JP4619040B2 - 電動駆動制御装置、電動駆動制御方法及びプログラム - Google Patents

Description

本発明は、電動駆動制御装置、電動駆動制御方法及びプログラムに関するものである。

従来、車両、例えば、電動車両としての電気自動車に搭載され、電動機械としての駆動モータのトルクである駆動モータトルクを発生させるようにした電動駆動装置においては、前記駆動モータトルクを駆動輪に伝達して駆動力を発生させるようにしている。

また、電動車両としてのハイブリッド型車両に搭載され、エンジンのトルクであるエンジントルクの一部を第１の電動機械としての発電機（発電機モータ）に、残りを駆動輪に伝達するようにした電動駆動装置においては、サンギヤ、リングギヤ及びキャリヤを備えたプラネタリギヤユニットを有し、前記キャリヤとエンジンとを連結し、リングギヤと駆動輪とを連結し、サンギヤと発電機とを連結し、前記リングギヤ及び第２の電動機械としての駆動モータから出力された回転を駆動輪に伝達して駆動力を発生させるようにしている。

また、前記電気自動車には電動機械制御装置として駆動モータ制御装置が、前記ハイブリッド型車両には第１の電動機械制御装置として発電機制御装置が、第２の電動機械制御装置として駆動モータ制御装置がそれぞれ配設され、発電機制御装置及び駆動モータ制御装置において発生させられたＵ相、Ｖ相及びＷ相のパルス幅変調信号をインバータに送り、該インバータにおいて発生させられた相電流、すなわち、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の電流を前記発電機及び駆動モータの各ステータコイルに供給することによって、非同期ＰＷＭ制御を行い、発電機を駆動して、発電機のトルクである発電機トルクを発生させたり、前記駆動モータを駆動して駆動モータトルクを発生させたりするようになっている。

ところで、例えば、前記駆動モータ制御装置においては、ロータの磁極位置に基づいて、ロータにおける磁極対の方向にｄ軸を、該ｄ軸と直角の方向にｑ軸をそれぞれ採り、ｄ−ｑ軸上でベクトル制御演算によるフィードバック制御が行われるようになっている。

そのために、前記駆動モータ制御装置は、各ステータコイルに供給される電流、ロータの磁極位置、インバータの入口側の直流電圧等を検出し、検出された電流、すなわち、検出電流を磁極位置に基づいてｄ軸電流及びｑ軸電流に変換し、前記直流電圧、駆動モータトルクの目標値を表す駆動モータ目標トルク等に基づいてｄ軸電流及びｑ軸電流の目標値を表すｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値を算出する。そして、前記駆動モータ制御装置は、ｄ軸電流とｄ軸電流指令値との偏差、及びｑ軸電流とｑ軸電流指令値との偏差が零（０）になるようにｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値を発生させ、該ｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値を、前記磁極位置に基づいてＵ相、Ｖ相及びＷ相の電圧指令値に変換することによって各電圧指令値を発生させ、該各電圧指令値に基づいて前記各パルス幅変調信号を発生させる。

なお、前記ベクトル制御演算を行うに当たり、ｄ−ｑ軸上の電圧方程式に基づいてｄ軸電流及びｑ軸電流を推定し、推定されたｄ軸電流及びｑ軸電流を使用して、前記各偏差を算出したり、駆動モータのｄ軸インダクタンスＬｄ及びｑ軸インダクタンスＬｑをパラメータとして使用し、ｄ軸電流とｑ軸電流とが干渉するのを防止したりして、フィードバック制御の精度を高くするようにしている（例えば、特許文献１参照。）。

ところで、駆動モータとして、マグネットトルク及びリラクタンストルクを併用したモータを使用した場合、ロータのｄ軸上にマグネットトルクを発生させるための永久磁石が、ｑ軸上にリラクタンストルクを発生させるための突極が配設され、ステータコイルに電流が供給されることによって形成される電磁石の位置を表す電流位相を変化させることにより、前記マグネットトルク及びリラクタンストルクが変化させられる。

そして、特に、突極の形状が非対称にされたモータ、すなわち、非対称突極モータを使用すると、マグネットトルクを十分に利用し、かつ、マグネットトルクとリラクタンストルクとを加算した合計トルクを十分に発生させることができ、また、弱め界磁制御を行う際の電流位相を小さくし、合計トルクが小さくなるのを防止することができる（例えば、特許文献２参照。）。
特開平５−１３０７１０号公報 特開２００４−３２９４７号公報

しかしながら、前記従来の駆動モータ制御装置においては、駆動モータとして非対称突極モータを使用した場合、突極の形状が対称にされたモータ、すなわち、対称突極モータを使用した場合と電気的特性が異なるので、前記電圧方程式に基づいてｄ軸電流及びｑ軸電流の推定、ｄ軸電流とｑ軸電流との非干渉化並びに逆起電圧の補償を行うと、フィードバック制御において、追従性が低下したり、オーバシュートが発生したりして、過渡特性が低下してしまう。

本発明は、前記従来の駆動モータ制御装置の問題点を解決して、駆動モータとして非対称突極モータを使用した場合に、フィードバック制御において過渡特性が低下するのを防止することができる電動駆動制御装置、電動駆動制御方法及びプログラムを提供することを目的とする。

そのために、本発明の電動駆動制御装置においては、突極の形状が非対称にされた電動機械と、該電動機械に供給される電流を検出する電流検出部と、該電流検出部による検出電流を軸電流に変換する相変換処理手段と、前記軸電流及び軸電流の電流指令値に基づいて、前記電動機械を駆動するための電圧指令値を発生させる電流制御処理手段とを有する。

そして、該電流制御処理手段は、前記検出電流、及び前記突極の開き角度の中心に対する、突極に発生する磁束密度分布の中心のずれ角に対応させて前記電圧指令値を発生させる。

本発明の電動駆動制御方法においては、突極の形状が非対称にされた電動機械に供給される電流を検出し、検出電流を軸電流に変換し、該軸電流及び軸電流の電流指令値に基づいて、前記電動機械を駆動するための電圧指令値を発生させる。

そして、該電圧指令値は、前記検出電流、及び前記突極の開き角度の中心に対する、突極に発生する磁束密度分布の中心のずれ角に対応させて発生させられる。

本発明のプログラムにおいては、コンピュータを、電流検出部による検出電流を軸電流に変換する相変換処理手段、並びに前記軸電流及び軸電流の電流指令値に基づいて、突極の形状が非対称にされた電動機械を駆動するための電圧指令値を発生させる電流制御処理手段として機能させる。

そして、該電流制御処理手段は、前記検出電流、及び前記突極の開き角度の中心に対する、突極に発生する磁束密度分布の中心のずれ角に対応させて前記電圧指令値を発生させる。

本発明によれば、電動駆動制御装置においては、突極の形状が非対称にされた電動機械と、該電動機械に供給される電流を検出する電流検出部と、該電流検出部による検出電流を軸電流に変換する相変換処理手段と、前記軸電流及び軸電流の電流指令値に基づいて、前記電動機械を駆動するための電圧指令値を発生させる電流制御処理手段とを有する。

そして、該電流制御処理手段は、前記検出電流、及び前記突極の開き角度の中心に対する、突極に発生する磁束密度分布の中心のずれ角に対応させて前記電圧指令値を発生させる。

この場合、前記電流制御処理手段において、前記検出電流、及び前記突極の開き角度の中心に対する、突極に発生する磁束密度分布の中心のずれ角に対応させて電圧指令値が発生させられるので、突極の形状が対称にされた電気機械を使用した場合と電気的特性が同じになる。

したがって、フィードバック制御において、追従性が低下したり、オーバシュートが発生したりすることがなくなるので、過渡特性が低下するのを防止することができる。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。この場合、電動車両としての電気自動車に搭載され、電動機械としての駆動モータのトルクである駆動モータトルクを発生させるようにした電動駆動装置、及びその制御を行うための電動駆動制御装置について説明する。

図１は本発明の第１の実施の形態における電動駆動制御装置のブロック図、図２は本発明の第１の実施の形態における電動駆動制御装置の概念図、図３は本発明の第１の実施の形態における駆動モータの要部を示す図、図４は本発明の第１の実施の形態における座標表記の概念図である。なお、説明の便宜上、図１において、インバータ４０及びドライブ回路５１は省略されている。

図において、３１は駆動モータであり、該駆動モータ３１として非対称突極モータが使用される。前記駆動モータ３１は、例えば、電気自動車の駆動軸等に取り付けられ、回転自在に配設されたロータ１６、及び該ロータ１６より径方向外方に配設されたステータ１８を備える。前記ロータ１６は、ロータコア１９、及びロータコア１９の円周方向における複数箇所に等ピッチで配設された永久磁石２０を備え、該永久磁石２０のＳ極及びＮ極によって磁極対が構成される。また、前記ステータ１８は、円周方向における複数箇所に、径方向内方に向けて突出させてティース２５が形成されたステータコア２６、並びに前記ティース２５に巻装されたＵ相、Ｖ相及びＷ相のコイルとしてのステータコイル１１〜１３を備える。

