JP2009240042A - モータ制御装置およびモータ制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】モータの直接トルク制御をセンサレスで行うモータ制御装置において、ロータの初期値が与えられない場合でも、簡単なアルゴリズムで高精度に鎖交磁束演算を行うことが可能なモータ制御装置およびモータ制御方法を提供することを目的とする。
【解決手段】鎖交磁束演算部１０は、（Ｉα、Ｉβ）、（Ｖα、Ｖβ）および巻線抵抗値メモリ９に格納された巻線抵抗値Ｒに対して、ハイパスフィルタ処理を行って鎖交磁束（Φα、Φβ）を演算する。
【選択図】 図２−２

Description

本発明は、モータ制御装置およびモータ制御方法に関し、詳細には、モータの直接トルク制御をセンサレスで行うモータ制御装置およびモータ制御方法に関する。

モータの直接トルク制御（Ｄｉｒｅｃｔ Ｔｏｒｑｕｅ Ｃｏｎｔｏｒｌ：以下、「ＤＴＣ」と称する）は、モータトルクを直接制御しながら駆動する方式で、トルクの瞬時制御が行える特徴を有しており、最初は誘導機で提案された。この後、非特許文献１でＰＭモータ（Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ Ｍｏｔｏｒ：永久磁石モータ、永久磁石同期モータを含む）のＤＴＣの基本的駆動法が提案されている。

かかる非特許文献１では、ＰＭモータのトルクと鎖交磁束の回転速度との関係が単調関係にあることを解明し、トルクを増加させる場合は、鎖交磁束の回転速度を増加し、トルクを減少させる場合は、鎖交磁束の回転速度を減少させればよいことを導出し、この機能を実現するインバータの制御方法を提案している。かかるインバータ制御方法では、ＰＭモータの電圧、電流、および鎖交磁束は、固定座標上で演算できるため、ロータ位置を必要としないセンサレス駆動を良好に行うことができると記載されている。

しかしながら、非特許文献１では、鎖交磁束の演算をする場合に、ロータの初期位置が与えられている。すなわち、ロータの初期位置が与えられない場合は、鎖交磁束の演算ができないため、完全なセンサレスは実現されていない。また、スイッチング素子のＯＮ電圧のバラツキによる印加電圧の正負非対称性等から発生する直流分の影響を考慮していないため、安定した運転には問題がある。他方、速度制御する場合の速度検出は、別途、速度センサを必要とする。

また、特許文献１では、ＰＭモータのＤＴＣのセンサレスで行う場合に、ＰＭモータの停止時にステータ巻線に電流を流し、その電流の軌跡からロータの磁束位置を推定し、積分演算より、鎖交磁束を演算する方法が提案されている。

しかしながら、特許文献１では、ロータの位置推定のアルゴリズムの実現に複雑な計算を必要とする。また、非特許文献１と同様に、定常時の鎖交磁束の演算は、積分により行っているため、発生する誤差による直流分に対する補正がされておらず、安定した運転ができないという問題がある。

特開２００３−２９９３８２号公報 Analysis of Direct Torque Control in Permanent Magnet Synchronous Motor Drives IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS,12,NO.3,MAY 1997

本発明は、上記に鑑みてなされたものであり、モータの直接トルク制御をセンサレスで行うモータ制御装置において、ロータの初期値が与えられない場合でも、簡単なアルゴリズムで高精度に鎖交磁束演算を行うことが可能なモータ制御装置およびモータ制御方法を提供することを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、直流電源を交流電源に変換するインバータと、前記インバータを制御する制御部とを備え、前記インバータに接続されたモータを直接トルク制御するモータ制御装置において、前記制御部は、前記インバータ出力である電圧Ｖと電流Ｉおよび前記モータの巻線抵抗Ｒを入力して前記モータの鎖交磁束Φを演算する鎖交磁束演算部を備え、前記鎖交磁束演算部はハイパスフィルタ処理部を有することを特徴とする。

また、本発明の好ましい態様によれば、前記制御部は、前記インバータ出力である電圧Ｖと電流Ｉおよび鎖交磁束演算部の出力である鎖交磁束Φを入力して前記モータの回転速度Ｎを演算する速度演算部を備えたことが望ましい。

