JP2002281782A - モータ制御装置 - Google Patents

モータ制御装置

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JP2002281782A JP2001077039A JP2001077039A JP2002281782A JP 2002281782 A JP2002281782 A JP 2002281782A JP 2001077039 A JP2001077039 A JP 2001077039A JP 2001077039 A JP2001077039 A JP 2001077039A JP 2002281782 A JP2002281782 A JP 2002281782A
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Abstract

(57)【要約】 【課題】回転子位置センサを用いることなく簡単な装置
構成で高精度にモータ回転子の位置を把握して、小型
化、低コスト化、メンテナンスの容易化を図ること。 【解決手段】インバータ２のＰＷＭ周期と同期し、かつ
モータ回転子の位置推定値に応じたパルスをＰＷＭパタ
ーンとしてモータ１に印加し、その結果モータ１巻線に
流れる電流のｄｑ軸座標上でのｄ軸電流およびｑ軸電流
の時間変化率を観測した結果推定できるモータ回転子の
磁気抵抗の差を検出することで、モータ回転子の位置を
推定する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、モータの制御装置
に係り、特に小型化、低コスト化、ならびにメンテナン
スの容易化を図るようにしたモータ制御装置に関するも
のである。
【０００２】
【従来の技術】従来から、例えば永久磁石同期モータの
制御装置としては、回転する界磁の位置を検出して、そ
れに合わせて駆動用インバータの制御を行なう方式のも
のと、界磁の位置に関係なく、開ループでインバータの
出力周波数を制御する方式のものとがある。
【０００３】前者は、直流モータと類似の動作および特
性が得られることから、ブラシレス直流モータと呼ばれ
る場合もある。後者は、誘導機の電圧／周波数制御と同
様の制御となるが、同強制風冷式の場合には脱調が発生
する可能性がある。従って、低速回転で大きなトルクを
得ることが困難なため、繊維機械の巻取機等、特殊な用
途に使用されているにすぎない。
【０００４】図１４は、この種の永久磁石同期モータの
基本的な制御構成を示すブロック図である。図１４に示
すように、永久磁石同期モータ１と、直流電力を交流電
力に変換して永久磁石同期モータ１に供給するための電
圧形ＰＷＭインバータ（以下、単にインバータと称す
る）２と、永久磁石同期モータ１の印加電圧または電流
の位相を決定するための磁極位置の検出器３と、電流制
御器４とから構成されている。これに速度制御を行なう
ためには、そのための速度制御器５および回転速度の検
出器３が付加される。さらに、位置制御を行なう場合に
は、位置制御器６および位置の検出器３が付加される。
一方、最近では、この種の永久磁石同期モータの制御装
置として、ベクトル制御により制御を行なう方式のもの
が提案されてきている。図１５は、この種のベクトル制
御による従来の永久磁石同期モータの制御装置の構成例
を示す機能ブロック図であり、図１４と同一要素には同
一符号を付して示している。図１５において、電流制御
手段７では、ｄ軸電流指令、ｑ軸電流指令ＩｄＲｅｆ、
ＩｑＲｅｆと、電流座標変換手段９から出力されるｄ軸
電流、ｑ軸電流の実際値Ｉｄ、Ｉｑとを入力として、演
算によりｄ軸電圧指令、ｑ軸電圧指令ＶｄＲｅｆ、Ｖｑ
Ｒｅｆを求めて出力する。
【０００５】電圧指令座標変換手段８では、電流制御手
段７から出力されるｄ軸電圧指令、ｑ軸電圧指令ＶｄＲ
ｅｆ、ＶｑＲｅｆと、回転子位置センサ１０から出力さ
れるモータ回転子の位置検出値θとを入力として、演算
によりインバータ２の３相電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを
求めて出力する。
【０００６】電流座標変換手段９では、３相のうちの２
相の電流検出値Ｉｕ、Ｉｗと、回転子位置センサ１０か
ら出力される回転子位置検出値θとを入力として、演算
によりｄｑ座標軸での値である上記ｄ軸電流、ｑ軸電流
の実際値Ｉｄ、Ｉｑを求めて出力する。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】ところで、永久磁石モ
ータやリラクタンスモータ等のモータの出力トルクを、
上記のようなベクトル制御による制御装置で高精度かつ
高速に制御する場合には、モータ回転子の位置に応じて
電流を流し込むために、回転子位置センサ１０を取り付
ける必要がある。
【０００８】しかしながら、回転子位置センサ１０は比
較的体積が大きいために、装置が大型となって配置上の
制約を誘起したり、回転子位置センサ１０からの出力を
制御装置本体まで伝送するための制御伝送線の引き回し
の煩わしさ、断線等の故障要因が増加して、コストが高
くなるばかりでなくメンテナンスも困難となる。
【０００９】これに対して、永久磁石モータにおいて
は、永久磁石の磁束に起因して回転中に発生するモータ
逆起電圧を検出することで、間接的にモータ回転子の位
置を知ることができるが、逆起電圧が原理的に発生しな
い回転数ゼロの運転状態では、モータ回転子の位置を知
ることができないという問題がある。
【００１０】本発明の目的は、回転子位置センサを用い
ることなく簡単な装置構成で高精度にモータ回転子の位
置を把握して、小型化、低コスト化、ならびにメンテナ
ンスの容易化を図ることが可能なモータ制御装置を提供
することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに、請求項１に対応する発明では、モータ回転子に磁
気的突極性を有し、直流電力を交流電力に変換するイン
バータからの出力が供給されるモータの制御装置におい
て、インバータのパルス幅変調（ＰＷＭ）周期と同期
し、かつモータ回転子の位置推定値に応じたパルスを出
力するようにＰＷＭパターンを演算して出力するＰＷＭ
パターン発生手段と、モータの３相電流を、モータ回転
子の位置推定値を用いて、ｄｑ座標軸（ｑ軸：モータ回
転子突極方向、ｄ軸：モータ回転子突極方向と直角方
向）での値であるｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値に変
換して出力する電流座標変換手段と、ＰＷＭパターン発
生手段からの出力であるＰＷＭパターンと同期して、電
流座標変換手段からの出力であるｄ軸電流およびｑ軸電
流の実際値の時間変化率をそれぞれ演算して出力するｄ
ｑ軸電流変化率演算手段と、ＰＷＭパターン発生手段か
らの出力であるＰＷＭパターンと、ｄｑ軸電流変化率演
算手段からの出力であるｄ軸電流変化率およびｑ軸電流
変化率とを用いて、モータ回転子の位置を推定演算しモ
ータ回転子の位置推定値として出力するモータ回転子位
置推定手段とを備えている。
【００１２】従って、請求項１に対応する発明のモータ
制御装置においては、以上のような手段を備えることに
より、インバータのパルス幅変調（ＰＷＭ）周期と同期
し、かつモータ回転子の位置推定値に応じたパルスをＰ
ＷＭパターンとしてモータに印加し、その結果モータ巻
線に流れる電流のｄｑ軸座標上でのｄ軸電流およびｑ軸
電流の時間変化率を観測した結果推定できるモータ回転