前記ロータ１６の出力軸に、ロータ１６の磁極位置θを検出するための磁極位置検出部としてパルス発生型の磁極位置センサ２１が配設され、該磁極位置センサ２１は、センサ出力として磁極位置信号ＳＧθを発生させ、電動機械制御装置としての駆動モータ制御装置４５に送る。

そして、前記駆動モータ３１を駆動して電気自動車を走行させるために、バッテリ１４からの直流の電流が、電流発生装置としてのインバータ４０によって相電流、すなわち、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに変換され、各相の電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗはそれぞれ各ステータコイル１１〜１３に供給される。

そのために、前記インバータ４０は、６個のスイッチング素子としてのトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６を備え、ドライブ回路５１において発生させられた駆動信号を各トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６に送り、各トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６を選択的にオン・オフさせることによって、前記各相の電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを発生させることができるようになっている。前記インバータ４０として、２〜６個のスイッチング素子を一つのパッケージに組み込むことによって形成されたＩＧＢＴ等のパワーモジュールを使用したり、ＩＧＢＴにドライブ回路等を組み込むことによって形成されたＩＰＭを使用したりすることができる。

前記バッテリ１４からインバータ４０に電流を供給する際の入口側に電圧検出部としての電圧センサ１５が配設され、該電圧センサ１５は、インバータ４０の入口側の直流電圧Ｖｄｃを検出し、駆動モータ制御装置４５に送る。なお、直流電圧Ｖｄｃとしてバッテリ電圧を使用することもでき、その場合、前記バッテリ１４に電圧検出部としてバッテリ電圧センサが配設される。

なお、前記駆動モータ３１、インバータ４０、ドライブ回路５１、図示されない駆動輪等によって電動駆動装置が構成される。また、１７はコンデンサである。

ところで、前記ステータコイル１１〜１３はスター結線されているので、各相のうちの二つの相の電流の値が決まると、残りの一つの相の電流の値も決まる。したがって、各相の電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを制御するために、例えば、Ｕ相及びＶ相のステータコイル１１、１２のリード線に、Ｕ相及びＶ相の電流Ｉｕ、Ｉｖを検出する電流検出部としての電流センサ３３、３４が配設され、該電流センサ３３、３４は、検出された電流を検出電流ｉｕ、ｉｖとして駆動モータ制御装置４５に送る。

該駆動モータ制御装置４５には、コンピュータとして機能する図示されないＣＰＵのほかに、データを記録したり、各種のプログラムを記録したりするためのＲＡＭ、ＲＯＭ等の図示されない記録装置が配設され、前記ＲＯＭに電流指令値マップが設定される。なお、ＣＰＵに代えてＭＰＵを使用することができる。

そして、前記ＲＯＭには、各種のプログラム、データ等が記録されるようになっているが、プログラム、データ等を、外部記憶装置として配設されたハードディスク等の他の記録媒体に記録することもできる。その場合、例えば、前記駆動モータ制御装置４５にフラッシュメモリを配設し、前記記録媒体から前記プログラム、データ等を読み出してフラッシュメモリに記録する。したがって、外部の記録媒体を交換することによって、前記プログラム、データ等を更新することができる。

また、２２はアクセル操作部としてのアクセルペダル２３に隣接させて配設されたアクセルセンサであり、該アクセルセンサ２２によってアクセルペダル２３の操作量（踏込量）を表すアクセル開度αが検出される。

次に、前記駆動モータ３１について詳細に説明する。

前記ロータコア１９は、磁性体等、例えば、鋼材によって形成された環状の本体部５０、該本体部５０より径方向外方において、前記永久磁石２０を包囲して形成された磁石部としての保持部６５、及び前記各永久磁石２０間の中央に等ピッチで形成された突極５７を備え、永久磁石２０と突極５７との間に溝５８、５９が形成される。該保持部６５は、ロータ１６が回転させられたときに、遠心力に抗して永久磁石２０を保持する。

前記ロータ１６の円周方向において、前記突極５７の開き角度の中心を表す線、すなわち、中心線（ロータ１６の回転方向における突極５７の開き角度の中心とロータ１６の軸心とを結ぶ線）をε１とし、永久磁石２０の開き角度の中心線（ロータ１６の回転方向における永久磁石２０の開き角度の中心とロータ１６の軸心とを結ぶ線）をε２としたとき、前記中心線ε１は、二つの中心線ε２の成す角の中心線と一致させられる。

前記永久磁石２０は、前記中心線ε２によって設定されるｄ軸上に形成され、ステータコイル１１〜１３に電流が供給されることによって形成される電磁石の位置を表す電流位相βを変化させることにより、マグネットトルクを発生させる。また、突極５７は、前記中心線ε１によって設定されるｑ軸上に形成され、前記電流位相βを変化させることによってリラクタンストルクを発生させる。ｑ軸はｄ軸から電気角で９０〔°〕進んだ位置に設定される。

ところで、前記突極５７の形状は、前記中心線ε１に対して非対称にされ、永久磁石２０の回転方向（矢印Ａ方向）における下流側を前方（図３において右方）とし、上流側を後方（図３において左方）としたとき、突極５７の外周縁における前方の所定の領域、本実施の形態においては、突極５７の前端（図３において右端）から中心線ε１よりわずかに前方に設定された箇所までの第１の領域（主として突極５７の前半部）に、後方に向けて斜めに立ち上がるテーパ部が形成され、前記第１の領域の後端（図３において左端）から突極５７の後端までの第２の領域（主として突極５７の後半部）に、ロータ１６の円周方向に沿って延びる平坦（たん）部が形成される。

この場合、前記永久磁石２０は、磁束の通りやすさからみてエアギャップと等価であるのに対して、突極５７は、本体部５０と一体に、磁性体、例えば、鋼材によって形成されるので、ステータコア２６に向けて、すなわち、径方向外方に向けて突出させられている量が多い分だけエアギャップが小さくなる。

したがって、前記第１の領域にテーパ部が形成されることによって、ロータ１６とステータ１８との間のエアギャップは、前記ロータ１６の回転方向における中心線ε１より下流側において大きくされる。

そして、突極５７の全体からみると、ステータコイル１１〜１３の巻線にｑ軸電流ｉｑを流すことによる起磁力によって、突極５７に発生する磁束密度分布の中心が、突極５７の開き角度の中心からロータ１６の回転方向に対して逆方向に、所定のずれ角、本実施の形態においては、角度δだけずらされる（オフセットされる）。なお、該角度δは、ｑ軸からリラクタンストルクが発生し始める電流位相βまでのずれ角を表す。したがって、実測の駆動モータ３１のトルクである駆動モータトルクＴＭに基づいて推定されたマグネットトルクを減算することによって、リラクタンストルクを算出し、零となる点の電流位相βを角度δとすることができる。

これは、リラクタンストルクにとってのｑ軸が、ロータ１６の回転方向に対して逆方向に電気角で所定の角度δだけずれた位置に置かれることと等価であるので、ずれた先のｑ軸からみて電流位相が０〔°〕であっても、リラクタンストルクを発生させることができるようになり、該リラクタンストルクが最大値になる電流位相は、４５〔°〕から０〔°〕に近づく。したがって、合計トルクが最大値になる電流位相が、０〔°〕に近づき、そのとき、マグネットトルクが最大値に近い値を採る。その結果、マグネットトルクを十分に利用することができるので、駆動モータ３１を小型化することができる。

ところで、該駆動モータ３１が高回転領域で駆動され、角速度ωが大きくなると、ｑ軸インダクタンスＬｑと角速度ωとの積を表す値ω・Ｌｑがその分大きくなり、駆動モータ３１の出力を大きくすることができなくなってしまう。そこで、駆動モータ３１を高回転領域で駆動する場合に電流位相βを所定の量だけ進め、弱め界磁制御を行うようにしている。

ところが、本実施の形態においては、前記巻線にｑ軸電流ｉｑを流したときに起磁力によって突極５７に発生させられる磁束密度分布の中心が、ロータ１６の回転方向に対して逆の方向に角度δだけずれているので、その分通常の突極５７の形状に対して力行側におけるｑ軸インダクタンスＬｑが小さい。したがって、弱め界磁制御を行う際の電流位相βをその分だけ小さくすることができる。その結果、合計トルクが小さくなるのを防止することができ、駆動モータ３１によって発生させられる出力を大きくすることができる。

次に、前記駆動モータ制御装置４５の動作について説明する。

まず、前記駆動モータ制御装置４５の磁極位置算出処理手段としての磁極位置算出部４６は、磁極位置算出処理を行い、前記磁極位置センサ２１から送られた磁極位置信号ＳＧθを読み込み、該磁極位置信号ＳＧθに基づいて磁極位置θを算出する。すなわち、前記磁極位置算出部４６は前記磁極位置信号ＳＧθに発生させられたパルス間の平均速度を駆動モータ３１の角速度ωとして算出し、該角速度ωに従って磁極位置θを算出する。なお、前記駆動モータ制御装置４５の図示されない回転速度算出処理手段は、回転速度算出処理を行い、前記角速度ωに基づいて駆動モータ３１の回転速度である電動機械回転速度としての駆動モータ回転速度ＮＭ
ＮＭ＝６０・ω／２π
を算出する。

