JP2007129877A - モータ制御装置およびファンモータ - Google Patents

Abstract

【課題】正弦波状のＰＷＭ通電方式であってロータ回転位置センサを不要とするセンサレス駆動を低コストで実現する。
【解決手段】誘起電圧演算回路１５は、電流信号ｉｕ〜ｉｗから相電圧方程式に基づいて誘起電圧信号ｅｕ〜ｅｗを求める。比較回路２０ａは６分解能の位置データＤｐ１を生成し、逓倍回路２０ｂは回転信号ｓｐ１の逓倍信号ｓｋを生成する。位置判定回路２０ｃは、位置データＤｐ１と逓倍信号ｓｋから高分解能の位置データＤｐ２を生成する。正弦波形成回路２１は、位置データＤｐ２に位相制御回路１６からの位相データＤｐ３を加えた通電角度データＤｐ４に基づいて通電信号ｕ１〜ｚ１を生成する。１２０度位置検出回路１８と１２０度通電信号形成回路２２は、１２０度通電用の通電信号ｕ２〜ｚ２を生成する。通電信号選択回路２７は、低速領域で通電信号ｕ２〜ｚ２を、中高速領域で通電信号ｕ１〜ｚ１を選択する。
【選択図】図１

Description

本発明は、永久磁石モータをセンサレスで正弦波駆動するモータ制御装置およびそのモータ制御装置で駆動されるファンモータに関する。

近年、永久磁石モータは、その効率の優秀性から家電機器や産業機器に使用され、また小型で形状自由度の高さから情報機器などにも使用されている。下記特許文献には、永久磁石モータの制御装置について示されている。このうち特許文献１〜３には、永久磁石モータのロータ回転位置を検出するホールセンサを備え、その位置信号に基づいて正弦波ＰＷＭ方式による通電信号を生成するモータ制御装置が開示されている。また、特許文献４には、センサレスでロータ回転位置を検出して１２０度矩形波ＰＷＭ方式による通電信号を生成するモータ制御装置が開示されている。
特開平０９−０７４７９０号公報 特開平１０−０７５５９７号公報 特開平１０−２９０５９２号公報 特開平０１−００８８９０号公報

上述した家電機器や産業機器などに取り付けられたファンモータ等では、モータの小型化・低コスト化のためのセンサレス駆動と、振動・騒音を防止するための正弦波駆動とを両立させることが求められている。しかし、ＤＳＰなどの高速プロセッサを用いてセンサレスベクトル制御等の演算を行うと構成が複雑化してコスト高となる。

本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、その目的は、正弦波状のＰＷＭ通電方式であってロータの回転位置センサが不要なセンサレス駆動を低コストで実現できるモータ制御装置およびそのモータ制御装置で駆動されるファンモータを提供することにある。

上記目的を達成するため、請求項１記載のモータ制御装置は、
永久磁石を有するロータと３相巻線を設けたステータとからなる永久磁石モータを制御するモータ制御装置において、
前記３相巻線の電流を検出する電流検出手段と、
検出した３相巻線電流から相電圧方程式に基づいて各相の誘起電圧を演算し誘起電圧信号を出力する誘起電圧演算手段と、
演算した各相の誘起電圧の比較により６分解能の第１のロータ回転位置を検出する第１の位置検出手段と、
前記第１のロータ回転位置に基づいてｎ倍（ｎは２以上の整数）の逓倍信号を得る逓倍手段と、
前記第１のロータ回転位置と前記ｎ倍の逓倍信号とから６ｎ分解能の第２のロータ回転位置を検出する第２の位置検出手段と、
前記第２のロータ回転位置に基づいて６ｎ分解能の３相通電信号を形成する通電信号形成手段と、
前記３相通電信号をＰＷＭ変調しその変調後の３相通電信号に応じた電圧を前記３相巻線に供給する通電手段とから構成されていることを特徴とする。

請求項２記載のモータ制御装置は、上記電流検出手段、誘起電圧演算手段、第１の位置検出手段、逓倍手段、第２の位置検出手段および通電手段を備え、さらに、
前記電流検出手段により検出した３相巻線電流の比較により電流位相を検出する電流位相検出手段と、
前記第１のロータ回転位置と前記電流位相とから位相指令を決定する位相制御手段と、
前記第２のロータ回転位置と前記位相指令に基づいて６ｎ分解能の３相通電信号を形成する通電信号形成手段とを備えたことを特徴とする。

請求項３記載のモータ制御装置は、上記電流検出手段、誘起電圧演算手段、第１の位置検出手段、逓倍手段、第２の位置検出手段、通電信号形成手段（第１の通電信号形成手段）および通電手段を備え、さらに、
前記３相巻線の電圧に基づいて前記永久磁石モータの３相巻線に発生する誘起電圧のゼロクロスタイミングを検出し、そのゼロクロスタイミングに基づいて６分解能の第３のロータ回転位置を検出する第３の位置検出手段と、
前記第３のロータ回転位置に基づいて１２０度通電波形を有する第２の通電信号を形成する第２の通電信号形成手段と、
所定条件に応じて前記第１、第２の通電信号の何れか一方を選択する選択手段とを備えたことを特徴とする。

請求項１記載のモータ制御装置によれば、正弦波状のＰＷＭ通電方式によるセンサレス駆動が可能となる。相電圧方程式に基づいて演算した各相の誘起電圧から６分解能の位置情報が得られ、その６分解能の位置情報から逓倍手段により６ｎ分解能の位置情報が得られるので、分解能の高い正弦波駆動が可能となり、さらに構成の簡素化と低コスト化が図られる。

請求項２記載のモータ制御装置によれば、請求項１記載のモータ制御装置の効果に加えて、回転位置と電流の位相が自動調整されるので永久磁石モータをより効率よく駆動できる。

請求項３記載のモータ制御装置によれば、３相巻線に発生する誘起電圧のゼロクロスタイミングに基づいて６分解能のロータ回転位置を検出する第３の位置検出手段を有しているので、センサレスでありながら極低速まで回転位置の検出が可能となる。これにより、逆転状態からの始動が可能となり、外風等の外力により逆転している状態からでも永久磁石モータ（ファンモータ）を正転状態に始動することができる。

