を用いて説明する。図３（ａ）は励磁電源を示し、図３（ｂ）は正弦波出力を示し、図３（ｃ）は余弦波出力を示している。すなわち、励磁電源として、図３（ａ）に示すような正弦波をレゾルバ２１に入力すると、正弦波出力は図３（ｂ）に示す波形となり、余弦波出力は図３（ｃ）に示す波形となる。

ここで、レゾルバ２１からの出力は励磁電源に基づいて生成される。すなわち、レゾルバ２１は正弦波によって励磁されている。したがって、励磁電源をＡ・ｓｉｎ（ωｔ）、正弦波出力をＶｓ、余弦波出力をＶｃとすると、それぞれの出力は以下のようになる。
Ｖｓ＝Ａ・ｓｉｎ（ωｔ＋φ）・ｓｉｎθ ・・・（１）
Ｖｃ＝Ａ・ｓｉｎ（ωｔ＋φ）・ｃｏｓθ ・・・（２）
ここで、Ａは励磁電源の振幅、ωは励磁電源の周波数に対する角速度、θはレゾルバのロータの回転角である。φは励磁電源とレゾルバ２１の出力のオフセット、すなわち、励磁電源とレゾルバ２１の出力との間のあらかじめ計算された遅延である。

このように、レゾルバ２１からの出力は励磁電源と回転角θとの関数になっている。式（１）及び（２）に示したように、正弦波出力Ｖｓ及び余弦波出力ＶｃはＡ・ｓｉｎ（ωｔ＋φ）が包絡線となる。図３（ｂ）において、この包絡線を実線で示している。また、図３（ｂ）及び図３（ｃ）に示す点線は、回転角θが変わった場合の出力を示している。正弦波出力Ｖｓ及び余弦波出力Ｖｃの位相は９０°ずれている。したがって、正弦波出力Ｖｓの二乗と余弦波出力Ｖｃの二乗の和はＡ・ｓｉｎ（ωｔ＋φ）となり、励磁電源に基づくものとなる。例えば、ロータの回転角θが９０°で一定のとき、正弦波出力ＶｓがＡ・ｓｉｎ（ωｔ＋φ）となる。すなわち、正弦波出力Ｖｓでは図３（ｂ）に示す実線が出力となる。

この場合の余弦波出力Ｖｃは０となる。すなわち、余弦波出力Ｖｃは、図３に示す横軸と一致した実線となる。一方、ロータの回転角θが９０°で一定のとき、正弦波出力ＶｓがＡ・ｓｉｎ（ωｔ＋φ）となり、余弦波出力Ｖｃが０となる。モータ２０の駆動中は、回転角θが変化するため、正弦波出力Ｖｓと余弦波出力Ｖｃは、Ｖｓ^２＋Ｖｃ^２＝（Ａ・ｓｉｎ（ωｔ＋φ））^２の条件を満たしながら、ロータの回転角θに応じて変化する。この正弦波出力Ｖｓと余弦波出力Ｖｃを検出して、所定の演算を行なうことにより、レゾルバ２１のロータの回転角を算出することができる。モータ２０の回転に応じてレゾルバ２１のロータが回転するため、レゾルバ２１のロータの回転角によりモータ２０の回転角を算出することができる。

従って、図３（ｂ）及び図３（ｃ）に示すように、正弦波出力Ｖｓと余弦波出力Ｖｃとが変化する。ここで、図３（ｂ）では、実線がｓｉｎθ＝１で一定の時、すなわち、θ＝９０°のときの正弦波出力を示し、その他の点線は、ｓｉｎθ＝−１、±１／３、±２／３で一定の時の、正弦波出力Ｖｓをそれぞれ示している。また、図３（ｃ）では、実線がｃｏｓθ＝０で一定の時、すなわち、θ＝９０°のときの余弦波出力Ｖｃを示し、その他の点線は、ｓｉｎθ＝±１、±１／３、±２／３で一定の時の、余弦波出力Ｖｃをそれぞれ示している。なお、実際にモータが回転しているときは、θが変化しているため、そのθに応じて出力が変化する。モータ２０の回転に応じてレゾルバ２１のロータが回転するため、レゾルバ２１のロータの回転角によりモータ２０の回転角を算出することができる。