また、本発明の好ましい態様によれば、前記モータは、ＰＭモータであることが望ましい。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、モータの直接トルク制御をセンサレスで行うモータ制御方法において、前記モータの鎖交磁束をΦ、前記モータの電圧をＶ、前記モータの電流をＩ、前記モータの巻線抵抗をＲ、ハイパスフィルタ処理をＨＰとした場合、下式を使用して前記モータの鎖交磁束Φを演算することが望ましい。

また、本発明の好ましい態様によれば、前記鎖交磁束Φのベクトル表示をΦ＝（Φα、Φβ）、前記電圧Ｖのベクトル表示をＶ＝（Ｖα、Ｖβ）、前記電流Ｉのベクトル表示をＩ＝（Ｉα、Ｉβ）とした場合、下式を使用して前記モータの回転速度Ｎを演算することが望ましい。

本発明によれば、モータの直接トルク制御をセンサレスで行うモータ制御装置において、前記モータの電圧Ｖ、前記モータの電流Ｉ、前記モータの巻線抵抗Ｒに対して、ハイパスフィルタ処理ＨＰを行って、鎖交磁束Φを演算することとしたので、モータの直接トルク制御をセンサレスで行うモータ制御装置において、ロータの初期値が与えられない場合でも、簡単なアルゴリズムで高精度に鎖交磁束演算を行うことが可能なモータ制御装置およびモータ制御方法を提供することが可能になるという効果を奏する。

以下に、この発明につき図面を参照しつつ詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。また、下記実施の形態における構成要素には、当業者が容易に想定できるものまたは実質的に同一のものが含まれる。

（本発明の原理）
ＰＭモータのＤＴＣをセンサレスで行う本発明に係るモータ制御装置の鎖交磁束演算について説明する。本発明に係るモータ制御装置は、ロータの初期位置の取得を不要とし、鎖交磁束演算を簡単なアルゴリズムで実現している。また、速度制御する場合に、簡単なアルゴリズムで速度演算を実現している。

ＰＭモータの鎖交磁束をΦ、電圧をＶ、電流をＩ、ＰＭモータの巻線抵抗をＲとした場合、鎖交磁束Φは下記式（１）で演算することができる。

ここで、Φ_０はｔ＝０の時の積分定数でＰＭモータの初期状態での鎖交磁束であり一定値である。センサレス制御では、ＰＭモータの初期位置は不明であるため、上記式（１）を直接計算ができない。

そこで、本発明では、上記式（１）式に対して、直流成分を除去するハイパスフィルタ処理を行う。ここで、ハイパスフィルタ処理をＨＰ（ ）と表記すると、上記式（１）では、鎖交磁束Φの直流成分のΦ_０が消えて、下式（２）となる。

また、定常同期運転状態では、鎖交磁束Φは交流成分であるため、起動から一定時間経過後は、Φ＝ＨＰ（Φ）の置き換えが可能である。かかる置き換えが可能であることは、シミュレーションによって確認した。上記式（２）は、未知数がなくなったため、計算が可能となる。上記式（２）のハイパスフィルタＨＰ（ ）は、積分の出力のフィルタであるため、２次以上のフィルタが必要となる。

図１は、上記式（２）の第１項をΦ_Ｖ、第２項をΦ_ＲＩとしたベクトル図を示している。同図において、ＶはＰＭモータの電圧ベクトル、ＩはＰＭモータの電流ベクトル、Φ_Ｖは電圧ベクトルＶにより発生する鎖交磁束ベクトル、Φ_ＲＩはＲとＩの積により発生する鎖交磁束ベクトル、ΦはΦＶとΦ_ＲＩの合成した鎖交磁束ベクトル、Φγはｔ＝０におけるロータの磁束ベクトルを示しており、ＶとΦ、ＩとΦ_ＲＩはそれぞれ直交するベクトルである。

本発明では、２次以上のハイパスフィルタを使用して上記式（２）により鎖交磁束を算出する。これにより、従来はロータの初期位置から得られる鎖交磁束（上記式（１）のΦ_０）を考慮して鎖交磁束演算を行っていたが、ロータの初期位置が分からなくても鎖交磁束演算を行うことが可能となる。