以下、本発明の一実施形態について図面を参照しながら説明する。
図１は、永久磁石モータの駆動制御装置の全体構成を示している。この駆動制御装置１は、ゲートドライブ回路２とスイッチング回路３ａ、３ｂ、３ｃを介して、ファン４を回転させるファンモータ５を駆動する装置である。ファンモータ５（以下単にモータ５と称す）は、永久磁石を有するロータ５ｒと３相の巻線５ｕ、５ｖ、５ｗを設けたステータとから構成された３相の永久磁石モータである。駆動制御装置１の制御回路６は、例えばＩＣ（半導体集積回路装置）として構成されており、プロセッサによるソフトウェア処理ではなくハードウェアの処理により各機能を実現するようになっている。駆動制御装置１はファンモータ５と別に設けてもよく、また一体化した（内蔵された）構成としてもよい。

スイッチング回路３ａ、３ｂ、３ｃは、それぞれ上アームを構成するＩＧＢＴ３ｐと下アームを構成するＩＧＢＴ３ｎとからなるブリッジ回路であって、全体として３相ブリッジ接続されたインバータ回路を構成している。これらスイッチング回路３ａ、３ｂ、３ｃの入力端子には交流電源を整流して得られる直流電圧が入力されており、各出力端子はモータ５の巻線５ｕ、５ｖ、５ｗに接続されている。

スイッチング回路３ａ、３ｂ、３ｃの下アーム側ＩＧＢＴ３ｎのエミッタと負側電源線７との間にはそれぞれ抵抗８ａ、８ｂ、８ｃが接続されており、これら抵抗８ａ、８ｂ、８ｃの端子間電圧は制御回路６の電流検出回路９（電流検出手段に相当）に入力されている。なお、スイッチング回路３ａ、３ｂ、３ｃにおいて、ＩＧＢＴに替えてバイポーラトランジスタ、ＦＥＴなどを用いてもよい。

電流検出回路９は、抵抗８ａ、８ｂ、８ｃの端子間電圧に基づいてスイッチング回路３ａ、３ｂ、３ｃの出力電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに応じた電流信号ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを検出するもので、所定の基準電圧Ｖｒを基準電位として増幅を行う増幅回路９ａと、三角波形成回路２４がＰＷＭ周期に同期して出力する電流検出タイミング信号ｓ１によりラッチ動作を行うラッチ回路９ｂとから構成されている。ラッチされた電流信号ｉｕ、ｉｖ、ｉｗは、振幅検出回路１０と位相検出回路１１に入力されるとともに、制御回路６の外部に設けられた抵抗１３ａ、１３ｂ、１３ｃ、抵抗１４ａ、１４ｂ、１４ｃおよびコンデンサ１２ａ、１２ｂ、１２ｃを介して制御回路６の誘起電圧演算回路１５に入力されている。

振幅検出回路１０は、例えば各相の電流信号ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの絶対値の合成処理により、電流振幅に比例した電圧振幅信号ｖａを生成して電圧制御回路２３に出力するもので、電流信号ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの絶対値回路と当該絶対値回路が出力する絶対値信号の合成回路（例えば加算回路）とから構成されている。また、位相検出回路１１（電流位相検出手段に相当）は、電流位相を示す６分解能の電流位相信号ｓｉ（図３参照）を生成して位相制御回路１６に出力するもので、電流信号ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ同士を比較する比較器から構成されている。

モータ５の各相の端子電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは、分圧回路１７を介して制御回路６の１２０度位置検出回路１８に入力されるとともに、フィルタ回路１９ａ、１９ｂ、１９ｃを介して電圧信号ｖｕ、ｖｖ、ｖｗとして制御回路６の誘起電圧演算回路１５に入力されている。

誘起電圧演算回路１５（誘起電圧演算手段に相当）は、電圧信号ｖｕ、ｖｖ、ｖｗを入力して誘起電圧信号ｅｕ、ｅｖ、ｅｗを出力するもので、オペアンプ等により構成される反転回路１５ｘ、１５ｙ、１５ｚ、電圧信号ｖｕ、ｖｖ、ｖｗの非反転加算回路である演算器１５ｎおよび３入力の加算回路１５ａ、１５ｂ、１５ｃから構成されている。加算回路１５ａ、１５ｂ、１５ｃは、それぞれオペアンプと抵抗値Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５を持つ３つの抵抗により構成されている。

正弦波位置検出回路２０は、誘起電圧信号ｅｕ、ｅｖ、ｅｗを入力して位置データＤｐ２を出力するもので、比較回路２０ａ、逓倍回路２０ｂおよび位置判定回路２０ｃから構成されている。比較回路２０ａ（第１の位置検出手段に相当）は、誘起電圧信号ｅｕ、ｅｖ、ｅｗ同士を比較することにより、互いに６０度の位相差を持つ６つのデータからなる６分解能の位置データＤｐ１（第１のロータ回転位置に相当）と、回転信号ｓｐ１（図３参照）とを生成する。

逓倍回路２０ｂ（逓倍手段に相当）は、回転信号ｓｐ１を入力して所定倍例えば３２倍（ｎ＝３２）の周波数に逓倍した逓倍信号ｓｋ（図３参照）を生成する。位置判定回路２０ｃ（第２の位置検出手段に相当）は、カウンタ２０ｄを内蔵しており、上記位置データＤｐ１と逓倍信号ｓｋを入力して位置データＤｐ２（第２のロータ回転位置に相当：図３参照）を生成する。

位相制御回路１６（位相制御手段に相当）は、位相検出回路１１が出力する電流位相信号ｓｉと正弦波位置検出回路２０が出力する回転信号ｓｐ１を入力し、位相データＤｐ３（位相指令に相当）を生成するものである。なお、回転信号ｓｐ１に替えて位置データＤｐ１を入力してもよい。

正弦波形成回路２１は、正弦波位置検出回路２０から出力された位置データＤｐ２、位相制御回路１６から出力された位相データＤｐ３、電圧制御回路２３から出力された出力電圧信号ｖｏおよび三角波形成回路２４から出力された三角波信号ｓｓを入力し、ＰＷＭ変調された通電信号ｕ１、ｖ１、ｗ１、ｘ１、ｙ１、ｚ１を出力するものである。

この正弦波形成回路２１は、加算回路２１ａ、分圧回路２１ｂ、スイッチ回路２１ｕ、２１ｖ、２１ｗおよびＰＷＭ回路２１ｃにより構成されている。ここで、加算回路２１ａは、位置データＤｐ２と位相データＤｐ３とを加算して通電角度データＤｐ４を出力するもので、分圧回路２１ｂ（電位形成手段に相当）は、出力電圧信号ｖｏに応じた１８０度分の余弦値を９６分解能の振幅精度で出力するラダー抵抗（分圧抵抗）により構成されている。