フィードバック制御部１８は上記の正弦波出力Ｖｓ及び余弦波出力ＶｃをＡ／Ｄ変換回路１０１にてデジタル値に変換した値に基づいてモータの回転角を算出する。例えば、フィードバック制御部１８は、Ａ／Ｄ変換後の正弦波出力Ｖｓ及び余弦波出力Ｖｃを所定のサンプリングポイントＳでサンプリングする。このサンプリングポイントＳとして、本実施の形態では、例えば、図３（ｂ）及び（ｃ）に示す励磁電源の最大変化する点である９０度及び２７０度が設定されている。この場合、（ωｔ＋φ）が９０°、２７０°となるタイミングでの正弦波出力及び余弦波出力をサンプリングするよう、サンプリング周波数を設定する。

具体的には、図３（ｂ）及び図３（ｃ）に示すように、励磁電源とレゾルバ２１の出力の遅延φを考慮したタイミングで９０度及び２７０度のポイントでサンプリングが行なわれ、ＶｓとＶｃとを求める。次に、ＶｓとＶｃの商、すなわち、Ｖｓ／Ｖｃを演算することによって、Ｖｓ／Ｖｃ＝ｔａｎθから、θを算出することができる。そして、フィードバック制御部１８は算出したモータ２０の回転角θに基づいて駆動信号生成部１１に制御信号を送信する。

駆動信号生成部１１は、フィードバック制御部１８からの制御信号及び目標値設定回路１１１に設定された目標値に基づいてフィードバック制御を行う。具体的には、駆動信号生成部１１は、モータの回転角が想定された回転角度に達していない場合、回転速度を上げるように制御し、モータの回転角が想定された回転角度を越している場合、回転速度を下げるように制御する。このフィードバック制御は上記の駆動信号を形成するためのコンペアレジスタ１１３に設定されるコンペア値を変化させることにより実行される。

このように、駆動信号生成部１１は、フィードバック制御部１８からの制御信号及び目標値設定回路１１１に設定された目標値に応じた値をコンペア値として、コンペアレジスタ１１３に記憶し、記憶されたコンペア値とカウンタ１１２のカウンタ値とを比較することにより、パルス幅を変化させ、駆動電流を制御している。

なお、上述の説明では、レゾルバ２１に設けられたステータを９０°ずれて配置しているため、レゾルバ２１の出力は正弦波と余弦波出力が出力されるが、本発明はこの構成に限るものではない。

第１の実施の形態では、フィードバック制御部１８内にレゾルバ２１からの出力信号の振幅期待値を保持する振幅期待値保持回路１８１を備え、当該出力信号の最大振幅値と比較している。比較の結果、レゾルバ２１からの出力信号の最大振幅値が振幅期待値よりも小さかった場合、その差分に応じてレベルシフト回路１６にて、レベルシフトを行い、励磁電源の振幅を差分に応じて大きくなるように制御する。逆にレゾルバからの出力信号の振幅値が振幅期待値よりも大きかった場合にも同様に、振幅期待値と出力信号の振幅値の差分に応じて小さくなるようにレベルシフト回路１６を制御し、Ａ／Ｄ変換回路１０１の分解能を十分に生かせる振幅となるようフィードバックをかける。なお、レベルシフトを行う手段としては、出力バッファに供給する電源電圧を差分に応じて大きくする方法等いろいろあるため、ここでは詳述しない。

このように、レゾルバ２１からの出力信号の振幅と振幅期待値に基づいて励磁電源の振幅を制御することによって、フィードバック制御部１８内に設けられたＡ／Ｄ変換回路の分解能を十分に活用することができ、ダイナミックレンジを大きくすることができるためモータ制御の精度を向上させることが可能となる。