つぎに、速度演算について説明する。定常同期運転状態では、鎖交磁束Φの位相とロータの位相差は一定で位相の変化の角速度を極対数で除したものがＰＭモータの回転速度Ｎとなり、回転速度Ｎは下記式（３）となる。

ここで、鎖交磁束Φのαβ座標（固定座標）上でのベクトル表示をΦ＝（Φα、Φβ）とすると、θは下記式（４）のように表すことができる。

上記式（３）は、上記式（４）より、以下のように展開して下記式（５）を導出することができる。

ここで、Ｖ、Ｉのベクトル表示をＶ＝（Ｖα、Ｖβ）、Ｉ＝（Ｉα、Ｉβ）とすると、上記式（１）より、下記式（６）を導出することができる。

上記式（５）は、上記式（６）より、下記式（７）に変形することができる。

上記式（７）は、三角関数および微分演算を使用せずに速度演算が可能であることを示している。本発明では、上記式（７）を使用して、回転速度Ｎを算出する。これにより、
簡単なアルゴリズムで速度演算を行うことが可能となる。

（実施例）
図２〜図９−２を参照して、ＰＭモータのＤＴＣをセンサレスで行う本発明の実施例に係るモータ制御装置の一実施例について説明する。図２−１および図２−１は、実施例に係るモータ制御装置の概略構成例を示しており、特に、図２−１は、モータ制御装置の３相インバータ、駆動回路、およびＰＭモータの構成例を示しており、図２−２は、モータ制御装置の制御部を示している。

図２−１および図２−２において、モータ制御装置は、直流電源１と、６個のスイッチング素子２で構成される３相インバータ２２と、電流検出器３と、電圧検出器４と、ＰＭモータ５と、駆動回路６と、制御部２１とを備えている。

制御部２１は、電圧３／２相変換部７と、電流３／２相変換部８と、ＰＭモータ５の巻線抵抗値を格納する巻線抵抗値メモリ９と、鎖交磁束演算部１０と、速度演算部１１と、トルク演算部１２と、磁束振幅演算部１３と、速度設定部１４と、速度調節部１５と、トルク増減判定部１６と、鎖交磁束振幅判定部１７と、鎖交磁束増減判定部１８と、鎖交磁束位置判定部１９と、駆動電圧ベクトル選択部２０とを備えている。制御部２１はマイコンで構成することができる。

直流電源１には、６個のスイッチング素子２でブリッジ状に構成された３相インバータ２２が接続され、３相インバータ２２の出力がＰＭモータ５に接続されている。スイッチング素子２は、直流電源１の正極側にコレクタを接続した３個の上アームトランジスタと、負極側にエミッタを接続した３個の下アームトランジスタと、カソードとアノードがそれぞれトランジスタのコレクタとエミッタに接続された６個の環流ダイオードとで構成されている。また、上アームトランジスタのエミッタと下アームトランジスタのコレクタとが一組ずつ接続され、この接続点がＰＭモータ５の端子（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相端子）にそれぞれ接続されている。

ＰＭモータ５のモータ巻線の各相には、電流検出器３および電圧検出器４が接続されている。電流検出器３は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相電流ＩＵ、ＩＶ、ＩＷを検出して、制御部２１の電流３／２相変換器８に出力する。電圧検出器４は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相電圧ＶＵ、ＶＶ、ＶＷを検出して、制御部２１の電圧３／２相変換器７に出力する。

直流電源１から直流電力を６個のスイッチング素子２からなる３相インバータ２２に供給することにより３相交流電力に変換し、この３相交流電力をＰＭモータ５に供給することによりＰＭモータ５を駆動する。制御部２１は、電流検出器３および電圧検出器４の出力に基づいて、３相インバータ２２を駆動するための駆動パルスを決定して駆動回路６に出力する。駆動回路６は入力される駆動パルスに基づいて、３相インバータ２２のスイッチング素子２をスイッチングする。