子の磁気抵抗の差を検出することで、回転子位置センサ
なしにモータ回転子位置を推定することができる。
【００１３】特に、ＰＷＭパターンに同期したパルスを
印加し、かつＰＷＭパターンに同期してｄ軸電流および
ｑ軸電流の電流変化率を検出することにより、ＰＷＭス
イッチングでの電流高調波に起因するモータ回転子位置
の推定誤差を小さくすることができる。
【００１４】これにより、回転子位置センサを用いるこ
となくモータ回転子の位置を把握して、小型化、低コス
ト化、ならびにメンテナンスの容易化を図ることが可能
となる。
【００１５】また、請求項２に対応する発明では、モー
タ回転子に磁気的突極性を有し、直流電力を交流電力に
変換するインバータからの出力が供給されるモータの制
御装置において、モータのｄ軸電流およびｑ軸電流（ｑ
軸：モータ回転子突極方向、ｄ軸：モータ回転子突極方
向と直角方向）の実際値が電流指令値に追従するよう
に、インバータ出力のｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令
を操作する電流制御手段と、電流制御手段からの出力で
あるｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令と、モータ回転子
の位置推定値とを用いて、当該モータ回転子の位置推定
値から求められる推定ｄ軸方向にインバータのパルス幅
変調（ＰＷＭ）周期と同一のｄ軸正負パルスを、ｄ軸電
圧指令およびｑ軸電圧指令に重畳するようにＰＷＭパタ
ーンを演算して出力するＰＷＭパターン発生手段と、モ
ータの３相電流を、モータ回転子の位置推定値を用い
て、ｄｑ座標軸での値であるｄ軸電流およびｑ軸電流の
実際値に変換する電流座標変換手段と、ＰＷＭパターン
発生手段からの出力であるＰＷＭパターンと同期して、
電流座標変換手段からの出力であるｄ軸電流およびｑ軸
電流の実際値の時間変化率をそれぞれ演算して出力する
ｄｑ軸電流変化率演算手段と、ＰＷＭパターン発生手段
からの出力であるＰＷＭパターンと、ｄｑ軸電流変化率
演算手段からの出力であるｄ軸電流変化率およびｑ軸電
流変化率とを用いて、モータ回転子の位置を推定演算し
モータ回転子の位置推定値として出力するモータ回転子
位置推定手段とを備えている。
【００１６】従って、請求項２に対応する発明のモータ
制御装置においては、以上のような手段を備えることに
より、モータの出力トルクを所望の値にするための電流
を指令値通りに制御しながら、モータ回転子の位置を回
転センサなしに推定演算することができる。
【００１７】一方、請求項３に対応する発明では、上記
請求項２に対応する発明のモータ制御装置において、モ
ータ回転子位置推定手段を、ｄｑ軸電流変化率演算手段
からの出力であるｑ軸電流変化率を入力として、ＰＷＭ
パターン発生手段で重畳されるｄ軸正負パルスの正およ
び負の各時点におけるｑ軸電流変化率の差を演算し評価
変数として出力する評価変数演算手段と、評価変数演算
手段からの出力である評価変数がゼロとなるように、モ
ータ回転子の位置を修正演算する回転子位置推定手段と
から構成している。
【００１８】従って、請求項３に対応する発明のモータ
制御装置においては、以上のような手段を備えることに
より、より高精度に磁極位置推定値を得ることができ
る。
【００１９】また、請求項４に対応する発明では、上記
請求項３に対応する発明のモータ制御装置を、永久磁石
式リラクタンスモータに適用する場合に、モータ回転子
位置推定手段の構成要素である評価変数演算手段で演算
される評価変数を、ＰＷＭパターン発生手段で重畳され
るｄ軸正負パルスの正および負の各時点におけるｑ軸電
流変化率の差に、電流指令値に応じて、永久磁石式リラ
クタンスモータの回転子磁気飽和特性を考慮してあらか
じめ記憶されている値を加算した値として出力するよう
にしている。
【００２０】従って、請求項４に対応する発明のモータ
制御装置においては、以上のような手段を備えることに
より、永久磁石式リラクタンスモータを回転センサなし
に制御する場合に、トルクを出力するためにモータを流
れる電流によって回転子鉄心が部分的に磁気飽和し回転
子磁気突極性が見かけ上ずれたのに起因して、モータ回
転子位置の推定誤差が大きくなるのを修正して、誤差の
少ないモータ回転子の位置推定を行なうことができる。
【００２１】さらに、請求項５に対応する発明では、上
記請求項２に対応する発明のモータ制御装置において、
電流座標変換手段からの出力であるｄ軸電流およびｑ軸
電流の実際値を入力とし、ＰＷＭパターン発生手段から
の出力であるＰＷＭパターンに基づくＰＷＭ周期間の平
均値をそれぞれ演算して出力するｄ軸電流加算平均手段
およびｑ軸電流加算平均手段を付加し、ｄ軸電流加算平
均手段およびｑ軸電流加算平均手段からの出力を電流制
御手段にそれぞれ入力するようにしている。
【００２２】従って、請求項５に対応する発明のモータ
制御装置においては、以上のような手段を備えることに
より、モータ回転子の位置推定演算と電流制御演算と
を、お互いに相手に悪影響を及ぼさないように行なうこ
とができ、モータ回転子の位置推定精度の向上と電流制
御精度の向上を図ることができる。
【００２３】一方、請求項６に対応する発明では、上記
請求項２に対応する発明のモータ制御装置において、電
流制御手段としては、ＰＷＭパターン発生手段からの出
力であるＰＷＭパターンに基づくＰＷＭ周期に同期して
離散時間毎にのみ動作するようにしている。
【００２４】従って、請求項６に対応する発明のモータ
制御装置においては、以上のような手段を備えることに
より、モータ回転子の位置推定演算と電流制御演算と
を、お互いに相手に悪影響を及ぼさないように行なうこ
とができ、モータ回転子の位置推定精度の向上と電流制
御精度の向上を図ることができる。
【００２５】また、請求項７に対応する発明では、上記
請求項１に対応する発明のモータ制御装置において、Ｐ
ＷＭパターン発生手段におけるパルスの幅を、インバー
タのパルス幅変調（ＰＷＭ）周期の整数倍に設定し、当
該倍率設定値を時間と共に可変する手段を付加してい
る。
【００２６】従って、請求項７に対応する発明のモータ
制御装置においては、以上のような手段を備えることに
より、モータ回転子の位置推定のために印加するパルス
電圧に起因して発生するモータ電磁騒音の周波数スペク
トラムが一定値固定でなく、時間的に分散させることが
可能となり、聴感上低騒音化を図ることができる。
【００２７】さらに、請求項８に対応する発明では、上
記請求項２に対応する発明のモータ制御装置を、永久磁
石式リラクタンスモータに適用する場合に、ＰＷＭパタ
ーン発生手段で重畳されるｄ軸正負パルスの振幅を、電
流指令値に応じて、永久磁石式リラタタンスモータの回
転子磁気飽和特性を考慮してあらかじめ記憶されている
値に可変設定するようにしている。
【００２８】従って、請求項８に対応する発明のモータ
制御装置においては、以上のような手段を備えることに
より、永久磁石式リラクタンスモータの回転子鉄心の磁
気飽和が小さいため突極性の大きい低電流運転時には、
印加パルスの振幅を小さくすることによって、流れる電
流の銅損、電磁騒音を低減することができ、永久磁石式
リラクタンスモータの回転子鉄心の磁気飽和が大きいた
めに突極性が小さくなる大電流運転時には、印加パルス
の振幅を大きくすることによって、確実なモータ回転子
の位置推定を行なうことができる。
【００２９】
【発明の実施の形態】本発明は、インバータのパルス幅