スイッチ回路２１ｕ、２１ｖ、２１ｗ（電位選択手段に相当）は、分圧回路２１ｂから出力される余弦値の中から通電角度データＤｐ４に応じた余弦値を選択するためのアナログスイッチを備えており、３相の正弦波波形である信号ｓｕ、ｓｖ、ｓｗ（第１の通電信号、３相通電信号に相当）を出力するようになっている。ＰＷＭ回路２１ｃは、信号ｓｕ、ｓｖ、ｓｗを三角波信号ｓｓでＰＷＭ変調し、通電信号ｕ１、ｖ１、ｗ１、ｘ１、ｙ１、ｚ１（変調後の３相通電信号に相当）を生成するようになっている。なお、加算回路２１ａ、分圧回路２１ｂおよびスイッチ回路２１ｕ、２１ｖ、２１ｗにより通電信号形成回路２１ｘ（第１の通電信号形成手段に相当）が構成されている。

１２０度位置検出回路１８（第３の位置検出手段に相当）は、分圧回路１７により分圧された電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗと中性点電圧Ｖｎ（実際には仮想中性点電圧Ｖｎ’）との比較により６分解能の位置信号ｃｕ、ｃｖ、ｃｗを得るもので、比較回路１８ａ、１８ｂ、１８ｃと合成回路１８ｎとから構成されている。合成回路１８ｎ（中性点電圧形成手段に相当）は、中性点電圧Ｖｎを得るためのスター結線された抵抗から構成されている。位置信号ｃｕ、ｃｖ、ｃｗは第３のロータ回転位置に相当する信号であるが、より厳密には不要なパルスが除去された位置データＤｐ５（後述）が第３のロータ回転位置に相当する信号となる。

１２０度通電信号形成回路２２は、位置信号ｃｕ、ｃｖ、ｃｗを入力してＰＷＭ変調された通電信号ｕ２、ｖ２、ｗ２、ｘ２、ｙ２、ｚ２を出力するもので、波形整形回路２２ａ、カウンタ２２ｂと２２ｃを内蔵するタイミング回路２２ｘおよびＰＷＭ回路２２ｄから構成されている。波形整形回路２２ａは、位置信号ｃｕ、ｃｖ、ｃｗに含まれる通電切替時のパルスを除去して６分解能の位置データＤｐ５（第３のロータ回転位置に相当）を出力し、タイミング回路２２ｘ（第２の通電信号形成手段に相当）は、１２０度通電波形を有する信号ｓｏ１〜ｓｏ６（第２の通電信号に相当）を出力するようになっている。

電圧制御回路２３は、外部から与えられる電圧指令ｖｃと振幅検出回路１０で検出された電圧振幅信号ｖａとの差を求める減算器と、減算器から出力される電圧偏差の比例信号である出力電圧信号ｖｏを出力する比例制御器を備えている。比例制御器に替えて比例積分制御器を備えてもよい。

三角波形成回路２４は、電流検出タイミング信号ｓ１を電流検出回路９のラッチ回路９ｂに出力するとともに、三角波信号ｓｓをＰＷＭ回路２５および正弦波形成回路２１のＰＷＭ回路２１ｃに出力する。三角波信号ｓｓと電流検出タイミング信号ｓ１とは同期している。ＰＷＭ回路２５は、ＰＷＭ信号ｓａを１２０度通電信号形成回路２２のＰＷＭ回路２２ｄに出力する。

シーケンス制御回路２６は、外部から与えられる動作指令信号Ｍｏｄｅ１、Ｍｏｄｅ２、Ｍｏｄｅ３および制御回路６内で作られる回転信号ｓｐ１、ｓｐ２、ｓｐ３と回転方向信号ｓｈを入力する。そして、内蔵する回転判定回路２６ａ、停止始動シーケンス回路２６ｂ、正転始動シーケンス回路２６ｃ、逆転始動シーケンス回路２６ｄ（逆転シーケンス手段に相当）および回転信号形成回路２６ｘにより、外部に出力する回転信号ｒｏｔ１と回転方向信号ｒｏｔ２、通電信号選択回路２７に対して出力する選択信号ｓｔｏ、１２０度通電信号形成回路２２に対して出力する方向信号ｍｃｗ、位置決め信号ｍｃｉ、強制転流信号ｍｃｆを生成する。

回転判定回路２６ａ（回転状態検出手段に相当）は、選択信号ｓｔｏが「オフ」の状態で、比較回路２０ａから出力される位置データＤｐ１に同期した回転信号ｓｐ１または波形整形回路２２ａから出力される位置信号ｃｕ、ｃｖ、ｃｗに同期した回転信号ｓｐ３に基づいてモータ５の回転速度および回転方向を検出するようになっている。

通電信号選択回路２７（選択手段に相当）は、選択信号ｓｔ１に応じて通電信号ｕ１、ｖ１、ｗ１、ｘ１、ｙ１、ｚ１と通電信号ｕ２、ｖ２、ｗ２、ｘ２、ｙ２、ｚ２の何れか一方を選択して出力するようになっている。また、選択信号ｓｔｏを「オフ」とすることにより、通電信号の出力を停止することができる。また、デッドタイム形成回路２８は、通電信号に対しデッドタイムを設定し、それを最終的な通電信号としてゲートドライブ回路２に出力する。なお、デッドタイム形成回路２８、ゲートドライブ回路２およびスイッチング回路３ａ、３ｂ、３ｃにより通電回路２９（通電手段に相当）が構成されている。

次に、本実施形態の作用について、図１に加えて図２ないし図７も参照しながら説明する。
はじめに、第１の通電信号形成手段に係る動作を、図３に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。図３には、上から順に電圧信号ｖｕ、ｖｖ、ｖｗ、電流信号ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ、電流位相信号ｓｉ、誘起電圧信号ｅｕ、ｅｖ、ｅｗ、回転信号ｓｐ１、逓倍信号ｓｋ、位置データＤｐ２、通電角度データＤｐ４および信号ｓｕ、ｓｖ、ｓｗが示されている。