本発明の第２の実施の形態にかかるモータ制御システムの構成を図２に示す。なお、図１と同じ参照番号を用いているブロックについては、既に説明済みのため説明を省略する。第１の実施の形態と異なる部分は、Ｄ／Ａ変換回路１３の代わりにＰＷＭ出力回路１９が設けられている点であり、ＰＷＭ出力回路１９は、カウンタ３１、コンペアレジスタ３２を備えている。

第２の実施の形態では、上記のレゾルバ２１に供給する励磁電源をＰＷＭ出力回路１９からの出力に基づいて生成している。ＰＷＭ出力回路１９はカウンタ３１とコンペアレジスタ３２とを備えている。カウンタ３１は、例えば、駆動信号生成部１１に設けられたカウンタ１１２と同様のアップダウンカウンタであり、外部から入力されたクロック又はＭＣＵ１０の内部で生成されたクロックの周波数に応じて、カウンタ値をアップダウンする。具体的には、三角波を生成するため、所定値までのアップカウントとその所定値からのダウンカウントを繰り返し行なう。カウンタ３１には、例えば、アップカウンタとダウンカウンタとの組み合わせで構成するもの、あるいはアップカウント動作とダウンカウント動作とが切り替えられる構成のものを用いることができる。

コンペアレジスタ３２は波形テーブル１２に記憶された値を格納し、カウンタ３１との値と比較する。波形テーブル１２には、励磁電源に基づく波形を所定のサンプリング周波数でサンプリングした値が順番に記憶されている。コンペアレジスタ３２には波形テーブル１２に記憶された値が一定の時間間隔で１つずつ順番に格納されていく。ここで、波形テーブル１２は例えば、ＲＯＭやＲＡＭなどのメモリ又はレジスタにより構成することができる。波形テーブル１２がメモリによって構成される場合、波形テーブル１２とＰＷＭ出力回路１９との間の転送はＤＭＡ（ダイレクト・メモリ・アクセス）により実行される。そして、ＭＣＵ１０に設けられたタイマにより、メモリの読み出しアドレスが指定される。これにより、ＭＣＵ１０に設けられたＣＰＵの負荷を軽減することができる。また、波形テーブル１２としてレジスタを用いる場合、ＭＣＵ１０に設けられたタイマの一部とすることも可能である。そして、タイマにより指定されたタイミング、すなわちＰＷＭパルス周期でコンペアレジスタ３２に波形テーブル１２の値が転送される。そして、コンペアレジスタ３２は波形テーブル１２のうちの一つの値を格納する。この場合、バスラインを専有することがないため、バスラインへの負荷を軽減することができる。

コンペアレジスタ３２は、この波形テーブル１２から読み出された値とカウンタ３１のカウンタ値とを比較する。そして、カウンタ３１のカウンタ値が波形テーブル１２の値と一致したタイミングに基づいてパルス幅を設定する。具体的にはカウントアップ中に波形テーブル１２の値と等しくなるタイミングとカウントダウン中に波形テーブル１２の値と等しくなるタイミングとの間の時間によりパルス幅が決定される。そして、波形テーブル１２から転送された順番に上記の比較を繰り返し行い、パルス幅変調を行なう。ＰＷＭ出力回路１９はこのようにしてパルス幅変調された信号をＰＷＭ出力信号としてフィルタ１４に出力する。

なお、カウンタ３１はアップカウンタでもよく、あるいはダウンカウンタでもよい。アップカウンタを用いた場合、アップカウンタのカウンタ値とコンペア値との比較を行なってパルス幅を設定する。例えば、カウント値が０のタイミングとコンペア値と一致したタイミングとに基づいてパルス幅を設定する。ダウンカウンタを用いた場合も同様に、ダウンカウンタのカウンタ値とコンペア値との比較結果により、パルス幅を設定する。