電流３／２相変換器８は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相電流ＩＵ、ＩＶ、ＩＷを（Ｉα、Ｉβ）に３相／２相変換して、鎖交磁束演算部１０およびトルク演算部１２に出力する。また、電圧３／２相変換器７は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相電圧ＶＵ、ＶＶ、ＶＷを（Ｖα、Ｖβ）に３相／２相変換して、鎖交磁束演算部１０および速度演算部１１に出力する。

鎖交磁束演算部１０は、（Ｉα、Ｉβ）、（Ｖα、Ｖβ）および巻線抵抗値メモリ９に格納された巻線抵抗値Ｒに基づいて、上記式（２）を使用して、鎖交磁束（Φα、Φβ）を演算して、速度演算部１１、トルク演算部１２、磁束振幅演算部１３、および磁束位置判定部１９に出力する。鎖交磁束演算部１０の詳細な構成は後述する。

速度演算部１１は、（Ｉα、Ｉβ）、（Ｖα、Ｖβ）および鎖交磁束（Φα、Φβ）に基づいて、上記式（７）を使用して、ＰＭモータ５の回転速度Ｎを演算して、速度調整部１５に出力する。速度演算部１１の詳細な構成は後述する。

トルク演算部１２は、（Ｉα、Ｉβ）、鎖交磁束（Φα、Φβ）に基づいて、ΦαＩβ−ΦβＩαのトルク演算を行って、トルクＴＲＱをトルク増減判定部１６に出力する。

磁束振幅演算部１３は、鎖交磁束（Φα、Φβ）に基づいて、√（Φα^２＋Φβ^２）の振幅演算を行って、磁束振幅ΦＭを振幅増減判定部１８に出力する。

速度調整部１５は、速度設定部１４から出力される設定速度ＮＲＥＦと回転速度Ｎに基づいて、トルク指令ＴＲＱＲを算出して、トルク増減判定部１６に出力する。

トルク増減判定部１６は、トルク指令ＴＲＱＲとトルクＴＲＱとに基づいて、トルク増減指令ＴＵＰまたはＴＤＮを算出して、駆動電圧ベクトル選択部２０に出力する。

磁束振幅増減判定部１８は、磁束振幅設定部１７から出力される磁束振幅指令ΦＭＲと磁束振幅ΦＭに基づいて、磁束増減指令ＭＵＰまたはＭＤＮを算出して、駆動電圧ベクトル選択部２０に出力する。

磁束位置判定部１９は、現在の磁束位置を鎖交磁束（Φα、Φβ）に基づいて判定し、鎖交磁束領域Ｒ１〜Ｒ６（図４参照）のいずれかを駆動電圧ベクトル選択部２０に出力する。

駆動電圧ベクトル選択部２０は、スイッチングテーブル（図５参照）を使用して、磁束増減指令ＭＵＰまたはＭＤＮ、トルク増減指令ＴＵＰまたはＴＤＮ、および鎖交磁束領域Ｒ１〜Ｒ６に基づいて、駆動電圧ベクトルを選択し、Ｕ相パルスＵＰ、Ｘ相パルスＸＰ、Ｖ相パルスＶＰ、Ｙ相パルスＹＰ、Ｗ相パルスＷＰ、Ｚ相パルスＺＰのパターンを決定して駆動回路６に出力する。駆動回路６は、Ｕ相パルスＵＰ、Ｘ相パルスＸＰ、Ｖ相パルスＶＰ、Ｙ相パルスＹＰ、Ｗ相パルスＷＰ、Ｚ相パルスＺＰに基づいて、スイッチング素子２のスイッチングを行う。以上の構成により、ＰＭモータ５の速度制御を速度センサ、位置センサなしで行うことが可能である。

駆動電圧ベクトル選択部２０における駆動パルス（ＵＰ、ＸＰ、ＶＰ、ＹＰ、ＷＰ、ＺＰ）の生成方法を図３〜図５を参照して説明する。図３は二相座標における電圧ベクトル図である。図４は電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６による鎖交磁束の制御を示す図である。図５は３相インバータ２２でＤＴＣ制御を行なう場合の３相インバータ２２のスイッチングテーブルの一例である。