ＰＷＭ制御される各相のスイッチング回路３ａ、３ｂ、３ｃによりモータ５の各巻線に電圧が印加されると、抵抗８ａ、８ｂ、８ｃには下アーム側ＩＧＢＴ３ｎのオンタイミングに同期して電流が流れる。抵抗８ａ、８ｂ、８ｃにより電圧に変換された信号は、電流検出回路９の増幅回路９ａにより基準電圧Ｖｒを基準とした電流信号ｉｕ、ｉｖ、ｉｗに変換され、ラッチ回路９ｂにより電流検出タイミング信号ｓ１に同期してサンプルホールドされる。

一方、モータ５の入力電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは、分圧回路１７により例えば１／１００の電圧に分圧され、さらにフィルタ回路１９（１９ａ、１９ｂ、１９ｃ）により平滑された後、ＰＷＭ波形成分が除去された略正弦波形を有する電圧信号ｖｕ、ｖｖ、ｖｗに変換される。誘起電圧演算回路１５において、反転回路１５ｘ、１５ｙ、１５ｚは、基準電圧Ｖｒのバイアス条件の下で電圧信号ｖｕ、ｖｖ、ｖｗを反転し、演算器１５ｎは、電圧信号ｖｕ、ｖｖ、ｖｗからモータ５の中性点電圧Ｖｎに相当する非反転電圧（仮想中性点電圧）ｖｎを生成する。

加算回路１５ａ、１５ｂ、１５ｃは、電流信号ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ、電圧信号ｖｕ、ｖｖ、ｖｗの反転信号および仮想中性点電圧に相当する非反転電圧ｖｎに基づいて、次の（１）式および（２）式の演算を実行する。この（１）式はＵ相についての演算式であり、Ｖ相とＷ相についても同様の演算式となる。Ｒ２〜Ｒ５、Ｃ１は、図１に示す各素子の抵抗値、容量値を示している。
ｅｕ＝−Ｒ５・Ｃ１・ｄｉｕ／ｄｔ−（Ｒ５／Ｒ２）ｉｕ
＋（Ｒ５／Ｒ３）ｖｕ−（Ｒ５／Ｒ４）ｖｎ …（１）
ｖｎ＝（ｖｕ＋ｖｖ＋ｖｗ）／３ …（２）

図２は、モータ５の等価回路を示している。この等価回路と（１）式との比較から分かるように、（１）式の右辺第１項は、インダクタンスＬの電圧Ｌ・ｄＩｕ／ｄｔに対応し、第２項は巻線抵抗５ｕの電圧Ｒ・Ｉｕに対応し、第３項は入力電圧Ｖｕに対応し、第４項は中性点電圧Ｖｎに対応している。従って、使用するモータの巻線の抵抗値ＲとインダクタンスＬに対応して抵抗値Ｒ２〜Ｒ５とコンデンサ１２の容量値Ｃ１を設定することにより、誘起電圧信号ｅｕ、ｅｖ、ｅｗを演算することができる。なお、抵抗１３ａ〜１３ｃ、１４ａ〜１４ｃおよびコンデンサ１２ａ〜１２ｃが制御回路６の外に設けられているのは、これらの抵抗値Ｒ１、Ｒ２と容量値Ｃ１をモータ定数に応じて調整できるようにしたためである。

正弦波位置検出回路２０は、誘起電圧信号ｅｕ、ｅｖ、ｅｗに基づいて、ロータ５ｒの回転位置を表す位置データＤｐ２を生成する。位置判定回路２０ｃ内のカウンタ２０ｄは、逓倍信号ｓｋをカウントし、位置データＤｐ１を構成する６つの位置データの各変化点でカウント値をリセットするとともに、当該変化点に対応するデータとして次に示すデータを基準データとする。位置データＤｐ２は、この基準データにカウンタ２０ｄのカウント値を加算して得られ、例えば０から１９１までの１９２分解能（６ｎ＝６×３２）のデータとなる。

ｅｗ≧ｅｕ≧ｅｖ ⇒ ｅｕ≧ｅｗ≧ｅｖ の時 基準データ“１６”
ｅｕ≧ｅｗ≧ｅｖ ⇒ ｅｕ≧ｅｖ≧ｅｗ の時 基準データ“４８”
ｅｕ≧ｅｖ≧ｅｗ ⇒ ｅｖ≧ｅｕ≧ｅｗ の時 基準データ“８０”
ｅｖ≧ｅｕ≧ｅｗ ⇒ ｅｖ≧ｅｗ≧ｅｕ の時 基準データ“１１２”
ｅｖ≧ｅｗ≧ｅｕ ⇒ ｅｗ≧ｅｖ≧ｅｕ の時 基準データ“１４４”
ｅｗ≧ｅｖ≧ｅｕ ⇒ ｅｗ≧ｅｕ≧ｅｖ の時 基準データ“１７６”

位相制御回路１６は、電流位相信号ｓｉと回転信号ｓｐ１との位相関係から位相データＤｐ３を決定する。すなわち、回転信号ｓｐ１に対して電流位相信号ｓｉが遅れている場合には位相データＤｐ３を増加させ、回転信号ｓｐ１に対して電流位相信号ｓｉが進んでいる場合には位相データＤｐ３を減少させ、両信号が一致している場合には位相データＤｐ３を維持する。図３は、位相データＤｐ３が正の場合を示している。

上記位置データＤｐ２と位相データＤｐ３は加算回路２１ａにより加算され、通電角度データＤｐ４が作られる。一方、電圧制御回路２３は、モータ５への印加電圧の大きさについて比例制御を行い、電圧指令ｖｃに一致させるために必要となる出力電圧信号ｖｏを出力する。分圧回路２１ｂでは、この出力電圧信号ｖｏに応じた９６分解能の余弦値データが作られる。この余弦値データの分解能（＝９６）と通電角度データＤｐ４の分解能６ｎ（＝１９２）との間には、以下の（３）式の関係が存在する。
余弦値データの分解能＝６ｎ／ｍ （ただしｍ＝２） …（３）
各相のスイッチ回路２１ｕ、２１ｖ、２１ｗは、余弦値データの中から通電角度データＤｐ４に対応した余弦値データを選択する。これにより、互いに１２０度の位相差を持つ３相正弦波波形の信号ｓｕ、ｓｖ、ｓｗが生成される。

その結果、電圧制御回路２３により振幅が制御され、位相制御回路１６により位相が制御された３相正弦波波形である信号ｓｕ、ｓｖ、ｓｗが形成され、ＰＷＭ回路２１ｃによりＰＷＭ信号に変換された第１の通電信号ｕ１、ｖ１、ｗ１、ｘ１、ｙ１、ｚ１が通電信号選択回路２７に出力される。