変調（ＰＷＭ）周期と同期し、かつモータ回転子の位置
推定値に応じたパルスをＰＷＭパターンとしてモータに
印加し、その結果モータ巻線に流れる電流のｄｑ軸座標
上でのｄ軸電流およびｑ軸電流の時間変化率を観測した
結果推定できるモータ回転子の磁気抵抗の差を検出する
ことで、回転子位置センサなしにモータ回転子の位置を
推定するものである。
【００３０】以下、上記のような考え方に基づく本発明
の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明す
る。
【００３１】（第１の実施の形態：請求項１に対応）図
１は、本実施の形態によるモータ回転子に磁気的突極性
を有し、直流電力を交流電力に変換するインバータから
の出力が供給されるモータの制御装置の構成例を示す機
能ブロック図であり、図１４および図１５と同一要素に
は同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる
部分についてのみ述べる。
【００３２】すなわち、本実施の形態のモータ制御装置
は、図１に示すように、ＰＷＭパターン発生手段１１
と、電流座標変換手段１２と、ｄｑ軸電流変化率演算手
段１３と、モータ回転子位置推定手段１４とから構成し
ている。
【００３３】ＰＷＭパターン発生手段１１は、前記イン
バータ２のパルス幅変調（ＰＷＭ）周期と同期し、かつ
後述するモータ回転子の位置推定値に応じたパルスを出
力するようにＰＷＭパターンを演算して出力する。
【００３４】電流座標変換手段１２は、モータの３相電
流を、後述するモータ回転子の位置推定値を用いて、ｄ
ｑ座標軸（ｑ軸：モータ回転子突極方向、ｄ軸：モータ
回転子突極方向と直角方向）での値であるｄ軸電流およ
びｑ軸電流の実際値に変換して出力する。
【００３５】ｄｑ軸電流変化率演算手段１３は、ＰＷＭ
パターン発生手段１１からの出力であるＰＷＭパターン
と同期して、電流座標変換手段１２からの出力であるｄ
軸電流およびｑ軸電流の実際値の時間変化率をそれぞれ
演算して出力する。
【００３６】モータ回転子位置推定手段１４は、ＰＷＭ
パターン発生手段１１からの出力であるＰＷＭパターン
と、ｄｑ軸電流変化率演算手段１３からの出力であるｄ
軸電流変化率およびｑ軸電流変化率とを用いて、モータ
回転子の位置を推定演算し上記モータ回転子の位置推定
値として出力する。
【００３７】次に、以上のように構成した本実施の形態
によるモータ制御装置の作用について、図２乃至図５を
用いて説明する。
【００３８】図１において、ＰＷＭパターン発生手段１
１では、モータ回転子位置推定手段１４から出力される
モータ回転子位置推定値θｈを入力として、次のような
演算によりＰＷＭパターンを出力する。
【００３９】図２は、ＰＷＭパターン発生手段１１にお
ける電圧空間ベクトルを示す図である。図２において、
Ｖ０〜Ｖ７はそれぞれ図３に示す３相インバータ２のス
イッチング素子のスイッチング状態を表わしており、下
記の通りに定義する。
【００４０】 Ｖ０：Ｕオン、Ｖオン、Ｗオン、Ｘオフ、Ｙオフ、Ｚオフ Ｖ１：Ｕオン、Ｖオフ、Ｗオフ、Ｘオフ、Ｙオン、Ｚオン Ｖ２：Ｕオン、Ｖオン、Ｗオフ、Ｘオフ、Ｙオフ、Ｚオン Ｖ３：Ｕオフ、Ｖオン、Ｗオフ、Ｘオン、Ｙオフ、Ｚオン Ｖ４：Ｕオフ、Ｖオン、Ｗオン、Ｘオン、Ｙオフ、Ｚオフ Ｖ５：Ｕオフ、Ｖオフ、Ｗオン、Ｘオン、Ｙオン、Ｚオフ Ｖ６：Ｕオン、Ｖオフ、Ｗオン、Ｘオフ、Ｙオン、Ｚオフ Ｖ７：Ｕオフ、Ｖオフ、Ｗオフ、Ｘオン、Ｙオン、Ｚオン ＰＷＭ周期Ｔの中で、１と０を１：１の時間比率で切り
替わるＰＷＭ同期パルスＴＩＭｐｂを、図４に示す通り
次のような式で定義する。
【００４１】時刻ｔｉｍｅが、 ０＜ｔｉｍｅ＜Ｔ／２の時、ＴＩＭｐｂ＝１ Ｔ／２＜ｔｉｍｅ＜Ｔの時、ＴＩＭｐｂ＝０ モータ回転子の位置指定値θｈが、ＰＷＭ電圧空間ベク
トル（図２）上のどの領域にあるかに応じて以下のよう
に条件分岐し、図４の例に示すように、各電圧ベクトル
の時間比率を次のような演算により求めて出力する。
【００４２】［１］０＜θＨ＜π／３の時、 ＴＩＭｐｂ＝１の時、
【００４３】
【数１】
【００４４】これらの電圧ベクトルを、次のような順番
で順次出力する。
【００４５】Ｖ１→Ｖ２→Ｖ０→Ｖ４→Ｖ５→Ｖ７ ［２］π／３＜θＨ＜π／３の時、ＴＩＭｐｂ＝１の
時、
【００４６】
【数２】
【００４７】ＴＩＭｐｂ＝０の時、
【００４８】
【数３】
【００４９】これらの電圧ベクトルを、次のような順番
で順次出力する。
【００５０】Ｖ３→Ｖ２→Ｖ０→Ｖ６→Ｖ５→Ｖ７ ［３］２π／３＜θＨ＜πの時、ＴＩＭｐｂ＝１の時、
【００５１】
【数４】
【００５２】これらの電圧ベクトルを、次のような順番
で順次出力する。
【００５３】Ｖ３→Ｖ４→Ｖ０→Ｖ６→Ｖ１→Ｖ７ ［４］π＜θＨ＜４π／３の時、ＴＩＭｐｂ＝１の時、
【００５４】
【数５】
【００５５】ＴＩＭｐｂ＝０の時、
【００５６】
【数６】
【００５７】これらの電圧ベクトルを、次のような順番
で順次出力する。
【００５８】Ｖ５→Ｖ４→Ｖ０→Ｖ２→Ｖ１→Ｖ７ ［５］４π／３＜θＨ＜５π／３の時、ＴＩＭｐｂ＝１
の時、
【００５９】
【数７】
【００６０】これらの電圧ベクトルを、次のような順番
で順次出力する。
【００６１】Ｖ５→Ｖ６→Ｖ０→Ｖ２→Ｖ３→Ｖ７ ［６］５π／３＜θＨ＜２πの時、ＴＩＭｐｂ＝１の
時、
【００６２】
【数８】
【００６３】ＴＩＭｐｂ＝０の時、
【００６４】
【数９】
【００６５】これらの電圧ベクトルを、次のような順番
で順次出力する。
【００６６】Ｖ１→Ｖ６→Ｖ０→Ｖ４→Ｖ３→Ｖ７ 電流座標変換手段１２では、３相のうちの２相の電流検
出値Ｉｕ、Ｉｗと、モータ回転子位置推定手段１４から
出力される回転子位置推定値θｈとを入力として、次の
ような演算によりｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑを求めて出力す
る。
【００６７】
【数１０】
【００６８】ｄｑ軸電流変化率演算手段１３では、電流
座標変換手段１２から出力されるｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑ
と、ＰＷＭパターン発生手段１１から出力されるＰＷＭ
同期パルスＴＩＭｐｂとを入力として、図３に示す通り
次のような演算により電流変化率ｄＩｄ、ｄＩｑを求め
て出力する。
【００６９】（１）ＴＩＭｐｂが１から０に変化する
時、 ｄＩｄ＝（Ｉｄ２−Ｉｄ１）／（Ｔ／２） ｄＩｑ＝（Ｉｑ２−Ｉｑ１）／（Ｔ／２） Ｉｄ２，Ｉｑ２：ＴＩＭｐｂが１から０に変化した時に
検出したｄｑ軸電流Ｉｄ１，Ｉｑ１：ＴＩＭｐｂが０か
ら１に変化した時に検出したｄｑ軸電流 （２）ＴＩＭｐｂが０から１に変化する時、 ｄＩｄ＝（Ｉｄ３−Ｉｄ２）／（Ｔ／２） ｄＩｑ＝（Ｉｑ３−Ｉｑ２）／（Ｔ／２） Ｉｄ３，Ｉｑ３：ＴＩＭｐｂが０から１に変化した時に
検出したｄｑ軸電流Ｉｄ２，Ｉｑ２：ＴＩＭｐｂが１か
ら０に変化した時に検出したｄｑ軸電流モータ回転子位
置推定手段１４では、ｄｑ軸電流変化率演算手段１３か
ら出力されるｄｑ変化率ｄＩｄ、ｄＩｑと、ＰＷＭパタ
ーン発生手段１１から出力されるＰＷＭ同期パルスＴＩ
Ｍｐｂとを入力として、図５に示す通り次のような演算
によりモータ回転子の位置推定値θｈを求めて出力す
る。
【００７０】ＰＷＭ同期パルスＴＩＭｐｂが１から０に
変化した時、ｄｑ軸電流変化率ｄＩｄ、ｄＩｑをそれぞ
れｄＩｄ１、ｄＩｑ１として記憶ホールドする。