次に、前記駆動モータ制御装置４５の図示されない駆動モータ制御処理手段は、駆動モータ制御処理を行い、検出電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ、磁極位置θ、直流電圧Ｖｄｃ等に基づいて駆動モータ３１を駆動する。

ところで、駆動モータ３１として前記構成の非対称突極モータを使用する場合、前述されたように、リラクタンストルクにとってのｑ軸が、ロータ１６の回転方向に対して逆方向に電気角で所定の角度δだけずれた位置に置かれることになる。そこで、本実施の形態においては、磁極位置θに基づいて、ｑ軸からロータ１６の回転方向に対して逆の方向に角度δだけずらしてｑ′軸を、それに伴って、ｄ軸からロータ１６の回転方向に対して逆の方向に角度δだけずらしてｄ′軸をそれぞれ採り、ｄ′−ｑ′軸上でベクトル制御演算によるフィードバック制御を行うようにしている。

この場合、電機子電流をＩａとしたとき、ｄ−ｑ軸上でｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑは、
ｉｄ＝−Ｉａ・ｓｉｎβ
ｉｑ＝Ｉａ・ｃｏｓβ
であるのに対して、ｄ′−ｑ′軸上でｄ軸電流ｉｄ′及びｑ軸電流ｉｑ′は、
ｉｄ′＝−Ｉａ・ｓｉｎ（β−δ）
ｉｑ′＝Ｉａ・ｃｏｓ（β−δ）
である。

したがって、前記ｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑと、ｄ軸電流ｉｄ′及びｑ軸電流ｉｑ′との関係は、

になる。

該式（１）において、ｃｏｓδ及びｓｉｎδから成る行列は、ｄ−ｑ軸をｄ′−ｑ′軸に変換するための軸変換行列を構成する。また、前記式（１）を展開すると、
ｉｄ′＝ｃｏｓδ・ｉｄ＋ｓｉｎδ・ｉｑ
ｉｑ′＝−ｓｉｎδ・ｉｄ＋ｃｏｓδ・ｉｑ
になり、ｄ軸電流ｉｄ′及びｑ軸電流ｉｑ′は、それぞれｄ軸電流成分及びｑ軸電流成分の和から成る。

この場合、ｄ−ｑ軸がｄ′−ｑ′軸に変換されるのに伴って、突極５７が基準位置に置かれ、永久磁石２０が角度δだけずれた位置に置かれることになる。なお、ｄ−ｑ軸によって第１の軸である基準軸が、ｄ′−ｑ′軸によって第２の軸である変換軸が構成される。また、ｄ軸電流ｉｄ、ｉｄ′及びｑ軸電流ｉｑ、ｉｑ′によって軸電流が構成される。

そして、前記駆動モータ制御処理手段の電流指令値算出処理手段は、電流指令値算出処理を行い、ｄ′−ｑ′軸上のｄ軸電流ｉｄ′及びｑ軸電流ｉｑ′の目標値を表すｄ軸電流指令値ｉｄ′^* 及びｑ軸電流指令値ｉｑ′^* を算出する。そのために、駆動モータ制御装置４５の図示されない車速検出処理手段は、車速検出処理を行い、前記駆動モータ回転速度ＮＭに対応する車速Ｖを検出し、検出された車速Ｖを、電気自動車の全体の制御を行う図示されない車両制御装置に送る。そして、該車両制御装置の車両用指令値算出処理手段は、車両用指令値算出処理を行い、前記車速Ｖ及びアクセル開度αを読み込み、車速Ｖ及びアクセル開度αに基づいて車両要求トルクＴＯ^* を算出し、該車両要求トルクＴＯ^* に対応させて駆動モータトルクＴＭの目標値を表す駆動モータ目標トルク（トルク指令値）ＴＭ^* を発生させ、前記駆動モータ制御装置４５に送る。なお、駆動モータ目標トルクＴＭ^* によって電動機械目標トルクが構成される。

そして、前記電流指令値算出処理手段は、前記直流電圧Ｖｄｃ、角速度ω及び駆動モータ目標トルクＴＭ^* を読み込み、前記電流指令値マップを参照して、前記駆動モータ目標トルクＴＭ^* に対応するｄ−ｑ軸上のｄ軸電流指令値ｉｄ^* 及びｑ軸電流指令値ｉｑ^* を算出する。

続いて、前記駆動モータ制御処理手段の軸変換処理手段は、軸変換処理を行い、ｄ軸電流指令値ｉｄ^* 及びｑ軸電流指令値ｉｑ^* を次の式（２）でｄ′−ｑ′軸上のｄ軸電流指令値ｉｄ′^* 及びｑ軸電流指令値ｉｑ′^* に変換する。

なお、ｄ軸電流指令値ｉｄ′^* 及びｑ軸電流指令値ｉｑ′^* によって電流指令値が構成される。

次に、前記駆動モータ制御処理手段の検出電流取得処理手段は、検出電流取得処理を行い、前記検出電流ｉｕ、ｉｖを読み込んで取得するとともに、検出電流取得処理手段の演算器３５は、前記検出電流ｉｕ、ｉｖに基づいて検出電流ｉｗ
ｉｗ＝−ｉｕ−ｉｖ
を算出することによって取得する。

続いて、前記駆動モータ制御処理手段の第１の相変換処理手段としての三相二相変換部６１は、第１の変換処理としての三相／二相変換を行い、磁極位置θを読み込み、検出電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを次の式（３）でそれぞれｄ′−ｑ′軸上のｄ軸電流ｉｄ′及びｑ軸電流ｉｑ′に変換する。

なお、ｔは時間である。検出電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを一旦（いったん）ｄ−ｑ軸上のｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑに変換した場合には、前記ｄ軸電流ｉｄ′及びｑ軸電流ｉｑ′を式（１）で算出することができる。

このようにして、ｄ軸電流ｉｄ′及びｑ軸電流ｉｑ′が実電流として算出され、ｄ軸電流指令値ｉｄ′^* 及びｑ軸電流指令値ｉｑ′^* が算出されると、前記ｄ軸電流ｉｄ′及びｑ軸電流ｉｑ′、並びにｄ軸電流指令値ｉｄ′^* 及びｑ軸電流指令値ｉｑ′^* に基づいてベクトル制御演算によるフィードバック制御が行われる。

ところで、前記ｄ′−ｑ′軸上のｄ軸電圧をｖｄ′とし、ｑ軸電圧をｖｑ′とし、逆起電圧定数をＭＩｆとしたとき、ｄ軸電圧ｖｄ′及びｑ軸電圧ｖｑ′は、ｄ′−ｑ′軸上の電圧方程式を構成する次の式（４）で表すことができる。

したがって、ｄ軸電圧ｖｄ′の目標値を表すｄ軸電圧指令値ｖｄ′^* 、及びｑ軸電圧ｖｑ′の目標値を表すｑ軸電圧指令値ｖｑ′^* は、次の式（５）で表すことができる。

そして、式（５）に基づいてフィードバック制御を行った場合、式（４）の右辺の第１項は、ステータコイル１１〜１３の抵抗Ｒａに発生する電圧降下成分Ｖｚｄ′、Ｖｚｑ′のうちの積分成分Ｖｚｄｉ′、Ｖｚｑｉ′を表し、第２項は、前記電圧降下成分Ｖｚｄ′、Ｖｚｑ′のうちの比例成分Ｖｚｄｐ′、Ｖｚｑｐ′を表し、電圧降下成分Ｖｚｄ′、Ｖｚｑ′は、
Ｖｚｄ′＝Ｖｚｄｉ′＋Ｖｚｄｐ′
Ｖｚｑ′＝Ｖｚｑｉ′＋Ｖｚｑｐ′
になる。

また、式（４）の第３項と第４項との和は、ｑ軸電流ｉｑ′及びｄ軸電流ｉｄ′によって発生する誘起電圧成分ｅｄ′、ｅｑ′
ｅｄ′＝ω・（−Ｌｑ・ｉｑ′＋ＭＩｆ・ｓｉｎδ）
ｅｑ′＝ω・（Ｌｄ・ｉｄ′＋ＭＩｆ・ｃｏｓδ）
を表す。この場合、値−ω・Ｌｑ・ｉｑ′は、ｑ軸電流ｉｑ′がステータコイル１１〜１３を流れることによって発生する電圧を、値ω・Ｌｄ・ｉｄ′は、ｄ軸電流ｉｄ′がステータコイル１１〜１３を流れることによって発生する電圧を、値ω・ＭＩｆ・ｓｉｎδ、ω・ＭＩｆ・ｃｏｓδは逆起電圧をそれぞれ補償する値を表す。

ところで、例えば、運転者がアクセルペダル２３を踏み込んで車両を急発進させようとした場合には、ｄ軸電流指令値ｉｄ′^* 及びｑ軸電流指令値ｉｑ′^* が急激に変動することがあるが、前記検出電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗのサンプリング周期が長いと、フィードバック制御を行うに当たりゲインを大きくすることができない。そこで、検出電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗに基づいて、所定の時間、本実施の形態においては、微小時間Δｔが経過した後のｄ軸電流ｉｄ′及びｑ軸電流ｉｑ′を推定し、実質的にサンプリング周期を短くするようにしている。