次に、第２の通電信号形成手段に係る動作を、図４に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。図４には、上から順に電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ、Ｖｎ、位置信号ｃｕ、ｃｖ、ｃｗ、位置データＤｐ５、カウンタ２２ｂ、２２ｃのカウント値および信号ｓｏ１〜ｓｏ６が示されている。

比較回路１８ａ、１８ｂ、１８ｃは、電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗと中性点電圧Ｖｎとを比較して位置信号ｃｕ、ｃｖ、ｃｗを生成する。１２０度通電では転流時にスイッチング回路３ａ、３ｂ、３ｃのＩＧＢＴ３ｐ、３ｎと並列に接続された還流ダイオード（図示せず）が一時的にオンするので、これに伴う幅狭のパルスが位置信号ｃｕ、ｃｖ、ｃｗに重畳的に現れる。波形整形回路２２ａは、この幅狭のパルスを除去するため位置信号ｃｕ、ｃｖ、ｃｗを波形整形し、６分解能の位置データＤｐ５を生成する。

タイミング回路２２ｘのカウンタ２２ｂは、位置データＤｐ５の変化点を基点として所定周波数のクロックのアップカウントを繰り返し、カウンタ２２ｃは、位置データＤｐ５の変化点でカウンタ２２ｂのカウント値を得て所定周波数のクロックをダウンカウントする。

タイミング回路２２ｘは、カウンタ２２ｃのカウント値がゼロになったタイミングで変化する信号ｓｏ１〜ｓｏ６を生成し、ＰＷＭ回路２２ｄは、信号ｓｏ１〜ｓｏ６をＰＷＭ信号に変換した通電信号ｕ２、ｖ２、ｗ２、ｘ２、ｙ２、ｚ２を出力する。ＰＷＭ回路２２ｄに入力されるＰＷＭ信号ｓａは、出力電圧信号ｖｏと三角波信号ｓｓにより形成されているので、通電信号ｕ２、ｖ２、ｗ２、ｘ２、ｙ２、ｚ２のデューティ比は電圧制御回路２３により制御されている。

次に、シーケンス制御回路２６の動作を説明する。
外部から入力される動作指令信号Ｍｏｄｅ１、Ｍｏｄｅ２、Ｍｏｄｅ３は、その組み合わせにより下記の指令内容を表す。
（Mode１，Mode２，Mode３）＝（０，０，０） ： “停止、出力オフ”
（Mode１，Mode２，Mode３）＝（１，０，０） ： “出力オフで回転検知”
（Mode１，Mode２，Mode３）＝（１，０，１） ： “停止からの始動”
（Mode１，Mode２，Mode３）＝（１，１，０） ： “正転からの始動”
（Mode１，Mode２，Mode３）＝（１，１，１） ： “逆転からの始動”

シーケンス制御回路２６は、“停止、出力オフ”の場合、通電信号選択回路２７に対して出力する選択信号ｓｔｏを「オフ」とする。これにより通電信号選択回路２７は通電信号としてオフを選択し、ゲートドライブ回路２はオフ状態となりモータ５への通電は行われない。また、位相制御回路１６に対して出力するオンオフ信号ｍｃｐ、１２０度通電信号形成回路２２に対して出力する方向信号ｍｃｗ、位置決め信号ｍｃｉおよび強制転流信号ｍｃｆも全て「オフ」とする。

シーケンス制御回路２６は、“出力オフで回転検知”の場合、同様にして回転判定回路２６ａにより各処理に対してオフ信号を出力するとともに、回転信号形成回路２６ｘをオンする。回転信号形成回路２６ｘは、回転信号ｓｐ１、ｓｐ２、ｓｐ３のうち回転信号ｓｐ３を選択して回転信号ｒｏｔ１として外部に出力するほか、回転方向信号ｓｈを回転方向信号ｒｏｔ２として外部に出力する。これにより、例えば外部のマイコンに対して回転の有無と回転方向を伝達する。そして、外部のマイコンから対応する動作指令信号Ｍｏｄｅ１、Ｍｏｄｅ２、Ｍｏｄｅ３が供給される。

図５は、停止しているモータ５を始動する停止始動シーケンスのフローチャートである。シーケンス制御回路２６は、“停止からの始動”の場合、停止始動シーケンス回路２６ｂの作用により、通電信号選択回路２７に対して出力する選択信号ｓｔｏを「オン」とし、選択信号ｓｔ１を通電信号ｕ２、ｖ２、ｗ２、ｘ２、ｙ２、ｚ２の選択（つまり第２の通電信号の選択）とする（ステップＳ１）。

そして、１２０度通電信号形成回路２２に対して出力する方向信号ｍｃｗを「正転」、位置決め信号ｍｃｉを「オン」とする（ステップＳ２）。これにより、１２０度通電信号形成回路２２は、カウンタ２２ｂ、２２ｃのクロックをオフし、モータ５の所定相の巻線への通電を行う通電信号ｕ２、ｖ２、ｗ２、ｘ２、ｙ２、ｚ２を出力し続ける。その結果、転流しない位置決めのための通電がモータ５に対して行われる。

その後、停止始動シーケンス回路２６ｂは、ステップＳ３の判断処理を実行することにより、位置決めに必要な所定時間が経過するまで待機する。所定時間が経過すると、停止始動シーケンス回路２６ｂは、位置決め信号ｍｃｉを「オフ」とし、強制転流信号ｍｃｆを「オン」とする（ステップＳ４）。これにより、１２０度通電信号形成回路２２は、カウンタ２２ｂ、２２ｃのクロックをオンして所定周期で転流する通電信号ｕ２、ｖ２、ｗ２、ｘ２、ｙ２、ｚ２を発生させる。その結果、モータ５に対し所謂強制転流状態の通電が行われ、モータ５は回転し始める。

停止始動シーケンス回路２６ｂは、回転信号ｓｐ３を監視してモータ５の回転を確認すると（ステップＳ５）、強制転流信号ｍｃｆを「オフ」とする（ステップＳ６）。これにより、位置データＤｐ５に対応して図４のタイミングチャートで示した関係で通電が行われ、モータ５は加速する。