上記３相インバータ２２は、回路構成上、直流電源１の短絡が発生しないように、上下アームトラジスタを排他的にオンオフするため、取りうるスイッチング状態は電圧値がゼロでない６通りと電圧値がゼロである２通りの合計８通りになる。図３に３相インバータ２２のスイッチングパターンによって発生する電圧値がゼロでない６個の電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６を示す。

これらの電圧ベクトルは６０°間隔のベクトルとなる。これらのベクトルを中心として鎖交磁束領域を６個に分ける。これら６個の鎖交磁束領域に対し、磁束の振幅の増減と位相の増減に関係する電圧ベクトルが決定される。磁束は電圧の時間積で与えられるので、電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６を所定時間出力した場合、磁束はそれに応じた方向と振幅で変化する。

図４は、電圧ベクトルの選択により半時計周りに回転する鎖交磁束が、与えられた上限値と下限値の間でどのように保持されるかを示した図である。鎖交磁束領域１に鎖交磁束がある場合を例に説明すると、電圧ベクトルＶ２が「振幅：増加、位相：増加」の働きを、電圧ベクトルＶ３が「振幅：減少、位相：増加」の働きを、電圧ベクトルＶ６が「振幅：増加、位相：減少」の働きを、Ｖ５が「振幅：減少、位相：減少」の働きをする。従って磁束振幅、トルク指令に従い鎖交磁束Φが位置する鎖交磁束領域に対応する電圧ベクトルＶを選択することでＰＭモータ５のＤＴＣ制御による運転を行うことができる。

図５は３相インバータ２２でＤＴＣ制御を行なう場合のスイッチングテーブルの一例を示す図である。このスイッチングテーブルは鎖交磁束Φ、トルクτそれぞれの基準値（例えば図４の点線で示した円）を与え、それらとの大小関係により各々が基準値に近づくように電圧ベクトルを選定するもので、Φ＝０は鎖交磁束が基準値より大きい場合、Φ＝１は鎖交磁束が基準値より小さい場合、τ＝０はトルクが基準値より大きい場合、τ＝１はトルクが基準値より小さい場合をそれぞれ示す。また、スイッチングテーブル中の鎖交磁束領域Ｒ１〜Ｒ６は、図４に示す各領域であり、電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６は図４に示す各ベクトルである。ここで、各電圧ベクトルの記号の後の括弧内の添え字はＵ、Ｖ、Ｗ各相のスイッチング素子２のスイッチング状態を表し、“１”は上アームトランジスタがオン、“０”は下アームトランジスタがオンであることを示す。例えば“Ｖ２（１１０）”の場合はＵ相、Ｖ相の上アームがオンでＷ相の下アームがオンである。

図６は、図２−１の鎖交磁束演算部１０の構成例を示す図である。図６に示す鎖交磁束演算部１０の構成は、上記式（２）の演算を行うための構成である。鎖交磁束演算部１０は、同図に示すように、積分器３０、３６、３７、３９、４４、４５、４６、５２、５３、５５、６０、６１と、減算器３１、３３、３５、４０、４２、４７、４９、５１、５６、５８と、ゲイン３２、３４、４１、４３、４８、５０、５７、５９と、掛算器３８、５４とを備えている。

ここでは、鎖交磁束Φαの算出について説明を行うこととして、鎖交磁束Φβも同様な方法で算出できるため、その詳細な説明は省略する。まず、Ｖαを積分器３０により積分する。この出力は、フィードバックの減算器３１とゲイン３２と積分器３６から構成される１段目のハイパスフィルタ、及び、フィードバックの減算器３３とゲイン３４と積分器３７からなる２段目のハイパスフィルタの出力により、上記式（２）の第１項を演算することができる。次にＩαと巻線抵抗値Ｒを掛算器３８により演算し、第１項と同様に、積分器３９で積分し、４０〜４５の２段ハイパスフィルタを通して第２項を算出する。第１項から第２項を減算器３５で減算し、その出力として鎖交磁束Φαを得ることができる。