フィルタ１４は、ＰＷＭ出力信号を波形整形して、正弦波を出力する。フィルタ１４は例えば、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）であり、ＰＷＭ出力信号の波形を正弦波に変換することができる。このフィルタ１４では、ＰＷＭ出力信号のハイレベルの粗密により正弦波が生成される。すなわち、ＰＷＭ出力信号のデューティ比が高い位相すなわち、オンパルスの幅が長くなる位相では、励磁電源の電圧が高くなり、デューティ比が低い位相、すなわち、オンパルスの幅が短くなる位相では、励磁電源の電圧が低くなる。これにより、励磁電源が正弦波となる。このフィルタ１４からの出力を増幅器１５で増幅して、正弦波の励磁電源を生成し、レゾルバ２１に供給する。また、フィルタ１４にコンデンサを介してＡＣ化された信号を使用して増幅してもよい。

このように、ＰＷＭ出力を使用して、励磁電源を生成することにより、論理回路のみで励磁電源の生成を実現することができ、ＭＣＵ１０のチップサイズを小さくすることができる。すなわち、波形テーブル１２に記憶された値をアナログに変換するＤＡＣが不要となる。よって、アナログ素子である高抵抗素子をＭＣＵ１０に形成する必要がなくなるため、回路規模を小さくすることができる。これにより、生産性を向上することができ、コストダウンを図ることができる。すなわち、簡易な構成で正確に励磁電源を供給することができるため、精度よくフィードバック制御を行うことができる。これにより、高性能のモータ制御装置を低コストで提供することができる。

上述の第２の実施の形態ではＰＷＭ出力回路を用いて励磁電源を生成していたが、その出力の振幅を変更する必要性があるためレベルシフトするための回路構成が必要となっている。したがって、レベルシフト回路を用いずに振幅を変更する第３の実施の形態について以下に説明する。

この励磁電源の振幅を調整するための構成について図４を用いて詳細に説明する。図４ではモータ制御装置の一部の構成のみを示しており、図１及び図２で示した構成と同様の構成については、説明を省略する。図４に示すように励磁電源の振幅を調整するため、第１のＰＷＭ出力回路１９に加えて、第２のＰＷＭ出力回路４１と比較回路とＥＸ−ＯＲ回路４２がＭＣＵ１０内に設けてられている。

波形テーブル１２と第１のＰＷＭ出力回路１９は上述の構成と同様の構成であり、同様の処理を行なう。第２のＰＷＭ出力回路４１は一定の周期のパルスを出力し、そのパルスのデューティ比がフィードバック制御部１８からの制御信号に基づいて変更される。すなわち、第２のＰＷＭ出力回路４１はレゾルバ出力の振幅に応じたデューティ比の第２ＰＷＭ出力信号を出力する。ここで、第２のＰＷＭ出力回路４１が出力するパルスの周波数は、第１のＰＷＭ出力回路１９が出力するパルスの周波数よりも高く設定されているものとする。

次に、第１のＰＷＭ出力回路１９からの第１のＰＷＭ出力信号と第２のＰＷＭ出力回路４１からの第２のＰＷＭ出力信号はＥＸ−ＯＲ回路４２に入力される。ＥＸ−ＯＲ回路４２からの出力はフィルタ１４に入力される。フィルタ１４により正弦波に波形整形された信号は、増幅器１５によって増幅され、励磁電源としてレゾルバ２１に出力される。

この構成では、第１のＰＷＭ出力回路１９からのＰＷＭ出力信号の振幅を調整することができる。すなわち、第１のＰＷＭ出力信号に対して、周期の短い、すなわち周波数の高い第２のＰＷＭ出力信号とＥＸ−ＯＲを取ることによって、第２のＰＷＭ出力信号からの出力信号のデューティ比が大きい場合には、第１のＰＷＭ出力回路１９からのＰＷＭ出力信号の振幅を増加させ、第２のＰＷＭ出力信号からの出力信号のデューティ比が小さい場合には、第１のＰＷＭ出力回路１９からのＰＷＭ出力信号の振幅を減少させるように機能する。