さらに、停止始動シーケンス回路２６ｂは、回転信号ｓｐ１を監視して誘起電圧演算回路１５の演算が実行可能な回転速度に達したか否かを判定し（ステップＳ７：位置検出可否判定手段に相当）、達した（ＹＥＳ）と判定すると通電信号選択回路２７に対する選択信号ｓｔ１を通電信号ｕ１、ｖ１、ｗ１、ｘ１、ｙ１、ｚ１の選択（つまり第１の通電信号の選択）とするとともに、位相制御回路１６に対するオンオフ信号ｍｃｐを「オン」とする（ステップＳ８）。これにより、図３のタイミングチャートに示す正弦波波形の通電が開始されるとともに、通電位相の制御が開始される。

図６は、ファン４に受ける外風等により正転方向に回転しているモータ５を始動する正転からの始動シーケンスのフローチャートである。シーケンス制御回路２６は、“正転からの始動”の場合、正転始動シーケンス回路２６ｃの作用により、通電信号選択回路２７に対して出力する選択信号ｓｔｏを「オン」とし、選択信号ｓｔ１を第２の通電信号の選択とする（ステップＳ１１）。

続いて、回転信号ｓｐ１を監視して誘起電圧演算回路１５の演算が実行可能な回転速度に達したか否かを判定し（ステップＳ１２：位置検出可否判定手段に相当）、達した（ＹＥＳ）と判定すると通電信号選択回路２７に対する選択信号ｓｔ１を第１の通電信号の選択とするとともに、位相制御回路１６に対して出力するオンオフ信号ｍｃｐを「オン」とする（ステップＳ１３）。一方、達していない（ＮＯ）と判定すると、選択信号ｓｔ１を第２の通電信号の選択とする。これにより、正転方向に回転しているモータ５を始動できる。

図７は、ファン４に受ける外風等により逆転方向に回転しているモータ５を正転方向に始動する逆転からの始動シーケンスのフローチャートである。シーケンス制御回路２６は、“逆転からの始動”の場合、逆転始動シーケンス回路２６ｄの作用により、通電信号選択回路２７に対して出力する選択信号ｓｔｏを「オン」とし、選択信号ｓｔ１を第２の通電信号の選択とする（ステップＳ２１）。さらに、１２０度通電信号形成回路２２に対して出力する方向信号ｍｃｗを「逆転」とすることにより（ステップＳ２２）、１２０度通電信号形成回路２２は各相上下の通電信号を入れ替える。これにより逆方向の通電が行われ、以ってモータ５にブレーキトルクが発生してモータ５は減速する。

逆転始動シーケンス回路２６ｄは、回転信号ｓｐ３を監視して１２０度位置検出回路１８が検出できない回転速度まで減速したか否かを判定し（ステップＳ２３）、達した（ＹＥＳ）と判定すると方向信号ｍｃｗを「正転」とし、強制転流信号ｍｃｆを「オン」とする（ステップＳ２４）。続いて、回転信号ｓｐ３を監視してモータ５の回転を確認すると（ステップＳ２５）、強制転流信号ｍｃｆを「オフ」とする（ステップＳ２６）。これにより、停止からの始動と同様にモータ５は正方向に回転し始める。これ以降のステップＳ２７、Ｓ２８は、停止からの始動シーケンスのステップＳ７、Ｓ８と同様であり、最終的に位相制御された正弦波通電が実行される。
なお、回転判定回路２６ａは、第１の通電信号の選択状態では回転信号ｓｐ１を、第２の通電信号の選択状態では回転信号ｓｐ３から回転信号ｒｏｔ１を形成して外部に出力する。

以上説明したように、本実施形態によれば、相電圧方程式に従って得られた誘起電圧信号ｅｕ、ｅｖ、ｅｗ同士を比較して６分解能の位置データＤｐ１を検出し、その位置データＤｐ１（実際には回転信号ｓｐ１）の逓倍信号ｓｋと位置データＤｐ１とから１９２分解能（３２逓倍）の位置データＤｐ２を得て通電信号ｕ１、ｖ１、ｗ１、ｘ１、ｙ１、ｚ１を生成している。これにより、逓倍数に応じた分解能の高い正弦波駆動が可能となり、さらに比較回路２０ａを構成する比較器の数を低減できるなど構成の簡素化と低コスト化が図られる。

この場合、電流信号ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ同士を比較して得た電流位相信号ｓｉと誘起電圧信号ｅｕ、ｅｖ、ｅｗ同士を比較して得た回転信号ｓｐ１とから位相指令である位相データＤｐ３を求め、この位相データＤｐ３により位置データＤｐ２を補正するので、ロータ５ｒの回転位置と電流の位相が自動調整され、モータ５の駆動効率を高めることができる。

モータ５の回転速度が低い場合、誘起電圧信号ｅｕ、ｅｖ、ｅｗを正確に演算することができないため位置データＤｐ２を得られない。これに対し、１２０度位置検出回路１８は、誘起電圧が小さい極低速においても位置信号ｃｕ、ｃｖ、ｃｗの検出が可能である。本実施形態では、誘起電圧信号ｅｕ、ｅｖ、ｅｗを正確に演算できない極低速領域においては位置データＤｐ５に基づく通電信号ｕ２、ｖ２、ｗ２、ｘ２、ｙ２、ｚ２を選択し、誘起電圧信号ｅｕ、ｅｖ、ｅｗを正確に演算可能な速度領域においては位置データＤｐ２に基づく通電信号ｕ１、ｖ１、ｗ１、ｘ１、ｙ１、ｚ１を選択する。これにより、極低速から高速までの広い回転速度範囲についてセンサレス駆動を行うことができる。また、モータ５の振動や騒音が課題となる中高速領域では正弦波駆動を行うので、振動や騒音を抑制できる。

停止、出力オフ状態では、ファン４が外風を受けて逆転方向に回転する場合がある。シーケンス制御回路２６は逆転始動シーケンス回路２６ｄを備えているので、モータ５が逆転方向に回転している状態からでも正転方向への始動が可能となる。

なお、本発明は上記し且つ図面に示す実施形態に限定されるものではなく、例えば以下のように変形または拡張が可能である。
上記制御回路６において、１２０度位置検出回路１８、１２０度通電信号形成回路２２、ＰＷＭ回路２５および通電信号選択回路２７を省くとともに、所謂強制転流による通電を行うための始動制御回路を設けた構成としてもよい。また、上記制御回路６において、位相検出回路１１、位相制御回路１６および加算回路２１ａを省いた構成としてもよい。