【００７１】ｄＩｄ１＝ｄＩｄ ｄＩｑ１＝ｄＩｑ ＰＷＭ同期パルスＴＩＭｐｂが０から１に変化した時、
ｄｑ軸電流変化率ｄＩｄ、ｄＩｑをそれぞれｄＩｄ２、
ｄＩｑ２として記憶ホールドする。
【００７２】ｄＩｄ２＝ｄＩｄ ｄＩｑ２＝ｄＩｑ さらに、このタイミングにて、次のような演算により評
価変数ＨＹＯを求め、ＨＹＯｈとして記憶ホールドす
る。
【００７３】ＨＹＯｈ＝（ｄＩｄ１−ｄＩｄ２）×（ｄ
Ｉｑ１−ｄＩｑ２） そして、この評価変数ＨＴＯｈがゼロとなるように、比
例積分制御によりモータ回転子の角周波数推定値ωｈを
求める。
【００７４】 ωｈ＝（ＫｐＳＬ＋ＫｉＳＬ／ｓ）＊ＨＹＯｈ （ＫｐＳＬ：比例ゲイン、ＫｉＳＬ：積分ゲイン、ｓ：
ラプラス演算子）このモータ回転子の角周波数推定値ω
ｈの積分値を、モータ回転子の位置推定値θｈとして出
力する。
【００７５】θｈ＝１／ｓ＊ωｈ （ｓ：ラプラス演算子） これにより、簡単な装置構成で、高精度の磁極位置推定
値を得ることが可能となる。上述したように、本実施の
形態によるモータ制御装置では、ＰＷＭパターンに同期
したパルスを印加し、かつＰＷＭパターンに同期してｄ
軸電流およびｑ軸電流の電流変化率を検出するようにし
ているので、ＰＷＭスイッチングでの電流高調波に起因
するモータ回転子位置の推定誤差を小さくすることがで
きる。
【００７６】これにより、回転子位置センサを用いるこ
となく簡単な装置構成で、高精度にモータ回転子の位置
を把握して、小型化、低コスト化、ならびにメンテナン
スの容易化を図ることが可能となる。
【００７７】（第２の実施の形態：請求項２、請求項３
に対応）図６は、本実施の形態によるモータ回転子に磁
気的突極性を有し、直流電力を交流電力に変換するイン
バータからの出力が供給されるモータの制御装置の構成
例を示す機能ブロック図であり、図１と同一要素には同
一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分
についてのみ述べる。
【００７８】すなわち、本実施の形態のモータ制御装置
は、図６に示すように、前記図１に電流制御手段１５を
付加し、さらにＰＷＭパターン発生手段１１、およびモ
ータ回転子位置推定手段１４の機能を一部変更した構成
としている。電流制御手段１５は、前記モータ１のｄ軸
電流およびｑ軸電流の実際値が電流指令値に追従するよ
うに、インバータ２出力のｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧
指令を操作する。
【００７９】ＰＷＭパターン発生手段１１は、電流制御
手段１５からの出力であるｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧
指令と、モータ回転子の位置推定値とを用いて、当該モ
ータ回転子の位置推定値から求められる推定ｄ軸方向に
インバータ２のパルス幅変調（ＰＷＭ）周期と同一のｄ
軸正負パルスを、ｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令に重
畳するようにＰＷＭパターンを演算して出力する。
【００８０】モータ回転子位置推定手段１４は、ＰＷＭ
パターン発生手段１１からの出力であるＰＷＭパターン
と、ｄｑ軸電流変化率演算手段１３からの出力であるｄ
軸電流変化率およびｑ軸電流変化率とを用いて、モータ
回転子の位置を推定演算し上記モータ回転子の位置推定
値として出力する。
【００８１】モータ回転子位置推定手段１４は、本実施
の形態では、図７に機能ブロック図を示すように、ｄｑ
軸電流変化率演算手段１３からの出力であるｑ軸電流変
化率を入力として、ＰＷＭパターン発生手段１１で重畳
されるｄ軸正負パルスの正および負の各時点におけるｑ
軸電流変化率の差を演算し評価変数として出力する評価
変数演算手段と、当該評価変数演算手段からの出力であ
る評価変数がゼロとなるように、モータ回転子の位置を
修正演算する回転子位置推定手段とから構成している。
【００８２】次に、以上のように構成した本実施の形態
によるモータ制御装置の作用について説明する。
【００８３】なお、電流座標変換手段１２、およびｄｑ
軸電流変化率演算手段１３の作用は、前記第１の実施の
形態と同様であるのでその説明を省略し、ここでは異な
る部分の作用についてのみ述べる。
【００８４】図６において、電流制御手段１５では、ｄ
ｑ軸電流指令ＩｄＲｅｆ、ＩｑＲｅｆと、電流座標変換
手段１２から出力されるｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑとを入力
として、次のような演算によりｄｑ軸電圧指令ＶｄＲｅ
ｆ、ＶｑＲｅｆを求めて出力する。
【００８５】 ＶｄＲｅｆ＝（Ｋｐ＋Ｋｉ／ｓ）＊（ＩｄＲｅｆ−Ｉｄ） ＶｑＲｅｆ＝（Ｋｐ＋Ｋｉ／ｓ）＊（ＩｑＲｅｆ−Ｉｑ） （Ｋｐ：比例ゲイン、Ｋｉ：積分ゲイン、ｓ：ラプラス
演算子） ＰＷＭパターン発生手段１１では、電流制御手段１５か
ら出力されるｄｑ軸電圧指令ＶｄＲｅｆ、ＶｑＲｅｆ
と、モータ回転子位置推定手段１４から出力されるモー
タ回転子位置推定値θｈとを入力として、次のような演
算によりＵＶＷの３相ＰＷＭパターンを求めて出力す
る。
【００８６】ＰＷＭ周期Ｔの中で、１と０を１：１の時
間比率で切り替わるＰＷＭ同期パルスＴＩＭｐｂを、図
４に示す通り次のような式で定義する。
【００８７】時刻ｔｉｍｅが、 ０＜ｔｉｍｅ＜Ｔ／２の時、ＴＩＭｐｂ＝１ Ｔ／２＜ｔｉｍｅ＜Ｔの時、ＴＩＭｐｂ＝０ このＰＷＭ同期パルスＴＩＭｐｂの値に従って、ｄ軸電
圧指令ＶｄＲｅｆに次のような修正を施して、新たなｄ
軸電圧指令Ｖｄを求める。
【００８８】 ＴＩＭｐｂ＝１の時、Ｖｄ＝ＶｄＲｅｆ＋Ｖｋ ＴＩＭｐｂ＝０の時、Ｖｄ＝ＶｄＲｅｆ−Ｖｋ （Ｖｋは正の定数） Ｖｑ＝ＶｑＲｅｆ この新たな電圧指令Ｖｄ、Ｖｑから３相ＰＷＭパターン
を求める方法としては、従来から一般的に行なわれてい
るような、空間べクトル変調、三角波比較変調等がある
が、ここでは三角波比較変調を例にとって説明する。
【００８９】すなわち、ｄｑ軸電圧指令Ｖｄ、Ｖｑから
３相電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを、次のような演算によ
り求める。
【００９０】Ｖ１＝√（Ｖｄ2 +Ｖｑ2 ） δＶ＝ｔａｎ-1（Ｖｑ／Ｖｄ） Ｖｕ＝√（２／３）・Ｖ１・ｃｏｓ（θｈ＋δＶ） Ｖｖ＝√（２／３）・Ｖ１・ｃｏｓ（θｈ＋δＶ−２π
／３） Ｖｗ＝√（２／３）・Ｖ１・ｃｏｓ（θｈ＋δＶ−４π
／３） 三角波比較のための三角波ＴＲＩを、次のような演算に
より求める。
【００９１】ＴＩＭｐｂが０から１に変化した時の時刻
をｔ＝０と定義する。
【００９２】
【数１１】
【００９３】３相ＰＷＭパターンＶｕＰＷＭ、ＶｖＰＷ
Ｍ、ＶｗＰＷＭを、次のような大小比較により求めて出
力する。
【００９４】 Ｖｕ＞ＴＲＩの時、ＶｕＰＷＭ＝１、それ以外の時ＶｕＰＷＭ＝０ Ｖｖ＞ＴＲＩの時、ＶｖＰＷＭ＝１、それ以外の時ＶｖＰＷＭ＝０ Ｖｗ＞ＴＲＩの時、ＶｗＰＷＭ＝１、それ以外の時ＶｗＰＷＭ＝０ モータ回転子位置推定手段１４では、ｄｑ軸電流変化率
演算手段１３から出力されるｑ軸電流変化率ｄＩｑと、
ＰＷＭパターン発生手段１１から出力されるＰＷＭ同期
パルスＴＩＭｐｂとを入力として、次のような演算によ
りモータ回転子の位置推定値θｈを求めて出力する。
【００９５】ＰＷＭ同期パルスＴＩＭｐｂが１から０に
変化した時、ｑ軸電流変化率ｄＩｑをｄＩｑ１として記
憶ホールドする。