このように励磁電源の振幅調整用のＰＷＭ出力回路４１を設けることにより、容易に振幅調整を行うことができる。これにより、増幅器２５や増幅器２６の特性のばらつきやレゾルバ２１の環境の変化があった場合でも、レゾルバ２１により回転角及び回転速度を正確に検出することができる。なお、上記の説明では第１のＰＷＭ出力回路１９及び第２のＰＷＭ出力回路４１の出力はＥＸ−ＯＲ回路４２に入力されたが、ＥＸ−ＮＯＲ回路に入力されてもよい。このような構成を用いることにより、第１のＰＷＭ出力回路１９の出力波形を変化させずに、その振幅のみを調整することができる。なお、第２のＰＷＭ出力回路４１のカウンタ周期は第１のＰＷＭ出力回路１９のカウンタ周期よりも短くすることが好ましい。

上述の第３の実施の形態では、励磁電源を生成するために専用のカウンタ３１を用いているが、駆動信号生成部１１内部に有るカウンタ１１を共通使用することによって、専用のカウンタ３１を削減するものについて図５及び図６を用いて説明する。図５及び図６は、ＰＷＭ出力回路１９１と駆動信号生成部１１４とでカウンタを共用するための構成を示す図であり、ＭＣＵ１０の一部の構成を示している。本例では、励磁電源を生成するブロックは、駆動信号生成部１１４内のカウンタ１１２、コンパレータ５２、波形テーブル１２から読み出された値を保持するコンペアレジスタ３２、及びコンパレータ５２及びカウンタ１１２からの信号をそれぞれリセット端子Ｒ，セット端子Ｓに受けるフリップフロップ５３とから構成され、フリップフロップ５３の出力はＥＸ−ＮＯＲ回路４２の一端に供給される。

カウンタ１１２は上述の駆動信号生成部１１４に設けられたカウンタである。ここで、カウンタ１１２は、例えば、１６ビットのアップカウンタを用いることができる。すなわち、駆動信号生成部１１４ではクロック周波数に応じたカウント周期で１６ビットのカウンタがカウントアップされる。一般に、励磁電源のＰＷＭパルス周期は駆動信号のＰＷＭパルス周期より短い。すなわち、励磁電源の第ＰＷＭ出力回路１９のカウンタのカウント数は駆動信号生成部１１４のカウンタのカウント数よりも少ない。したがって、ＰＷＭ出力回路１９１用のカウンタとして、下位７ビットを利用する。

以下、動作について説明する。上述の形態と同様に、コンペアレジスタ３２には、波形テーブル１２から正弦波のデータが読み出されてセットされ、コンパレータ５２によりカウンタ１１２の下位７ビットの値がコンペアレジスタ３２の値と比較される。このコンパレータ５２から出力される比較結果（一致信号）によりフリップフロップ５３がリセットされ、カウンタ１１２の７ビット目のキャリー信号によってフリップフロップ５３をセットする。これによって、波形テーブルから読み出された正弦波のデータに基づいて、データの値に基づいたデューティ比を有するＰＷＭ信号が生成される。このようにして、励磁電源のＰＷＭパルス周期が駆動信号のＰＷＭパルス周期と異なる場合でも、１つのカウンタで駆動信号用と励磁電源用の２つのＰＷＭ出力信号を得ることができる。よって、駆動信号と励磁電源とでカウンタを共有することができ、回路規模をより小さくすることができ、コストダウンを図ることができる。

なお、上述の説明ではカウンタを１６ビットカウンタと７ビットカウンタとして説明したが、これ限るものではない。ビット数の多いカウンタの下位ビットを利用することにより、カウンタを共用することができる。また、カウンタはアップカウンタに限らず、ダウンカウンタを用いることも可能である。