分圧回路２１ｂは、正弦波の１８０度分の余弦値を９６分解能の精度で出力するラダー抵抗により構成されているが、正弦波ではなく２相変調方式の波形データを所定分解能の精度で出力する構成としてもよい。この構成によれば、モータ５に対する出力電圧をより大きくでき、より高い回転速度まで駆動可能となる。また、（３）式においてｍ＝１またはｍ＝４に設定し、余弦値データの分解能を１９２分解能または４８分解能にしてもよい。さらに、位置データＤｐ２（通電角度データＤｐ４）の分解能６ｎは、ｎ（逓倍数）＝２、３、４、…の範囲内で適宜変更可能である。

誘起電圧演算回路１５に、演算器１５ｎで作られる非反転電圧（仮想中性点電圧）ｖｎに替えてモータ５の実際の中性点電圧Ｖｎを入力してもよい。この場合、（１）式の演算式の第４項は、−（Ｒ５／Ｒ４）Ｖｎとなる。また、誘起電圧演算回路１５に、電圧信号ｖｕ、ｖｖ、ｖｗに替えてスイッチ回路２１ｕ、２１ｖ、２１ｗから出力される信号ｓｕ、ｓｖ、ｓｗを入力してもよい。この場合、スイッチング回路３ａの出力電圧Ｖｕに対するスイッチング回路３ａの入力電圧（信号ｓｕ）の振幅比をαとすれば、図１および（１）式に示す（Ｒ５／Ｒ３）および（Ｒ５／Ｒ４）を（１／α）に等しく設定すればよい。

上記実施形態では、電流検出回路９において電流信号ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを直接検出したが、これら３相のうち２相の巻線電流を検出し、残りの１相の巻線電流を他の２相の巻線電流から演算して求めてもよい。
上記実施形態では、誘起電圧演算回路１５において誘起電圧信号ｅｕ、ｅｖ、ｅｗを直接求めたが、これら３相のうち２相の誘起電圧信号を演算し、残りの１相の誘起電圧信号を他の２相の誘起電圧信号から求めてもよい。
上記実施形態では、３つのスイッチ回路２１ｕ、２１ｖ、２１ｗにおいて信号ｓｕ、ｓｖ、ｓｗを直接生成したが、これら３相のうち２相の信号を演算し、残りの１相の信号を他の２相の信号から求めてもよい。

モータ５の回転速度が高くなるにつれて進み位相とする進み位相制御を行う構成としてもよい。
各実施形態では３相永久磁石モータの駆動制御装置について説明したが、３相のみならず一般に複数相永久磁石モータの駆動制御装置についても同様となる。また、ファンモータに限られず、一般に家電機器や情報機器などに用いられるものであってもよい。

本発明の一実施形態であってモータの駆動制御装置の全体構成を示す図 モータの等価回路を示す図 第１の通電信号形成手段に係る動作を示すタイミングチャート 第２の通電信号形成手段に係る動作を示すタイミングチャート 停止始動シーケンスを示すフローチャート 正転からの始動シーケンスを示すフローチャート 逆転からの始動シーケンスを示すフローチャート

符号の説明

図面中、１は駆動制御装置（モータ制御装置）、４はファン、５はファンモータ（永久磁石モータ）、５ｕ、５ｖ、５ｗは巻線（３相巻線）、５ｒはロータ、９は電流検出回路（電流検出手段）、１１は位相検出回路（電流位相検出手段）、１５は誘起電圧演算回路（誘起電圧演算手段）、１６は位相制御回路（位相制御手段）、１８は１２０度位置検出回路（第３の位置検出手段）、１８ｎは合成回路（中性点電圧形成手段）、２０ａは比較回路（第１の位置検出手段）、２０ｂは逓倍回路（逓倍手段）、２０ｃは位置判定回路（第２の位置検出手段）、２１ｂは分圧回路（電位形成手段）、２１ｕ、２１ｖ、２１ｗはスイッチ回路（電位選択手段）、２１ｘは通電信号形成回路（第１の通電信号形成手段）、２２ｘはタイミング回路（第２の通電信号形成手段）、２６ａは回転判定回路（回転状態検出手段）、２６ｄは逆転始動シーケンス回路（逆転シーケンス手段）、２７は通電信号選択回路（選択手段）、２９は通電回路（通電手段）を示す。

Claims (15)