ところで、前記式（４）において、

とすると、

になる。

したがって、微小時間Δｔが経過した後のｄ軸電流をｉｄｐ′
ｉｄｐ′＝ｉｄ′＋Δｉｄ′
とし、微小時間Δｔが経過した後のｑ軸電流をｉｑｐ′
ｉｑｐ′＝ｉｑ′＋Δｉｑ′
としたとき、ｄ軸電流ｉｄｐ′及びｑ軸電流ｉｑｐ′は、次の式（８）のようになる。

本実施の形態においては、検出電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗがサンプリングされた後のｄ軸電流ｉｄ′及びｑ軸電流ｉｑ′として、一つのサンプリングタイミングだけ後のｄ軸電流ｉｄ′及びｑ軸電流ｉｑ′が前記ｄ軸電流ｉｄｐ′及びｑ軸電流ｉｑｐ′として推定される。

また、ｄ軸電流ｉｄｐ′及びｑ軸電流ｉｑｐ′を推定するに当たり、例えば、各ステータコイル１１〜１３に供給される電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが変化して各ステータコイル１１〜１３のｄ軸インダクタンスＬｄ及びｑ軸インダクタンスＬｑが変化すると、それに伴って、ｄ軸電流ｉｄｐ′及びｑ軸電流ｉｑｐ′に推定電流誤差が発生することがあり、その場合、ｄ軸電流ｉｄｐ′とｄ軸電流指令値ｉｄ′^* との差をｄ軸電流偏差εｉｄｐ′とし、ｑ軸電流ｉｑｐ′とｑ軸電流指令値ｉｑ′^* との差をｑ軸電流偏差εｉｑｐ′としてフィードバック制御を行った場合、ｄ軸電流偏差εｉｄｐ′及びｑ軸電流偏差εｉｑｐ′を零に近づけるのが困難になり、ｄ軸電流ｉｄｐ′及びｑ軸電流ｉｑｐ′とｄ軸電流指令値ｉｄ′^* 及びｑ軸電流指令値ｉｑ′^* との間に定常偏差が発生してしまう。

そこで、本実施の形態においては、推定されたｄ軸電流ｉｄｐ′及びｑ軸電流ｉｑｐ′に基づいて比例制御を行い、現在のｄ軸電流ｉｄ′及びｑ軸電流ｉｑ′に基づいて積分制御を行うようにしている。

そのために、前記三相二相変換部６１において変換されたｄ軸電流ｉｄ′は、一方で、駆動モータ制御処理手段の電流推定処理手段としての電流推定部７１に送られ、該電流推定部７１において電流推定処理が行われ、ｄ軸電流ｉｄｐ′が算出されて推定され、該ｄ軸電流ｉｄｐ′が推定電流として、前記駆動モータ制御処理手段の推定偏差算出処理手段としての減算器８１に送られる。また、前記ｄ軸電流ｉｄ′は、他方で、そのまま、実電流として、前記駆動モータ制御処理手段の実偏差算出処理手段としての減算器８２に送られる。

前記電流推定部７１は、乗算器（Ｒａ）ｄ１、減算器ｄ２、乗算器（Ｔ／Ｌｄ）ｄ３及び加算器ｄ４を備え、サンプリング周期をＴとしたとき、推定されたｄ軸電流ｉｄｐ′は、式（８）において微小時間Δｔにサンプリング周期Ｔを代入することによって、
ｉｄｐ′＝ｉｄ′＋（Ｔ／Ｌｄ）（Ｖｚｄ′−Ｒａ・ｉｄ′）
になる。

そして、前記減算器８１は、推定偏差算出処理を行い、ｄ軸電流ｉｄｐ′と前記ｄ軸電流指令値ｉｄ′^* との推定偏差としてのｄ軸電流偏差εｉｄｐ′を算出し、前記減算器８２は、実偏差算出処理を行い、ｄ軸電流ｉｄ′と前記ｄ軸電流指令値ｉｄ′^* との実偏差としてのｄ軸電流偏差εｉｄ′を算出し、ｄ軸電流偏差εｉｄｐ′、εｉｄ′を、前記駆動モータ制御処理手段の電圧指令値算出処理手段としての、かつ、比例積分演算処理手段としての電圧指令値算出部７８に送る。

同様に、前記三相二相変換部６１において変換されたｑ軸電流ｉｑ′は、一方で、前記電流推定処理手段としての電流推定部７２に送られ、該電流推定部７２において電流推定処理が行われ、ｑ軸電流ｉｑｐ′が算出されて推定され、該ｑ軸電流ｉｑｐ′が推定電流として、前記駆動モータ制御処理手段の推定偏差算出処理手段としての減算器８６に送られる。また、前記ｑ軸電流ｉｑ′は、他方で、そのまま、実電流として、前記駆動モータ制御処理手段の実偏差算出処理手段としての減算器８７に送られる。

前記電流推定部７２は、乗算器（Ｒａ）ｑ１、減算器ｑ２、乗算器（Ｔ／Ｌｑ）ｑ３及び加算器ｑ４を備え、推定されたｄ軸電流ｉｑｐ′は、式（８）において微小時間Δｔにサンプリング周期Ｔを代入することによって、
ｉｑｐ′＝ｉｑ′＋（Ｔ／Ｌｑ）（Ｖｚｑ′−Ｒａ・ｉｑ′）
になる。

そして、前記減算器８６は、推定偏差算出処理を行い、ｑ軸電流ｉｑｐ′と前記ｑ軸電流指令値ｉｑ′^* との推定偏差としてのｑ軸電流偏差εｉｑｐ′を算出し、前記減算器８７は、実偏差算出処理を行い、ｑ軸電流ｉｑ′と前記ｑ軸電流指令値ｉｑ′^* との実偏差としてのｑ軸電流偏差εｉｑ′を算出し、ｑ軸電流偏差εｉｑｐ′、εｉｑ′を、前記駆動モータ制御処理手段の電圧指令値算出処理手段としての、かつ、比例積分演算処理手段としての電圧指令値算出部７９に送る。

続いて、前記電圧指令値算出部７８、７９は、電圧指令値算出処理及び比例積分（ＰＩ）演算処理を行い、前記電圧指令値算出部７８は、前記ｄ軸電流偏差εｉｄｐ′、εｉｄ′が零になるように前記式（５）のｄ軸電圧指令値ｖｄ′^* を算出し、前記電圧指令値算出部７９は、ｑ軸電流偏差εｉｑｐ′、εｉｑ′が零になるように、前記式（５）のｑ軸電圧指令値ｖｑ′^* を算出する。なお、前記ｄ軸電圧指令値ｖｄ′^* 及びｑ軸電圧指令値ｖｑ′^* は、電圧指令値を構成する。また、前記電圧指令値算出部７８、７９によって電流制御処理手段が構成され、該電流制御処理手段は、電流制御処理を行い、ｄ軸電圧指令値ｖｄ′^* 及びｑ軸電圧指令値ｖｑ′^* を発生させる。

そのために、前記電圧指令値算出部７８は、比例演算処理手段としての比例演算部８３、積分演算処理手段としての積分演算部８４、電圧降下成分算出処理手段としての加算器８５、及び指令値算出処理手段としての加算器７４を備える。そして、前記比例演算部８３において、リミッタｄ１１及びゲイン乗算器（Ｇｐｄ）ｄ１２によって比例演算処理が行われ、ｄ軸電流偏差εｉｄｐ′及び比例演算用のゲインＧｐｄ′に基づいて比例成分Ｖｚｄｐ′
Ｖｚｄｐ′＝Ｇｐｄ′・εｉｄｐ′
が比例演算値として算出され、前記積分演算部８４において、積分器（１／ｓ）ｄ１３、リミッタｄ１４及びゲイン乗算器（Ｇｉｄ）ｄ１５によって積分演算処理が行われ、ｄ軸電流偏差εｉｄ′及び積分演算用のゲインＧｉｄ′に基づいて積分成分Ｖｚｄｉ′
Ｖｚｄｉ′＝Ｇｉｄ′・Σεｉｄ′
が積分演算値として算出され、前記加算器８５において電圧降下成分算出処理が行われ、積分成分Ｖｚｄｉ′と比例成分Ｖｚｄｐ′とが加算されて、電圧降下成分Ｖｚｄ′
Ｖｚｄ′＝Ｖｚｄｉ′＋Ｖｚｄｐ′
＝Ｇｉｄ′・Σεｉｄ′＋Ｇｐｄ′・εｉｄｐ′
が算出される。なお、前記リミッタｄ１１はｄ軸電流偏差εｉｄｐ′が、前記リミッタｄ１４は積分値Σεｉｄ′が発散しないように制限する。

また、前記電圧指令値算出部７８は誘起電圧成分算出処理手段を備え、該誘起電圧成分算出処理手段は、乗算器（−Ｌｑ）ｑ１６、加算器ｑ１７及び乗算器（ω）ｑ１８から成り、誘起電圧成分算出処理を行い、角速度ω、ｑ軸電流ｉｑｐ′、逆起電圧定数ＭＩｆ及び角度δを読み込み、ｑ軸電流ｉｑｐ′によって誘起される誘起電圧成分ｅｄ′
ｅｄ′＝ω・（−Ｌｑ・ｉｑｐ′＋ＭＩｆ・ｓｉｎδ）
を算出する。この場合、値ω・ＭＩｆ・ｓｉｎδは、ｑ軸電流ｉｑｐ′がステータコイル１１〜１３を流れることによって発生する逆起電圧を補償する値となる。