【００９６】ｄＩｑ１＝ｄＩｑ ＰＷＭ同期パルスＴＩＭｐｂが０から１に変化した時、
ｑ軸電流変化率ｄＩｑをｄＩｑ２として記憶ホールドす
る。
【００９７】ｄＩｑ２＝ｄＩｑ さらに、このタイミングにて、次のような演算により評
価変数ＨＹＯを求め、ＨＹＯｈとして記憶ホールドす
る。
【００９８】ＨＹＯｈ＝（ｄＩｑ１−ｄＩｑ２） そして、この評価変数ＨＹＯｈがゼロとなるように、比
例積分制御によりモータ回転子の角周波数推定値ωｈを
求める。
【００９９】 ωｈ＝（ＫｐＳＬ＋ＫｉＳＬ／ｓ）＊ＨＹＯｈ （ＫｐＳＬ：比例ゲイン、ＫｉＳＬ：積分ゲイン、ｓ：
ラプラス演算子） このモータ回転子の角周波数推定値ωｈの積分値を、モ
ータ回転子の位置推定値θｈとして出力する。
【０１００】θｈ＝１／ｓ＊ωｈ （ｓ：ラプラス演算子） これにより、簡単な装置構成で、高精度の磁極位置推定
値を得ることが可能となる。上述したように、本実施の
形態によるモータ制御装置では、モータ１の出力トルク
を所望の値にするための電流を指令値通りに制御しなが
ら、モータ回転子の位置を回転センサなしに推定演算す
ることが可能となる。 （第３の実施の形態：請求項４に対応）図８は、本実施
の形態によるモータの制御装置におけるモータ回転子位
置推定手段１４の構成例を示す機能ブロック図であり、
図７と同一要素には同一符号を付してその説明を省略
し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【０１０１】すなわち、本実施の形態では、前記第２の
実施の形態のモータ制御装置を、永久磁石式リラクタン
スモータに適用する場合に、図８に示すように、モータ
回転子位置推定手段１４の構成要素である評価変数演算
手段で演算される評価変数を、前記ＰＷＭパターン発生
手段１１で重畳されるｄ軸正負パルスの正および負の各
時点におけるｑ軸電流変化率の差に、前記電流指令値に
応じて、永久磁石式リラクタンスモータの回転子磁気飽
和特性を考慮してあらかじめ記憶されている値を加算し
た値として出力するように構成している。
【０１０２】次に、以上のように構成した本実施の形態
によるモータ制御装置の作用について説明する。
【０１０３】なお、ＰＷＭパターン発生手段１１と、電
流座標変換手段１２と、ｄｑ軸電流変化率演算手段１３
と、電流制御手段１５の作用は、前記第２の実施の形態
と同様であるのでその説明を省略し、ここでは異なる部
分の作用についてのみ述べる。
【０１０４】図８において、モータ回転子位置推定手段
１４では、ｄｑ軸電流変化率演算手段１３から出力され
るｑ軸電流変化率ｄＩｑと、ＰＷＭパタ−ン発生手段１
１から出力されるＰＷＭ同期パルスＴＩＭｐｂと、ｄｑ
軸電流指令ＩｄＲｅｆ、ＩｑＲｅｆとを入力として、次
のような演算によりモータ回転子の位置推定値θｈを求
めて出力する。
【０１０５】ＰＷＭ同期パルスＴＩＭｐｂが１から０に
変化した時、ｑ軸電流変化率ｄＩｑをｄＩｑ１として記
憶ホールドする。
【０１０６】ｄＩｑ１＝ｄＩｑ ＰＷＭ同期パルスＴＩＭｐｂが０から１に変化した時、
ｑ軸電流変化率ｄＩｑをｄＩｑ２として記憶ホールドす
る。
【０１０７】ｄＩｑ２＝ｄＩｑ ｄｑ軸電流指令ＩｄＲｅｆ、ＩｑＲｅｆから、制御対象
である永久磁石式リラクタンスモータの回転子磁気飽和
特性を考慮してあらかじめ設定した式に従って、評価変
数バイアス値Ｈｂｉａｓを求める。
【０１０８】 Ｈｂｉａｓ＝Ｇ（ＩｄＲｅｆ、ＩｑＲｅｆ） （ＧはＩｄＲｅｆ、ＩｑＲｅｆの関数） さらに、このタイミングにて、次のような演算により評
価変数ＨＹＯを求め、ＨＹＯｈとして記憶ホールドす
る。
【０１０９】 ＨＹＯｈ＝（ｄＩｑ１−ｄＩｑ２）＋Ｈｂｉａｓ そして、この評価変数ＨＹＯｈがゼロとなるように、比
例積分制御によりモータ回転子の角周波数推定値ωｈを
求める。
【０１１０】 ωｈ＝（ＫｐＳＬ＋ＫｉＳＬ／ｓ）＊ＨＹＯｈ （ＫｐＳＬ：比例ゲイン、ＫｉＳＬ：積分ゲイン、ｓ：
ラプラス演算子） このモータ回転子の角周波数推定値ωｈの積分値を、モ
ータ回転子の位置推定値θｈとして出力する。
【０１１１】θｈ＝１／ｓ＊ωｈ （ｓ：ラプラス演算子） 図９は、本実施の形態におけるモータ回転子位置推定手
段１４での補正テーブルの必要性を説明するためのモー
タ回転子を示す模式図である。
【０１１２】上述したように、本実施の形態によるモー
タ制御装置では、永久磁石式リラクタンスモータを回転
センサなしに制御する場合に、トルクを出力するために
モータ１を流れる電流によって回転子鉄心が部分的に磁
気飽和し回転子磁気突極性が見かけ上ずれたのに起因し
て、モータ回転子位置の推定誤差が大きくなるのを修正
して、誤差の少ないモータ回転子の位置推定を行なうこ
とが可能となる。 （第４の実施の形態：請求項５に対応）図１０は、本実
施の形態によるモータ回転子に磁気的突極性を有し、直
流電力を交流電力に変換するインバータからの出力が供
給されるモータの制御装置の構成例を示す機能ブロック
図であり、図６と同一要素には同一符号を付してその説
明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【０１１３】すなわち、本実施の形態のモータ制御装置
は、図１０に示すように、前記図６にｄ軸電流加算平均
手段１６と、ｑ軸電流加算平均手段１７とを付加した構
成としている。ｄ軸電流加算平均手段１６は、前記電流
座標変換手段１２からの出力であるｄ軸電流の実際値を
入力とし、前記ＰＷＭパターン発生手段１１からの出力
であるＰＷＭパターンに基づくＰＷＭ周期間の平均値を
演算して出力する。
【０１１４】ｑ軸電流加算平均手段１７は、前記電流座
標変換手段１２からの出力であるｑ軸電流の実際値を入
力とし、前記ＰＷＭパターン発生手段１１からの出力で
あるＰＷＭパターンに基づくＰＷＭ周期間の平均値を演
算して出力する。
【０１１５】そして、このｄ軸電流加算平均手段１６お
よびｑ軸電流加算平均手段１７からの出力を、前記電流
制御手段１５にそれぞれ入力するように構成している。
【０１１６】次に、以上のように構成した本実施の形態
によるモータ制御装置の作用について説明する。
【０１１７】なお、ＰＷＭパターン発生手段１１と、電
流座標変換手段１２と、ｄｑ軸電流変化率演算手段１３
と、モータ回転子位置推定手段１４と、電流制御手段１
５の作用は、前記第２の実施の形態と同様であるのでそ
の説明を省略し、ここでは異なる部分の作用についての
み述べる。
【０１１８】図１０において、ｄ軸電流加算平均手段１
６では、電流座標変換手段１２から出力されるｄ軸電流
Ｉｄと、ＰＷＭパターン発生手段１１から出力されるＰ
ＷＭ同期パルスＴＩＭｐｂとを入力として、次のような
演算によりｄ軸電流平均値Ｉｄ２を求めて出力する。
【０１１９】
【数１２】
【０１２０】ＴＩＭｐｂが０から１に立ち上がる時、 Ｉｄ２＝０（上記積分を０にクリアする） ｑ軸電流加算平均手段１７では、電流座標変換手段１２
から出力されるｑ軸電流Ｉｑと、ＰＷＭパターン発生手
段１１から出力されるＰＷＭ同期パルスＴＩＭｐｂとを
入力として、次のような演算によりｑ軸電流平均値Ｉｑ
２を求めて出力する。
【０１２１】
【数１３】
【０１２２】ＴＩＭｐｂが０から１に立ち上がる時、 Ｉｑ２＝０（上記積分を０にクリアする） これにより、モータ回転子位置推定演算と電流制御演算
とが互いに相手に影響を及ぼさないようにすることが可
能となり、モータ回転子位置推定精度の向上と、電流制
御精度の向上を図ることができる。
【０１２３】上述したように、本実施の形態によるモー