各実施の形態において、ＰＷＭ出力回路１９に用いるカウンタがアップダウンカウンタであるものについて説明したが、カウンタは、アップカウンタ又はダウンカウンタであっても良い。また、モータの回転角を検出するセンサとしてレゾルバを例にして説明したが、励磁電源が供給され、当該励磁電源に応じて回転角を検出するための信号を出力するセンサであれば良い。

また、レベルシフト回路によってＤ／Ａ変換回路又はＰＷＭ出力回路の出力をレベルシフトし振幅を変えるものについて説明したが、Ｄ／Ａ変換回路又はＰＷＭ出力回路の出力信号の振幅を変えるものであればレベルシフト回路以外を用いてもよい。また、波形テーブルからＤＭＡ転送でＤ／Ａ変換回路又はＰＷＭ出力回路にコンペア値を設定するものについて説明したが、ＤＭＡ転送を用いずに専用のデータ転送バスを用いてもよい。

また、励磁電源として正弦波を供給するもについて説明したが、正弦波以外の波形を励磁電源として供給するものであっても良い。

また、フィードバック制御部からの制御信号に応じて励磁電源の振幅を調整するものについて説明したが、ＭＣＵ外部に設けられレゾルバへの励磁電源供給経路に設けられた増幅回路１６又はＭＣＵ外部に設けられレゾルバからの出力経路に設けられた増幅器２５、２６の振幅を制御信号に基づいて変化させても良い。

本発明の第１の実施の形態にかかるモータ制御装置が用いられたモータ制御システムの構成を示す図である。 本発明の第２の実施の形態にかかるモータ制御装置が用いられたモータ制御システムの構成を示す図である。 レゾルバの励磁電源とレゾルバの出力の波形を示す図である。 本発明の第３の実施の形態にかかるモータ制御装置において、励磁電源の振幅を調整するための構成を示す図である。 本発明の第４の実施の形態にかかるモータ制御装置においてカウンタを共用するための構成を示す図である。 本発明の第４の実施の形態にかかるモータ制御装置のＰＷＭ出力回路のブロック図である。

符号の説明

１０ ＭＣＵ、１１ 駆動信号生成部、１２ 波形テーブル、１３ モータ駆動回路、
１４ フィルタ、１５ 増幅器、１６ レベルシフト回路、１７ 励磁電源供給ライン
１８ フィードバック制御部、１９ 第１のＰＷＭ出力回路、２０ モータ、
２１ レゾルバ、２３ モータ駆動回路、２５ 増幅器、２６ 増幅器、
２７ 正弦波出力ライン、２８ 余弦波出力ライン、３１ カウンタ、
３２ コンペアレジスタ、４１ 第２のＰＷＭ出力回路、４２ ＥＸ−ＯＲ回路
５１ カウンタ、５２ コンペアレジスタ、１０１ Ａ／Ｄ変換回路、
１１１ 目標値設定回路、１１２ カウンタ、１１３ コンペアレジスタ、
１１４ 駆動信号生成部、１８１ 期待値設定回路
１９１ 第１のＰＷＭ出力回路（カウンタなし）、

Claims (16)