続いて、前記加算器７４は、指令値算出処理を行い、加算器８５から送られた電圧降下成分Ｖｚｄ′に誘起電圧成分ｅｄ′を加算し、出力電圧としてのｄ軸電圧指令値ｖｄ′^*
ｖｄ′^* ＝Ｖｚｄ′＋ｅｄ′
＝Ｖｚｄ′＋ω・（−Ｌｑ・ｉｑｐ′＋ＭＩｆ・ｓｉｎδ）
を算出する。このようにして、ｄ軸電流偏差εｉｄｐ′、εｉｄ′が零になるように、ｄ軸電圧指令値ｖｄ′^* が発生させられ、該ｄ軸電圧指令値ｖｄ′^* が、リミッタｄ１９を介して前記駆動モータ制御装置４５の第２の相変換処理手段としての二相三相変換部６７に送られる。なお、前記リミッタｄ１９は、ｄ軸電圧指令値ｖｄ′^* が発散しないように制限する。

一方、前記電圧指令値算出部７９は、比例演算処理手段としての比例演算部８８、積分演算処理手段としての積分演算部８９、電圧降下成分算出処理手段としての加算器９０、及び指令値算出処理手段としての加算器７６を備える。そして、前記比例演算部８８において、リミッタｑ１１及びゲイン乗算器（Ｇｐｑ）ｑ１２によって比例演算処理が行われ、ｑ軸電流偏差εｉｑｐ′及び比例演算用のゲインＧｐｑ′に基づいて比例成分Ｖｚｑｐ′
Ｖｚｑｐ′＝Ｇｐｑ′・εｉｑｐ′
が比例演算値として算出され、前記積分演算部８９において、積分器（１／ｓ）ｑ１３、リミッタｑ１４及びゲイン乗算器（Ｇｉｑ）ｑ１５によって積分演算処理が行われ、ｑ軸電流偏差εｉｑ′及び積分演算用のゲインＧｉｑ′に基づいて積分成分Ｖｚｑｉ′
Ｖｚｑｉ′＝Ｇｉｑ′・Σεｉｑ′
が積分演算値として算出され、前記加算器９０において電圧降下成分算出処理が行われ、積分成分Ｖｚｑｉ′と比例成分Ｖｚｑｐ′とが加算されて、電圧降下成分Ｖｚｑ′
Ｖｚｑ′＝Ｖｚｑｉ′＋Ｖｚｑｐ′
＝Ｇｉｑ′・Σεｉｑ′＋Ｇｐｑ′・εｉｑｐ′
が算出される。なお、前記リミッタｑ１１はｑ軸電流偏差εｉｄｑ′が、前記リミッタｑ１４は積分値Σεｉｑ′が発散しないように制限する。

また、前記電圧指令値算出部７９は誘起電圧成分算出処理手段を備え、該誘起電圧成分算出処理手段は、乗算器（Ｌｄ）ｄ１６、加算器ｄ１７及び乗算器（ω）ｄ１８から成り、誘起電圧成分算出処理を行い、角速度ω、ｄ軸電流ｉｄｐ′、逆起電圧定数ＭＩｆ及び角度δを読み込み、ｄ軸電流ｉｄｐ′によって誘起される誘起電圧成分ｅｑ′
ｅｑ′＝ω・（Ｌｄ・ｉｄｐ′＋ＭＩｆ・ｃｏｓδ）
を算出する。この場合、値ω・ＭＩｆ・ｃｏｓδは、ｄ軸電流ｉｄｐ′がステータコイル１１〜１３を流れることによって発生する逆起電圧を補償する値となる。

続いて、前記加算器７６は、指令値算出処理を行い、加算器９０から送られた電圧降下成分Ｖｚｑ′に誘起電圧成分ｅｑ′を加算し、出力電圧としてのｑ軸電圧指令値ｖｑ′^*
ｖｑ′^* ＝Ｖｚｑ′＋ｅｑ′
＝Ｖｚｑ′＋ω・（Ｌｄ・ｉｄｐ′＋ＭＩｆ・ｃｏｓδ）
を算出する。このようにして、ｑ軸電流偏差εｉｑｐ′、εｉｑ′が零になるように、ｑ軸電圧指令値ｖｑ′^* が発生させられ、該ｑ軸電圧指令値ｖｑ′^* がリミッタｑ１９を介して前記二相三相変換部６７に送られる。なお、前記リミッタｑ１９は、ｑ軸電圧指令値ｖｑ′^* が発散しないように制限する。

続いて、前記二相三相変換部６７は、前記ｄ軸電圧指令値ｖｄ′^* 、ｑ軸電圧指令値ｖｑ′^* 及び磁極位置θを読み込み、第２の変換処理としての二相／三相変換を行い、次の式（９）でｄ軸電圧指令値ｖｄ′^* 及びｑ軸電圧指令値ｖｑ′^* をＵ相、Ｖ相及びＷ相の電圧指令値ｖｕ^* 、ｖｖ^* 、ｖｗ^* に変換し、該電圧指令値ｖｕ^* 、ｖｖ^* 、ｖｗ^* を、駆動モータ制御装置４５の出力信号算出処理手段としてのＰＷＭ発生器６８に送る。

前記ＰＷＭ発生器６８は、出力信号算出処理を行い、前記各相の電圧指令値ｖｕ^* 、ｖｖ^* 、ｖｗ^* 及び前記直流電圧Ｖｄｃに基づいて、前記ｄ軸電流指令値ｉｄ′^* 及びｑ軸電流指令値ｉｑ′^* に対応するパルス幅を有する各相のパルス幅変調信号Ｍｕ、Ｍｖ、Ｍｗを出力信号として発生させ、駆動モータ制御装置４５外に配設されたドライブ回路５１に送る。

該ドライブ回路５１は、前記各相のパルス幅変調信号Ｍｕ、Ｍｖ、Ｍｗを受けて６個のゲート信号を発生させ、該ゲート信号をインバータ４０に送る。該インバータ４０は、前記パルス幅変調信号Ｍｕ、Ｍｖ、Ｍｗに基づいて、トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６をスイッチングして各相の電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを発生させ、該各相の電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを前記駆動モータ３１の各ステータコイル１１〜１３に供給する。

このように、駆動モータ目標トルクＴＭ^* に基づいてトルク制御が行われ、駆動モータ３１が駆動されて電気自動車が走行させられる。

本実施の形態においては、駆動モータ３１として非対称突極モータが使用され、突極５７に発生させられる磁束密度分布の中心が、突極５７の開き角度の中心に対して角度δだけずれているときに、ｄ−ｑ軸を角度δだけずらし、ｄ′−ｑ′軸に変換し、突極５７を基準の位置に置き、永久磁石２０を角度δだけずらした位置に置いた電圧方程式に基づいてｄ軸電流指令値ｉｄ′^* 及びｑ軸電流指令値ｉｑ′^* が算出され、ｄ軸電圧指令値ｖｄ′^* 及びｑ軸電圧指令値ｖｑ′^* が算出されるので、駆動モータ３１として対称突極モータを使用した場合と電気的特性が同じになる。

したがって、前記電圧方程式に基づいてｄ軸電流ｉｄｐ′及びｑ軸電流ｉｑｐ′の推定、ｄ軸電流ｉｄｐ′とｑ軸電流ｉｑｐ′との非干渉化並びに逆起電圧の補償を行った場合、フィードバック制御において、追従性が低下したり、オーバシュートが発生したりすることがないので、過渡特性が低下するのを防止することができる。

次に、ｄ−ｑ軸を変換することなく、永久磁石２０を基準位置に置き、突極５７をずれた位置に置いた状態でｄ軸電圧指令値ｖｄ^* 及びｑ軸電圧指令値ｖｑ^* を算出するようにした本発明の第２の実施の形態について説明する。

図５は本発明の第２の実施の形態における電動駆動制御装置のブロック図である。なお、説明の便宜上、図５において、インバータ４０（図２）及びドライブ回路５１は省略されている。

この場合、ｄ−ｑ軸上でベクトル制御演算によるフィードバック制御が行われるので、永久磁石２０（図３）が基準位置に置かれ、突極５７がずれた位置に置かれることになる。

そして、前記電流指令値算出処理手段は、電流指令値算出処理を行い、ｄ−ｑ軸上のｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑの目標値を表すｄ軸電流指令値ｉｄ^* 及びｑ軸電流指令値ｉｑ^* を算出する。そのために、前記車速検出処理手段は、車速検出処理を行い、前記駆動モータ回転速度ＮＭに対応する車速Ｖを検出し、検出された車速Ｖを前記車両制御装置に送る。そして、該車両制御装置の車両用指令値算出処理手段は、車両用指令値算出処理を行い、前記車速Ｖ及びアクセル開度αを読み込み、車速Ｖ及びアクセル開度αに基づいて車両要求トルクＴＯ^* を算出し、該車両要求トルクＴＯ^* に対応させて駆動モータ３１のトルクである駆動モータトルクＴＭの目標値を表す駆動モータ目標トルクＴＭ^* を発生させ、前記駆動モータ制御装置４５に送る。なお、駆動モータ目標トルクＴＭ^* によって電動機械目標トルクが構成される。