タ制御装置では、モータ回転子の位置推定演算と電流制
御演算とを、お互いに相手に悪影響を及ぼさないように
行なうことができ、モータ回転子の位置推定精度の向上
と電流制御精度の向上を図ることが可能となる。
【０１２４】（第５の実施の形態：請求項６に対応）図
１１は、本実施の形態によるモータ回転子に磁気的突極
性を有し、直流電力を交流電力に変換するインバータか
らの出力が供給されるモータの制御装置の構成例を示す
機能ブロック図であり、図６と同一要素には同一符号を
付してその説明を省略し、ここでは異なる部分について
のみ述べる。
【０１２５】すなわち、本実施の形態のモータ制御装置
は、図１１に示すように、前記図６における電流制御手
段１５としては、前記ＰＷＭパターン発生手段１１から
の出力であるＰＷＭパターンに基づくＰＷＭ周期に同期
して離散時間毎にのみ動作するように構成としている。
次に、以上のように構成した本実施の形態によるモータ
制御装置の作用について説明する。
【０１２６】なお、ＰＷＭパターン発生手段１１と、電
流座標変換手段１２と、ｄｑ軸電流変化率演算手段１３
と、モータ回転子位置推定手段１４の作用は、前記第２
の実施の形態と同様であるのでその説明を省略し、ここ
では異なる部分の作用についてのみ述べる。
【０１２７】図１１において、電流制御手段１５では、
ｄｑ軸電流指令ＩｄＲｅｆ、ＩｑＲｅｆと、電流座標変
換手段１２から出力されるｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑと、Ｐ
ＷＭパターン発生手段１１から出力されるＰＷＭ同期パ
ルスＴＩＭｐｂとを入力として、次のような演算により
ｄｑ軸電圧指令ＶｄＲｅｆ、ＶｑＲｅｆを求めて出力す
る。
【０１２８】 ＴＩＭｐｂが０から１に変化した時、 ＳＫＢＮ＿Ｖｄ＝ＳＫＢＮ＿Ｖｄ＋（ＩｄＲｅｆ−Ｉｄ）×Ｋｉ×Ｔ ＳＫＢＮ＿Ｖｑ＝ＳＫＢＮ＿Ｖｑ＋（ＩｑＲｅｆ−Ｉｑ）×Ｋｉ×Ｔ ＶｄＲｅｆ＝Ｋｐ×（ＩｄＲｅｆ−Ｉｄ）＋ＳＫＢＮ＿Ｖｄ ＶｑＲｅｆ＝Ｋｐ×（ＩｑＲｅｆ−Ｉｑ）＋ＳＫＢＮ＿Ｖｑ （Ｋｐ：比例ゲイン、Ｋｉ：積分ゲイン、Ｔ：ＰＷＭ周期） ＴＩＭｐｂが上記以外の状態の時、 ＶｄＲｅｆ＝ＶｄＲｅｆ ＶｑＲｅｆ＝ＶｑＲｅｆ ＳＫＢＮ＿Ｖｄ＝ＳＫＢＮ＿Ｖｄ ＳＫＢＮ＿Ｖｑ＝ＳＫＢＮ＿Ｖｑ （変数保持） これにより、モータ回転子位置推定演算と電流制御演算
とが互いに相手に影響を及ぼさないようにすることが可
能となり、モータ回転子位置推定精度の向上と、電流制
御精度の向上を図ることができる。
【０１２９】上述したように、本実施の形態によるモー
タ制御装置では、モータ回転子の位置推定演算と電流制
御演算とを、お互いに相手に悪影響を及ぼさないように
行なうことができ、モータ回転子の位置推定精度の向上
と電流制御精度の向上を図ることが可能となる。 （第６の実施の形態：請求項７に対応）本実施の形態の
モータ制御装置は、前記第１の実施の形態のモータ制御
装置において、図１２にタイミングチャートを示すよう
に、前記ＰＷＭパターン発生手段１１におけるパルスの
幅を、前記インバータ２のＰＷＭ周期Ｔの整数倍に設定
し、当該倍率設定値を時間と共に可変する手段を付加し
た構成としている。次に、以上のように構成した本実施
の形態によるモータ制御装置の作用について説明する。
【０１３０】なお、電流座標変換手段１２と、ｄｑ軸電
流変化率演算手段１３と、モータ回転子位置推定手段１
４の作用は、前記第１の実施の形態と同様であるのでそ
の説明を省略し、ここでは異なる部分の作用についての
み述べる。
【０１３１】図１２において、ＰＷＭパターン発生手段
１１では、モータ回転子位置推定手段１４から出力され
るモータ回転子の位置推定値θｈを入力として、次のよ
うな演算によりＰＷＭパターンを出力する。
【０１３２】図２は、ＰＷＭパターン発生手段１１にお
ける電圧空間ベクトルを示す図である。図２において、
Ｖ０〜Ｖ７はそれぞれ図３に示す３相インバータ２のス
イッチング素子のスイッチング状態を表わしており、下
記の通りに定義する。
【０１３３】 Ｖ０：Ｕオン、Ｖオン、Ｗオン、Ｘオフ、Ｙオフ、Ｚオフ Ｖ１：Ｕオン、Ｖオフ、Ｗオフ、Ｘオフ、Ｙオン、Ｚオン Ｖ２：Ｕオン、Ｖオン、Ｗオフ、Ｘオフ、Ｙオフ、Ｚオン Ｖ３：Ｕオフ、Ｖオン、Ｗオフ、Ｘオン、Ｙオフ、Ｚオン Ｖ４：Ｕオフ、Ｖオン、Ｗオン、Ｘオン、Ｙオフ、Ｚオフ Ｖ５：Ｕオフ、Ｖオフ、Ｗオン、Ｘオン、Ｙオン、Ｚオフ Ｖ６：Ｕオン、Ｖオフ、Ｗオン、Ｘオフ、Ｙオン、Ｚオフ Ｖ７：Ｕオフ、Ｖオフ、Ｗオフ、Ｘオン、Ｙオン、Ｚオン パルス幅倍率設定値Ｐｎｕｍを、次のように設定する。
【０１３４】Ｐｎｕｍ＝Ｐｎｕｍ＋１ Ｐｎｕｍ＞４の時、Ｐｎｕｍ＝０ 上記設定式により、パルス幅倍率設定値Ｐｎｕｍは図１
１に示すように、Ｐｎｕｍ＝１→２→３→１→２→３→
１…となる。
【０１３５】このパルス幅設定倍率設定値Ｐｎｕｍに従
って、１と０を１：１の時間比率で切り替わるＰＷＭ同
期パルスＴＩＭｐｂを、次のような式で定義する。
【０１３６】［１］Ｐｎｕｍ＝１の時、 時刻ｔｉｍｅが、 ０＜ｔｉｍｅ＜Ｔ／２の時、ＴＩＭｐｂ＝１ Ｔ／２＜ｔｉｍｅ＜Ｔの時、ＴＩＭｐｂ＝０ ［２］Ｐｎｕｍ＝２の時、 時刻ｔｉｍｅが、 ０＜ｔｉｍｅ＜Ｔの時、ＴＩＭｐｂ＝１ Ｔ＜ｔｉｍｅ＜２Ｔの時、ＴＩＭｐｂ＝０ ［３］Ｐｎｕｍ＝３の時、 ０＜ｔｉｍｅ＜１．５Ｔの時、ＴＩＭｐｂ＝１ １．５Ｔ＜ｔｉｍｅ＜３Ｔの時、ＴＩＭｐｂ＝０ モータ回転子の位置推定値θｈが、ＰＷＭ電圧空間ベク
トル（図２）上のどの領域にあるかに応じて以下のよう
に条件分岐し、図４の例に示すように、各電圧ベクトル
の時間比率を次のような演算により求めて出力する。
【０１３７】［１］０＜θＨ＜π／３の時、ＴＩＭｐｂ
＝１の時、
【０１３８】
【数１４】
【０１３９】ＴＩＭｐｂ＝０の時、
【０１４０】
【数１５】
【０１４１】これらの電圧ベクトルを、次のような順番
で順次出力する。
【０１４２】Ｖ１→Ｖ２→Ｖ０→Ｖ４→Ｖ５→Ｖ７ ［２］π／３＜θＨ＜２π／３の時、ＴＩＭｐｂ＝１の
時、
【０１４３】
【数１６】
【０１４４】ＴＩＭｐｂ＝０の時、
【０１４５】
【数１７】
【０１４６】これらの電圧ベクトルを、次のような順番
で順次出力する。
【０１４７】Ｖ３→Ｖ２→Ｖ０→Ｖ６→Ｖ５→Ｖ７ ［３］２π／３＜θＨ＜πの時、ＴＩＭｐｂ＝１の時、
【０１４８】
【数１８】
【０１４９】ＴＩＭｐｂ＝０の時、
【０１５０】
【数１９】
【０１５１】これらの電圧ベクトルを、次のような順番
で順次出力する。
【０１５２】Ｖ３→Ｖ４→Ｖ０→Ｖ６→Ｖ１→Ｖ７ ［４］π＜θＨ＜４π／３の時、ＴＩＭｐｂ＝１の時、
【０１５３】
【数２０】
【０１５４】ＴＩＭｐｂ＝０の時、
【０１５５】
【数２１】
【０１５６】これらの電圧ベクトルを、次のような順番
で順次出力する。
【０１５７】Ｖ５→Ｖ４→Ｖ０→Ｖ２→Ｖ１→Ｖ７ ［５］４π／３＜θＨ＜５π／３の時、ＴＩＭｐｂ＝１
の時、
【０１５８】
【数２２】
【０１５９】ＴＩＭｐｂ＝０の時、
【０１６０】
【数２３】
【０１６１】これらの電圧ベクトルを、次のような順番
で順次出力する。
【０１６２】Ｖ５→Ｖ６→Ｖ０→Ｖ２→Ｖ３→Ｖ７ ［６］５π／３＜θＨ＜２πの時、ＴＩＭｐｂ＝１の
時、
【０１６３】
【数２４】
【０１６４】ＴＩＭｐｂ＝０の時、
【０１６５】
【数２５】
【０１６６】これらの電圧ベクトルを、次のような順番
で順次出力する。
【０１６７】Ｖ１→Ｖ６→Ｖ０→Ｖ４→Ｖ３→Ｖ７ これにより、モータ回転子位置推定のために印加するパ