1. センサからの出力に基づいてモータを制御するモータ制御装置であって、
   前記センサを励磁する励磁電源に基づく値が記憶された記憶部と、
   前記記憶部に記憶された値に応じたデューティ比を有するようパルス幅変調されたＰＷＭ出力信号を出力するＰＷＭ出力部と、
   前記ＰＷＭ出力部からのＰＷＭ出力信号が入力されるフィルタとを備え、
   前記フィルタからの出力に基づいて前記センサの励磁電源が供給されるモータ制御回路。
2. 前記励磁電源の振幅に応じたデューティ比を有するようパルス幅変調する振幅調整用ＰＷＭ出力部をさらに備え、
   前記振幅調整用ＰＷＭ出力部により前記励磁電源の振幅を調整する請求項１に記載のモータ制御回路。
3. 前記モータを駆動する駆動信号を生成する前記駆動信号生成部をさらに備え、
   前記駆動信号生成部がクロック信号に応じて動作するカウンタを備え、
   前記カウンタのカウンタ値に基づいて、前記ＰＷＭ出力部が前記ＰＷＭ信号を出力する請求項１又は２に記載のモータ制御装置。
4. 前記カウンタのカウンタ値と比較される値が格納されたレジスタをさらに備え、
   前記カウンタの値と前記レジスタに格納された値の比較結果によって、前記ＰＷＭ出力信号のデューティ比を変更する請求項３に記載のモータ制御装置。
5. センサからの出力に基づいてモータを制御するモータ制御方法であって、
   前記センサを励磁する励磁電源に基づく値を記憶し、
   前記記憶された値に応じたデューティ比を有するＰＷＭ出力信号を出力し、
   前記ＰＷＭ出力信号に基づいて前記センサを励磁する励磁電源を生成するモータ制御方法。
6. 前記信号の振幅を調整する振幅調整用ＰＷＭ出力信号を出力し、
   前記振幅調整用ＰＷＭ出力信号と前記ＰＷＭ出力信号とに基づいて前記センサの励磁電源を生成する請求項５に記載のモータ制御方法。
7. カウンタのカウンタ値に基づいて、前記モータを駆動する駆動信号を生成し、
   前記カウンタのカウンタ値に基づいて、前記ＰＷＭ出力信号が生成される請求項５又は６に記載のモータ制御方法。
8. 前記カウンタのカウンタ値とレジスタに格納された値とを比較し、
   前記比較した結果に応じて、ＰＷＭ出力信号のデューティ比を変更する請求項７に記載のモータ制御方法。
9. センサからの出力に基づいてモータを制御するモータ制御装置であって、
   前記センサを励磁するための励磁電源を生成する励磁電源生成部と、
   前記励磁電源生成部からの励磁電源に基づき前記センサから出力されるセンサ出力信号を受けて制御信号を生成するフィードバック制御部と、
   前記制御信号に基づいて前記センサに供給する励磁電源の振幅を制御することを特徴とするモータ制御回路。
10. 前記フィードバック制御部は前記センサ出力信号が所定の振幅以下になっていることを検出すると、前記励磁電源の振幅を変更するように前記励磁電源生成部へ制御信号を出力することを特徴とする請求項９記載のモータ制御回路。
11. 前記励磁電源生成部は、レベルシフト回路を備え、前記制御信号に基づいて前記励磁電源の振幅を変更することを特徴とする請求項１０記載のモータ制御回路。
12. 前記励磁電源生成部は、波形テーブルからのデータに基づいて励磁電源を生成する第１のＰＷＭ出力回路と、前記第１のＰＷＭ出力回路とは別に設けられ前記フィードバック制御部からの制御信号に基づいてＰＷＭ信号を出力する第２のＰＷＭ出力回路と、前記第１及び第２のＰＷＭ出力を合成することによって振幅を変更する回路とを備えることを特徴とする請求項９記載のモータ制御回路。
13. 前記第１のＰＷＭ出力回路は、モータ駆動用の駆動信号を生成する駆動信号生成部内に設けられたモータ用ＰＷＭ出力回路によって構成されていることを特徴とする請求項１２記載のモータ制御回路。
14. 前記モータ用ＰＷＭ出力回路に設けられたカウンタの所定ビットのキャリーを出力する手段と、前記波形テーブルからの値と前記カウンタの出力値とを比較し比較結果を出力するコンパレータと、前記キャリー出力と前記比較結果とからＰＷＭ信号を生成する回路とを備えることを特徴とする請求項１３記載のモータ制御回路。
15. 前記振幅を変更する回路はＥＸ−NOR回路によって構成されていることを特徴とする請求項１２記載のモータ制御回路。
16. 前記センサは、励磁電源を与えられることによって前記モータの回転角度の情報を前記センサ出力信号として出力するレゾルバによって構成されていることを特徴とする請求項９記載のモータ制御回路。
    
    
    

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