そして、前記電流指令値算出処理手段は、前記直流電圧Ｖｄｃ、角速度ω及び駆動モータ目標トルクＴＭ^* を読み込み、前記電流指令値マップを参照して、前記駆動モータ目標トルクＴＭ^* に対応するｄ−ｑ軸上のｄ軸電流指令値ｉｄ^* 及びｑ軸電流指令値ｉｑ^* を算出する。

なお、ｄ軸電流指令値ｉｄ^* 及びｑ軸電流指令値ｉｑ^* によって電流指令値が構成される。

次に、前記検出電流取得処理手段は、検出電流取得処理を行い、前記検出電流ｉｕ、ｉｖを読み込んで取得するとともに、検出電流取得処理手段の演算器３５は、前記検出電流ｉｕ、ｉｖに基づいて検出電流ｉｗ
ｉｗ＝−ｉｕ−ｉｖ
を算出することによって取得する。

続いて、前記第１の相変換処理手段としての三相二相変換部６１は、第１の変換処理としての三相／二相変換を行い、前記磁極位置θを読み込み、検出電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを次の式（１０）でそれぞれｄ−ｑ軸上のｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑに変換する。

このようにして、ｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑが実電流として算出され、ｄ軸電流指令値ｉｄ^* 及びｑ軸電流指令値ｉｑ^* が算出されると、前記ｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑ、並びにｄ軸電流指令値ｉｄ^* 及びｑ軸電流指令値ｉｑ^* に基づいてフィードバック制御が行われる。

ところで、ｄ軸電圧ｖｄ及びｑ軸電圧ｖｑは、次の式（１１）、

で、ｄ軸電圧ｖｄの目標値を表すｄ軸電圧指令値ｖｄ^* 、及びｑ軸電圧ｖｑの目標値を表すｑ軸電圧指令値ｖｑ^* は、次の式（１２）で表すことができる。

そして、式（１２）に基づいてフィードバック制御を行った場合、式（１１）の右辺の第１項は、ステータコイル１１〜１３の抵抗Ｒａに発生する電圧降下成分Ｖｚｄ、Ｖｚｑのうちの積分成分Ｖｚｄｉ、Ｖｚｑｉを表し、第２項は、前記電圧降下成分Ｖｚｄ、Ｖｚｑのうちの比例成分Ｖｚｄｐ、Ｖｚｑｐを表し、電圧降下成分Ｖｚｄ、Ｖｚｑは、
Ｖｚｄ＝Ｖｚｄｉ＋Ｖｚｄｐ
Ｖｚｑ＝Ｖｚｑｉ＋Ｖｚｑｐ
になる。

また、式（１１）の第３項と第４項との和は、ｑ軸電流ｉｑ及びｄ軸電流ｉｄによって発生する誘起電圧成分ｅｄ、ｅｑ
ｅｄ＝ω・（Ｅａ＋Ｅｂ）
ｅｑ＝ω・（Ｅｃ＋ＭＩｆ＋Ｅｄ）
を表す。なお、値Ｅａ〜Ｅｄは、
Ｅａ＝−ω・Ｌｄ・ｓｉｎδ・ｃｏｓδ＋ω・Ｌｑ・ｓｉｎδ・ｃｏｓδ
Ｅｂ＝−ω・Ｌｄ・ｓｉｎ² δ−ω・Ｌｑ・ｃｏｓ² δ
Ｅｃ＝ω・Ｌｄ・ｃｏｓ² δ＋ω・Ｌｑ・ｓｉｎ² δ
Ｅｄ＝ω・Ｌｄ・ｓｉｎδ・ｃｏｓδ−ω・Ｌｑ・ｓｉｎδ・ｃｏｓδ
とする。

この場合、値ω・ＭＩｆは、ｄ軸電流ｉｄがステータコイル１１〜１３を流れることによって発生する逆起電圧を補償する値を表す。

ところで、本実施の形態においても、検出電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗに基づいて、微小時間Δｔが経過した後のｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑを推定し、実質的にサンプリング周期を短くするようにしている。

そのために、式（１１）において、

とし、

とすると、

になる。なお、Ｘは、前記軸変換行列、ｄ軸インダクタンスＬｄ及びｑ軸インダクタンスＬｑから成る行列、並びに前記軸変換行列の逆行列の積から成り、角度δに基づいて設定されるステータコイル１１〜１３のインダクタンスである。

したがって、微小時間Δｔが経過した後のｄ軸電流をｉｄｐ
ｉｄｐ＝ｉｄ＋Δｉｄ
とし、微小時間Δｔが経過した後のｑ軸電流をｉｑｐ
ｉｑｐ＝ｉｑ＋Δｉｑ
としたとき、ｄ軸電流ｉｄｐ及びｑ軸電流ｉｑｐは、次の式（１６）のようになる。

なお、Ｘ^-1はインダクタンスＸの逆行列から成る逆数である。

本実施の形態においては、検出電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗがサンプリングされた後のｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑとして、一つのサンプリングタイミングだけ後のｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑが前記ｄ軸電流ｉｄｐ及びｑ軸電流ｉｑｐとして推定される。

また、ｄ軸電流ｉｄｐ及びｑ軸電流ｉｑｐを推定するに当たり、例えば、各ステータコイル１１〜１３に供給される電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが変化して各ステータコイル１１〜１３のｄ軸インダクタンスＬｄ及びｑ軸インダクタンスＬｑが変化すると、それに伴って、ｄ軸電流ｉｄｐ及びｑ軸電流ｉｑｐに推定電流誤差が発生することがあり、その場合、ｄ軸電流ｉｄｐとｄ軸電流指令値ｉｄ^* との差をｄ軸電流偏差εｉｄｐとし、ｑ軸電流ｉｑｐとｑ軸電流指令値ｉｑ^* との差をｑ軸電流偏差εｉｑｐとしてフィードバック制御を行った場合、ｄ軸電流偏差εｉｄｐ及びｑ軸電流偏差εｉｑｐを零に近づけるのが困難になり、ｄ軸電流ｉｄｐ及びｑ軸電流ｉｑｐとｄ軸電流指令値ｉｄ^* 及びｑ軸電流指令値ｉｑ^* との間に定常偏差が発生してしまう。

そこで、本実施の形態においては、推定されたｄ軸電流ｉｄｐ及びｑ軸電流ｉｑｐに基づいて比例制御を行い、現在のｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑに基づいて積分制御を行うようにしている。

そのために、前記三相二相変換部６１において変換されたｄ軸電流ｉｄは、一方で、前記電流推定処理手段としての電流推定部（Ｆ１）１７１に送られ、該電流推定部１７１において電流推定処理が行われ、ｄ軸電流ｉｄｐが算出されて推定され、該ｄ軸電流ｉｄｐが推定電流として、前記推定偏差算出処理手段としての減算器８１に送られる。また、前記ｄ軸電流ｉｄは、他方で、そのまま、実電流として、前記実偏差算出処理手段としての減算器８２に送られる。

前記電流推定部１７１において、サンプリング周期をＴとしたとき、推定されたｄ軸電流ｉｄｐは、式（１６）において微小時間Δｔにサンプリング周期Ｔを代入することによって、
ｉｄｐ＝ｉｄ＋Ｔ・Ｘ^-1・（Ｖｚｄ−Ｒａ・ｉｄ）
になる。

そして、前記減算器８１は、推定偏差算出処理を行い、ｄ軸電流ｉｄｐと前記ｄ軸電流指令値ｉｄ^* との推定偏差としてのｄ軸電流偏差εｉｄｐを算出し、前記減算器８２は、実偏差算出処理を行い、ｄ軸電流ｉｄと前記ｄ軸電流指令値ｉｄ^* との実偏差としてのｄ軸電流偏差εｉｄを算出し、ｄ軸電流偏差εｉｄｐ、εｉｄを、前記電圧指令値算出処理手段としての、かつ、比例積分演算処理手段としての電圧指令値算出部７８に送る。

同様に、ｑ軸電流ｉｑは、一方で、前記電流推定処理手段としての電流推定部（Ｆ２）１７２に送られ、該電流推定部１７２において電流推定処理が行われ、ｑ軸電流ｉｑｐが算出されて推定され、該ｑ軸電流ｉｑｐが推定電流として、前記推定偏差算出処理手段としての減算器８６に送られる。また、前記ｑ軸電流ｉｑは、他方で、そのまま、実電流として、前記実偏差算出処理手段としての減算器８７に送られる。

前記電流推定部１７２において、推定されたｄ軸電流ｉｑｐは、式（１６）において微小時間Δｔにサンプリング周期Ｔを代入することによって、
ｉｑｐ＝ｉｑ＋Ｔ・Ｘ^-1・（Ｖｚｑ−Ｒａ・ｉｑ）
になる。

そして、前記減算器８６は、推定偏差算出処理を行い、ｑ軸電流ｉｑｐと前記ｑ軸電流指令値ｉｑ^* との推定偏差としてのｑ軸電流偏差εｉｑｐを算出し、前記減算器８７は、実偏差算出処理を行い、ｑ軸電流ｉｑと前記ｑ軸電流指令値ｉｑ^* との実偏差としてのｑ軸電流偏差εｉｑを算出し、ｑ軸電流偏差εｉｑｐ、εｉｑを、前記電圧指令値算出処理手段としての、かつ、比例積分演算処理手段としての電圧指令値算出部７９に送る。