図７は、図６の構成を簡略化した構成である。図７は、積分器と２段のハイパスフィルタの構成を積分器を２段のハイパスフィルタと合成する構成にすることで、積分器を１個少なくした構成にしたものである。同図において、６２、６４は減算器を示し、６５、６７は積分器を示し、６３、６６はゲイン、ＸはＶαまたはＶβまたはＲＩαまたはＲＩβ、Ｙは、Ｘに対応するフィルタ演算結果を示している。

図８は、図２−１の速度演算部１１の構成例を示す図である。図８に示す速度演算部１１の構成は、上記式（７）の演算を行うための構成である。速度演算部１１は、図８に示すように、掛算器７０、７４、７５、７６と、減算器７１と、加算器７７と、除算器７２と、ゲイン７３とを備えている。

ΦαとＶβ−ＲＩβの掛算器７０による乗算とΦβとＶα−ＲＩαの掛算器７４による乗算を減算器７１により減算した出力は、上記式（７）の３番目の分数の分子を構成する。掛算器７５により、Φαの２乗、掛算器７６によりΦβの２乗を演算し、加算器７７で加算した出力は、上記式（７）の分数の３番目の分母を構成する。減算器７１の出力と加算器７７の出力を除算器７２により除算した結果は、上記式（７）の３番目の分数を構成する。この出力に１番目と２番目の分数の積をまとめたゲイン７３を乗ずることで、上記式（７）を構成することができる。本構成によれば、三角関数、微分演算を使用することなく速度演算が可能となる。

図９−１および図９−２は、ＰＭモータ５の回転速度を変更した場合のα軸鎖交磁束（Φα）とβ軸鎖交磁束（Φβ）の実測値とセンサレスでの演算結果の一例を示しており、図９−１は、従来技術の場合（ＨＰフィルタ処理しない場合）、図９−２は、本発明の場合（ＨＰフィルタ処理した場合）を示している。なお、これらの例は、ロータの初期位置がβ軸上にある場合である。

図９−１に示すように、従来技術（ＨＰフィルタ処理しない場合）には、α軸鎖交磁束（Φα）の演算値は、実測値との大きな初期誤差が継続して発生している。これに対して、図９−２に示すように、本発明の場合（ＨＰフィルタ処理する場合）には、α軸鎖交磁束（Φα）の演算値は、実測値と初期誤差があるものの直ぐに小さくなり、短時間で実測値と略一致しており、本発明の有効性が確認された。

以上説明したように、本実施例によれば、ＰＭモータ５の鎖交磁束をΦ、電圧をＶ、電流をＩ、巻線抵抗をＲ、ハイパスフィルタ処理をＨＰとした場合、上記式（２）を使用して鎖交磁束Φを演算することとしたので、ＰＭモータの直接トルク制御をセンサレスで行うモータ制御装置において、ロータの初期値が与えられない場合でも、簡単なアルゴリズムで高精度に鎖交磁束演算を行うことが可能となる。付言すると、ロータの位置を使用しない鎖交磁束の演算を、ハイパスフィルタ処理によって、鎖交磁束の初期値、スイッチングのＯＮ電圧の誤差や演算誤差から発生する直流分による鎖交磁束推定誤差を補正することができ、同期などにより回転が安定した定常状態の鎖交磁束を誤差なく演算可能となり、安定した運転が可能となる。

また、本実施例によれば、鎖交磁束Φのベクトル表示をΦ＝（Φα、Φβ）、電圧Ｖのベクトル表示をＶ＝（Ｖα、Ｖβ）、電流Ｉのベクトル表示をＩ＝（Ｉα、Ｉβ）とした場合、上記式（７）を使用して回転速度Ｎを演算することとしたので、速度検出器を用いずに、速度の演算が可能となり、また、三角関数、微分演算を使用することなく速度演算を行うことができ、演算アルゴリズムを簡素化することが可能となる。付言すると、速度演算を磁束とそれの演算に使用される物理量を使用することにより演算でき、速度センサを必要とせず、また、高価なマイコンを必要とする三角関数を使用することなく、また、演算負荷が重く安定性に問題のある微分演算を使用せずに速度を得ることが可能となる。