ルス電圧に起因して発生するモータ１電磁騒音の周波数
スペクトラムが一定値固定でなく、時間的に分散させる
ことが可能となり、聴感上の低騒音化を図ることができ
る。
【０１６８】上述したように、本実施の形態によるモー
タ制御装置では、モータ回転子の位置推定のために印加
するパルス電圧に起因して発生するモータ１電磁騒音の
周波数スペクトラムが一定値固定でなく、時間的に分散
させることが可能となり、聴感上低騒音化を図ることが
可能となる。 （第７の実施の形態：請求項８に対応）本実施の形態で
は、前記第２の実施の形態のモータ制御装置を、永久磁
石式リラクタンスモータに適用する場合に、図１３に示
すように、前記ＰＷＭパターン発生手段１１で重畳され
るｄ軸正負パルスの振幅を、前記電流指令値に応じて、
永久磁石式リラタタンスモータの回転子磁気飽和特性を
考慮してあらかじめ記憶されている値に可変設定するよ
うに構成している。
【０１６９】次に、以上のように構成した本実施の形態
によるモータ制御装置の作用について説明する。
【０１７０】なお、電流座標変換手段１２と、ｄｑ軸電
流変化率演算手段１３と、モータ回転子位置推定手段１
４と、電流制御手段１５の作用は、前記第２の実施の形
態と同様であるのでその説明を省略し、ここでは異なる
部分の作用についてのみ述べる。
【０１７１】図１３において、ＰＷＭパターン発生手段
１１では、電流制御手段１５から出力されるｄｑ軸電圧
指令ＶｄＲｅｆ、ＶｑＲｅｆと、モータ回転子位置推定
手段１４から出力されるモータ回転子位置推定値θｈ
と、ｄｑ軸電流指令ＩｄＲｅｆ、ＩｑＲｅｆとを入力と
して、次のような演算によりＵＶＷの３相ＰＷＭパター
ンを求めて出力する。
【０１７２】ＰＷＭ周期Ｔの中で、１と０を１：１の時
間比率で切り替わるＰＷＭ同期パルスＴＩＭｐｂを、図
４に示す通り次のような式で定義する。
【０１７３】時刻ｔｉｍｅが、 ０＜ｔｉｍｅ＜Ｔ／２の時、ＴＩＭｐｂ＝１ Ｔ／２＜ｔｉｍｅ＜Ｔの時、ＴＩＭｐｂ＝０ このＰＷＭ同期パルスＴＩＭｐｂの値に従って、ｄ軸電
圧指令ＶｄＲｅｆに次のような修正を施して、新たなｄ
軸電圧指令Ｖｄを求める。
【０１７４】また、電流指令Ｉ１Ｒｅｆを、次のように
な演算により求める。
【０１７５】
【数２６】
【０１７６】この電流指令Ｉ１Ｒｅｆに従ってｄ軸電圧
パルス振幅Ｖｋを、次のような演算により求める。
【０１７７】Ｖｋ＝Ｖｋ０＋ａ×Ｉ１Ｒｅｆ （Ｖｋ０、ａは定数） ＴＩＭｐｂ＝１の時、Ｖｄ＝ＶｄＲｅｆ＋Ｖｋ ＴＩＭｐｂ＝０の時、Ｖｄ＝ＶｄＲｅｆ−Ｖｋ Ｖｑ＝ＶｑＲｅｆ この新たな電圧指令Ｖｄ、Ｖｑから３相ＰＷＭパターン
を求める方法としては、従来から一般的に行なわれてい
るような、空間ベクトル変調、三角波比較変調等がある
が、ここでは三角波比較変調を例にとって説明する。
【０１７８】すなわち、ｄｑ軸電圧指令Ｖｄ、Ｖｑから
３相電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを、次のような演算によ
り求める。
【０１７９】Ｖ１＝√（Ｖｄ2 +Ｖｑ2 ） δＶ＝ｔａｎ-1（Ｖｑ／Ｖｄ） Ｖｕ＝√（２／３）・Ｖ１・ｃｏｓ（θｈ＋δＶ） Ｖｖ＝√（２／３）・Ｖ１・ｃｏｓ（θｈ＋δＶ−２π
／３） Ｖｗ＝√（２／３）・Ｖ１・ｃｏｓ（θｈ＋δＶ−４π
／３） 三角波比較のための三角波ＴＲＩを、次のような演算に
より求める。
【０１８０】ＴＩＭｐｂが０から１に変化した時の時刻
をｔ＝０と定義する。
【０１８１】
【数２７】
【０１８２】３相ＰＷＭパターンＶｕＰＷＭ、ＶｖＰＷ
Ｍ、ＶｗＰＷＭを、次のような大小比較により求めて出
力する。
【０１８３】 Ｖｕ＞ＴＲＩの時、ＶｕＰＷＭ＝１、それ以外の時ＶｕＰＷＭ＝０ Ｖｖ＞ＴＲＩの時、ＶｖＰＷＭ＝１、それ以外の時ＶｖＰＷＭ＝０ Ｖｗ＞ＴＲＩの時、ＶｗＰＷＭ＝１、それ以外の時ＶｗＰＷＭ＝０ これにより、モータ１の回転子鉄心の磁気飽和が小さい
ために突極性の大きい低電流運転時には、印加パルスの
振幅を小さくすることにより流れる電流の銅損、電磁騒
音を低減することができ、モータ１の回転子鉄心の磁気
飽和が大きいために突極性が小さくなる大電流運転時に
は、印加パルスの振幅を大きくすることにより確実なモ
ータ回転子の位置推定を行なうことができる。
【０１８４】上述したように、本実施の形態によるモー
タ制御装置では、永久磁石式リラクタンスモータの回転
子鉄心の磁気飽和が小さいため突極性の大きい低電流運
転時には、印加パルスの振幅を小さくすることによっ
て、流れる電流の銅損、電磁騒音を低減することがで
き、永久磁石式リラクタンスモータの回転子鉄心の磁気
飽和が大きいために突極性が小さくなる大電流運転時に
は、印加パルスの振幅を大きくすることによって、確実
なモータ回転子の位置推定を行なうことが可能となる。
【０１８５】（その他の実施の形態）尚、本発明は、上
記各実施の形態に限定されるものではなく、実施段階で
はその要旨を逸脱しない範囲で、種々に変形して実施す
ることが可能である。また、各実施の形態は可能な限り
適宜組合わせて実施してもよく、その場合には組合わせ
た作用効果を得ることができる。さらに、上記各実施の
形態には種々の段階の発明が含まれており、開示される
複数の構成要件における適宜な組合わせにより、種々の
発明を抽出することができる。例えば、実施の形態に示
される全構成要件から幾つかの構成要件が削除されて
も、発明が解決しようとする課題の欄で述べた課題（の
少なくとも一つ）が解決でき、発明の効果の欄で述べら
れている効果（の少なくとも一つ）が得られる場合に
は、この構成要件が削除された構成を発明として抽出す
ることができる。
【０１８６】
【発明の効果】以上説明したように、本発明のモータ制
御装置によれば、回転子位置センサを用いることなく簡
単な装置構成で高精度にモータ回転子の位置を把握し
て、小型化、低コスト化、ならびにメンテナンスの容易
化を図ることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるモータ制御装置の第１の実施の形
態を示す機能ブロック図。
【図２】同第１の実施の形態のモータ制御装置のＰＷＭ
パターン発生手段におけるＰＷＭ電圧空間べクトルを説
明するための図。
【図３】同第１の実施の形態のモータ制御装置における
３相ＰＷＭインバータを説明するための図。
【図４】同第１の実施の形態のモータ制御装置における
ＰＷＭパターン発生手段でのタイミングチャート図。
【図５】同第１の実施の形態のモータ制御装置における
モータ回転子位置推定手段の構成例を示す機能ブロック
図。
【図６】本発明によるモータ制御装置の第２の実施の形
態を示す機能ブロック図。
【図７】同第２の実施の形態のモータ制御装置における
モータ回転子位置推定手段の構成例を示す機能ブロック
図。
【図８】本発明によるモータ制御装置の第３の実施の形
態を示す機能ブロック図。
【図９】同第３の実施の形態のモータ制御装置における
モータ回転子位置推定手段での補正テーブルの必要性を
説明するためのモータ回転子を示す模式図。
【図１０】本発明によるモータ制御装置の第４の実施の
形態を示す機能ブロック図。
【図１１】本発明によるモータ制御装置の第５の実施の
形態を示す機能ブロック図。
【図１２】本発明による第６の実施の形態のモータ制御
装置のＰＷＭパターン発生手段におけるＰＷＭ同期パル
スのタイミングチャートを示す図。
【図１３】本発明による第７の実施の形態のモータ制御
装置におけるＰＷＭパターン発生手段でのｄ軸パルス振