続いて、前記電圧指令値算出部７８、７９は、電圧指令値算出処理及び比例積分（ＰＩ）演算処理を行い、前記電圧指令値算出部７８は、前記ｄ軸電流偏差εｉｄｐ、εｉｄが零になるように前記式（１２）のｄ軸電圧指令値ｖｄ^* を算出し、前記電圧指令値算出部７９は、ｑ軸電流偏差εｉｑｐ、εｉｑが零になるように、前記式（１２）のｑ軸電圧指令値ｖｑ^* を算出する。なお、前記ｄ軸電圧指令値ｖｄ^* 及びｑ軸電圧指令値ｖｑ^* は、電圧指令値を構成する。また、前記電圧指令値算出部７８、７９によって電流制御処理手段が構成される。

前記電圧指令値算出部７８は、比例演算処理手段としての比例演算部８３、積分演算処理手段としての積分演算部８４、及び電圧降下成分算出処理手段としての加算器８５を備える。そして、前記比例演算部８３において、リミッタｄ１１及びゲイン乗算器（Ｇｐｄ）ｄ１２によって比例演算処理が行われ、ｄ軸電流偏差εｉｄｐ及び比例演算用のゲインＧｐｄに基づいて比例成分Ｖｚｄｐ
Ｖｚｄｐ＝Ｇｐｄ・εｉｄｐ
が比例演算値として算出され、前記積分演算部８４において、積分器（１／ｓ）ｄ１３、リミッタｄ１４及びゲイン乗算器（Ｇｉｄ）ｄ１５によって積分演算処理が行われ、ｄ軸電流偏差εｉｄ及び積分演算用のゲインＧｉｄに基づいて積分成分Ｖｚｄｉ
Ｖｚｄｉ＝Ｇｉｄ・Σεｉｄ
が積分演算値として算出され、前記加算器８５において電圧降下成分算出処理が行われ、積分成分Ｖｚｄｉと比例成分Ｖｚｄｐとが加算されて、電圧降下成分Ｖｚｄ
Ｖｚｄ＝Ｖｚｄｉ＋Ｖｚｄｐ
＝Ｇｉｄ・Σεｉｄ＋Ｇｐｄ・εｉｄｐ
が算出される。なお、前記リミッタｄ１１はｄ軸電流偏差εｉｄｐが、前記リミッタｄ１４は積分値Σεｉｄが発散しないように制限する。

また、前記電圧指令値算出部７８は誘起電圧成分算出処理手段を備え、該誘起電圧成分算出処理手段は、乗算器（Ｅａ）ｄ５６、乗算器（ω）ｄ５７、乗算器（Ｅｂ）ｑ５６、乗算器（ω）ｑ５７、指令値算出処理手段としての加算器ｄ５８から成り、誘起電圧成分算出処理を行い、角速度ω、角度δ、ｄ軸電流ｉｄｐ及びｑ軸電流ｉｑｐを読み込み、誘起電圧成分ｅｄ
ｅｄ＝ω・（Ｅａ＋Ｅｂ）
Ｅａ＝−ω・Ｌｄ・ｓｉｎδ・ｃｏｓδ＋ω・Ｌｑ・ｓｉｎδ・ｃｏｓδ
Ｅｂ＝−ω・Ｌｄ・ｓｉｎ² δ−ω・Ｌｑ・ｃｏｓ² δ
を算出する。この場合、値ω・（Ｅａ＋Ｅｂ）は、ｄ軸電流ｉｄｐとｑ軸電流ｉｑｐとの非干渉化を行う値である。

続いて、前記加算器ｄ５８は、指令値算出処理を行い、加算器８５から送られた電圧降下成分Ｖｚｄと誘起電圧成分ｅｄとを加算し、出力電圧としてのｄ軸電圧指令値ｖｄ^*
ｖｄ^* ＝Ｖｚｄ＋ｅｄ
＝Ｖｚｄ＋ω・（Ｅａ＋Ｅｂ）
を算出する。このようにして、ｄ軸電流偏差εｉｄｐ、εｉｄが零になるように、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^* が発生させられ、該ｄ軸電圧指令値ｖｄ^* が、リミッタｄ１９を介して前記第２の相変換処理手段としての二相三相変換部６７に送られる。なお、前記リミッタｄ１９は、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^* が発散しないように制限する。

一方、前記電圧指令値算出部７９は、比例演算処理手段としての比例演算部８８、積分演算処理手段としての積分演算部８９、及び電圧降下成分算出処理手段としての加算器９０を備える。そして、前記比例演算部８８において、リミッタｑ１１及びゲイン乗算器（Ｇｐｑ）ｑ１２によって比例演算処理が行われ、ｑ軸電流偏差εｉｑｐ及び比例演算用のゲインＧｐｑに基づいて比例成分Ｖｚｑｐ
Ｖｚｑｐ＝Ｇｐｑ・εｉｑｐ
が比例演算値として算出され、前記積分演算部８９において、積分器（１／ｓ）ｑ１３、リミッタｑ１４及びゲイン乗算器（Ｇｉｑ）ｑ１５によって積分演算処理が行われ、ｑ軸電流偏差εｉｑ及び積分演算用のゲインＧｉｑに基づいて積分成分Ｖｚｑｉ
Ｖｚｑｉ＝Ｇｉｑ・Σεｉｑ
が積分演算値として算出され、前記加算器９０において電圧降下成分算出処理が行われ、積分成分Ｖｚｑｉと比例成分Ｖｚｑｐとが加算されて、電圧降下成分Ｖｚｑ
Ｖｚｑ＝Ｖｚｑｉ＋Ｖｚｑｐ
＝Ｇｉｑ・Σεｉｑ＋Ｇｐｑ・εｉｑｐ
が算出される。なお、前記リミッタｑ１１はｑ軸電流偏差εｉｄｑが、前記リミッタｑ１４は積分値Σεｉｑが発散しないように制限する。

また、前記電圧指令値算出部７９は誘起電圧成分算出処理手段を備え、該誘起電圧成分算出処理手段は、乗算器（Ｅｃ）ｄ６６、加算器ｄ６７、乗算器（ω）ｄ６８、乗算器（Ｅｄ）ｑ６６、乗算器（ω）ｑ６７及び指令値算出処理手段としての加算器ｑ６８から成り、誘起電圧成分算出処理を行い、角速度ω、角度δ、逆起電圧定数ＭＩｆ、ｄ軸電流ｉｄｐ及びｑ軸電流ｉｑｐを読み込み、誘起電圧成分ｅｑ
ｅｑ＝ω・（Ｅｃ＋ＭＩｆ＋Ｅｄ）
Ｅｃ＝ω・Ｌｄ・ｃｏｓ² δ＋ω・Ｌｑ・ｓｉｎ² δ
Ｅｄ＝ω・Ｌｄ・ｓｉｎδ・ｃｏｓδ−ω・Ｌｑ・ｓｉｎδ・ｃｏｓδ
を算出する。この場合、値ω・（Ｅｃ＋Ｅｄ）は、ｄ軸電流ｉｄｐとｑ軸電流ｉｑｐとの非干渉化を行う値であり、値ω・ＭＩｆは、ｄ軸電流ｉｄｐがステータコイル１１〜１３を流れることによって発生する逆起電圧を補償する値である。

続いて、前記加算器ｑ６８は、指令値算出処理を行い、加算器９０から送られた電圧降下成分Ｖｚｑに誘起電圧成分ｅｑを加算し、出力電圧としてのｑ軸電圧指令値ｖｑ^*
ｖｑ^* ＝Ｖｚｑ＋ｅｑ
＝Ｖｚｑ＋ω・（Ｅｃ＋ＭＩｆ＋Ｅｄ）
を算出する。このようにして、ｑ軸電流偏差εｉｑｐ、εｉｑが零になるように、ｑ軸電圧指令値ｖｑ^* が発生させられ、該ｑ軸電圧指令値ｖｑ^* がリミッタｑ１９を介して前記二相三相変換部６７に送られる。なお、前記リミッタｑ１９は、ｑ軸電圧指令値ｖｑ^* が発散しないように制限する。

続いて、前記二相三相変換部６７は、前記ｄ軸電圧指令値ｖｄ^* 、ｑ軸電圧指令値ｖｑ^* 及び磁極位置θを読み込み、第２の変換処理としての二相／三相変換を行い、次の式（１７）でｄ軸電圧指令値ｖｄ^* 及びｑ軸電圧指令値ｖｑ^* をＵ相、Ｖ相及びＷ相の電圧指令値ｖｕ^* 、ｖｖ^* 、ｖｗ^* に変換し、該電圧指令値ｖｕ^* 、ｖｖ^* 、ｖｗ^* を、前記出力信号算出処理手段としてのＰＷＭ発生器６８に送る。