1. 永久磁石を有するロータと３相巻線を設けたステータとからなる永久磁石モータを制御するモータ制御装置において、
   前記３相巻線の電流を検出する電流検出手段と、
   検出した３相巻線電流から相電圧方程式に基づいて各相の誘起電圧を演算し誘起電圧信号を出力する誘起電圧演算手段と、
   演算した各相の誘起電圧の比較により６分解能の第１のロータ回転位置を検出する第１の位置検出手段と、
   前記第１のロータ回転位置に基づいてｎ倍（ｎは２以上の整数）の逓倍信号を得る逓倍手段と、
   前記第１のロータ回転位置と前記ｎ倍の逓倍信号とから６ｎ分解能の第２のロータ回転位置を検出する第２の位置検出手段と、
   前記第２のロータ回転位置に基づいて６ｎ分解能の３相通電信号を形成する通電信号形成手段と、
   前記３相通電信号をＰＷＭ変調しその変調後の３相通電信号に応じた電圧を前記３相巻線に供給する通電手段とから構成されていることを特徴とするモータ制御装置。
2. 永久磁石を有するロータと３相巻線を設けたステータとからなる永久磁石モータを制御するモータ制御装置において、
   前記３相巻線の電流を検出する電流検出手段と、
   検出した３相巻線電流から相電圧方程式に基づいて各相の誘起電圧を演算し誘起電圧信号を出力する誘起電圧演算手段と、
   演算した各相の誘起電圧の比較により６分解能の第１のロータ回転位置を検出する第１の位置検出手段と、
   前記第１のロータ回転位置に基づいてｎ倍（ｎは２以上の整数）の逓倍信号を得る逓倍手段と、
   前記第１のロータ回転位置と前記ｎ倍の逓倍信号とから６ｎ分解能の第２のロータ回転位置を検出する第２の位置検出手段と、
   前記電流検出手段により検出した３相巻線電流の比較により電流位相を検出する電流位相検出手段と、
   前記第１のロータ回転位置と前記電流位相とから位相指令を決定する位相制御手段と、
   前記第２のロータ回転位置と前記位相指令に基づいて６ｎ分解能の３相通電信号を形成する通電信号形成手段と、
   前記３相通電信号をＰＷＭ変調しその変調後の３相通電信号に応じた電圧を前記３相巻線に供給する通電手段とから構成されていることを特徴とするモータ制御装置。
3. 永久磁石を有するロータと３相巻線を設けたステータとからなる永久磁石モータを制御するモータ制御装置において、
   前記３相巻線の電流を検出する電流検出手段と、
   検出した３相巻線電流から相電圧方程式に基づいて各相の誘起電圧を演算し誘起電圧信号を出力する誘起電圧演算手段と、
   演算した各相の誘起電圧の比較により６分解能の第１のロータ回転位置を検出する第１の位置検出手段と、
   前記第１のロータ回転位置に基づいてｎ倍（ｎは２以上の整数）の逓倍信号を得る逓倍手段と、
   前記第１のロータ回転位置と前記ｎ倍の逓倍信号とから６ｎ分解能の第２のロータ回転位置を検出する第２の位置検出手段と、
   前記第２のロータ回転位置に基づいて６ｎ分解能の第１の通電信号を形成する第１の通電信号形成手段と、
   前記３相巻線の電圧に基づいて前記永久磁石モータの３相巻線に発生する誘起電圧のゼロクロスタイミングを検出し、そのゼロクロスタイミングに基づいて６分解能の第３のロータ回転位置を検出する第３の位置検出手段と、
   前記第３のロータ回転位置に基づいて１２０度通電波形を有する第２の通電信号を形成する第２の通電信号形成手段と、
   所定条件に応じて前記第１、第２の通電信号の何れか一方を選択する選択手段と、
   この選択手段により選択された通電信号をＰＷＭ変調しその変調後の３相通電信号に応じた電圧を前記３相巻線に供給する通電手段とから構成されていることを特徴とするモータ制御装置。
4. 前記選択手段は、始動を含む前記永久磁石モータの低速回転時に前記第２の通電信号を選択し、中高速回転時に前記第１の通電信号を選択することを特徴とする請求項３記載のモータ制御装置。
5. 前記通電手段が通電オフの状態で前記第１または第３のロータ回転位置に基づいて回転速度および回転方向を検出する回転状態検出手段と、
   この回転状態検出手段により逆転状態と検出された場合、前記第２の通電信号により正回転方向へのトルクを発生させる段階と、前記回転状態検出手段により検出された回転速度が所定回転速度以下になった時に正回転方向の強制転流を行う段階とを実行する逆転シーケンス手段を有することを特徴とする請求項３または４記載のモータ制御装置。
6. 前記電流検出手段は、前記通電手段とグランドとの間に設けられたシャント抵抗の両端電圧をＰＷＭ周期に同期してサンプルホールドすることにより前記３相巻線電流を検出することを特徴とする請求項１ないし３の何れかに記載のモータ制御装置。
7. 前記電流検出手段は、３相のうち２相の巻線電流を検出し、残りの１相の巻線電流を他の２相の巻線電流から演算することを特徴とする請求項１ないし３の何れかに記載のモータ制御装置。
8. 前記誘起電圧演算手段は、前記通電手段の出力電圧をＶｕ、前記永久磁石モータの中性点電圧をＶｎ、前記永久磁石モータの巻線電流をＩｕとすると、
   Ｅｕ＝（Ｖｕ−Ｖｎ）−Ｒ・Ｉｕ−Ｌ・ｄＩｕ／ｄｔ
   （ただし、Ｒは巻線抵抗、Ｌは巻線インダクタンス）
   により誘起電圧Ｅｕを演算することを特徴とする請求項１ないし３の何れかに記載のモータ制御装置。
9. 前記誘起電圧演算手段は、前記通電手段の３相の出力電圧から前記永久磁石モータの仮想中性点電圧Ｖｎ’を形成する中性点電圧形成手段を備え、前記通電手段の出力電圧をＶｕ、前記永久磁石モータの巻線電流をＩｕとすると、
   Ｅｕ＝（Ｖｕ−Ｖｎ’）−Ｒ・Ｉｕ−Ｌ・ｄＩｕ／ｄｔ
   （ただし、Ｒは巻線抵抗、Ｌは巻線インダクタンス）
   により誘起電圧Ｅｕを演算することを特徴とする請求項１ないし３の何れかに記載のモータ制御装置。
10. 前記誘起電圧演算手段は、前記通電信号形成手段により形成される通電信号をＶａ、前記通電手段の出力電圧Ｖｕに対する前記通電信号Ｖａの振幅比をα、前記永久磁石モータの巻線電流をＩｕとすると、
    Ｅｕ＝Ｖａ／α−Ｒ・Ｉｕ−Ｌ・ｄＩｕ／ｄｔ
    （ただし、Ｒは巻線抵抗、Ｌは巻線インダクタンス）
    により誘起電圧Ｅｕを演算することを特徴とする請求項１ないし３の何れかに記載のモータ制御装置。
11. 前記通電信号形成手段は、３相のうち２相の通電信号を形成し、残りの１相の通電信号を他の２相の通電信号から演算することを特徴とする請求項８ないし１０の何れかに記載のモータ制御装置。
12. 前記第１の位置検出手段は、前記誘起電圧演算手段から出力される各相の誘起電圧信号同士のクロス点により分割される６分解能のロータ回転位置を検出することを特徴とする請求項１ないし３の何れかに記載のモータ制御装置。
13. 前記６ｎ分解能の通電信号を形成する通電信号形成手段は、電圧指令のレベルに応じた６ｎ／ｍ（ｍ＝１、２、４）分解能の電位を形成する電位形成手段と、前記通電位相に応じてこれらの電位を選択する電位選択手段とから構成されていることを特徴とする請求項１ないし３の何れかに記載のモータ制御装置。
14. 前記第１の通電信号形成手段は、前記誘起電圧の演算結果に基づいて前記第１の通電信号の形成が可能か否かを判定する位置検出可否判定手段を有しており、
    前記選択手段は、前記位置検出可否判定手段の判定結果に基づいて、前記第２の通電信号から前記第１の通電信号への選択の切り換えを行うことを特徴とする請求項３記載のモータ制御装置。
15. 永久磁石を有するロータと３相巻線を設けたステータとからなる永久磁石モータであってファンを回転駆動するファンモータにおいて、
    請求項１ないし１４の何れかに記載したモータ制御装置を内蔵し、当該モータ制御装置により駆動されることを特徴とするファンモータ。
    
    

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