なお、上記実施例では、電圧検出器４によりＰＭモータ５の電圧を直接検出することとしたが、直流電圧とスイッチングパルスにより検出することにしてもよい。

また、上記実施例では、本発明に係るモータ制御装置をＰＭモータに適用した場合について説明したが、誘導機にも適用可能である。

本発明に係るモータ制御装置およびモータ制御方法は、各種装置に広く利用可能であり、特に、エアコン、冷蔵庫、洗濯機、クリーナー、および換気扇などに内蔵するモータを駆動する場合に有用である。

式（２）の第１項をΦ_Ｖ、第２項をΦ_ＲＩとしたベクトル図である。 実施例に係るモータ制御装置の概略構成を示しており、特に、そのインバータ、駆動回路、およびＰＭモータの構成例を示す図である。 実施例に係るモータ制御装置の概略構成を示しており、特にその制御部の構成例を示す図である。 二相座標における電圧ベクトル図である。 電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６による鎖交磁束の制御を示す図である。 インバータでＤＴＣ制御を行なう場合のインバータのスイッチングテーブルの一例を示す図である。 鎖交磁束演算部の構成例を示す図である。 図６の鎖交磁束演算部を簡略化した構成を示す図である。 速度演算部の構成例を示す図である。 ＰＭモータの回転速度を変更した場合のα軸鎖交磁束（Φα）とβ軸鎖交磁束（Φβ）の実測値とセンサレスでの演算結果の一例を示す図である（従来）。 ＰＭモータの回転速度を変更した場合のα軸鎖交磁束（Φα）とβ軸鎖交磁束（Φβ）の実測値とセンサレスでの演算結果の一例を示す図である（本実施例）。

符号の説明

１ 直流電源
２ スイッチング素子
３ 電流検出器
４ 電圧検出器
５ ＰＭモータ
６ 駆動回路
７ 電流３／２相変換部
８ 電圧３／２相変換部
９ 巻線抵抗値メモリ
１０ 鎖交磁束演算部
１１ 速度演算部
１２ トルク演算部
１３ 磁束振幅演算部
１４ 速度設定部
１５ 速度調節部
１６ トルク増減判定部
１７ 鎖交磁束振幅判定部
１８ 鎖交磁束増減判定部
１９ 鎖交磁束位置判定部
２０ 駆動電圧ベクトル判定部
２１ 制御部
２２ ３相インバータ

Claims (6)

1. 直流電源を交流電源に変換するインバータと、前記インバータを制御する制御部とを備え、前記インバータに接続されたモータを直接トルク制御するモータ制御装置において、
   前記制御部は、前記インバータ出力である電圧Ｖと電流Ｉおよび前記モータの巻線抵抗Ｒを入力して前記モータの鎖交磁束Φを演算する鎖交磁束演算部を備え、
   前記鎖交磁束演算部はハイパスフィルタ処理部を有することを特徴とするモータ制御装置。
2. 前記制御部は、前記インバータ出力である電圧Ｖと電流Ｉおよび鎖交磁束演算部の出力である鎖交磁束Φを入力して前記モータの回転速度Ｎを演算する速度演算部を備えたことを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 前記モータは、ＰＭモータであることを特徴とする請求項１または請求項２に記載のモータ制御装置。
4. モータの直接トルク制御をセンサレスで行うモータ制御方法において、
   前記モータの鎖交磁束をΦ、前記モータの電圧をＶ、前記モータの電流をＩ、前記モータの巻線抵抗をＲ、ハイパスフィルタ処理をＨＰとした場合、下式を使用して前記モータの鎖交磁束Φを演算することを特徴とするモータ制御方法。
   

   
5. 前記鎖交磁束Φのベクトル表示をΦ＝（Φα、Φβ）、前記電圧Ｖのベクトル表示をＶ＝（Ｖα、Ｖβ）、前記電流Ｉのベクトル表示をＩ＝（Ｉα、Ｉβ）とした場合、下式を使用して前記モータの回転速度Ｎを演算することを特徴とする請求項４に記載のモータ制御方法。
   

   
6. 前記モータは、ＰＭモータであることを特徴とする請求項４または請求項５に記載のモータ制御方法。

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