前記ＰＷＭ発生器６８は、出力信号算出処理を行い、前記各相の電圧指令値ｖｕ^* 、ｖｖ^* 、ｖｗ^* 及び前記直流電圧Ｖｄｃに基づいて、前記ｄ軸電流指令値ｉｄ^* 及びｑ軸電流指令値ｉｑ^* に対応するパルス幅を有する各相のパルス幅変調信号Ｍｕ、Ｍｖ、Ｍｗを出力信号として発生させ、駆動モータ制御装置４５外に配設されたドライブ回路５１に送る。

該ドライブ回路５１は、前記各相のパルス幅変調信号Ｍｕ、Ｍｖ、Ｍｗを受けて６個のゲート信号を発生させ、該ゲート信号をインバータ４０に送る。該インバータ４０は、前記パルス幅変調信号Ｍｕ、Ｍｖ、Ｍｗに基づいて、トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６をスイッチングして各相の電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを発生させ、該各相の電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを前記各ステータコイル１１〜１３に供給する。

このように、駆動モータ目標トルクＴＭ^* に基づいてトルク制御が行われ、駆動モータ３１が駆動されて電気自動車が走行させられる。

本実施の形態においては、駆動モータ３１として非対称突極モータが使用され、突極５７に発生させられる磁束密度分布の中心が、突極５７の開き角度の中心に対して角度δだけずれているときに、永久磁石２０を基準の位置に置き、突極５７を角度δだけずらした位置に置いた電圧方程式に基づいてｑ軸電流指令値ｉｑ^* 及びｑ軸電流指令値ｉｑ^* が算出され、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^* 及びｑ軸電圧指令値ｖｑ^* が算出されるので、駆動モータ３１として対称突極モータを使用した場合と電気的特性が同じになる。

したがって、前記電圧方程式に基づいてｄ軸電流ｉｄｐ及びｑ軸電流ｉｑｐの推定、ｄ軸電流ｉｄｐとｑ軸電流ｉｑｐとの非干渉化並びに逆起電圧の補償を行った場合、フィードバック制御において、追従性が低下したり、オーバシュートが発生したりすることがないので、過渡特性が低下するのを防止することができる。

なお、本発明は前記実施の形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨に基づいて種々変形させることが可能であり、それらを本発明の範囲から排除するものではない。

本発明の第１の実施の形態における電動駆動制御装置のブロック図である。 本発明の第１の実施の形態における電動駆動制御装置の概念図である。 本発明の第１の実施の形態における駆動モータの要部を示す図である。 本発明の第１の実施の形態における座標表記の概念図である。 本発明の第２の実施の形態における電動駆動制御装置のブロック図である。

符号の説明

２０ 永久磁石
３１ 駆動モータ
３３、３４ 電流センサ
４５ 駆動モータ制御装置
５７ 突極
６１ 三相二相変換部
７１、７２、１７１、１７２ 電流推定部
７８、７９ 電圧指令値算出部
８５、９０、ｄ１７、ｄ５８、ｄ６７、ｑ１７、ｑ６８ 加算器
ｄ１６、ｄ１８、ｄ５６、ｄ５７、ｄ６６、ｄ６８、ｑ１６、ｑ１８、ｑ５６、ｑ５７、ｑ６６、ｑ６７、 乗算器

Claims (15)

1. 突極の形状が非対称にされた電動機械と、該電動機械に供給される電流を検出する電流検出部と、該電流検出部による検出電流を軸電流に変換する相変換処理手段と、前記軸電流及び軸電流の電流指令値に基づいて、前記電動機械を駆動するための電圧指令値を発生させる電流制御処理手段とを有するとともに、該電流制御処理手段は、前記検出電流、及び前記突極の開き角度の中心に対する、突極に発生する磁束密度分布の中心のずれ角に対応させて前記電圧指令値を発生させることを特徴とする電動駆動制御装置。
2. 前記検出電流に基づいて所定の時間が経過した後の検出電流を推定する電流推定処理手段を有するとともに、前記電流制御処理手段は、推定された検出電流に基づいて前記電圧指令値を発生させる請求項１に記載の電動駆動制御装置。
3. 前記軸電流及び電流指令値は前記ずれ角だけずらした変換軸上で発生させられ、前記電流制御処理手段は、前記突極を基準の位置に置き、永久磁石を前記ずれ角だけずらした位置に置いた電圧方程式に従って前記電圧指令値を発生させる請求項１に記載の電動駆動制御装置。
4. 前記軸電流及び電流指令値は前記ずれ角だけずらした変換軸上で発生させられ、前記電流制御処理手段は、前記突極を基準の位置に置き、永久磁石を前記ずれ角だけずらした位置に置いた電圧方程式に従って前記電圧指令値を発生させる請求項２に記載の電動駆動制御装置。
5. 前記電流制御処理手段は、前記軸電流と電流指令値との電流偏差に基づいて電圧降下成分を算出する電圧降下成分算出処理手段、及び誘起電圧成分を算出する誘起電圧成分算出処理手段を備えるとともに、該誘起電圧成分算出処理手段は、各軸電流がコイルを流れることによって発生する電圧の成分に逆起電圧の成分を加算することによって誘起電圧成分を算出する請求項３に記載の電動駆動制御装置。
6. 前記電流制御処理手段は、前記軸電流と電流指令値との電流偏差に基づいて電圧降下成分を算出する電圧降下成分算出処理手段、及び誘起電圧成分を算出する誘起電圧成分算出処理手段を備えるとともに、該誘起電圧成分算出処理手段は、各軸電流がコイルを流れることによって発生する電圧の成分に逆起電圧の成分を加算することによって誘起電圧成分を算出する請求項４に記載の電動駆動制御装置。
7. 前記電流推定処理手段は、電圧降下成分、前記変換軸上の軸電流と抵抗値との積、及びインダクタンスの逆数に基づいて検出電流を推定する請求項６に記載の電動駆動制御装置。
8. 前記軸電流及び電流指令値は、永久磁石の開き角度の中心及び突極の開き角度の中心から成る軸上で発生させられ、前記電流制御処理手段は、前記永久磁石を基準の位置に置き、突極を前記ずれ角だけずらした位置に置いた電圧方程式に従って前記電圧指令値を発生させる請求項１に記載の電動駆動制御装置。
9. 前記軸電流及び電流指令値は、永久磁石の開き角度の中心及び突極の開き角度の中心から成る軸上で発生させられ、前記電流制御処理手段は、前記永久磁石を基準の位置に置き、突極を前記ずれ角だけずらした位置に置いた電圧方程式に従って前記電圧指令値を発生させる請求項２に記載の電動駆動制御装置。
10. 前記電流制御処理手段は、前記軸電流と電流指令値との電流偏差に基づいて電圧降下成分を算出する電圧降下成分算出処理手段、及び誘起電圧成分を算出する誘起電圧成分算出処理手段を備えるとともに、該誘起電圧成分算出処理手段は、各軸電流が互いに干渉するのを防止するための各成分を加算することによって誘起電圧成分を算出する請求項８に記載の電動駆動制御装置。
11. 前記電流制御処理手段は、前記軸電流と電流指令値との電流偏差に基づいて電圧降下成分を算出する電圧降下成分算出処理手段、及び誘起電圧成分を算出する誘起電圧成分算出処理手段を備えるとともに、該誘起電圧成分算出処理手段は、各軸電流が互いに干渉するのを防止するための各成分を加算することによって誘起電圧成分を算出する請求項９に記載の電動駆動制御装置。
12. 前記電流推定処理手段は、電圧降下成分、軸電流と抵抗値との積、及び前記ずれ角によって表されるインダクタンスの逆数に基づいて検出電流を推定する請求項１１に記載の電動駆動制御装置。
13. 突極の形状が非対称にされた電動機械と、該電動機械に供給される電流を検出する電流検出部と、該電流検出部による検出電流を軸電流に変換する相変換処理手段と、前記軸電流及び軸電流の電流指令値に基づいて、前記電動機械を駆動するための電圧指令値を発生させる電流制御処理手段とを有するとともに、該電流制御処理手段は、前記検出電流、及び電動機械のロータの磁極位置に基づいて、ロータにおける磁極対の方向にｄ軸を、該ｄ軸と直角の方向にｑ軸をそれぞれ採り、ｑ軸からリラクタンストルクが発生し始める電流位相までのずれ角に対応させて前記電圧指令値を発生させることを特徴とする電動駆動制御装置。
14. 突極の形状が非対称にされた電動機械に供給される電流を検出し、検出電流を軸電流に変換し、該軸電流及び軸電流の電流指令値に基づいて、前記電動機械を駆動するための電圧指令値を発生させるとともに、該電圧指令値は、前記検出電流、及び前記突極の開き角度の中心に対する、突極に発生する磁束密度分布の中心のずれ角に対応させて発生させられることを特徴とする電動駆動制御方法。
15. コンピュータを、電流検出部による検出電流を軸電流に変換する相変換処理手段、並びに前記軸電流及び軸電流の電流指令値に基づいて、突極の形状が非対称にされた電動機械を駆動するための電圧指令値を発生させる電流制御処理手段として機能させるとともに、該電流制御処理手段は、前記検出電流、及び前記突極の開き角度の中心に対する、突極に発生する磁束密度分布の中心のずれ角に対応させて前記電圧指令値を発生させることを特徴とするプログラム。

Images