幅の変化を説明するための図。
【図１４】永久磁石同期モータの基本的な制御構成を示
すブロック図。
【図１５】ベクトル制御による従来の永久磁石同期モー
タの制御装置の構成例を示す機能ブロック図。
【符号の説明】
１…モータ ２…インバータ １１…ＰＷＭパターン発生手段 １２…電流座標変換手段 １３…ｄｑ軸電流変化率演算手段 １４…モータ回転子位置推定手段 １５…電流制御手段 １６…ｄ軸電流加算平均手段 １７…ｑ軸電流加算平均手段 ＩｄＲｅｆ、ＩｑＲｅｆ…ｄ軸電流指令、ｑ軸電流指令 ＶｄＲｅｆ、ＶｑＲｅｆ…ｄ軸電圧指令、ｑ軸電圧指令 Ｉｕ、Ｉｗ…電流検出値 θｈ…モータ回転子の位置推定値 ωｈ…モータ回転子の回転角速度推定値。

Claims (8)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 モータ回転子に磁気的突極性を有し、直
    流電力を交流電力に変換するインバータからの出力が供
    給されるモータの制御装置において、 前記インバータのパルス幅変調（ＰＷＭ）周期と同期
    し、かつ前記モータ回転子の位置推定値に応じたパルス
    を出力するようにＰＷＭパターンを演算して出力するＰ
    ＷＭパターン発生手段と、 前記モータの３相電流を、前記モータ回転子の位置推定
    値を用いて、ｄｑ座標軸（ｑ軸：モータ回転子突極方
    向、ｄ軸：モータ回転子突極方向と直角方向）での値で
    ある前記ｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値に変換して出
    力する電流座標変換手段と、 前記ＰＷＭパターン発生手段からの出力であるＰＷＭパ
    ターンと同期して、前記電流座標変換手段からの出力で
    あるｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値の時間変化率をそ
    れぞれ演算して出力するｄｑ軸電流変化率演算手段と、 前記ＰＷＭパターン発生手段からの出力であるＰＷＭパ
    ターンと、前記ｄｑ軸電流変化率演算手段からの出力で
    あるｄ軸電流変化率およびｑ軸電流変化率とを用いて、
    前記モータ回転子の位置を推定演算し前記モータ回転子
    の位置推定値として出力するモータ回転子位置推定手段
    と、 を備えて成ることを特徴とするモータ制御装置。
  2. 【請求項２】 モータ回転子に磁気的突極性を有し、直
    流電力を交流電力に変換するインバータからの出力が供
    給されるモータの制御装置において、 前記モータのｄ軸電流およびｑ軸電流（ｑ軸：モータ回
    転子突極方向、ｄ軸：モータ回転子突極方向と直角方
    向）の実際値が電流指令値に追従するように、前記イン
    バータ出力のｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を操作す
    る電流制御手段と、 前記電流制御手段からの出力であるｄ軸電圧指令および
    ｑ軸電圧指令と、前記モータ回転子の位置推定値とを用
    いて、当該モータ回転子の位置推定値から求められる推
    定ｄ軸方向に前記インバータのパルス幅変調（ＰＷＭ）
    周期と同一のｄ軸正負パルスを、前記ｄ軸電圧指令およ
    びｑ軸電圧指令に重畳するようにＰＷＭパターンを演算
    して出力するＰＷＭパターン発生手段と、 前記モータの３相電流を、前記モータ回転子の位置推定
    値を用いて、ｄｑ座標軸での値である前記ｄ軸電流およ
    びｑ軸電流の実際値に変換する電流座標変換手段と、 前記ＰＷＭパターン発生手段からの出力であるＰＷＭパ
    ターンと同期して、前記電流座標変換手段からの出力で
    あるｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値の時間変化率をそ
    れぞれ演算して出力するｄｑ軸電流変化率演算手段と、 前記ＰＷＭパターン発生手段からの出力であるＰＷＭパ
    ターンと、前記ｄｑ軸電流変化率演算手段からの出力で
    あるｄ軸電流変化率およびｑ軸電流変化率とを用いて、
    前記モータ回転子の位置を推定演算し前記モータ回転子
    の位置推定値として出力するモータ回転子位置推定手段
    と、 を備えて成ることを特徴とするモータ制御装置。
  3. 【請求項３】 前記請求項２に記載のモータ制御装置に
    おいて、 前記モータ回転子位置推定手段としては、 前記ｄｑ軸電流変化率演算手段からの出力であるｑ軸電
    流変化率を入力として、前記ＰＷＭパターン発生手段で
    重畳されるｄ軸正負パルスの正および負の各時点におけ
    るｑ軸電流変化率の差を演算し評価変数として出力する
    評価変数演算手段と、 前記評価変数演算手段からの出力である評価変数がゼロ
    となるように、前記モータ回転子の位置を修正演算する
    回転子位置推定手段と、 から構成したことを特徴とするモータ制御装置。
  4. 【請求項４】 前記請求項３に記載のモータ制御装置
    を、永久磁石式リラクタンスモータに適用する場合に、 前記モータ回転子位置推定手段の構成要素である評価変
    数演算手段で演算される評価変数を、前記ＰＷＭパター
    ン発生手段で重畳されるｄ軸正負パルスの正および負の
    各時点におけるｑ軸電流変化率の差に、前記電流指令値
    に応じて、前記永久磁石式リラクタンスモータの回転子
    磁気飽和特性を考慮してあらかじめ記憶されている値を
    加算した値として出力するようにしたことを特徴とする
    モータ制御装置。
  5. 【請求項５】 前記請求項２に記載のモータ制御装置に
    おいて、 前記電流座標変換手段からの出力であるｄ軸電流および
    ｑ軸電流の実際値を入力とし、前記ＰＷＭパターン発生
    手段からの出力であるＰＷＭパターンに基づくＰＷＭ周
    期間の平均値をそれぞれ演算して出力するｄ軸電流加算
    平均手段およびｑ軸電流加算平均手段を付加し、 前記ｄ軸電流加算平均手段およびｑ軸電流加算平均手段
    からの出力を前記電流制御手段にそれぞれ入力するよう
    にしたことを特徴とするモータ制御装置。
  6. 【請求項６】 前記請求項２に記載のモータ制御装置に
    おいて、 前記電流制御手段としては、前記ＰＷＭパターン発生手
    段からの出力であるＰＷＭパターンに基づくＰＷＭ周期
    に同期して離散時間毎にのみ動作するようにしたことを
    特徴とするモータ制御装置。
  7. 【請求項７】 前記請求項１に記載のモータ制御装置に
    おいて、 前記ＰＷＭパターン発生手段におけるパルスの幅を、前
    記インバータのパルス幅変調（ＰＷＭ）周期の整数倍に
    設定し、当該倍率設定値を時間と共に可変する手段を付
    加して成ることを特徴とするモータ制御装置。
  8. 【請求項８】 前記請求項２に記載のモータ制御装置
    を、永久磁石式リラクタンスモータに適用する場合に、 前記ＰＷＭパターン発生手段で重畳されるｄ軸正負パル
    スの振幅を、前記電流指令値に応じて、前記永久磁石式
    リラタタンスモータの回転子磁気飽和特性を考慮してあ
    らかじめ記憶されている値に可変設定するようにしたこ
    とを特徴とするモータ制御装置。
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